JPS62234271A - Magnetic recording and reproducing device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To stabilize the operation of a demodulator for a monochromatic video signal as well as a color video signal different in field frequency by modulating a carrier signal having a prescribed frequency by a digital audio signal and recording the modulated signal together with the video signal. CONSTITUTION:The video signal is supplied through a video signal processing circuit 2 and has a vertical synchronizing signal V and a horizontal synchronizing signal H separated by a video signal separating circuit 4 and is supplied to a 4-phase DPSK modulator 18. The modulator 18 generates the carrier wave having integer-fold, for example, 508-fold frequency of the signal H by incorporated VCO, frequency divider, etc., and this carrier wave is modulated by the digital audio signal through A/D converters 13a and 13b, an encoder 16, etc., and is recorded on a magnetic tape 23 together with the video signal. Consequently, the carrier of the audio signal has integer-fold frequency of the horizontal synchronizing signal in case of the monochromatic video signal as well as the line level of an error signal supplied to the VCO at the demodulation time is not changed by monochrome neither color, and stable demodulation is performed.

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は磁気記録再生装置に係り、映像信号及びディジ
タル音声信号を磁気テープに記録再生する磁気記録再生
装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to a magnetic recording and reproducing apparatus, and more particularly to a magnetic recording and reproducing apparatus that records and reproduces video signals and digital audio signals on a magnetic tape.

従来の技術 従来より、映像信号と共にディジタル音声信号を磁気テ
ープに記録・再生する磁気記録再生装置がある。2. Description of the Related Art Conventionally, there have been magnetic recording and reproducing apparatuses that record and reproduce digital audio signals along with video signals on magnetic tape.

この場合、ディジタル音声信号で搬送波をＦＳＫ（周波
数変調）、ＰＳＫ（位相変調）等の変調を行なって記録
し、再生信号を復調してディジタル音声信号を得る。In this case, a carrier wave is modulated by FSK (frequency modulation), PSK (phase modulation), etc. using a digital audio signal, and recorded, and the reproduced signal is demodulated to obtain a digital audio signal.

第２図は従来の再変調方式の４相ＤＰＳＫ復調器の一例
のブロック系統図を示す。端子５０に入来する再生信号
は乗Ｒｖ！ｈ５１．５２に供給される。FIG. 2 shows a block diagram of an example of a conventional remodulation type four-phase DPSK demodulator. The reproduced signal entering terminal 50 is multiplied by Rv! Provided on h51.52.

乗算器５１．５２夫々にはＶＣＯ＜電圧制御型発振器）
５３より再生搬送波である基準周波数信号と移相器５４
よりの９０’移相された基準周波数信号とが夫々供給さ
れている。乗算器５１．５２夫々の出ノｊ信号は低域フ
ィルタ５５．５６で高周波成分を除去された後ゼロクロ
ス検出器５７゜５８を経て２ビツトのディジタル音声信
号に復調され、端子５９．６０夫々より出力される。ま
た、復調された２ビツトの信号は乗算器６１．６２に供
給され、ここで、基準周波数信号と移相器６３よりの９
０°移相された基準周波数信号とを夫々乗算された後、
加算器６４で加算混合されて再変調される。混合された
信号は位相比較器６５で再生信号と位相比較される。位
相比較器６５の出力する誤差信号は低域フィルタ６６を
通って■ＣＯ５３に供給される。Each of the multipliers 51 and 52 has a VCO (voltage controlled oscillator)
53, a reference frequency signal which is a regenerated carrier wave and a phase shifter 54.
A reference frequency signal phase-shifted by 90' is provided, respectively. The output signals of the multipliers 51 and 52 are filtered to remove high frequency components by low-pass filters 55 and 56, and then demodulated into 2-bit digital audio signals via zero-cross detectors 57 and 58, and output from terminals 59 and 60, respectively. Output. Further, the demodulated 2-bit signal is supplied to multipliers 61 and 62, where it is combined with the reference frequency signal and the 9-bit signal from the phase shifter 63.
After being multiplied by the reference frequency signal phase-shifted by 0°,
The adder 64 adds and mixes the signals and re-modulates them. A phase comparator 65 compares the phase of the mixed signal with the reproduced signal. The error signal output from the phase comparator 65 passes through a low-pass filter 66 and is supplied to the CO 53.

発明が解決しようとする問題点 磁気記録再生装置では、記録時のテープ走行は入力映像
信号の垂直同期信号に同期ゼしめられ、再生時のテープ
走行は装置が内蔵する発振器の出力する発振信号に同期
せしめられ、この発振信号は、通常ＮＴＳＣカラ一方式
のフィールド周波数である５９．９４Ｈ２である。Problems to be Solved by the Invention In magnetic recording and reproducing devices, tape running during recording is synchronized with the vertical synchronization signal of the input video signal, and tape running during playback is synchronized with an oscillation signal output from an oscillator built into the device. This oscillation signal is typically 59.94H2, which is the field frequency of the NTSC color one-way system.

ここで、記録時のディジタル音声信号の搬送波を２ＭＨ
ｚに固定した場合、入力映像信号がフィールド周波数５
９．９４Ｈｚのカラー信号であれば再生される映像信号
のフィールド周波数は５９゜９４Ｈｚで搬送波は２　Ｍ
　ＨＺである。しかし、入力映像信号がフィールド周波
数６０Ｈｚのモノクローム信号であれば、再生されるモ
ノクロームの映像信号はフィールド周波数５９．９４Ｈ
２となり、搬送波は１．９９８ＭＨｚとなる。Here, the carrier wave of the digital audio signal during recording is 2MH
When fixed to z, the input video signal has a field frequency of 5
If it is a 9.94Hz color signal, the field frequency of the reproduced video signal is 59°94Hz and the carrier wave is 2M.
It is HZ. However, if the input video signal is a monochrome signal with a field frequency of 60Hz, the reproduced monochrome video signal has a field frequency of 59.94H.
2, and the carrier wave is 1.998 MHz.

