JPS62261211A - フイルタ - Google Patents
フイルタInfo
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- JPS62261211A JPS62261211A JP61105623A JP10562386A JPS62261211A JP S62261211 A JPS62261211 A JP S62261211A JP 61105623 A JP61105623 A JP 61105623A JP 10562386 A JP10562386 A JP 10562386A JP S62261211 A JPS62261211 A JP S62261211A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 abstract description 12
- 238000003780 insertion Methods 0.000 abstract description 7
- 230000037431 insertion Effects 0.000 abstract description 7
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 4
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
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- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
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- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は高周波フィルタ、殊にその阻止域減衰特性を向
上せしめたフィルタに関する。
上せしめたフィルタに関する。
高周波帯フィルタの阻止域保証減衰量はできるだけ大き
い方が望ましいが、一般にフィルタの入出力端子間或は
内g i m間の浮遊容量を介して仏殿する直達波の友
めに阻止域保証減衰量は劣下する。
い方が望ましいが、一般にフィルタの入出力端子間或は
内g i m間の浮遊容量を介して仏殿する直達波の友
めに阻止域保証減衰量は劣下する。
従来、大きい保証減衰量を得るためには例えば第7図に
示す如く粗結合トランスlを王フィルタ2に並列に接続
し直達波とレベルが等しくかつ逆位相となる信号を前記
直達波と混合してこれを相殺する手法を用いるか、或は
所望減衰量を得るまでフィルタを多段縦属接続する方法
を用いていた。
示す如く粗結合トランスlを王フィルタ2に並列に接続
し直達波とレベルが等しくかつ逆位相となる信号を前記
直達波と混合してこれを相殺する手法を用いるか、或は
所望減衰量を得るまでフィルタを多段縦属接続する方法
を用いていた。
しかしながら上述した粗結合トランスは周波数が高くな
ると実現困難であるのみならず複雑大型かつ高価となる
欠点がある。
ると実現困難であるのみならず複雑大型かつ高価となる
欠点がある。
又、フィルタを多段接続する方法では大型高価であるば
かりでなく通過域の挿入損失の記第7図に示した従来の
粗結合トランス1に代えて1例えば振幅特性と位相特性
が独立に設計可能なIDT励振トランスバーサルフィル
タ、トランスバーサル表面弾性波フィルタ(以下トラン
スバーサルIDTフィルタト云う)或はマイクロストリ
ップラインを用い直達波のキャンセルを行うよう構成す
る。
かりでなく通過域の挿入損失の記第7図に示した従来の
粗結合トランス1に代えて1例えば振幅特性と位相特性
が独立に設計可能なIDT励振トランスバーサルフィル
タ、トランスバーサル表面弾性波フィルタ(以下トラン
スバーサルIDTフィルタト云う)或はマイクロストリ
ップラインを用い直達波のキャンセルを行うよう構成す
る。
〔実施例j
以下1本発明を図示した実施例に基づいて詳細に説明す
る。
る。
第1図は本発明の一実施例を示す構成図であり、この実
施例では王フィルタがSAWフィルタの場合を示す。
施例では王フィルタがSAWフィルタの場合を示す。
同図に於いて3は主たるフィルタ特性を与える王フィル
タ、4は前記王フィルタと並列接続した逆相信号供給用
副フィルタ(遅延線)であり、夫々水晶等の圧電基板5
,5上に。
