JPS62239887A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はサイリスタ電力変換器により駆動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第７図は特公昭５９−１０７７号公報に記載された従来
の同期電動機を駆動するサイリスタモータの一例を示す
構成図である。

第７図において、１は商用交流電源からの交流を直流に
変換する第１の変換器、２はその直流を可変周波の交流
に変換する第２の変換器、３は同期化ａ機で、Ｆはその
界磁巻線、４は同期電動機３の回転軸の回転角位置に応
じた位相の位置信号を出力する位置検出器、５は位置検
出器４の位置信号を′こ動機電機子電流の大きさに応じ
て移相し。

第２の変換器２の制御進み角γを制御するγ制御回路、
６はγ制御回路５の出力信号により第２の変換器２のグ
ー１−信号を出力するゲート出力回路、７は速度発電機
、８は速度指令回路、９は速度指令回路８の速度指令信
号と速度発電機７の出力信号である速度帰環信号を突き
合わせ増幅する速度偏差増幅器、１０は第１の変換器１
の交流入力電流を検出する電流検出器、１１は速度偏差
増幅器９の出力信狡と電流検出器１０の電流帰環信号を
突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１２は′こ流部差
増幅器１１の出力信号に基き第１の変換器１の点弧位相
を制御するゲートパルス位相器、１３は界磁電流Ｉｆの
大きさを指令する指令信じ・ＩｆＰを出力する界磁指令
回路、１４はサイリスタ回路１７の交流入力電流の大き
さを検出する電流検出；（：）、１５は界磁指令信号Ｉ
ｆｐと電流検出器１４の出力信号を突き合わせ増幅する
電流偏差増幅））ｔ、１６はサイリスタ回路１７の点弧
位相を制御するグー１〜パルス位相器、１７は界磁巻線
Ｆに界磁電流Ｉｆを供給するサイリスタ回路である。

次にその動作を説明するに、部品番号７〜１２は、速度
偏差に応じて第１の変換２診１の六方電流、すなわちこ
れと比例関係にある電動機３の電機子′４流の大きさを
制御する速度制御回路１部品番号４〜６は電流検出器１
０の出力信号、すなわち電機Ｔ−雷電流応じて第２の変
換器２の制御角γを制御する回路、部品番号１３〜１７
は界磁電流Ｉｆが界磁指令信号Ｉｆｐに比例して流れる
ようにする界磁制御回路を構成する。これらの動作は既
に周知のいわゆるサイリスタモータ装置と同様であるか
ら詳細説明を省略する。

第８図は第７図における電動機の電圧と電流の関係を示
すベクトル図である。同図ａは無負荷時、同図すは界磁
電流Ｉｆを一定に保ち、力率が一定となるように制御角
γを制御した場合の負荷時、また同図Ｃは別途界磁電流
Ｉｆを電機子電流Ｉａに比例するように制御し、γは一
定にして運転した時のベクトル図である。

第８図すから明らかなように、たとえ力率を所定の値に
保てたとしても端子電圧Ｖは電機子電流Ｉａの増加（Ｉ
ａｌからＩａ２）に伴ない低下（Ｖ。

からＶ２）する。この電圧低下により、第２の変換器２
における転流可能な最大電流値が低下する。

その結果、電動機３から十分な出力を得ることができな
い。

また、同図Ｃの場合は、電機子電流Ｉａの増加（Ｉ　ａ
、からＩ　ａｚ）に伴なって端子電圧Ｖが上昇（Ｖ、か
らＶ、）するので同図すのような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧■が定格時より高
くなるため、第２の変換器２のサイリスタに高耐圧のも
のが必要になる。また電動機自体が磁気飽和を起すため
、期待されるほど大きな出力が得られなくなることがあ
る。さらに、軽負荷時では端子電圧■が低下する結果、
それに伴ない第１の変換器１の力率（１！！源力率）が
低下してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、特公昭５９−１０
７７号公報には、端子電圧と同期リアクタンス降下分を
ベクトル的に加算して得られる無負荷誘起電圧Ｅ、の大
きさと、この無負荷誘起電圧Ｅ、と電機子電流Ｉａの位
相差を制御することにより、端子電圧を電機子電流に対
して無関係に一定に制御する方式が詳細に述べられてい
る。