従って、第２図示の回路のＶＣＯ５３に供給される誤差
信号の直流レベルは映像信号がモノクロームかカラーか
で変化し、回路動作が不安定であるという問題点があっ
た。また、特殊再生時にも再生搬送波は変化してＶＣＯ
５３の誤差信号の直流レベルが変化し回路動作が不安定
になる。同様にして、乗算器５１．５２．６１．６２等
の温度変化等によるドリフトで回路動作が不安定になる
。Therefore, the DC level of the error signal supplied to the VCO 53 of the circuit shown in FIG. 2 changes depending on whether the video signal is monochrome or color, posing a problem that the circuit operation is unstable. Also, during special playback, the playback carrier wave changes and the VCO
The DC level of the error signal 53 changes and the circuit operation becomes unstable. Similarly, drift in the multipliers 51, 52, 61, 62, etc. due to temperature changes causes instability in circuit operation.

更に乗算器５１．５２．６１．６２は直流成分を通過す
る高価なものを使用しなければならない等の問題点があ
った。Furthermore, the multipliers 51, 52, 61, and 62 have problems such as having to use expensive ones that pass DC components.

そこで、本発明は、上記の問題点を解決した磁気記録再
生装置を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to provide a magnetic recording/reproducing device that solves the above problems.

問題点を解決するための手段 第１発明においては、変調器は、映像信号の水平走査周
波数のｎ（ｎは自然数）倍の周波数の搬送波をディジタ
ル音声信号で′変調する。Means for Solving the Problems In the first invention, a modulator modulates a carrier wave having a frequency n (n is a natural number) times the horizontal scanning frequency of a video signal with a digital audio signal.

第２発明においては、変調器は映像信号の水平走査周波
数のｎ（ｎは自然数）倍の周波数の搬送波をディジタル
音声信号で変調し、再生器は、再生された被変調波より
ディジタル音声信号を復調する再生搬送波を再生された
被変調波の交流変動に応じて補償する第１のループと再
生搬送波を再生された映像信号の水平走査周波数を１／
ｎ分周した信号と再生搬送波との位相比較により得られ
た直流変動に応じて補償する第２のループとを有生ずる
。In the second invention, the modulator modulates a carrier wave having a frequency n (n is a natural number) times the horizontal scanning frequency of the video signal with the digital audio signal, and the regenerator converts the digital audio signal from the reproduced modulated wave. The first loop compensates the demodulated reproduced carrier wave according to the alternating current fluctuation of the reproduced modulated wave, and the horizontal scanning frequency of the reproduced video signal is adjusted to 1/1.
A second loop is generated which compensates according to the DC fluctuation obtained by phase comparison between the n-divided signal and the reproduced carrier wave.

作用 第１発明では、搬送波が水平走査周波数のｎ倍であるた
め、映像信号がフィールド周波数の異なるモノクローム
、カラーのいずれであっても再生搬送波の周波数が同一
となり復調器の動作が安定する。In the first aspect of the invention, since the carrier wave is n times the horizontal scanning frequency, the frequency of the reproduced carrier wave is the same even if the video signal is monochrome or color with different field frequencies, and the operation of the demodulator is stabilized.

第２発明では、更に復調器が第１のループ及び第２のル
ープを有しているので、特殊再生による再生搬送波周波
数の変化及び湿度変化等によるドリフトがあっても安定
に動作する。In the second invention, since the demodulator further has the first loop and the second loop, it operates stably even if there is a drift due to a change in the reproduced carrier frequency due to special reproduction or a change in humidity.

実施例 第１図は本発明装置の一実施例のブロック系統図を示す
。同図中、端子１には映像信号が入来し、映像信号処理
回路２に供給される。映像信号処理回路２は公知の手段
により映像信号がカラー信号であれば輝度信号と搬送色
信号とを分離し、この輝度信号をＦＭ変調して搬送色信
号を低域変換した信号に重畳して第３図（Ａ）に示す如
き周波数スペクトラムの信号を出力する。第３図中、Ｉ
はＦＭ輝度信号でその搬送周波数帯域は３．４ＭＨ１〜
４．４ＭＨｚである。■は低域変換搬送色信号で、その
低域変換周波数は略６２９ｋＨｚである。上記の記録用
の映像信号は記録アンプ３を介して回転映像ヘッド５ａ
、５ｂに供給される。また映像信号処理回路２は映像信
号を同期信号分離回路４に供給し、同期信号分離回路４
は垂直同期信号、水平同期信号夫々を分離して後述する
サーボ回路１７，４相ＤＰＳＫ変調器１８夫々に供給す
る。Embodiment FIG. 1 shows a block system diagram of an embodiment of the apparatus of the present invention. In the figure, a video signal enters a terminal 1 and is supplied to a video signal processing circuit 2. The video signal processing circuit 2 uses known means to separate a luminance signal and a carrier color signal if the video signal is a color signal, FM-modulates this luminance signal, and superimposes the carrier color signal on the low frequency converted signal. A signal with a frequency spectrum as shown in FIG. 3(A) is output. In Figure 3, I
is an FM luminance signal whose carrier frequency band is 3.4MH1~
It is 4.4MHz. (2) is a low-band conversion carrier color signal, and its low-band conversion frequency is approximately 629 kHz. The above video signal for recording is sent to the rotating video head 5a via the recording amplifier 3.
, 5b. The video signal processing circuit 2 also supplies the video signal to the synchronization signal separation circuit 4, and supplies the video signal to the synchronization signal separation circuit 4.
separates a vertical synchronization signal and a horizontal synchronization signal and supplies them to a servo circuit 17 and a four-phase DPSK modulator 18, which will be described later.

