JPS6225896A - Driving apparatus for stepping motor - Google Patents
Driving apparatus for stepping motorInfo
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はステッピングモータの駆動装置に関し、さらに
評言すれば、積分回路等の飽和波形発生手段からの電圧
と通電中のステッピングモータのコイルの電流に対応し
た電圧との差を検出して、次のステップに駆動をするよ
うにしたステッピングモータの駆動装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to a stepping motor driving device, and more specifically, the present invention relates to a stepping motor driving device, and more specifically, the present invention relates to a stepping motor driving device, and more specifically, it is a stepper motor driving device that uses a voltage from a saturated waveform generating means such as an integrating circuit and a current in a coil of a stepping motor while it is energized. The present invention relates to a stepping motor driving device that detects a difference between a voltage corresponding to a voltage and drives the stepping motor to the next step.
ステッピングモータの駆動装置としては、オープン制御
タイプのものと、クローズド制御タイプのものとがある
。前者はモータを回転させるためのパルス信号を、該モ
ータに入力するのみでモータが入力されたパルス信号の
数だけ回転したか否かを判別しないものであり、また後
者は入力されたパルス信号によって回転するモータの回
転状態を検出し、この検出出力をフィードバックして正
確なる回転数を得るものである。 そして本発明は前記
クローズド制御タイプのものであるが、このタイプのフ
ィードバック方法として、例えば、モータ巻線内に誘導
される逆起電力をリカバーし、この逆起電力をフィード
バックする方法がある。There are two types of stepping motor drive devices: open control type and closed control type. The former only inputs pulse signals to the motor to rotate the motor, but does not determine whether the motor has rotated by the number of input pulse signals, and the latter does not determine whether the motor has rotated by the number of input pulse signals. It detects the rotational state of a rotating motor and feeds back the detection output to obtain an accurate rotational speed. The present invention is of the closed control type, and as a feedback method of this type, for example, there is a method of recovering the back electromotive force induced in the motor windings and feeding back this back electromotive force.
ところで、前記したモータ巻線内に誘導される逆起電力
をフィードバックする方法としては、モータの励磁され
ていない巻線に発生する電圧を検出するものであるから
、任意の巻線を励磁状態から非励磁状態に切り換えた時
(ステッピングモータのドライバーをオンからオフへ切
り換えた時)、ドライバーのコレクタにはスパイク電圧
が作用する。そのために、逆起電力を検出する演算増幅
器としては高入力耐圧のものが必要になる。また、前記
スパイク電圧を吸収するためにダイオードを接続する方
法が考えられるが、この場合スパイク電圧の吸収を過度
に行うとドライバをオフにした時電流の切れが悪くなり
、モータのドライブに悪影響を及ぼすという欠点が存し
た。By the way, the method of feeding back the back electromotive force induced in the motor windings described above is to detect the voltage generated in the non-excited windings of the motor, so it is necessary to remove any winding from the energized state. When switching to the de-energized state (when switching the stepper motor driver from on to off), a spike voltage acts on the driver's collector. Therefore, the operational amplifier for detecting the back electromotive force needs to have a high input withstand voltage. Another possibility is to connect a diode to absorb the spike voltage, but in this case, if the spike voltage is absorbed too much, the current will not cut off when the driver is turned off, which will have a negative effect on the motor drive. There was a drawback that it affected
本発明は前述の欠点を是正せんとするもので、ステッピ
ングモータにおける通電中の励磁相の電流波形の特徴に
着目し、この電流波形から励磁相の起電力を得て、回転
子の位置検出を行い入力信号に対する確実なる回転数を
得ることができるステッピングモータの駆動装置を提供
することを目的とする。The present invention aims to correct the above-mentioned drawbacks, and focuses on the characteristics of the current waveform of the excitation phase during energization in a stepping motor, and obtains the electromotive force of the excitation phase from this current waveform to detect the position of the rotor. An object of the present invention is to provide a stepping motor driving device that can obtain a reliable rotational speed in response to an input signal.
