JPS62261211A - フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は高周波フィルタ、殊にその阻止域減衰特性を向
上せしめたフィルタに関する。

〔従来技術〕

高周波帯フィルタの阻止域保証減衰量はできるだけ大き
い方が望ましいが、一般にフィルタの入出力端子間或は
内ｇ　ｉ　ｍ間の浮遊容量を介して仏殿する直達波の友
めに阻止域保証減衰量は劣下する。

従来、大きい保証減衰量を得るためには例えば第７図に
示す如く粗結合トランスｌを王フィルタ２に並列に接続
し直達波とレベルが等しくかつ逆位相となる信号を前記
直達波と混合してこれを相殺する手法を用いるか、或は
所望減衰量を得るまでフィルタを多段縦属接続する方法
を用いていた。

しかしながら上述した粗結合トランスは周波数が高くな
ると実現困難であるのみならず複雑大型かつ高価となる
欠点がある。

又、フィルタを多段接続する方法では大型高価であるば
かりでなく通過域の挿入損失の記第７図に示した従来の
粗結合トランス１に代えて１例えば振幅特性と位相特性
が独立に設計可能なＩＤＴ励振トランスバーサルフィル
タ、トランスバーサル表面弾性波フィルタ（以下トラン
スバーサルＩＤＴフィルタト云う）或はマイクロストリ
ップラインを用い直達波のキャンセルを行うよう構成す
る。

〔実施例ｊ 以下１本発明を図示した実施例に基づいて詳細に説明す
る。

第１図は本発明の一実施例を示す構成図であり、この実
施例では王フィルタがＳＡＷフィルタの場合を示す。

同図に於いて３は主たるフィルタ特性を与える王フィル
タ、４は前記王フィルタと並列接続した逆相信号供給用
副フィルタ（遅延線）であり、夫々水晶等の圧電基板５
，５上に。

互いに交叉対向する２対のインタデジタルトランスジュ
ーサ（以下ＩＤＴと略記す）６゜７及び６’、７’を備
え念トランスバーサルＳＡＷフィルタである。今、前記
ＳＡＷフィルタ３のＩＤＴ６．７の電極間隔等を適当に
決定して第３図（ａｌに示すような位相及び振幅特性を
もったフィルりを作ったとする。

即ち、このフィルタは通過域中心周波数をｆｏとし、こ
の中心周波数から両側に十Ｐ離れた周波数に於ける減衰
量がαｄＢ以上であるように設計されたものであるが、
設計値が同図中点線で示した特性をもつべきところ。

上述した直達波のために同図中実線にて示した如く中心
周波数ｆｏから離れるに従い設計値の減衰量が大巾に減
少し２例えば減衰量βｄＢレベルで飽和してしまい、そ
れ以上の減衰量を得られない。

従って、この飽和レベル以上の減衰量を得んとする場合
前記飽和減衰量が所望減衰量以上となるまで多段縦属接
続していたが通過域の挿入損失が増大する欠点があった
こと上述の通りである。

そこで本発明では、前記王フィルタの特性改善のため第
２図（ｂｌに示す特性をもった副フィルタ（遅延線）を
並列に接続する。

この副フィルタの特性は前記主フィルタの特性に対応し
て決定するもので９例えば前記第２図（ａｌの特性をも
つ主フィルタに対し、所望の減衰量を得るべき周波数に
於ける主フィタ ルタの振幅特性とほぼ同一の振幅特性をも９、かつその
点の主フィルタの位相特性が逆相即ちπ（ラジアン）の
奇数倍となるような副フィルタを例えば前記第１図に示
す如く主フィルりと並列に接続する。

第２図（ａｌに示した例では主フイルタ特性図の場合前
記側フィルタの振幅１位相特性を規定する周波数点をｆ
、とｆ＋、としたもので、このときの副フィルタ特性は
早２図ｔｂ＋に示すものとなる。

第２図（Ｃ）は両フィルタを第１図に示す如く並列接続
して構成した本発明に係かるフィルタの特性図であって
、同図から明らかな如く周波数ｆ、とｆ＋、に於いて減
衰極を生じ前記主、副フィルタ単体の特性より保証減衰
量特性が著しく改善されていることがわかる。

即ち９本発明は副フィルタを用いて主フィルタの減衰域
の所望の周波数において直葎波と同−振幅、逆位相の信
号を与えることにより該周波数の減衰量を高めるもので
、この発明によるフィルタの通過域挿入損失は主フィル
タのそれそのものであるから極めて低損失である。