また、端子１０ａ、１０ｂ夫々には左チャンネル、右チ
ャンネル夫々のアナログの音声信号が入来する。左右チ
１？ンネルの音声信号は、夫々低域フィルタ１１ａ、１
１ｂで可聴帯域を越える不要高域成分を除去された後、
ザンブリング周波数例えば４８ｋｆ−１ｚのサンプルホ
ールド回路１２ａ。Further, analog audio signals of the left channel and the right channel are respectively input to the terminals 10a and 10b. Left and right 1? The channel audio signals are passed through low-pass filters 11a and 1, respectively.
After unnecessary high-frequency components exceeding the audible band are removed in 1b,
A sample and hold circuit 12a with a sambling frequency of, for example, 48 kf-1z.

１２ｔ）を経てＡＩＤ変換器１３ａ、１３ｂに供給され
、ここでディジタル化される。ディジタル化された左右
チ１シンネル夫々の音声信号はエンコーダ１６に供給さ
れる。12t) and are supplied to AID converters 13a and 13b, where they are digitized. The digitized audio signals of the left and right channels are supplied to an encoder 16.

エンコーダ１６は、映像信号の１フイ一ルド期間分の左
右チャンネル夫々のディジタル化された音声信号のサン
プルより第４図（Ａ）に示すフォーマットで誤り検出及
び訂正符＠Ｐ、Ｑを生成する。第４図（Ａ）において、
データＤＡＴＡＩ。The encoder 16 generates error detection and correction codes @P and Q in the format shown in FIG. 4(A) from samples of the digitized audio signals of the left and right channels for one field period of the video signal. In FIG. 4(A),
Data DATAI.

ＤＡＴＡ２は左右チャンネルのサンプルであり、水平方
向のワード単位（１ワードは８ビツト）の各行のデータ
ＤＡＴＡ１．ＤＡＴＡ２　（夫々８×５０ビツト）を所
定の演算を行なってワード単位の各行８Ｘ３０ビットの
パリティＱを生成し、がっ、垂直力゛向のワードＩＴ１
位の各列３２ビットのデータＤＡＴＡＩ、ＤＡＴＡ２．
パリティＱを所定の演算を行なってワード単位の各列８
Ｘ４ビットのパリティＰを生成する。DATA2 is a sample of the left and right channels, and data DATA1 . A predetermined operation is performed on DATA2 (8 x 50 bits each) to generate a parity Q of 8 x 30 bits for each row in word units.
Each column of 32-bit data DATAI, DATA2 .
By performing a predetermined operation on the parity Q, each column 8 in word units is
Generate X4 bit parity P.

上記のデータＤＡＴＡ１．ＤＡＴＡ２及びパリティＰ、
Ｑは、３６ワード毎に分割されて第４図（Ｂ）に示す如
きデータブロックが形成される。The above data DATA1. DATA2 and parity P,
Q is divided into 36 words to form data blocks as shown in FIG. 4(B).

第４図（８）において、上記３２ワードのＤＡＴＡｌ又
はパリティＱ又はＤＡＴＡ２と４ワードのパリティＰと
の前に各８ビツトの同期信ＱＳＹＮＣ２識別信号１０．
アドレス信号ＡＤＤＲ，ブロックパリティ信号ＰＡＲＩ
ＴＹが付加されている。In FIG. 4 (8), each 8-bit synchronous signal QSYNC2 identification signal 10.
Address signal ADDR, block parity signal PARI
TY is added.

同期信号５ＹＮＣは各データブロックの開始を指示する
。識別信号１０は各種の再生モードを指示する信号であ
る。アドレス信号ＡＤＤＲは１トラック分のディジタル
音声信号（即ち１３０データブロツク）中の各データブ
ロックの順番を指示する。ブロックパリティ信号ＰＡＲ
ＩＴＹは、Ｐ△ＲＩＴＹ＝ＩＤ■ＡＤＤＲＩ’得られる
誤り検出用の信号である。ここで■は２を法とする加算
の演算子である。第４図（Ｃ）に示すデータエリアの１
３０データブロツクで第４図（Ａ）に示すデータＤＡＴ
Ａ１．ＤＡＴＡ２及びパリティＰ、Ｑが伝送されるが、
その前及び後ろに各３デ一タブロツク分のクロック再生
用のプリアンプル信号及びポストアンブル信号が付加さ
れる。従って、１フイールド（−１／６０ｓｅｃ）に１
３６データブロツク（＝４３２４８ビット）のディジタ
ル音声信号が伝送される。Synchronization signal 5YNC indicates the start of each data block. The identification signal 10 is a signal for instructing various playback modes. Address signal ADDR indicates the order of each data block in one track of digital audio signals (ie, 130 data blocks). Block parity signal PAR
ITY is an error detection signal obtained by PΔRITY=ID■ADDRI'. Here, ■ is an addition operator modulo 2. 1 of the data area shown in Figure 4 (C)
Data DAT shown in FIG. 4(A) with 30 data blocks
A1. DATA2 and parity P and Q are transmitted, but
A preamble signal and a postamble signal for clock reproduction for each of the three data blocks are added before and after that. Therefore, 1 field (-1/60 sec) has 1
A digital audio signal of 36 data blocks (=43248 bits) is transmitted.

上記のディジタル音声信号は４相ＤＰＳＫ変調器１８に
供給される。The above digital audio signal is supplied to a four-phase DPSK modulator 18.

第５図は４相ＤＰＳＫ変調器１８の一実施例のブロック
系統図を示す。同図中、端子８０にはエンコーダ１６よ
りのディジタル音声信号が入来し、端子８１．８２夫々
には周波数路２．６ＭＨ２のクロック信号及びこれを１
ｚ２分周した周波数路１．３ＭＨ２のクロック信号夫々
が入来する。直並列変換器８３は周波数２．６Ｍｆ−１
ｚのクロック信号を供給されるＤ型フリップフロップ８
４゜８５と、周波数１．３ＭＨｚのクロック信号を供給
されるＤ型フリップフロップ８６．８７とより構成され
ている。FIG. 5 shows a block diagram of one embodiment of the four-phase DPSK modulator 18. In the figure, a digital audio signal from the encoder 16 is input to a terminal 80, and a clock signal of 2.6 MH2 frequency path and a clock signal of 1 MHz are input to terminals 81 and 82, respectively.
A clock signal of 1.3 MH2 frequency divided by z2 is received. The serial-parallel converter 83 has a frequency of 2.6Mf-1
D-type flip-flop 8 supplied with a clock signal of z
4.85, and D-type flip-flops 86.87 supplied with a clock signal of a frequency of 1.3 MHz.