第９図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、ここ
では簡単にこの動作を説明する。端子電圧■Ｈを一定に
するために電機子電流Ｉａの大きさに応じて、無負荷誘
起電圧Ｅ。の大きさ及び該Ｅ、と端子電圧の位相差０（
相差角）を制御するとともに電機子電流Ｉａと端子電圧
の位相差γが一定となるように、γ十〇の関係を保持し
つつ第２の変換器の位相（γ十〇）を制御している。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るために、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角Ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（γ−Ｕ）が変化
する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば１２相）して
トルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動す
る場合には、３０＠毎に転流を行うために、他相の転流
の影響により第１０図に示すようにアーム素子であるサ
イリスタの逆電圧期間はγ〉３０°であっても３０°−
ｕになり、第２の変換器の安定な転流を行なわせるため
にはこの伝流型なり角を電機子電流の増加に対して非常
に大きくならないような端子電圧の設定が必要になる。

また、この電圧を精度よく制御するためには、交流電動
機３の磁気飽和特性を考慮しなければならず、特公昭５
９−１０７７号公報に示すものは精度の点で問題がある
。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換器の転流が不安定になったり、十分な出
力が得られないなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることので
きる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流電動機の制御装置は、電機子電流に
応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相差０（相差角）
と界磁電流を制御するとともに、端子電圧の大きさを所
定の転流余裕角を確保できるように制御するベクトル演
算器を備え、交流電動機の位相信号として該交流電動機
の端子電圧信号を用いるようにしたものである。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端子電圧の
軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクトル
演算器により制御し、また、界磁電流は端子電圧を生じ
るための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直交する
軸（ｑ軸）に生じる電機子反作用起電力成分を補償する
ための界磁電流成分との和により制御し、また、交流電
動機の端子電圧を該交流電動機の位相信号とする。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１８は電動機３の端子電圧に対する電機子
電流の進み角φ（力率角）を指令する力率角指令回路、
１９は電動機３の無負荷時の端子電圧を指令する無負荷
端子電圧指令回路、２０はベクトル演算器であって、上
記の力率角指令回路１８及び無負荷端子電圧指令回路１
９の指令と電機子電流検出信号Ｉａが入力され、界磁電
流指令Ｉｆｐ及び第２の変換器２の位相指令βを出力す
る。２１は位相制御回路であって、電動機３の端子電圧
を検出する端子電圧検出器としてのＰＴ２２の出力信号
及びベクトル演算器２０の指令にもとづき、第２の電力
変換器２の導通位相角を制御する。

第２図はベクトル演算器２０の詳細構成図を示す。第２
図において、２０１はｖｏとＩａとφにより（６号０（
相差角）を出力するθ関数テーブル、２０２はこのθ関
数テーブル２０１の出力とＶ。

により端子電圧Ｖを演算するＶ演算回路、２０３はこの
Ｖ演算回路２０２の出力信号から磁化電流ｉμを演算す
る電動機３の無負荷飽和曲線テーブル、２０４はこの無
負荷飽和曲線テーブル２０３の出力信号及びＯよりｉμ
ｄを出力するｉμｄ演算回路、２０５はＩａとφよりｑ
軸電機子反作用電圧成分Ｅａｑを演算するＥａｑ演算回
路、２０６はこのＥａｑ演算回路２０５の出力信号より
電機子反作用の補償界磁電流成分ｉｆａを演算するｉｆ
ａ演算回路、２０７はこのｉｆａ演算回路２０６及び上
記１μｄ演算回路２０４の出力信号を加算する界磁電流
指令発生回路としての加算器、２０８は■及びφにより
転流重なり角Ｕを演算するＵ演算回路、２０９はＵ演算
回路２０８の出力信号−とφを加算する位相指令発生回
路としての加算器である。

次に、上記実施例の動作を原理を第３図に示すベクトル
図を参照して説明する。基準軸として、界磁電流の方向
をｄ軸とし、これと直交する軸方向をｑ軸とすれば、ｑ
軸方向に電動機３の無負荷誘起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ軸上
の無負荷端子電圧ｖ０に対して、電機子電流Ｉａに応じ
て端子電圧Ｖのベクトル軌跡が、ｄ軸方向と並行に推移
するように制御することである。端子電圧Ｖとｑ軸との
位相差（相差角）をθ、電機子電流Ｉａと端子電圧Ｖの
位相差（力率角）をφとすれば、端子電圧Ｖは無負荷端
子電圧Ｖ。

とｄ軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ｅａｄ＝Ｘａ
　ｑ　Ｉ　ａｃｏｓ　（φ＋０）のベクトル和とじて求
められ、次式の関係が成立する。