タ、4は前記王フィルタと並列接続した逆相信号供給用
副フィルタ(遅延線)であり、夫々水晶等の圧電基板5
,5上に。
互いに交叉対向する2対のインタデジタルトランスジュ
ーサ(以下IDTと略記す)6゜7及び6’、7’を備
え念トランスバーサルSAWフィルタである。今、前記
SAWフィルタ3のIDT6.7の電極間隔等を適当に
決定して第3図(alに示すような位相及び振幅特性を
もったフィルりを作ったとする。
ーサ(以下IDTと略記す)6゜7及び6’、7’を備
え念トランスバーサルSAWフィルタである。今、前記
SAWフィルタ3のIDT6.7の電極間隔等を適当に
決定して第3図(alに示すような位相及び振幅特性を
もったフィルりを作ったとする。
即ち、このフィルタは通過域中心周波数をfoとし、こ
の中心周波数から両側に十P離れた周波数に於ける減衰
量がαdB以上であるように設計されたものであるが、
設計値が同図中点線で示した特性をもつべきところ。
の中心周波数から両側に十P離れた周波数に於ける減衰
量がαdB以上であるように設計されたものであるが、
設計値が同図中点線で示した特性をもつべきところ。
上述した直達波のために同図中実線にて示した如く中心
周波数foから離れるに従い設計値の減衰量が大巾に減
少し2例えば減衰量βdBレベルで飽和してしまい、そ
れ以上の減衰量を得られない。
周波数foから離れるに従い設計値の減衰量が大巾に減
少し2例えば減衰量βdBレベルで飽和してしまい、そ
れ以上の減衰量を得られない。
従って、この飽和レベル以上の減衰量を得んとする場合
前記飽和減衰量が所望減衰量以上となるまで多段縦属接
続していたが通過域の挿入損失が増大する欠点があった
こと上述の通りである。
前記飽和減衰量が所望減衰量以上となるまで多段縦属接
続していたが通過域の挿入損失が増大する欠点があった
こと上述の通りである。
そこで本発明では、前記王フィルタの特性改善のため第
2図(blに示す特性をもった副フィルタ(遅延線)を
並列に接続する。
2図(blに示す特性をもった副フィルタ(遅延線)を
並列に接続する。
この副フィルタの特性は前記主フィルタの特性に対応し
て決定するもので9例えば前記第2図(alの特性をも
つ主フィルタに対し、所望の減衰量を得るべき周波数に
於ける主フィタ ルタの振幅特性とほぼ同一の振幅特性をも9、かつその
点の主フィルタの位相特性が逆相即ちπ(ラジアン)の
奇数倍となるような副フィルタを例えば前記第1図に示
す如く主フィルりと並列に接続する。
て決定するもので9例えば前記第2図(alの特性をも
つ主フィルタに対し、所望の減衰量を得るべき周波数に
於ける主フィタ ルタの振幅特性とほぼ同一の振幅特性をも9、かつその
点の主フィルタの位相特性が逆相即ちπ(ラジアン)の
奇数倍となるような副フィルタを例えば前記第1図に示
す如く主フィルりと並列に接続する。
第2図(alに示した例では主フイルタ特性図の場合前
記側フィルタの振幅1位相特性を規定する周波数点をf
、とf+、としたもので、このときの副フィルタ特性は
早2図tb+に示すものとなる。
記側フィルタの振幅1位相特性を規定する周波数点をf
、とf+、としたもので、このときの副フィルタ特性は
早2図tb+に示すものとなる。
第2図(C)は両フィルタを第1図に示す如く並列接続
して構成した本発明に係かるフィルタの特性図であって
、同図から明らかな如く周波数f、とf+、に於いて減
衰極を生じ前記主、副フィルタ単体の特性より保証減衰
量特性が著しく改善されていることがわかる。
して構成した本発明に係かるフィルタの特性図であって
、同図から明らかな如く周波数f、とf+、に於いて減
衰極を生じ前記主、副フィルタ単体の特性より保証減衰
量特性が著しく改善されていることがわかる。
即ち9本発明は副フィルタを用いて主フィルタの減衰域
の所望の周波数において直葎波と同−振幅、逆位相の信
号を与えることにより該周波数の減衰量を高めるもので
、この発明によるフィルタの通過域挿入損失は主フィル
タのそれそのものであるから極めて低損失である。
の所望の周波数において直葎波と同−振幅、逆位相の信
号を与えることにより該周波数の減衰量を高めるもので
、この発明によるフィルタの通過域挿入損失は主フィル
タのそれそのものであるから極めて低損失である。
尚、SAWフィルタに於いて振幅特性はIDT対数及び
その交叉長を変化することによって又2位相特性は入出
力IDT間の距離を適当に選ぶことにより夫々任意に所