本発明は、通電中の励磁相の電流に対応した電圧を順次
検出し、この検出電圧とステッピングモータ駆動電源よ
り第1図(C)に示す如く抵抗RとコンデンサCからな
る積分回路の端子電圧との差を検出して、該差の電圧(
起電力EMF)が所定レベルに達したときステッピング
モータを1ステツプ駆動することを特徴とする。The present invention sequentially detects voltages corresponding to the currents in the excitation phase during energization, and uses the detected voltages and the stepping motor drive power source to generate a terminal voltage of an integrating circuit consisting of a resistor R and a capacitor C, as shown in FIG. 1(C). Detect the difference between the voltage (
It is characterized in that the stepping motor is driven one step when the electromotive force (EMF) reaches a predetermined level.
つぎに本発明の原理について説明する。Next, the principle of the present invention will be explained.
ステッピングモータが回転している場合に励磁相コイル
に流れる電流波形は第1図(a)に示す如き波形であり
、ステッピングモータのロータ軸を固定した場合に励磁
相コイルに流れる電流波形は第1図(b)に示す如(で
ある。上記第1図(a)の波形は起電力EMFが重畳さ
れている。When the stepping motor is rotating, the waveform of the current flowing through the excitation phase coil is as shown in Figure 1(a), and when the rotor shaft of the stepping motor is fixed, the waveform of the current flowing through the excitation phase coil is the first waveform. The waveform shown in FIG. 1(a) is as shown in FIG. 1(b).The electromotive force EMF is superimposed on the waveform of FIG. 1(a).
第1図(d)に示すのは、ステッピングモータ駆動電源
にて、充電した時における上記積分回路の端子電圧波形
であり、第1図(b)に示す電流波形に一致させること
ができる。すなわち、積分回路のコンデンサCと抵抗R
とを調整してステッピングモータの時定数に一致させる
ことができるので、第1図fb)に代って第1図fd)
で代替することができる。FIG. 1(d) shows the terminal voltage waveform of the integrating circuit when it is charged with the stepping motor drive power supply, and can be made to match the current waveform shown in FIG. 1(b). In other words, the capacitor C and resistor R of the integrating circuit
can be adjusted to match the time constant of the stepping motor, so instead of fb) in Fig. 1 fd)
It can be replaced with.
一方策1図(blに示す電流波形と第1図(a)の電流
波形との差は第1図telに示す如くになり、すなわち
、これが起電力EMFであって、この波形は回転子の位
置を示している。すなわち、90度間隔に配置された4
つのコイルに対し第1図(e)における波形の最大値は
回転子が90度回転した位置にあることを示す。On the other hand, the difference between the current waveform shown in Figure 1 (bl) and the current waveform in Figure 1 (a) is as shown in Figure 1 tel, that is, this is the electromotive force EMF, and this waveform is of the rotor. 4 positions spaced 90 degrees apart.
The maximum value of the waveform in FIG. 1(e) for one coil indicates that the rotor is at a position rotated by 90 degrees.
そこで本発明は、第1図(elの波形に示す電圧を所定
スレショールドレベルと比較し、その比較出力により回
転子の進み角を検出すると共に次のステップへ駆動させ
るというように、1ステツプ毎に回転子の位置を検出し
ながら確実な回転数を得、かつ、スレショールドレベル
を可変することによりステッピングモータの回転速度を
制御せんとするものである。Therefore, the present invention provides a one-step process in which the voltage shown in the waveform of el in FIG. The purpose is to obtain a reliable rotational speed while detecting the position of the rotor at each step, and to control the rotational speed of the stepping motor by varying the threshold level.
以下、本発明を実施例により説明する。 The present invention will be explained below using examples.
第2図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。本発明の一実施例においては4相ステツピングモー
タを2相励磁で駆動する場合を例に説明する。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention. In one embodiment of the present invention, a case where a four-phase stepping motor is driven by two-phase excitation will be described as an example.