Ｖｏｔａｎθ：　Ｘａｑ　Ｉ　ａ　ｃｏｓ　（φ＋θ）
　・＝−（１）（１）式を変形して（２）式を得る。

ここで（２）式の左辺は、無負荷端子電圧Ｖ。

に対するｄ軸電機子反作用電圧成分のパーユニット（ｐ
ｅｒｕｎｉｔ）値を示している。θ関数テーブルにより
、所定のφに対するθを求めることができる。

第４図はこのＯ関数テーブルの一例をグラフにして示し
たものである。

端子電圧■は０の関数として次式より求められる。

ｃｏｓ　Ｏ ■演算回路２０２は（３）式に従い端子電圧Ｖを演算す
る。次に、この端子電圧信号Ｖに対して直交する方向に
生じる磁化電流ｉμを無負荷飽和曲線テーブル２０３に
より求める。この無負荷飽和曲線テーブルはその一例を
曲線１として第５図にグラフにして示すように電動機３
の磁気飽和を考１ａＸ　した所定の速度における誘起電
圧と界磁電流の関係を示すものであり、またこの磁化電
流ｉμは電動機３の合成起磁力に相当する。

この磁化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路２０４は（４）式の演算を
実行する。

ｉμｄ＝ｉμｃＯ８Ｏ・・・・・・（４）一方、ｑ軸方
向の電機子反作用電圧成分Ｅａｑは次式の関係式で与え
られ、Ｅａｑ演算回路２０５において演算される。

Ｅａｑ＝ＸａｄＩａｓｉｎ（φ＋０）−（５）このｑ軸
電機子反作用電圧成分Ｅａｑはｄ軸方向の界磁電流成分
ｉｆａによって補償するように制御される。この場合の
Ｅａｑからｉｆａの変換はｉｆａ演算回路２０６によっ
て実行され、次式に示すように、第５図に示す無負荷飽
和曲線の接線特性Ｋｆａを係数にして変換される。

１ｆａ＝Ｋｆａ−Ｅａｑ　　　　　−・＝　（６）上記
（４）式及び（６）式に従って得られたｄ軸の界磁電流
成分ｉμｄ、ｉｆａを加算器２０７により加算して、次
式のように界磁電流指令ＩｆＰを得ている。

Ｉ　ｆ　ｐ＝ｉ　μｄ＋ｉ　ｆ　ａ　　　　　−（７）
第２の変換器２の点弧位相指令γは、端子電圧■の位相
に対して次式の関係式によって力率角ψ及び転流重なり
角Ｕの和で与えられる。

γ＝φ十−・・・・・・（８） このとき、ｑ軸方向に対する第２の変換器２の点弧位相
角βは次のようになる。

β＝０＋φ十−・・・・・・（９） ここで転流重なり角Ｕは次式に示される。

なお、（１０）式は ｃｏｓ（ｙ−ｕ）−ｃｏｓｙ：％ ■ 及び（９）式よりγを消去することにより得られる。ま
た、（１０）式は第２の変換器２の直流電流Ｉｄの関数
になっているため、このＩｄを電機子電流の基本波実効
値Ｉａに変換する必要がある。

電機子電流は転流重なり角Ｕを考慮すれば、第６図に示
すように台形波状になり、このときの電機子電流の基本
波実効値Ｉａは次のようにＵの関数になる。

π　　旦 しかしながら、１２相以上の大容量サイリスタモータで
は、転流重なり角Ｕは一般にｕ　＜　２０　”〜２５°
に制限しないとサイリスタのターンオフのための逆電圧
期間を確保できなくなる。この場実用上Ｉ　ａ−ｆ旦−
Ｉ　ｄとしても差し支えない。

従って、（１ｏ）式を変形すれば、 となり、この（１２）式に従ってＵ演算回路２０８は演
算を実行する。

以上のように本発明のものは（１）〜（３）式のベクト
ル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転流余裕
角（逆電圧印加期間）３０’　−ｕを確保するためには
、上記力率角φ及び無負荷端子電圧Ｖ。を適当な値に選
定すればよい。

位相制御回路２１はＰＴ２２によって検出された電動機
３の端子電圧の位相信号を基準にして、位相指令γ分だ
け進めるような位相動作を行えばよく、この位相制御方
式は種々のものが実用化されており、公知の技術である
ためここでは説明を省略する。

なお、上記実施例で、定数Ｋａ　ｄ、Ｋａ　ｑ、Ｋｃは
各々ｄｉｌＱｌｌ電機子反作用リアクタンス、ｑ＃電機
子反作用リアクタンス、転流リアクタンスを意、味する
ものであり、これらの定数は電動機３の周波数に比例し
て変化するため、説明の都合上、省略したが、速度発電
機７の出力信号に応じて変化させるようにしたものであ
ってもよい。また、同様に、無負荷飽和曲線テーブル２
０３により、磁化電流ｉμを演算する場合、その入力信
号である端子電圧信号■を電動機３の速度に反比例した
信号に変換して与えるようにしたものであってもよい。