窺の特性を得ることができるので、主フィルタに応じた
前記所要の副フィルタは容易に実現できる。
その交叉長を変化することによって又2位相特性は入出
力IDT間の距離を適当に選ぶことにより夫々任意に所
窺の特性を得ることができるので、主フィルタに応じた
前記所要の副フィルタは容易に実現できる。
以上本発明の動作を理論的に説明し友が。
このことを実験によって確認し友のでその結果を示す。
実験は主フィルタとして縦結合2重モードSAWフィル
タを又副フィルタとしては第1図の場合と同様にトラ/
スパーサルSAWフィルタを用いて行っ友。
タを又副フィルタとしては第1図の場合と同様にトラ/
スパーサルSAWフィルタを用いて行っ友。
第3図にこの実験に用いた本発明に係がるフィルタの構
造を示す。
造を示す。
ここで主・副筒フィルタ8.9とも圧電基板には112
°Y伝搬Xカツトリチウムタンタレート(Li’[’a
Q3)を、!極材料にはアルミニウムを用い九。
°Y伝搬Xカツトリチウムタンタレート(Li’[’a
Q3)を、!極材料にはアルミニウムを用い九。
主フィルタは入出力If)T 10,10各50対(
CoS型アポダイズ)9反射器は400本IDT交叉幅
50波長、IDT周期10/1m。
CoS型アポダイズ)9反射器は400本IDT交叉幅
50波長、IDT周期10/1m。
を極膜厚0.25/1mとし、副フィルタは入出力ID
T対数10対、IDT交叉幅50波長。
T対数10対、IDT交叉幅50波長。
IDT周期1077m1t極膜厚0.25zjmとした
。
。
同、主フィルタの通過帯埴中心周波数f。
を324MHz、 減衰極を生ぜしめる周波数をほぼ
f±IBMI(z(即ち十P)とした。
f±IBMI(z(即ち十P)とした。
第4図(at (blはこの実験に使用し念王、副フィ
ルタの特性図であって両者を並列接続した結果同第4図
(c)に示す特性を得た。
ルタの特性図であって両者を並列接続した結果同第4図
(c)に示す特性を得た。
即ち、第4図(atに示す主フィルタの特性は中心周波
数fo 324MHzに於ける挿入損失1.5dB、f
o±18(MHz) の点の移相i 99130度、
この点に於ける挿入損先約43dBである。
数fo 324MHzに於ける挿入損失1.5dB、f
o±18(MHz) の点の移相i 99130度、
この点に於ける挿入損先約43dBである。
さて、上述した主フイルタ特性上のfo士18(MHz
) の点に減衰極を生せしめるに必要な副フィルタの
特性は第4図(blに示すようにfO±18 (MHz
)に於ける移相量約15度、又その点の挿入損失は約
43dBであるが。
) の点に減衰極を生せしめるに必要な副フィルタの
特性は第4図(blに示すようにfO±18 (MHz
)に於ける移相量約15度、又その点の挿入損失は約
43dBであるが。
一般に2つのフィルタを並列接続すると互いの入出カイ
/ビーダンスが他方に影春してしまい夫々単独の場合の
位相特性、振幅特性が若干変化するためと考えられる。
/ビーダンスが他方に影春してしまい夫々単独の場合の
位相特性、振幅特性が若干変化するためと考えられる。
従って第4図[blの副フィルタ特性上のf。
士18(MHz)に於ける移相量はぼ一15度と前記第
4図(atの王フィルタのそれとの差は145度となり
π(=180度)の奇数倍と若干異なるが、これら主副
フィルタを並列接続すると同図(clに示す叩くほぼf
o±18 (MHz )付近に於いて主・副フィルタ通
過成分が相殺され結果的に該部付近に減衰極を生じる。
4図(atの王フィルタのそれとの差は145度となり
π(=180度)の奇数倍と若干異なるが、これら主副
フィルタを並列接続すると同図(clに示す叩くほぼf
o±18 (MHz )付近に於いて主・副フィルタ通
過成分が相殺され結果的に該部付近に減衰極を生じる。
即ち、王フィルタと副フィルタとを並列接続した場合、
接続状態に於いて両者夫々のフィルタを通過した信号成
分のレベルが等しくかつ位相が逆、つまりπの奇数倍の
位相差となる周波数に於いて両者が相殺されて減衰極を
生ずるものであり、その結果、この減衰極近傍の減衰特
性が大幅に改善される。
接続状態に於いて両者夫々のフィルタを通過した信号成
分のレベルが等しくかつ位相が逆、つまりπの奇数倍の
位相差となる周波数に於いて両者が相殺されて減衰極を
生ずるものであり、その結果、この減衰極近傍の減衰特
性が大幅に改善される。
上述した実施例では主・副フィルタともトランスパーサ