尚、ＳＡＷフィルタに於いて振幅特性はＩＤＴ対数及び
その交叉長を変化することによって又２位相特性は入出
力ＩＤＴ間の距離を適当に選ぶことにより夫々任意に所
窺の特性を得ることができるので、主フィルタに応じた
前記所要の副フィルタは容易に実現できる。

以上本発明の動作を理論的に説明し友が。

このことを実験によって確認し友のでその結果を示す。

実験は主フィルタとして縦結合２重モードＳＡＷフィル
タを又副フィルタとしては第１図の場合と同様にトラ／
スパーサルＳＡＷフィルタを用いて行っ友。

第３図にこの実験に用いた本発明に係がるフィルタの構
造を示す。

ここで主・副筒フィルタ８．９とも圧電基板には１１２
°Ｙ伝搬Ｘカツトリチウムタンタレート（Ｌｉ’［’ａ
Ｑ３）を、！極材料にはアルミニウムを用い九。

主フィルタは入出力Ｉｆ）Ｔ　　１０，１０各５０対（
ＣｏＳ型アポダイズ）９反射器は４００本ＩＤＴ交叉幅
５０波長、ＩＤＴ周期１０／１ｍ。

を極膜厚０．２５／１ｍとし、副フィルタは入出力ＩＤ
Ｔ対数１０対、ＩＤＴ交叉幅５０波長。

ＩＤＴ周期１０７７ｍ１ｔ極膜厚０．２５ｚｊｍとした
。

同、主フィルタの通過帯埴中心周波数ｆ。

を３２４ＭＨｚ、　　減衰極を生ぜしめる周波数をほぼ
ｆ±ＩＢＭＩ（ｚ（即ち十Ｐ）とした。

第４図（ａｔ　（ｂｌはこの実験に使用し念王、副フィ
ルタの特性図であって両者を並列接続した結果同第４図
（ｃ）に示す特性を得た。

即ち、第４図（ａｔに示す主フィルタの特性は中心周波
数ｆｏ　３２４ＭＨｚに於ける挿入損失１．５ｄＢ、ｆ
ｏ±１８（ＭＨｚ）　　の点の移相ｉ　９９１３０度、
この点に於ける挿入損先約４３ｄＢである。

さて、上述した主フイルタ特性上のｆｏ士１８（ＭＨｚ
）　　の点に減衰極を生せしめるに必要な副フィルタの
特性は第４図（ｂｌに示すようにｆＯ±１８　（ＭＨｚ
　）に於ける移相量約１５度、又その点の挿入損失は約
４３ｄＢであるが。

一般に２つのフィルタを並列接続すると互いの入出カイ
／ビーダンスが他方に影春してしまい夫々単独の場合の
位相特性、振幅特性が若干変化するためと考えられる。

従って第４図［ｂｌの副フィルタ特性上のｆ。

士１８（ＭＨｚ）に於ける移相量はぼ一１５度と前記第
４図（ａｔの王フィルタのそれとの差は１４５度となり
π（＝１８０度）の奇数倍と若干異なるが、これら主副
フィルタを並列接続すると同図（ｃｌに示す叩くほぼｆ
ｏ±１８　（ＭＨｚ　）付近に於いて主・副フィルタ通
過成分が相殺され結果的に該部付近に減衰極を生じる。

即ち、王フィルタと副フィルタとを並列接続した場合、
接続状態に於いて両者夫々のフィルタを通過した信号成
分のレベルが等しくかつ位相が逆、つまりπの奇数倍の
位相差となる周波数に於いて両者が相殺されて減衰極を
生ずるものであり、その結果、この減衰極近傍の減衰特
性が大幅に改善される。

上述した実施例では主・副フィルタともトランスパーサ
ルＳＡＷフィルタの場合を示し念が９本発明はこの例に
限らず他のフィルタ、例えば横結合多重モードＳＡＷフ
ィルタ。

縦結合！８＠モードＳＡＷフィルタ、モノリシック・ク
リスタル・フィルタ（ＭＣＦ）等についても同様に応用
することができる。

更に１本発明に於いて用いる副フィルタは例えばストリ
ップライン等による位相遅延２子であってもかまわない
。

即ち、減衰極を生ぜしめるべき周波数域に於ける位相遅
延量が主フィルタのそれと（２ｎ−１）πだけ相違しか
つ揖幅レベルがほぼ等しくなるよう遅延素子を選んで、
これを王フィルタと並列に接続すれば王フィルタの出力
端に於いては前記周波数域に減衰極が生ずる。