フリップ７０ツブ８４にラッチされたディジタル音声信
号の各ビットは、フリップフロップ８６に供給されると
共に、フリップフロップ８５を介してフリップフロップ
８７に供給される。これによって例えばフリップフロッ
プ８７は先行するビットをラッチして乗算器８８に供給
し、またフリップフロップ８６は後のビットをラッチし
て乗算器８９に供給する。Each bit of the digital audio signal latched in the flip-flop 84 is supplied to a flip-flop 86 and, via a flip-flop 85, to a flip-flop 87. Thus, for example, flip-flop 87 latches the preceding bit and supplies it to multiplier 88, and flip-flop 86 latches the succeeding bit and supplies it to multiplier 89.

また、端子に入来する同期信号分離回路４よりの水平同
期信号は基準信号として位相比較器９１に供給され、こ
こで分周器９２よりの信号と位相比較される。位相比較
器９１の出力する誤差信号は低域フィルタ９３を介して
ＶＣＯ（電圧ｔＩＩＩＩｌ型発振器）９４に供給され、
ＶＣＯ９４の出力発振周波信号は分周器９２で１１５０
８分周される。Further, the horizontal synchronizing signal from the synchronizing signal separation circuit 4 that enters the terminal is supplied as a reference signal to the phase comparator 91, where the phase is compared with the signal from the frequency divider 92. The error signal output from the phase comparator 91 is supplied to a VCO (voltage tIIIl type oscillator) 94 via a low-pass filter 93.
The output oscillation frequency signal of the VCO 94 is set to 1150 by the frequency divider 92.
The frequency is divided by 8.

これによってＶＣＯ９４の出力発振周波信号の周波数は
水平同期信号の水平走査周波数ｆ、を５０８逓倍した値
となる。また、ＶＣＯ９４の出力発振周波数信号は分周
器９５及びフリップアンプ９６のクロック入力端子に供
給される。分周器９５は発振周波信号を１ｚ４分周して
水平走査周波数ｆＨを１ｚ７逓倍した搬送波ＣＮＴＳＣ
方式の場合１．９９８Ｍ１−ＩＺ、モノクロームの場合
２．００Ｍ）−１ｚ　）を生成し、これをフリップフロ
ップ９６のデータ端子りに供給すると共に、低域フィル
タ９７を介して乗Ｆ［器８９に供給する。フリップフロ
ップ９６は上記搬送波を１ｚ４周期つまり９０”移相し
、この搬送波は低域フィルタ９８を介して乗算器９８に
供給される。As a result, the frequency of the output oscillation frequency signal of the VCO 94 becomes a value obtained by multiplying the horizontal scanning frequency f of the horizontal synchronization signal by 508. Further, the output oscillation frequency signal of the VCO 94 is supplied to a frequency divider 95 and a clock input terminal of a flip amplifier 96. The frequency divider 95 divides the oscillation frequency signal by 1z4 and generates a carrier wave CNTSC obtained by multiplying the horizontal scanning frequency fH by 1z7.
1.998M1-IZ for the method, 2.00M1-1z for the monochrome method, and supplies it to the data terminal of the flip-flop 96, and also passes it through the low-pass filter 97 to the multiplier F[ supply Flip-flop 96 phase-shifts the carrier by 1z4 periods or 90'', and the carrier is applied to multiplier 98 via low pass filter 98.

互いに９０°位相の異なる搬送波は乗算器８８゜８９夫
々で直並列変換器８３の出力する並列出力信号と乗算さ
れ、乗算器８８．８９夫々の出力信号は混合器９９で加
算混合されて端子１００より第１図示の帯域フィルタ１
９に供給される。The carrier waves having a phase difference of 90 degrees from each other are multiplied by the parallel output signals output from the serial-to-parallel converter 83 in multipliers 88 and 89, and the output signals of the multipliers 88 and 89 are added and mixed in a mixer 99 and sent to a terminal 100. The bandpass filter 1 shown in FIG.
9.

また、上記ディジタル音声信号の伝送ビットレートは、
略２．６Ｍｂ／Ｓに選定されている。従って、４相ＤＰ
ＳＫ変調器１８の出力ディジタル音声信号の周波数スペ
クトラムは、搬送波周波数路２．ＯＭＨｚで最大レベル
、２．０ＭＨ２に対して±１．３０ＭＨｚ　　（−２，
６ＭＨｚ／２＞離れた周波数でＯとなり、同様に２．Ｏ
ＭＨｚ±ｎＸ１．３ＭＨｚ　　（ただし、ｎは自然数）
の周波数位置でＯとなる、公知のくし歯状のスペクトラ
ムとなる。In addition, the transmission bit rate of the above digital audio signal is
It is selected to be approximately 2.6 Mb/S. Therefore, 4-phase DP
The frequency spectrum of the output digital audio signal of the SK modulator 18 is the carrier frequency path 2. Maximum level at OMHz, ±1.30MHz for 2.0MHz (-2,
6MHz/2>O at a frequency far away, and similarly 2. O
MHz±nX1.3MHz (n is a natural number)
The spectrum becomes O at the frequency position, which is a well-known comb-like shape.