図において、φ重〜φ4はステッピングモータのl相〜
4相のコイル、7r、〜Tr、はステッピングモータの
1相〜4相の駆動用トランジスタ、R,−R4は前記1
相〜4相の各コイルに流れる電流を検出し、これに対応
する電圧を検出する電圧測定用抵抗にして、前記コイル
φ、〜φ4の抵抗値に対して充分小さい値とする。OP
、〜OP4は前記電圧測定用抵抗R3〜R4に発生した
電圧を増幅する非反転増幅器、Rs ”−Raは非反転
増幅器OP、〜OP aの入力抵抗、R1〜R,□は非
反転増幅器OP、〜op、の測定用抵抗、Rl 3〜R
いは非反転増幅器op、〜op、のオフセット調整用入
力抵抗、R1?〜R2゜は非反転増幅器0PI−OP4
のオフセット調整用抵抗にして、これらの抵抗R11〜
R7゜は非反転増幅器op、〜OP4の出力(a)〜(
dlに出力されるオフセットを調整するために接続した
ものであって出力オフセットが小さい場合は不要である
。Rf、〜Rf4は非反転増幅器OP、〜OP 4のゲ
イン調整用帰還抵抗である。In the figure, φ heavy ~ φ4 is the l phase of the stepping motor ~
4-phase coils, 7r and Tr are transistors for driving 1-phase to 4-phase stepping motors, R and -R4 are
A voltage measuring resistor is used to detect the current flowing through each of the coils of phases to 4 phases, and to detect the corresponding voltage, and is set to a value sufficiently smaller than the resistance values of the coils φ and φ4. OP
, ~OP4 is a non-inverting amplifier that amplifies the voltage generated in the voltage measuring resistors R3-R4, Rs''-Ra is a non-inverting amplifier OP, ~OPa's input resistance, R1-R, □ is a non-inverting amplifier OP , ~op, measuring resistance, Rl 3~R
Or is the input resistance for offset adjustment of the non-inverting amplifier op, ~op, R1? ~R2° is non-inverting amplifier 0PI-OP4
These resistors R11~
R7° is the output (a) ~(
This is connected to adjust the offset output to dl, and is unnecessary if the output offset is small. Rf and ~Rf4 are feedback resistors for gain adjustment of the non-inverting amplifiers OP and ~OP4.
SLは前記非反転増幅器op、〜OP 4の出力(al
〜+diが接続されると共に選択信号印加端子A。SL is the output (al
~+di is connected to selection signal application terminal A.
B、Cに印加された選択信号によって非反転増幅器op
、〜OP 4の出力電圧を選択するアナログデータセレ
クタである。A non-inverting amplifier op is selected by the selection signal applied to B and C.
, ~OP is an analog data selector that selects the output voltage of 4.
一方、R,Cは積分回路を構成する抵抗とコンデンサに
して、抵抗Rを可変することにより時定数を変化させ、
ステンピングモータの時定数に合わせる。なお、前記積
分回路に変えてウェーブフオームジェネレータ等を利用
することができ、要は飽和波形が発生できれば良い。T
rsは後述するマイクロコンピータMCよりのトリガー
(1でオンして、前記積分回路のコンデンサCの電荷を
放電するトランジスタ、Roは積分回路の出力分圧用抵
抗器、op、は積分回路よりの出力とアナログデータセ
レクタSLからの出力とを比較して−その差を検出する
演算増幅器からなる差動増幅器−R2□は差動増幅器○
P、の入力抵抗、R2,〜R24は分圧抵抗、R2Sは
差動増幅器OP、の帰還抵抗である。On the other hand, R and C are the resistors and capacitors that make up the integrating circuit, and the time constant is changed by varying the resistor R.
Match the time constant of the stamping motor. Note that a waveform generator or the like may be used instead of the above-mentioned integrating circuit, and it is sufficient if a saturated waveform can be generated. T
rs is a trigger from the microcomputer MC (described later) (a transistor that is turned on at 1 to discharge the charge of the capacitor C of the integrating circuit, Ro is a resistor for dividing the output voltage of the integrating circuit, and op is the output from the integrating circuit. A differential amplifier consisting of an operational amplifier that compares the output from the analog data selector SL and detects the difference - R2□ is a differential amplifier ○
P, the input resistance, R2, to R24 are the voltage dividing resistances, and R2S is the feedback resistance of the differential amplifier OP.