又９以上の説明では主・副フィルりが別々につくられｔ
ものを使用した場合を例示したが王・副２つのフィルタ
を同一基板上に構成しても本発明に係かる効果は何ら変
わらないことはいうまでもない。

例えば第５図に示すように主フィルタ１３をＡＴカット
水晶素板１４を用いたＭＣＦとする場合はこれと同一基
板上に副フィルタ１５としてインタデシタ／Ｌ／ＳＡＷ
フィルタを一体に形成してもよく、これによれば部品。

加工費を低減できる。

またこの実施例では主フィルタと副フィルタの中心周波
数ｆＯを一致させる場合を説明したが、これらを異る値
に選んだ場合でも所望の周波数に於いて両者の振幅及び
位相関係が同振幅逆位相であれば効果に変わりはない。

更に、第６図（ａｌ　（ｂｌに示す如く、主副フィルタ
１６．１７と並列又は副フィルタに直列に或いはその地
回ｆ　ＩＪアクタンス素子１８を介挿して減衰極を生せ
しめる周波数を微調整することも可能である。

〔発明の効果、ｊ 本発明は以上説明した通り主フィルタに並列に副フィル
タ或いは遅延素子を接続し減衰域の所望の位置に減衰極
を生ぜしめることによって減衰特性の改善を計るもので
あるから通過帯域の挿入損失の増加をともなうことなく
保証減衰量を犬きくしたフィルタを得るうえで著効があ
る。

殊に受信機等に用いるイメージ除去を目的とするフィル
タに於いては前記減衰極の位置を除去すべきイメージ周
波数近傍とすれば極めて大きな減衰量を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す硝成図、第２図（ａｔ
　（ｂｌ　（ｃ）はともに前記軍１因に於いて用いたフ
ィルタの特性図であって、（ａ）は王フィルタの、（ｂ
）は副フィルタの、（Ｃ）は両者を並列接玩し友場合の
振幅及び位相特性を示す図、第３図は本発明の効果確認
実験に使用し九本発明に係かるフィルタの欄成図、第４
図（ａｔ　（ｂ）　（ｃｌは前記８ｇ３図に於いて用い
た王・副フィルタの特性図及び両者を接続した場合の総
合特性図、第５図は本発明の変形実施例を示すフィルタ
のｍ造図、第６図（ａｌ　（ｂ）は本発明の他の実施例
を示すフィルタのブロック図、第７図は従来の方法を示
すブロック図である。 ３．８，１４．１６・・・・・・・・・主フィルタ。 ４．９．１５．１７・・・・・・・・・副フィルタ。 ５．５′・・・・・・・・・圧電基板。 ６．６’、１０及び７，７′・・・・・・・・・インタ
デジタルトランスジューサ、　　１１・・・・・・・・
・反射器。 特許出願人　　東洋通信機株式会社 ＠４Ｌ　　図 一一一一一→ｌｌ λ 第　　７　　　口 手続補正書 昭和　６１年　８月　　７日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、主たるフィルタの減衰域内の所望周波数に於いて振
   幅特性がほぼ等しくかつ位相が（２ｎ−１）π（ｎは正
   の整数）だけ異なる特性を有する遅延素子を前記王たる
   フィルタに並列に接続することによって、前記所望周波
   数に於ける直達波を相殺し該周波数における減衰量を増
   大せしめたことを特徴とするフィルタ。 ２、前記遅延素子がＩＤＴ励振トランスバーサルフィル
   タであることを特徴とする特許請求の範囲１項記載のフ
   ィルタ。 ３、前記遅延素子がマイクロストリップラインであるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲１項記載のフィルタ。 ４、前記主たるフィルタがＩＤＴ共振器フィルタであり
   かつ前記遅延素子がＩＤＴトランスバーサルフィルタで
   あって両者が共に同一圧電基板上に形成されたごとを特
   徴とする特許請求の範囲１項又は２項記載のフィルタ。 ５、前記王フィルタがＭＣＦでありかつ前記遅延素子が
   ＩＤＴトランスバーサルフィルタであって両者が共に同
   一圧電基板上に形成されたものであることを特徴とする
   特許請求の範囲１項又は２項記載のフィルタ。