従って、上記４相ＤＰＳＫ変調器１８の出力ディジタル
音声信号は不要周波数成分を除去するための帯域制限を
して、かつ、符号量干渉を起こさないような、２．０Ｍ
Ｈｚを中心として通過帯域幅が前記伝送ビットレートの
０．７倍程度に選定された帯域フィルタ１９を通されて
第３図（Ｂ）に示す如き周波数スペクトラムのディジタ
ル音声信号に帯域制限された復、記録アンプ２０を介し
て回転音声ヘッド２１ａ、２１ｂに供給される。Therefore, the output digital audio signal of the four-phase DPSK modulator 18 is band-limited to remove unnecessary frequency components, and is a 2.0M signal that does not cause code amount interference.
The digital audio signal is passed through a bandpass filter 19 whose passband width is selected to be approximately 0.7 times the transmission bit rate, centered on Hz, and is band-limited to a digital audio signal having a frequency spectrum as shown in FIG. 3(B). , are supplied to the rotary audio heads 21a, 21b via the recording amplifier 20.

上記の４相ＤＰＳＫ変調では４つの位相のいずれかで４
種の情報のいずれか−を伝送するから、２ビツトに１回
の位相変調でよく、搬送波の位相の切換速度（シンボル
レート）はビットレートの半分で良くなり、ビットレー
ト分の帯域で伝送することができ、１．７ＭＨｚ程度の
狭帯域で伝送することができる。In the above four-phase DPSK modulation, one of the four phases
Because it transmits any of the following types of information, it only requires phase modulation once every two bits, and the carrier wave phase switching speed (symbol rate) can be reduced to half the bit rate, allowing transmission in a band corresponding to the bit rate. It is possible to transmit in a narrow band of about 1.7 MHz.

回転映像ヘッド５ａ、５ｂは互いに回転シリンダ（図示
せず）の１８０度の位置に取り付けられ、この回転映像
ヘッド５ａ、５ｂ大々に対して例えば１２０度先行する
位置に回転音声ヘッド２１ａ。The rotating video heads 5a, 5b are mounted at 180 degrees from each other on a rotating cylinder (not shown), and the rotating audio head 21a is positioned, for example, 120 degrees in advance of the rotating video heads 5a, 5b.

２１ｂが取り付けられている。21b is attached.

ところで、サーボ回路１７は同期信号分離回路４よりの
垂直同期信号をエンコーダ１６に供給してエンコーダ１
６のフィールド同期を取ると共に、回転シリンダを上記
の垂直同期信号に同期させて回転せしめる。従って、回
転音声ヘッド２１ａ。By the way, the servo circuit 17 supplies the vertical synchronization signal from the synchronization signal separation circuit 4 to the encoder 16 and outputs it to the encoder 1.
6 field synchronization is taken, and the rotary cylinder is rotated in synchronization with the above vertical synchronization signal. Therefore, the rotating audio head 21a.

２１ｂ夫々で磁気テープ２３の磁性層の深層に各トラッ
ク毎に符号が完結するディジタル音声信号が飽和記録さ
れ、その後から回転映像ヘッド５ａ。21b, a digital audio signal having a complete code for each track is saturated and recorded in the deep layer of the magnetic layer of the magnetic tape 23, and then the rotary video head 5a.

５ｂ夫々で磁気テープ２３の磁性層の表面に記録用の音
声信号が記録される。回転映像ヘッド５ａ。5b, a recording audio signal is recorded on the surface of the magnetic layer of the magnetic tape 23. Rotating video head 5a.

５ｂと回転音声ヘッド２１ａ、２１ｂとが夫々のアジマ
ス角度を異ならしめられているのは勿論である。更にサ
ーボ回路１７は垂直同期信号から生成したコントロール
信号を固定ヘッド２２に供給し、これによって磁気テー
プ２３にコントロールトラックが記録される。Of course, the azimuth angles of the rotary audio heads 5b and the rotary audio heads 21a and 21b are different from each other. Further, the servo circuit 17 supplies a control signal generated from the vertical synchronization signal to the fixed head 22, thereby recording a control track on the magnetic tape 23.

再生時においては、磁気テープ２３の深層より回転音声
ヘッド２１ａ、２１ｂ夫々で再生された信号はプリアン
プ３０に供給され、磁気テープ２３の表面より回転映像
ヘッド５ａ、５ｂ夫々で再生された信号はスイッチング
アンプ２４に供給される。また、磁気テープ２３のトラ
ックＴＣから固定ヘッド２２で再生された信号はサーボ
回路１７に供給される。サーボ回路１７はコントロール
信号が基準周波数信号（周波数５９．９４Ｈｚ　）と同
期がとれるように回転シリンダの回転を１ｉ１１１１Ｉ
Ｉする。During reproduction, the signals reproduced by the rotary audio heads 21a and 21b from the deep layer of the magnetic tape 23 are supplied to the preamplifier 30, and the signals reproduced from the surface of the magnetic tape 23 by the rotary video heads 5a and 5b are supplied to the switching circuit. The signal is supplied to the amplifier 24. Further, a signal reproduced by the fixed head 22 from the track TC of the magnetic tape 23 is supplied to the servo circuit 17. The servo circuit 17 controls the rotation of the rotary cylinder so that the control signal is synchronized with the reference frequency signal (frequency 59.94Hz).
I do.

スイッチングアンプ２４は回転映像ヘッド５ａ。The switching amplifier 24 is the rotating video head 5a.

５ｂ夫々の再生信号を増幅すると共にスイッチングして
連続信号とし、この信号をプリアンプ２５を介して映像
信号処理回路２６に供給する。映像信号処理回路２６は
公知の手段により再生信号がカラー信号であればＦＭ輝
度信号、低域変換搬送色信号夫々を帯域分離して取り出
し、輝度信号を復調すると共に周波数変換により搬送色
信号を得て、輝度信号に搬送色信号を重畳して標準方式
の映像信号として端子２７より出力する。また、この映
像信号は同期信号分離回路２８に供給され、ここで分離
された水平同期信号は４相ＤＰＳＫ復調鼎３２に供給さ
れる。The reproduction signal of each of the 5b is amplified and switched to a continuous signal, and this signal is supplied to the video signal processing circuit 26 via the preamplifier 25. If the reproduced signal is a color signal, the video signal processing circuit 26 separates the bands of the FM luminance signal and the low-frequency converted carrier color signal, extracts them, demodulates the luminance signal, and obtains the carrier color signal by frequency conversion. Then, the carrier color signal is superimposed on the luminance signal and output from the terminal 27 as a standard video signal. Further, this video signal is supplied to a synchronization signal separation circuit 28, and the horizontal synchronization signal separated here is supplied to a four-phase DPSK demodulation circuit 32.