MCはワンチップマイクロコンピュータでアリ、本質的
に中央演算装置、ROM、RAM、入出力ポートを備え
ており、ROMには予めプログラムが記憶させてあり、
入力ポートを介して少なくともステンピングモータの回
転方向信号diおよび停止までのステップ数信号siの
外かに、コンパレータOP &の出力C0が入力されて
いる。そして、該マイクロコンピュータMCは入力ポー
トから供給された信号にもとづいて、ROMに記憶させ
たプログラムにしたがった処理、演算、比較を行なって
、その結果にしたがって出力ポートを介して端子PIs
P!から相励磁データを、端子P1〜P、からアナログ
セレクタSLの選択データを、端子P4からトランジス
タTr5のオン・オフを制御するトリガ信号を、端子P
、〜P、からデジタル−アナログ変換器DACのデジタ
ルスレショールドレベルデータを夫々出力する。MC is a one-chip microcomputer, essentially equipped with a central processing unit, ROM, RAM, and input/output ports, and programs are stored in the ROM in advance.
The output C0 of the comparator OP& is inputted to at least the rotational direction signal di and the step number signal si until stopping of the stamping motor through the input port. Based on the signal supplied from the input port, the microcomputer MC performs processing, calculation, and comparison according to the program stored in the ROM, and outputs the signal to the terminal PIs via the output port according to the results.
P! Terminal P1 receives phase excitation data from terminals P1 to P, selection data for analog selector SL is sent from terminals P1 to P4, and a trigger signal for controlling the on/off of transistor Tr5 is sent from terminal P4.
, ~P, respectively output digital threshold level data of the digital-to-analog converter DAC.
DACは前記マイクロコンピュータMCよりのデジタル
スレッショールドレベルデータが入力される端子C2〜
C4を有するデジタル−アナログ変換器、OP bはデ
ジタ2レーアナログ変換器DAdから出力されたスレシ
ョールドレベル電圧と、差動増幅器OPSの出力とを比
較するコンパレータである。The DAC has terminals C2 through which digital threshold level data from the microcomputer MC is input.
The digital-to-analog converter C4, OP b, is a comparator that compares the threshold level voltage output from the digital-to-analog converter DAd with the output of the differential amplifier OPS.
Rz b ハ前記コンパレータOP6がオープンコレク
タであるために接続されたプルアンプ抵抗、B3.B2
は前記マイクロコンピュータMCの出力に接続されたバ
ーク、Ir 、Itは同じくマイクロコンピュータM
Cの出力に接続されたインバータ、Vmはステンピング
モータ駆動電源である。Rz b c) A pull amplifier resistor connected because the comparator OP6 is an open collector; B3. B2
is a bark connected to the output of the microcomputer MC, Ir, It is also connected to the output of the microcomputer MC.
An inverter connected to the output of C and Vm are a stamping motor drive power source.
なお、前記バークB+ 、BzおよびインバータI、
、I、はマイクロコンピュータMCの出力ポートを減ら
すために設けたものであり、Phase出力は各別マイ
クロコンピュータMCに設けても良い。Note that the bark B+, Bz and the inverter I,
, I are provided to reduce the number of output ports of the microcomputer MC, and the Phase output may be provided in each separate microcomputer MC.
次に、前記したブロック図の動作をマイクロコンピュー
タMCのROMに記憶させであるプログラムに従って説
明する。Next, the operation of the block diagram described above will be explained according to a program stored in the ROM of the microcomputer MC.
プログラムを開始させて、まず停止ま、でに到るステッ
プ数信号siを入力しくステップ100)、ついで回転
方向信号diを入力する(ステップ101)。これらの
信号si、diはデジタル形態で与えられることは勿論
であり、RAMの所定エリアに記憶される。The program is started, and first, a signal si for the number of steps taken up to a stop is input (step 100), and then a rotation direction signal di is input (step 101). These signals si and di are of course given in digital form and are stored in a predetermined area of the RAM.
ステップ101に続いてスタートの1相にのみ対応する
出力、例えばコイルφ3を最初の励磁相とすれば、端子
P1を低電位とする出力を発生する(ステップ102)
。ステップ102に続いて励磁相および選択信号を出力
する。すなわち端子P、〜P、から出力を発生する(ス
テップ103)。端子P、−P、からの出力によりコイ
ルφ1〜φ4の2相が励磁され、非反転演算増幅器OP
1〜OP4の内の1つの出力が選択されることになる。Following step 101, an output corresponding to only one start phase, for example, if coil φ3 is the first excitation phase, an output is generated that makes terminal P1 a low potential (step 102).
