JPS62230209A - Automatic adjusting filter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To change the time constant without using a variable resistor by providing q control voltage generating circuit outputting a voltage corresponding to a clock frequency and controlling the current of the constant current source by said voltage. CONSTITUTION:Since the current of a switched capacitor circuit is changed in response to a clock frequency, the change is detected and the voltage CNT is generated by an operational amplifier 30 and a capacitor C21. The voltage CNT controls the current of the constant current source of a differential amplifier section 11A of the filter section. Thus, the current flowing to the capacitor C11 is set by using a clock phi and the inverse of clock phi.

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） この発明は、クロックによシフィルタの時定数を制御す
ることのできる自動調整フィルタに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Object of the Invention] (Industrial Application Field) The present invention relates to an automatic adjustment filter capable of controlling the time constant of the filter by a clock.

（従来の技術） 従来、特開昭５８−１６１４１３号公報に、種々のフィ
ルタ特性を得ることのできる多目的フィルタが開示され
ている。この多目的フィルタは、第４図に示すような構
成であ夛、可変抵抗（ＲＩＸ）を調整して、定電流源１
，２に流れる電流比を調整することで積分回路としての
利得を可変できるものである。以下、簡単に第４図の回
路について説明する。(Prior Art) Conventionally, Japanese Unexamined Patent Publication No. 161413/1983 discloses a multi-purpose filter that can obtain various filter characteristics. This multi-purpose filter has the configuration shown in Fig. 4, and by adjusting the variable resistor (RIX), the constant current source 1
, 2, the gain of the integrating circuit can be varied by adjusting the ratio of current flowing through the circuits. The circuit shown in FIG. 4 will be briefly explained below.

入力ｖｉは、差動増幅器を構成するトランジスタＱ１の
ベースに供給される。トランジスタＱＪ。Input vi is supplied to the base of transistor Q1 forming a differential amplifier. Transistor QJ.

ＱＢは、差動増幅器を構成し、各々のトランジスタＱＩ
ＩＱ２のコレクタ出力は、次段のトランジスタＱ　６＋
　Ｑ　５のベースに供給される。トランジスタＱ３．Ｑ
４は、負荷として作用し、トランジスタＱＩＯ，Ｑｌｌ
、抵抗Ｒ１ｎは、差動増幅器ＤＩの定電流源回路を形成
する。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、トランジスタＱ１．Ｑ２のエ
ミッタ抵抗である。QB constitutes a differential amplifier, and each transistor QI
The collector output of IQ2 is the next stage transistor Q6+
Supplied to the base of Q5. Transistor Q3. Q
4 acts as a load, transistors QIO, Qll
, resistor R1n form a constant current source circuit of the differential amplifier DI. Resistors R1 and R2 are connected to transistors Q1. This is the emitter resistance of Q2.

また、■Ｂ１は、バイアスである。Also, ①B1 is a bias.

トランジスタＱ５のコレクタにあられれた信号は、トラ
ンジスタＱ７　、ＱＢでなるカレントミラー回路を介し
て、コンデンサＣ１による積分作用を受けて、トランジ
スタＱ９のベースに入力される。そして、出力■ｏは、
トランジスタＱ９のエミッタから導出される。トランジ
スタＱＪｊ　、ＱｌＢ。The signal applied to the collector of the transistor Q5 is inputted to the base of the transistor Q9 through a current mirror circuit made up of transistors Q7 and QB, subjected to an integral action by the capacitor C1. And the output ■o is
It is derived from the emitter of transistor Q9. Transistors QJj, QlB.

ＱＪ４は、その電流が抵抗ＲＩｃｘによって調整される
カレントミラー回路を形成している。トランジスタＱＪ
ｊは、トランジスタＱ　ｓ　＋　Ｑ　ｔ；で構成される
差動増幅器Ｄ２の定電流源として作用し、また、トラン
ジスタＱ１３も、トランジスタＱ８の定電流源として作
用する。Ｒ３は、トランジスタＱ９のエミッタ抵抗であ
る。QJ4 forms a current mirror circuit whose current is adjusted by resistor RIcx. Transistor QJ
j acts as a constant current source for the differential amplifier D2 composed of transistors Q s + Q t;, and the transistor Q13 also acts as a constant current source for the transistor Q8. R3 is the emitter resistance of transistor Q9.

上記したフィルタによると、電流１１と１２の比が可変
抵抗ＲＥｘｔ−調整することによって変化、これにより
、コンデンサＣ１に対する振込み電流量も可変されるの
で時定数を変えることができる。According to the above-described filter, the ratio of currents 11 and 12 is changed by adjusting the variable resistor RExt, and as a result, the amount of current transferred to the capacitor C1 is also varied, so that the time constant can be changed.

このことを以下、数式を用いて説明する。This will be explained below using formulas.