プリアンプ３０は回転音声ヘッド２１ａ、２１ｂ夫々よ
りの再生信号を増幅すると共にスイッチングして連続信
号とし帯域フィルタ３１に供給する。The preamplifier 30 amplifies and switches the reproduced signals from the rotary audio heads 21a and 21b, respectively, and supplies the continuous signals to the bandpass filter 31.

帯域フィルタ３１で帯域分離して取り出された第３図（
Ｂ）に示す周波数スペクトラムの再生信号はＤＰＳＫ復
調器３２に供給される。FIG. 3 (
The reproduced signal with the frequency spectrum shown in B) is supplied to the DPSK demodulator 32.

第６図はＤＰＳＫ復Ｉｌｌ器３２の一実施例のブロック
系統図を示す、同図中、第２図と同一部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。第６図中、端子５０には
帯域フィルタ３１よりの再生信号が入来し、端子７０に
は同期信号分離回路２８ヨリノ水平走査周波数ｆＨ（＝
１５．７３４ＫＨｚ　）の水平同期信号が入来する。FIG. 6 shows a block system diagram of one embodiment of the DPSK decoder 32. In the figure, the same parts as in FIG. In FIG. 6, the reproduction signal from the bandpass filter 31 enters the terminal 50, and the synchronization signal separation circuit 28 horizontal scanning frequency fH (=
A horizontal synchronization signal of 15.734 KHz is incoming.

水平同期信号は基準信号として位相比較器７１に供給さ
れ、ここで分周器７２よりの周波数ｆＨの分周信号と位
相比較される。位相比較器７１の出力する誤差信号は遮
断周波数が充分に低い低域フィルタ７３によって、ジッ
タ等の交流成分を除去されて加算器７４に供給される。The horizontal synchronizing signal is supplied as a reference signal to a phase comparator 71, where the phase is compared with a frequency-divided signal of frequency fH from a frequency divider 72. The error signal output from the phase comparator 71 is supplied to an adder 74 after AC components such as jitter are removed by a low-pass filter 73 having a sufficiently low cutoff frequency.

位相比較器６５の出力する誤差信号は直流除去回路（コ
ンデンサ）７５で直流成分を除去され、ジッタ等の交流
成分のみが加算回路７４に供給される。加算回路７４の
出力する加算誤差信号は低域フィルタ７６で不要高周波
成分を除去された後ＶＣＯ（ｆｆｉ圧制御型発娠器）７
７に供給される。The DC component of the error signal output from the phase comparator 65 is removed by a DC removal circuit (capacitor) 75, and only AC components such as jitter are supplied to the addition circuit 74. The addition error signal output from the addition circuit 74 is filtered by a low-pass filter 76 to remove unnecessary high frequency components, and then sent to a VCO (ffi pressure controlled generator) 7.
7.

ＶＣＯ７７は加算誤差信号のレベルに応じて周波政略７
．９９２ＭＨ２の発振周波信号を生成する。この発振周
波信号は分周Ｚ７２．７８及びＤ型フリップフロップ７
９のクロック入力端子に供給される。分周器７２は発振
周波信号を１１５０８分周して周波政略１５．７３４Ｋ
Ｈｚの分周信号を生成する。分周器７８は発振周波信号
を１／４分周して再生搬送波である周波政略１．９９８
Ｍ　ＨＺの基準周波数信号を生成し、乗算器５１．６１
及びフリップフロップ７９のデータ端子に供給する。The VCO 77 adjusts the frequency control 7 according to the level of the addition error signal.
．． Generates an oscillation frequency signal of 992MH2. This oscillation frequency signal is divided by frequency Z72.78 and D type flip-flop 7.
It is supplied to the clock input terminal of 9. The frequency divider 72 divides the oscillation frequency signal by 11508 to produce a frequency of 15.734K.
Generate a frequency-divided signal of Hz. The frequency divider 78 divides the oscillation frequency signal by 1/4 and generates a regenerated carrier wave with a frequency of 1.998.
Generates a reference frequency signal of MHZ and multipliers 51.61
and the data terminal of the flip-flop 79.

フリップフロップ７９は基準周波数信号を１／４周期つ
まり９０°移相して乗算器５２．６２夫々に供給する。The flip-flop 79 shifts the reference frequency signal by 1/4 period, that is, 90°, and supplies it to the multipliers 52 and 62, respectively.

ところで、再生時の映像信号のフィールド周波数は５９
．９４Ｈｚとされているので、映像信号がモノクローム
、カラーのいず杵であっても、端子５０に入来する再生
信号より得られる再生搬送波は周波政略１．９９８ＭＨ
ｚである。従って、分局器７２の出力する分周信号は周
波政略１５．７３４ＫＨ７である。また、端子７０に入
来する水平同期信号の水平走査周波数もモノクローム、
カラーのいずれであっても周波政略１５．７３４ＫＨｚ
である。このため、４相ＤＰＳＫ復調器３２においては
、映像信号がモノクローム、カラー夫々の場合で、ＶＣ
Ｏ７７に供給される加算誤差信号の直流レベルが変化す
ることがない。By the way, the field frequency of the video signal during playback is 59
．． Since the frequency is 94 Hz, regardless of whether the video signal is monochrome or color, the reproduced carrier wave obtained from the reproduced signal input to the terminal 50 has a frequency of 1.998 MHz.
It is z. Therefore, the frequency-divided signal output from the divider 72 has a frequency coefficient of 15.734KH7. Further, the horizontal scanning frequency of the horizontal synchronization signal input to the terminal 70 is also monochrome.
Regardless of color, the frequency is 15.734KHz.
It is. Therefore, in the four-phase DPSK demodulator 32, when the video signal is monochrome or color, the VC
The DC level of the addition error signal supplied to O77 does not change.