. Following step 102, the excitation phase and selection signal are output. That is, output is generated from terminals P, .about.P (step 103). Two phases of coils φ1 to φ4 are excited by the output from terminals P and -P, and the non-inverting operational amplifier OP
One output from 1 to OP4 will be selected.
いま仮にステンピングモータを時計方向に回転駆動する
ときは端子P3には低電位出力が出力され、また反時計
方向に回転駆動するときは端子P3には高電位出力が出
力される。If the stamping motor is rotated clockwise, a low potential output is output to the terminal P3, and when the stamping motor is rotated counterclockwise, a high potential output is output to the terminal P3.
いまステッピングモータを駆動中の時刻t、〜t4にお
けるマイクロコンピュータMCの端子P2〜P3の出力
は第1表、第2表に示す如くになる。The outputs of the terminals P2 to P3 of the microcomputer MC at times t to t4 when the stepping motor is currently being driven are as shown in Tables 1 and 2.
第1表 正回転プロセッサ出力 1
第2表 逆回転プロセッサ出力 2
第1表は時計方向回転の場合の例を各相コイルφ1〜φ
4の励磁状態をも含めて示しており、第2表は反時計方
向回転の場合の例を各相コイルφ、〜φ4の励磁状態を
も含めて示している。なお、(tx t+)p
(ts tz) 、(t4 t3)、(t+
ta) 、・・・、の各期間は後述するスレショ
ールドレベルデータにより定まる。また端子P、〜P3
の出力によりアナログデータセレクタSLは、第3表に
示す如くに非反転増幅器OP。Table 1: Forward rotation processor output 1 Table 2: Reverse rotation processor output 2 Table 1 shows examples of clockwise rotation for each phase coil φ1 to φ
Table 2 shows an example of counterclockwise rotation including the excitation states of each phase coil φ, to φ4. In addition, (tx t+)p
(ts tz) , (t4 t3), (t+
Each period of ta), . . . is determined by threshold level data, which will be described later. Also, terminals P, ~P3
The analog data selector SL outputs a non-inverting amplifier OP as shown in Table 3.
、・・・またはOP aの出力が選択のうえ出力される
。, . . . or the output of OP a is selectively output.
第3表 データセレクタ結線
第3表において上欄は時計方向回転駆動の場合を、下欄
は反時計方向回転駆動の場合を示しており、選択される
非反転増幅器op、、・・・またはO20の出力は励磁
相の1つである。Table 3 Data Selector Connection In Table 3, the upper column shows the case of clockwise rotation drive, and the lower column shows the case of counterclockwise rotation drive, and the selected non-inverting amplifier op,... or O20 The output of is one of the excitation phases.
ステップ102〜103の各相コイルφ、〜φ4の励磁
状態を示せば第3図+a)〜(d)に示す如き状態であ
る。またステップ103によりセレクトされたアナログ
データセレクタSLの出力は第3図+e)に示す如くで
ある。なお、時刻t、〜t4は第1表に対応しており、
t2が起動時点を示しており第3相のコイルφ3がステ
ップ102においてスタート時の決められた1組である
ことを示している。The excitation states of the phase coils φ and φ4 in steps 102 and 103 are as shown in FIGS. 3(a) to 3(d). Further, the output of the analog data selector SL selected in step 103 is as shown in FIG. 3+e). Note that times t and ~t4 correspond to Table 1,
t2 indicates the starting point, indicating that the third phase coil φ3 is one set determined at the starting time in step 102.