また、上記実施例ではベクトル演算器２０の入力信号と
して電機子電流Ｉａの検出信号を用いたものを示したが
、速度偏差増幅器９の出力信号を用いたものであっても
よく、この場合には電機子電流１ａの検出信号と速度偏
差増幅器９の出力信号である電機子電流の基準信号との
偏差−が小さくなるように電流偏差増幅器の応答特性を
高めれば、上記実施例と同様の効果を奏する。

また、上記実施例においてベクトル演算器２０の演算は
マイクロコンピュータ等でディジタル処理されるもので
あってよく、この場合にはアナログのものに比べて演算
精度が向上する。また、上記実施例では第１図において
第２の変換器２として６相整流回路のものを示したが、
この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成にして
、１２相以上の整流回路に構成したものであっても、上
記実施例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角Ｏのデープルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベクトル演算を行い、また、磁化電流の演算
に無負荷飽和曲線を用いるようにしたので、装置の精度
を向上でき、また安定な転流動作を行えるものが得られ
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置を示す構成図、第２図は第１図におけるベクトル演算
器の詳細構成図、第３図はこの発明の動作原理を説明す
るためのベクトル図、第４図はθ演算回路の特性図、第
５図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機子電
流の波形図、第７図は従来装置の構成図、第８図は電動
機の電圧と電流の関係を示すベクトル図、第９図は第７
図に示した装置の動作を説明するためのベクトル図、第
１０図はサイリスタの電圧波形図である。 １は第１の電力変換器、２は第２の電力変換器、３は交
流電動機（同期電動機）、４は位置検出器、１８は力率
角指令回路、１９は無負荷端子電圧指令回路、２０はベ
クトル演算器、２２は端子電圧検出器（ＰＴ）、２０１
は相差角演算テーブル、２０２は端子電圧演算器、２０
３は無負荷飽和曲線テーブル、２０４はｄ軸成分磁化電
流演算器、２０５はｑｉｌｌｌｌ電機子反作用電圧演算
器、２０６は界６Ｊ１電流演算器、２０７は界磁電流指
令発生回路（加算器）、２０８は転流重なり角演算器、
２０９は位相指令発生回路（加算器）。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 第１図 ２２〕高５！五局圏」； ４：人１Ｌ置橋３艶「仕上−２ｆ１＝、（ａ） 第９図 第１０図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流の周波数交換を行う電力変換器と、前記電力変換器
   の出力により駆動される交流電動機と、前記交流電動機
   の端子電圧の位相を検出する端子電圧検出器と、前記交
   流電動機の無負荷端子電圧の大きさを設定する無負荷端
   子電圧指令回路と、前記交流電動機の力率角を指令する
   力率角指令回路と、無負荷端子電圧指令信号及び力率角
   指令信号にもとづき前記交流電動機の電機子電流の大き
   さに応じて該交流電動機の界磁電流指令と前記電力変換
   器の位相指令を出力するベクトル演算器を備え、前記ベ
   クトル演算器は、前記電機子電流の大きさに応じて前記
   交流電動機の端子電圧のベクトル軌跡が前記無負荷端子
   電圧に対して垂直方向に推移するようなベクトル演算を
   行うためにｄ軸電機子反作用電圧のパーユニット値を入
   力して相差角を求める相差角演算テーブルと、前記相差
   角と前記無負荷端子電圧信号により端子電圧を求める端
   子電圧演算器と、前記端子電圧信号から磁化電流を求め
   る前記交流電動機の無負荷飽和曲線テーブルと、前記相
   差角により前記磁化電流のｄ軸成分を求めるｄ軸成分磁
   化電流演算器と、前記相差角、力率角及び電機子電流に
   よりｑ軸電機子反作用電圧を求めるｑ軸電機子反作用電
   圧演算器と、前記ｑ軸電機子反作用電圧成分を補償して
   打消す界磁電流成分を求める電機子反作用補償の界磁電
   流演算器と、電機子反作用補償界磁電流信号とｄ軸成分
   磁化電流を加算して前記界磁電流指令を発生する界磁電
   流指令発生回路と、前記端子電圧信号と電機子電流信号
   と力率角により転流重なり角を求める転流重なり角演算
   器と、転流重なり角信号と力率角を加算して前記電力変
   換器の位相指令を発生する位相指令発生回路を有したこ
   とを特徴とする交流電動機の制御装置。