ルSAWフィルタの場合を示し念が9本発明はこの例に
限らず他のフィルタ、例えば横結合多重モードSAWフ
ィルタ。
ルSAWフィルタの場合を示し念が9本発明はこの例に
限らず他のフィルタ、例えば横結合多重モードSAWフ
ィルタ。
縦結合!8@モードSAWフィルタ、モノリシック・ク
リスタル・フィルタ(MCF)等についても同様に応用
することができる。
リスタル・フィルタ(MCF)等についても同様に応用
することができる。
更に1本発明に於いて用いる副フィルタは例えばストリ
ップライン等による位相遅延2子であってもかまわない
。
ップライン等による位相遅延2子であってもかまわない
。
即ち、減衰極を生ぜしめるべき周波数域に於ける位相遅
延量が主フィルタのそれと(2n−1)πだけ相違しか
つ揖幅レベルがほぼ等しくなるよう遅延素子を選んで、
これを王フィルタと並列に接続すれば王フィルタの出力
端に於いては前記周波数域に減衰極が生ずる。
延量が主フィルタのそれと(2n−1)πだけ相違しか
つ揖幅レベルがほぼ等しくなるよう遅延素子を選んで、
これを王フィルタと並列に接続すれば王フィルタの出力
端に於いては前記周波数域に減衰極が生ずる。
又9以上の説明では主・副フィルりが別々につくられt
ものを使用した場合を例示したが王・副2つのフィルタ
を同一基板上に構成しても本発明に係かる効果は何ら変
わらないことはいうまでもない。
ものを使用した場合を例示したが王・副2つのフィルタ
を同一基板上に構成しても本発明に係かる効果は何ら変
わらないことはいうまでもない。
例えば第5図に示すように主フィルタ13をATカット
水晶素板14を用いたMCFとする場合はこれと同一基
板上に副フィルタ15としてインタデシタ/L/SAW
フィルタを一体に形成してもよく、これによれば部品。
水晶素板14を用いたMCFとする場合はこれと同一基
板上に副フィルタ15としてインタデシタ/L/SAW
フィルタを一体に形成してもよく、これによれば部品。
加工費を低減できる。
またこの実施例では主フィルタと副フィルタの中心周波
数fOを一致させる場合を説明したが、これらを異る値
に選んだ場合でも所望の周波数に於いて両者の振幅及び
位相関係が同振幅逆位相であれば効果に変わりはない。
数fOを一致させる場合を説明したが、これらを異る値
に選んだ場合でも所望の周波数に於いて両者の振幅及び
位相関係が同振幅逆位相であれば効果に変わりはない。
更に、第6図(al (blに示す如く、主副フィルタ
16.17と並列又は副フィルタに直列に或いはその地
回f IJアクタンス素子18を介挿して減衰極を生せ
しめる周波数を微調整することも可能である。
16.17と並列又は副フィルタに直列に或いはその地
回f IJアクタンス素子18を介挿して減衰極を生せ
しめる周波数を微調整することも可能である。
〔発明の効果、j
本発明は以上説明した通り主フィルタに並列に副フィル
タ或いは遅延素子を接続し減衰域の所望の位置に減衰極
を生ぜしめることによって減衰特性の改善を計るもので
あるから通過帯域の挿入損失の増加をともなうことなく
保証減衰量を犬きくしたフィルタを得るうえで著効があ
る。
タ或いは遅延素子を接続し減衰域の所望の位置に減衰極
を生ぜしめることによって減衰特性の改善を計るもので
あるから通過帯域の挿入損失の増加をともなうことなく
保証減衰量を犬きくしたフィルタを得るうえで著効があ
る。
殊に受信機等に用いるイメージ除去を目的とするフィル
タに於いては前記減衰極の位置を除去すべきイメージ周
波数近傍とすれば極めて大きな減衰量を得ることができ
る。
タに於いては前記減衰極の位置を除去すべきイメージ周
波数近傍とすれば極めて大きな減衰量を得ることができ
る。
第1図は本発明の一実施例を示す硝成図、第2図(at
(bl (c)はともに前記軍1因に於いて用いたフ
ィルタの特性図であって、(a)は王フィルタの、(b
)は副フィルタの、(C)は両者を並列接玩し友場合の
振幅及び位相特性を示す図、第3図は本発明の効果確認
実験に使用し九本発明に係かるフィルタの欄成図、第4
図(at (b) (clは前記8g3図に於いて用い
た王・副フィルタの特性図及び両者を接続した場合の総
合特性図、第5図は本発明の変形実施例を示すフィルタ
のm造図、第6図(al (b)は本発明の他の実施例
を示すフィルタのブロック図、第7図は従来の方法を示
すブロック図である。 3.8,14.16・・・・・・・・・主フィルタ。 4.9.15.17・・・・・・・・・副フィルタ。 5.5′・・・・・・・・・圧電基板。 6.6’、10及び7,7′・・・・・・・・・インタ