倍速再生等の特殊再生時には、端子５０に入来する再生
信号の再生搬送波の周波数が大なる方向又は小なる方向
に定常的に変化する。このときＶＣｏＩ２に供給される
直流レベルは分周期７２゜位相比較器７１．低域フィル
タ７３による第１のループで与えられており、乗Ｈ器５
１．５２゜６１．６２．低域フィルタ５５．５６．ゼロ
クロス検出器５７．５８．加算器６４９位相比較器６５
による第２のループが不安定になることを防止している
。同様にして乗算器５１．５２，６１゜６２等の温度変
化によるドリフトも第１のループにより補正され、安定
に動作する。During special reproduction such as double-speed reproduction, the frequency of the reproduced carrier wave of the reproduced signal input to the terminal 50 constantly changes in the direction of increasing or decreasing. At this time, the DC level supplied to the VCoI2 is divided by a period of 72° and a phase comparator 71. It is given by the first loop by the low-pass filter 73, and the H multiplier 5
1.52°61.62. Low pass filter 55.56. Zero cross detector 57.58. Adder 649 Phase comparator 65
This prevents the second loop from becoming unstable. Similarly, the drift caused by temperature changes in the multipliers 51, 52, 61, 62, etc. is corrected by the first loop, and the multipliers operate stably.

また、第２のループでは交流成分だけをＶＣ０７７に供
給しているため、乗算器５１．５２゜６１．６２として
直流成分を通過しない低価格の平衡変調器等を用いるこ
とができ、復調器３２を安価なものとすることができる
。In addition, since only the AC component is supplied to the VC077 in the second loop, a low-cost balanced modulator or the like that does not pass the DC component can be used as the multiplier 51.52°61.62, and the demodulator 32 can be made inexpensive.

更に、ＶＣＯ７７の出力する発振周波信号を分周器７８
で１／４分周して再生搬送波を生成すると共にフリップ
フロップ７９を用いてディジタル的に９０°移相した再
生搬送波を生成しているため、両再生搬送波の位相差が
正確に９０’であり動作が安定する。Furthermore, the oscillation frequency signal output from the VCO 77 is passed through a frequency divider 78.
Since the frequency is divided by 1/4 to generate a regenerated carrier wave, and the flip-flop 79 is used to generate a regenerated carrier wave whose phase is digitally shifted by 90 degrees, the phase difference between the two regenerated carrier waves is exactly 90'. Operation becomes stable.

第１図に戻って説明するにＤＰＳＫ復調器３２で復調さ
れたディジタル音声信号は２ビツトパラレルにデコーダ
３３に供給される。デコーダ３３にはサーボ回路１７よ
り再生コントロール信号に同期して生成された垂直同期
信号が供給されており、ここで、ディンターリーブ、誤
り訂正９時間軸補正及び伸長等の処理を行なわれて、左
チャンネルのディジタル化された音声信号と右チャンネ
ルのディジタル化された音声信号とに分離される。Returning to FIG. 1, the digital audio signal demodulated by the DPSK demodulator 32 is supplied to the decoder 33 in 2-bit parallel form. The decoder 33 is supplied with a vertical synchronization signal generated in synchronization with the reproduction control signal from the servo circuit 17, and is subjected to processing such as dinterleaving, error correction, time axis correction, and expansion. The left channel digitized audio signal and the right channel digitized audio signal are separated.

この左右チャンネルのディジタル化された音声信号は、
夫々Ｄ／Ａ変換器３７ａ、３７ｂ夫々でアナログ化され
た後、デグリッヂャ回路３８ａ。This digitized audio signal of the left and right channels is
After being converted into analogs by D/A converters 37a and 37b, respectively, they are processed by a deglider circuit 38a.

３８ｂで０／Ａ変換時に発生するノイズ成分を除去され
、更に低域フィルタ３９ａ、３９ｂで可聴周波数帯域を
越える不要高域成分を除去される。Noise components generated during 0/A conversion are removed by 38b, and unnecessary high-frequency components exceeding the audible frequency band are removed by low-pass filters 39a and 39b.

これによって端子４Ｑａ、４０ｂ夫々より左チャンネル
、右チャンネルのアナログの音声信号が出力される。As a result, left channel and right channel analog audio signals are output from terminals 4Qa and 40b, respectively.

なお、特殊再生を行なわない場合には、復調器として第
５図示の回路の代りに第２図示の回路を用いても良く、
上記実施例に限定されない。Note that when special reproduction is not performed, the circuit shown in Figure 2 may be used as the demodulator instead of the circuit shown in Figure 5.
It is not limited to the above embodiments.

なお、第２図、第５図の再変調方式の回路の代りに、逆
変調方式、コスタスルール方式等の周知の回路を用いて
も良く、上記実施例に限定されない。Note that in place of the circuits of the re-modulation method shown in FIGS. 2 and 5, well-known circuits of the inverse modulation method, the Costas rule method, etc. may be used, and the present invention is not limited to the above embodiments.

なお、ディジタル音声信号の変調、復調方式は４相ＰＳ
Ｋ或いはオフセット４相ＤＰＳＫ、又はＦＳＫであって
も良く、上記実施例に限定されない。The modulation and demodulation method for digital audio signals is 4-phase PS.
K, offset 4-phase DPSK, or FSK may be used, and is not limited to the above embodiments.