そして、端子P、が低電位になると、インバータ■、を
介してトランジスタTr3のベースに電流が流れ、該ト
ランジスタ’l’r3はオンする。これにより、コイル
φ3に通電が行われ電圧測定用抵抗R3の両端に電圧が
発生する。この電圧を非反転増幅器OP 3で増幅し、
アナログデータセレクタSLに入力する。また、マイク
ロコンピュータMCのセレクト端子PI−P3の何れか
より選択信号が入力されるので、アナログデータセレク
タSLからは選択信号によって選択された信号、すなわ
ち、非反転増幅器op3よりの電圧が出力される。Then, when the terminal P becomes a low potential, a current flows to the base of the transistor Tr3 via the inverter 2, and the transistor 'l'r3 is turned on. As a result, the coil φ3 is energized and a voltage is generated across the voltage measuring resistor R3. This voltage is amplified by a non-inverting amplifier OP3,
Input to analog data selector SL. Also, since a selection signal is input from any of the selection terminals PI-P3 of the microcomputer MC, the analog data selector SL outputs the signal selected by the selection signal, that is, the voltage from the non-inverting amplifier op3. .
一方、マイクロコンピュータMCよりトリガー信号が出
力されてトランジスタ7’r5がオン状態となり、積分
回路のコンデンサCに充電されていた電荷は瞬時に放電
され、前記トランジスタTr、のオフと同時にコンデン
サCに充電が開始される。この充電電圧は可変抵抗R0
を介して差動増幅器OP sの一端に印加される。また
、差動増幅器OP、の他端にはアナログデータセレクタ
SLからの出力が印加されているので、該差動増幅器O
P5の出力からは、アナログデータセレクタSLからの
アナログ信号第3図(e)から可変抵抗R0からの出力
(幻を減算したものが送出される。すなわち、この出力
が第3図(h)に示す。この出力は第1図(e)に示し
た波形が連続して続いたものであり、この波形(起電力
EMF)がわかれば前記した発明の詳細な説明した如く
ロータの位置を知ることができる。。On the other hand, a trigger signal is output from the microcomputer MC, turning on the transistor 7'r5, and the electric charge charged in the capacitor C of the integrating circuit is instantly discharged, and the capacitor C is charged at the same time as the transistor Tr is turned off. is started. This charging voltage is determined by variable resistor R0
is applied to one end of the differential amplifier OP s via. Furthermore, since the output from the analog data selector SL is applied to the other end of the differential amplifier OP, the differential amplifier OP
From the output of P5, the analog signal from the analog data selector SL (Fig. 3(e)) minus the output from the variable resistor R0 (illustration subtracted) is sent. In other words, this output is shown in Fig. 3(h). This output is a continuation of the waveform shown in Fig. 1(e), and if this waveform (electromotive force EMF) is known, the position of the rotor can be known as described in the detailed explanation of the invention above. Can be done.
ステップ103に続いてスレショールドレベルデータが
端子P5〜P6から出力される(ステップ104)。こ
の出力はデジタル−アナログ変換器DACにおいてアナ
ログ変換され、このアナログ変換された電圧はコンパレ
ータOP bに印加される。そこでコンパレータOP
bにおいて、差動増幅器OPSの出力がデジタル−アナ
ログ変換器DACよりの出力でスレショールドされ、そ
のスレショールドされた出力がコンパレータOP、から
第3図(11に示す如<Coとして出力される(ステッ
プ106)。このコンパレータOP6よりの出力Coの
値は、回転子の進み角である回転子位置を示す。Following step 103, threshold level data is output from terminals P5 and P6 (step 104). This output is analog-converted in a digital-to-analog converter DAC, and this analog-converted voltage is applied to a comparator OP b. So comparator OP
At b, the output of the differential amplifier OPS is thresholded by the output from the digital-to-analog converter DAC, and the thresholded output is output from the comparator OP as <Co as shown in FIG. 3 (11). (Step 106).The value of the output Co from the comparator OP6 indicates the rotor position, which is the advance angle of the rotor.
そして、この出力COはマイクロコンピュータMCの端
子P、に入力され、該マイクロコンピュータMCの端子
P2からローレベルの出力が送出され、インバータ1.