上記フィルタの入力Ｖｉと出力Ｖｏの関係を求めると、 ここで、ＲＥ＝、Ｒ１＋Ｒ２として、 ・・・・・・・・・・・・（１） の関係が得られる。The relationship between the input Vi and output Vo of the above filter is found as follows: Here, as RE=, R1+R2, ・・・・・・・・・・・・(1) The following relationship is obtained.

但、図面の素子の各符号はその値をも意味するものとす
る。However, each symbol of an element in the drawings also means its value.

またｓ　■ＢＥ　１１　ＩｖＢＥ１４は、ツレぞれトラ
ンジスタＱｌｌ、Ｑ１４のベース・ エミッタ間電圧、■ｃｃは電源電圧、 ８は係数である。Further, s 1 BE 11 IvBE14 is the base-emitter voltage of the transistors Qll and Q14, respectively, cc is the power supply voltage, and 8 is a coefficient.

よって、上記フィルタの時定数Ｔ１は、となる。よって
、ｉｌ、１２の電流比を変えること、つまル、抵抗ＲＩ
ＣＸ、ＲｆＮの比を変えることは、時定数を変えること
と同じである。Therefore, the time constant T1 of the filter is as follows. Therefore, by changing the current ratio of il, 12, the resistance RI
Changing the ratio of CX and RfN is the same as changing the time constant.

（発明が解決しようとする問題点） ところで、上記のフィルタをＩＣ（集積回路）化した場
合を考えてみる。コンデンサＣ１、抵抗８里は、独立に
ばらつくが、抵抗ＲＮＲＩＮはＩＣ内の素子であるため
同方向にばらつく。このため、ＲＮ、ＲＩＭのばらつき
は、その比を保つでいれば時定数Ｔ１には影響を与えな
いことになる。Ｃ１がばらついた場合は、抵抗ＲＮＸを
外付の可変抵抗としておき、これを調整することで、フ
ィルタの時、定数を一定にすることができる。(Problems to be Solved by the Invention) Now, let us consider a case where the above filter is integrated into an IC (integrated circuit). Capacitor C1 and resistor 8R vary independently, but resistor RNRIN is an element within the IC and therefore varies in the same direction. Therefore, variations in RN and RIM will not affect the time constant T1 if the ratio is maintained. If C1 varies, the constant can be kept constant when using a filter by setting the resistor RNX as an external variable resistor and adjusting it.

つまシ、上記従来のフィルタは、時定数を一定に保つ場
合、あるいは可変して別の時定数に設定する場合には、
抵抗ＲＩ８χを外付にしておかなければならないという
必須の要件がある。However, when using the conventional filters mentioned above, if you want to keep the time constant constant or change it to a different time constant,
There is an essential requirement that the resistor RI8χ must be provided externally.

そこで、この発明では、上記のような外付の可変抵抗を
設けずとも、精度の高い特性を得ることのできる自動調
整フィルタを提供することを目的とする。Therefore, it is an object of the present invention to provide an automatic adjustment filter that can obtain highly accurate characteristics without providing an external variable resistor as described above.

〔発明の構成〕[Structure of the invention]

（問題点を解決するための手段） この発明では、クロック周波数に応じて制御電圧が変化
する自動調整回路を構成し、この回路からの前記制御電
圧を時定数制御端に供給するようにしたものである。(Means for solving the problem) In the present invention, an automatic adjustment circuit is configured in which a control voltage changes according to a clock frequency, and the control voltage from this circuit is supplied to a time constant control terminal. It is.

（作用） クロック周波数変えるのみで、フィルタ時定数の調整若
しくは変更が可能であフ、外付の抵抗は不要であシ、ま
た、温度変化により時定数が変ろうとしても自動的にこ
れを修正し得るものである。(Function) The filter time constant can be adjusted or changed simply by changing the clock frequency; no external resistor is required; and even if the time constant changes due to temperature changes, it is automatically corrected. It is possible.

（実施例） 以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。第１
図はこの発明の一実施例であシ、１００はフィルタ部、
２００は自動調整回路部である。(Example) Examples of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1st
The figure shows one embodiment of the present invention, and 100 is a filter section;
200 is an automatic adjustment circuit section.

自動調整回路部２００には、クロックφ、φが供給され
る。クロックφとφは互いに逆相の関係にある。The automatic adjustment circuit unit 200 is supplied with clocks φ and φ. The clocks φ and φ have opposite phases to each other.

自動調整回路部２００は、クロックφ、φの周波数に応
じて、その出力制御電圧ＣＮＴが可変されるもので、ま
た、温度変化によシ、出力制御電圧ＣＮＴが変動しよう
としても、これを自動的に抑える機能を有する。制御電
圧ＣＮＴは、フィルタ部１００の時定数制御部に供給さ
れる。The automatic adjustment circuit section 200 varies its output control voltage CNT according to the frequency of the clocks φ and φ, and also automatically adjusts the output control voltage CNT even if the output control voltage CNT is about to fluctuate due to temperature changes. It has the function of suppressing Control voltage CNT is supplied to a time constant control section of filter section 100.