発明の効果 上述の如く、第１発明は、映像信号がモノクローム、カ
ラーに拘らず、再生搬送波が略同−周波数で復ＷＡ器の
動作が安定したものとなる。Effects of the Invention As described above, in the first invention, regardless of whether the video signal is monochrome or color, the reproduced carrier waves have substantially the same frequency and the operation of the multiplexer is stable.

また、第２発明は、更に特殊再生時にも復調器の動作が
安定し、かつ温度変動等に対しても復調器の動作が安定
し、この復調器を低価格にすることができ、更に４相Ｄ
ＰＳＫ又はオフセット４相ＤＰＳＫ復調の際に再生搬送
波と９０°移相した再生搬送波とをディジタル的に生成
して安定した動作を行なうことができる等の特長を有し
ている。In addition, the second invention further provides stable operation of the demodulator even during special reproduction, stable operation of the demodulator against temperature fluctuations, etc., and the cost of this demodulator can be reduced. Phase D
It has features such as being able to perform stable operation by digitally generating a reproduced carrier wave and a reproduced carrier wave whose phase is shifted by 90° during PSK or offset 4-phase DPSK demodulation.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明装置の一実施例のブロック系統図、第２
図は従来の復調器の一例のブロック系統図、第３図は磁
気テープの記録信号の一実施例の周波数スペクトラム、
第４図はディジタル音声信号の一実施例の信号フォーマ
ツ！・を説明するための図、第５図は本発明装置の変ａ
器の一実施例のブロック系統図、第６図は本発明装置の
復調器の一実施例のブロック系統図である。 ４．２８・・・同期信号分離回路、１８・・・４相ＤＰ
ＳＫ変調器、３２・・・４相ＤＰＳＫ復調器、５１゜５
２．６１，６２．８８．８９・・・乗算器、６４゜７４
．９９・・・加算器、７１．９１・・・位相比較器、７
２．７８．９２．９５・・・分局器、７３．７６゜９３
．９７．９８・・・低域フィルタ、７５・・・直流除去
回路、７７．９４・・・ＶＣｏ、７９．８４〜８７゜９
６・・・フリップフロップ。FIG. 1 is a block system diagram of one embodiment of the device of the present invention, and FIG.
The figure shows a block system diagram of an example of a conventional demodulator, and Fig. 3 shows the frequency spectrum of an example of a magnetic tape recording signal.
Figure 4 shows the signal format of an example of a digital audio signal! Figure 5 is a diagram for explaining the modification a of the device of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram of an embodiment of the demodulator of the apparatus of the present invention. 4.28...Synchronization signal separation circuit, 18...4-phase DP
SK modulator, 32...4-phase DPSK demodulator, 51°5
2.61, 62.88.89... Multiplier, 64°74
．． 99... Adder, 71.91... Phase comparator, 7
2.78.92.95... Branch, 73.76°93
．． 97.98...Low pass filter, 75...DC removal circuit, 77.94...VCo, 79.84~87°9
6...Flip-flop.

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）映像信号と共にディジタル音声信号の被変調波を
磁気テープに記録し、かつ再生する磁気記録再生装置に
おいて、 該映像信号の水平走査周波数のｎ（ｎは自然数）倍の周
波数の搬送波をディジタル音声信号で変調する変調器を
設けたことを特徴とする磁気記録再生装置。(1) In a magnetic recording and reproducing device that records and reproduces a modulated wave of a digital audio signal together with a video signal on a magnetic tape, a carrier wave having a frequency n (n is a natural number) times the horizontal scanning frequency of the video signal is digitally transmitted. A magnetic recording/reproducing device characterized by being provided with a modulator that modulates an audio signal. （２）映像信号と共にディジタル音声信号の被変調波を
磁気テープに記録し、かつ再生する磁気記録再生装置に
おいて、 該映像信号の水平走査周波数のｎ（ｎは自然数）倍の周
波数の搬送波をディジタル音声信号で変調する変調器と
、 再生された被変調波よりディジタル音声信号を復調する
再生搬送波を該再生された被変調波の交流変動に応じて
補償する第１のループと、該再生搬送波を再生された映
像信号の水平走査周波数を１／ｎ分周した信号と該再生
搬送波との位相比較により得られた直流変動に応じて補
償する第２のループとを有する復調器とを設けたことを
特徴とする磁気記録再生装置。(2) In a magnetic recording and reproducing device that records and reproduces a modulated wave of a digital audio signal together with a video signal on a magnetic tape, a carrier wave having a frequency n (n is a natural number) times the horizontal scanning frequency of the video signal is digitally transmitted. a modulator that modulates the audio signal; a first loop that compensates for the regenerated carrier wave that demodulates the digital audio signal from the regenerated modulated wave according to alternating current fluctuations of the regenerated modulated wave; A demodulator having a second loop that compensates in accordance with DC fluctuation obtained by phase comparison between a signal obtained by dividing the horizontal scanning frequency of the reproduced video signal by 1/n and the reproduced carrier wave. A magnetic recording/reproducing device characterized by: （３）該変調器は、４相差分位相変調又はオフセット４
相差分位相変調を行ない、該復調器は、４相差分位相復
調又はオフセット４相差分位相復調を行なうことを特徴
とする特許請求の範囲第２項記載の磁気記録再生装置。(3) The modulator is 4-phase differential phase modulation or offset 4
3. The magnetic recording and reproducing apparatus according to claim 2, wherein phase difference phase modulation is performed, and the demodulator performs four-phase difference phase demodulation or offset four-phase difference phase demodulation. （４）該復調器は、該再生搬送波の４倍の発振周波信号
を生成し、該発振周波信号よりディジタル的に９０°位
相の異なる２種類の再生搬送波を発生することを特徴と
する特許請求の範囲第３項記載の磁気記録再生装置。(4) The demodulator generates an oscillation frequency signal four times that of the regenerated carrier wave, and generates two types of regenerated carrier waves that are digitally different in phase by 90 degrees from the oscillation frequency signal. The magnetic recording and reproducing device according to item 3.