で反転された後にトランジスタTraのベースに供給さ
れ、該トランジスタTr、はオン状態となる。これによ
り、ステ・ノピングモータのコイルφ4に通電され回転
子は次のステップに進むことになるが、ここでコイルφ
4に流れる電流は電圧測定用抵抗R4にて検出され非反
転増幅器OP aで増幅され、アナログデータセレクタ
SLを介して出力される。一方、マイクロコンピュータ
MCの端子P4からトリガー信号が出力され(ステップ
107)、前記したと同様に積分回路のコンデンサCの
充電電圧が可変抵抗R0を介して出力され、この出力か
ら前記アナログデータセレクタSLよりの出力が差動増
幅器OP5で減算される。Then, this output CO is input to the terminal P of the microcomputer MC, and a low level output is sent from the terminal P2 of the microcomputer MC, and the inverter 1.
After being inverted at , it is supplied to the base of the transistor Tra, and the transistor Tr is turned on. As a result, the coil φ4 of the steering/knoping motor is energized and the rotor proceeds to the next step, but here the coil φ
4 is detected by a voltage measuring resistor R4, amplified by a non-inverting amplifier OPa, and outputted via an analog data selector SL. On the other hand, a trigger signal is output from the terminal P4 of the microcomputer MC (step 107), and similarly to the above, the charging voltage of the capacitor C of the integrating circuit is output via the variable resistor R0, and from this output, the analog data selector SL The output from the differential amplifier OP5 is subtracted by the differential amplifier OP5.
ここでデジタル−アナログ変換器DACよりの出力であ
るスレショールドレベルを変えることにより回転子の進
み角を変えることができるので、ステッピングモータの
コイルからコイルへのAN間隔を変えることができる。Here, by changing the threshold level that is the output from the digital-to-analog converter DAC, the advance angle of the rotor can be changed, so the AN interval from coil to coil of the stepping motor can be changed.
従って、回転子の進み角が小さい状態において、次のコ
イルへの通電を開始すると回転子は遅く回転し、また、
進み角が大きい状態において、コイルへの通電を開始す
ると回転子は早く回転することになる。すなわち1、デ
ジタル−アナログ変換器DACよりのスレショールドレ
ベルを変えることにより、ステッピングモータの速度を
可変することができるものである。Therefore, when the rotor's advance angle is small, when the next coil starts to be energized, the rotor rotates slowly, and
If the coil starts to be energized in a state where the advance angle is large, the rotor will rotate quickly. Namely, 1. By changing the threshold level from the digital-to-analog converter DAC, the speed of the stepping motor can be varied.
ステップ107に続いてステップ100にて人力されて
記憶しているステッピングモータのステップ数から“−
1”され(ステップ108)、続いてRAMに記憶して
いるステップ数“0″か否かがチェックされる(ステッ
プ109)。この結果、ステップ数が”0”のときは予
めステップ100にて入力されたステップ数、ステッピ
ングモータが回転駆動された状態であり、ステッピング
モータの回転駆動は停止され、ステップ109において
ステップ数が0″でないときはステ、プ数が101にな
るまでステップ109に続いてステップ103が実行さ
れ、再びステップ駆動されることになる。Following step 107, in step 100, from the number of steps of the stepping motor stored manually,
1" (step 108), and then it is checked whether the number of steps stored in the RAM is "0" (step 109). As a result, if the number of steps is "0", the number of steps stored in the RAM is "0". The input step number is in a state where the stepping motor is rotationally driven, the rotational drive of the stepping motor is stopped, and if the step number is not 0'' in step 109, the step number continues to step 109 until the step number reaches 101. Step 103 is then executed, and step driving is performed again.
なお、デジタル−アナログ変換器DACに代って、電源
電圧を分圧したポテンショメータVR(第2図仮想線)
の出力を用いてもよい。この場合、ポテンショメータに
よる電源電圧の分圧比を手動により設定してもよく、ま
たマイクロコンピュータMCからの出力によりポテンシ
ョメータの摺動子位置を設定するようにしてもよい。In addition, instead of the digital-to-analog converter DAC, a potentiometer VR (phantom line in Figure 2) that divides the power supply voltage is used.
You may also use the output of In this case, the voltage division ratio of the power supply voltage by the potentiometer may be set manually, or the slider position of the potentiometer may be set by the output from the microcomputer MC.