デジタルトランスジューサ、 11・・・・・・・・
・反射器。 特許出願人 東洋通信機株式会社 @4L 図 一一一一一→ll λ 第 7 口 手続補正書 昭和 61年 8月 7日
(bl (c)はともに前記軍1因に於いて用いたフ
ィルタの特性図であって、(a)は王フィルタの、(b
)は副フィルタの、(C)は両者を並列接玩し友場合の
振幅及び位相特性を示す図、第3図は本発明の効果確認
実験に使用し九本発明に係かるフィルタの欄成図、第4
図(at (b) (clは前記8g3図に於いて用い
た王・副フィルタの特性図及び両者を接続した場合の総
合特性図、第5図は本発明の変形実施例を示すフィルタ
のm造図、第6図(al (b)は本発明の他の実施例
を示すフィルタのブロック図、第7図は従来の方法を示
すブロック図である。 3.8,14.16・・・・・・・・・主フィルタ。 4.9.15.17・・・・・・・・・副フィルタ。 5.5′・・・・・・・・・圧電基板。 6.6’、10及び7,7′・・・・・・・・・インタ
デジタルトランスジューサ、 11・・・・・・・・
・反射器。 特許出願人 東洋通信機株式会社 @4L 図 一一一一一→ll λ 第 7 口 手続補正書 昭和 61年 8月 7日
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、主たるフィルタの減衰域内の所望周波数に於いて振
幅特性がほぼ等しくかつ位相が(2n−1)π(nは正
の整数)だけ異なる特性を有する遅延素子を前記王たる
フィルタに並列に接続することによって、前記所望周波
数に於ける直達波を相殺し該周波数における減衰量を増
大せしめたことを特徴とするフィルタ。 2、前記遅延素子がIDT励振トランスバーサルフィル
タであることを特徴とする特許請求の範囲1項記載のフ
ィルタ。 3、前記遅延素子がマイクロストリップラインであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲1項記載のフィルタ。 4、前記主たるフィルタがIDT共振器フィルタであり
かつ前記遅延素子がIDTトランスバーサルフィルタで
あって両者が共に同一圧電基板上に形成されたごとを特
徴とする特許請求の範囲1項又は2項記載のフィルタ。 5、前記王フィルタがMCFでありかつ前記遅延素子が
IDTトランスバーサルフィルタであって両者が共に同
一圧電基板上に形成されたものであることを特徴とする
特許請求の範囲1項又は2項記載のフィルタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61105623A JPS62261211A (ja) | 1986-05-08 | 1986-05-08 | フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61105623A JPS62261211A (ja) | 1986-05-08 | 1986-05-08 | フイルタ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62261211A true JPS62261211A (ja) | 1987-11-13 |
Family
ID=14412613
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61105623A Pending JPS62261211A (ja) | 1986-05-08 | 1986-05-08 | フイルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62261211A (ja) |
Cited By (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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EP1104952A1 (en) | 1999-05-14 | 2001-06-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Surface acoustic wave device |
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