また、本実施例では4相ステフビングモータの2相励磁
の場合について説明したが、例えば1相励磁あるいは4
相以上のステッピングモータの駆動装置として応用でき
るものである。In addition, in this embodiment, the case of two-phase excitation of a four-phase stepping motor was explained, but for example, one-phase excitation or four-phase stepping motor is explained.
It can be applied as a driving device for a stepping motor of more than one phase.
以上説明した如く本発明によれば、励磁相コイルに流れ
る電流に対応した電圧を順次検出し、一方スチッピング
モータ駆動電源より積分回路等の飽和波形発生回路を動
作させ、その端子電圧と前記検出電圧との差を検出して
回転子の位置を知り、この位置検出出力をフィードバッ
クして次のコイルに通電するようにしたので、入力信号
に対して確実なる回転が行われ、従って、予め設定した
回転数を得ることができると共に励磁相コイルの電流を
検出することから、スパイク電圧の影響を受けることが
ない等の効果を有するものである。As explained above, according to the present invention, voltages corresponding to the currents flowing through the excitation phase coils are sequentially detected, and a saturation waveform generating circuit such as an integrating circuit is operated from the stepping motor drive power supply, and the terminal voltage and the detected voltage are detected sequentially. The position of the rotor is determined by detecting the difference in voltage, and this position detection output is fed back to energize the next coil, so rotation is performed reliably in response to the input signal. In addition, since the current of the excitation phase coil is detected, it is not affected by spike voltage.
第1図は本発明の原理を示す説明図、第2図は本発明の
一実施例の構成を示すブロック図、第3図は本発明の一
実施例の作用の説明に供する波形図、第4図は本発明の
一実施例の作用の説明に供するフローチャートである。
φ1〜φ4・・・コイル、Tri〜Tr5・・・トラン
ジスタ、OPI〜OP4・・・非反転増幅器、OF5・
・・作動増幅器、OF2・・・コンパレータ、C,R・
・・積分回路を構成するコンデンサと抵抗、R0〜R4
・・・電圧測定用抵抗、SL・・・アナログセレクタ、
DAC・・・デジタル−アナログ変換器、MC・・・マ
イクロコンピュータ。
特許出願人 シルバー精工株式会社代 理 人
瀧 野 秀 a (第3図
o
time第4図FIG. 1 is an explanatory diagram showing the principle of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of an embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of one embodiment of the present invention. φ1 to φ4...Coil, Tri to Tr5...Transistor, OPI to OP4...Non-inverting amplifier, OF5.
・・Operation amplifier, OF2・・Comparator, C, R・
・Capacitors and resistors that make up the integration circuit, R0 to R4
...Resistance for voltage measurement, SL...Analog selector,
DAC...digital-analog converter, MC...microcomputer. Patent applicant: Silver Seiko Co., Ltd. Agent: Hide Takino a (Figure 3 o
timeFigure 4
Claims (1)
出手段と、ステッピングモータへの駆動電圧から飽和波
形を得る積分回路等の飽和波形発生手段と、該飽和波形
発生手段からの出力と前記検出手段からの検出出力との
差を演算する演算手段と、該演算手段からの演算出力と
所定スレショールドレベルとを比較する比較手段とを備
え、前記比較手段の出力によりステッピングモータを駆
動するようにしたことを特徴とするステッピングモータ
の駆動装置。a detection means for sequentially detecting a voltage corresponding to the current of the excitation phase during energization; a saturation waveform generation means such as an integrating circuit that obtains a saturation waveform from the drive voltage to the stepping motor; and an output from the saturation waveform generation means and the The stepper motor is provided with a calculation means for calculating a difference between the detection output from the detection means and a comparison means for comparing the calculation output from the calculation means and a predetermined threshold level, and the stepping motor is driven by the output of the comparison means. A stepping motor drive device characterized by:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16281285A JPS6225896A (en) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | Driving apparatus for stepping motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16281285A JPS6225896A (en) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | Driving apparatus for stepping motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6225896A true JPS6225896A (en) | 1987-02-03 |
Family
ID=15761689
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16281285A Pending JPS6225896A (en) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | Driving apparatus for stepping motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6225896A (en) |
-
1985
- 1985-07-25 JP JP16281285A patent/JPS6225896A/en active Pending
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