以下更に具体的に説明する。フィルタ部２００において
、入力■１は、差動増幅器部１１ＡＩ／Ｃ供給され、そ
の増幅出力は、エミッタ７オロアを形成するトランジス
タＱ２２のベースに供給される。This will be explained in more detail below. In the filter section 200, the input (1) is supplied to the differential amplifier section 11AI/C, and its amplified output is supplied to the base of the transistor Q22 forming the emitter 7 orer.

このトランジスタＱ２２のペースとアースライン間には
、コンデンサＣ２１が接続されて贋る。トランジスタＱ
２２のコレクタは、電源に接続され、エミッタは、出力
ｖＯの導出部に接続されるとともに、差動増幅器部ＪＪ
Ａの他方に接続される。また、このトランジスタＱ２２
のエミッタは、抵抗Ｒ１１を介して接地される。A capacitor C21 is connected between the base of this transistor Q22 and the ground line. transistor Q
The collector of 22 is connected to the power supply, and the emitter is connected to the output part of the output vO, and the differential amplifier part JJ
Connected to the other side of A. Also, this transistor Q22
The emitter of is grounded via a resistor R11.

差動増幅器部１１には、２段の差動増幅器が並列に配置
されたもので、第２図に示すような構成である。即ち、
トランジスタＱＺＡ、ＱＪＡ、抵抗ＲＩＡ、Ｒ２Ａは、
差動増幅器ＤＩＡを構成する。また、トランジスタＱ３
Ａ、Ｑ４Ａは、ペースにバイアスＶＢＡが供給され、ト
ランジスタＱＩ　Ａ　、　Ｑ２Ａの負荷として作用する
。また、１２Ａは、差動増幅器ＤＪＡの定電流源である
。この差動増幅器　　　′ＤＩｋは、入力ｖｉを増幅し
、トランジスタＱＪＡ。The differential amplifier section 11 has two stages of differential amplifiers arranged in parallel, and has a configuration as shown in FIG. That is,
Transistors QZA, QJA, resistors RIA, R2A are:
Configure a differential amplifier DIA. Also, transistor Q3
A and Q4A are supplied with bias VBA and act as loads for transistors QI A and Q2A. Further, 12A is a constant current source of the differential amplifier DJA. This differential amplifier 'DIk amplifies the input vi, and the transistor QJA.

Ｑ２＾のコレクタからその出力を得、次段のトランジス
タＱ５Ａ　、Ｑ６Ａのベースに供給する。トランジスタ
Ｑ５Ａ、Ｑ６にも差動増幅器０２Ａを構成するもので、
１３Ａはその定電流源として作用する。The output is obtained from the collector of Q2^ and supplied to the bases of transistors Q5A and Q6A in the next stage. Transistors Q5A and Q6 also constitute differential amplifier 02A,
13A acts as its constant current source.

また、トランジスタＱ５Ａのコレクタ出力は、トランジ
スタＱ７Ａ　、Ｑ８Ａで構成されるカレントイ５−Ｄｏ
路を介して、トランジスタＱ２２のペース側に出力され
る。トランジスタＱ８Ａのコレクタは、定電流源１４Δ
に接続されるとともに、コンデンサＣ１ｌを介してアー
ス電位に接続され、また、トランジスタＱ２２０ベース
にも接続される。In addition, the collector output of transistor Q5A is a current transistor 5-Do consisting of transistors Q7A and Q8A.
The signal is output to the pace side of transistor Q22 via the path. The collector of transistor Q8A is connected to constant current source 14Δ
It is connected to ground potential via capacitor C1l, and also to the base of transistor Q220.

ここで、上記フィルタ部１００のフィルタ電性を調整す
るには、定電流源１３Ａに対して、制御信号ＣＮＴが与
えられ、その電流量を調整することで達成できる。Here, the filter conductivity of the filter section 100 can be adjusted by applying a control signal CNT to the constant current source 13A and adjusting the amount of current.

次に自動調整回路部２００について、第１図に戻って説
明する。この自動調整回路部２００は、差動増幅器部１
１Ｂ１スイッチドキャパシタ回路２０、演算増幅器３０
等で構成される。差動増幅器部ＪＪＢは、例えば先の差
動増幅器部１１＾と同様な構成である。但し、先の入力
Ｖ＋の代勺にバイアスＶＢ１１が与えられ、また、定電
流源の電流制御部には、演算増幅器３０の出力が供給さ
れる。Next, the automatic adjustment circuit section 200 will be explained by returning to FIG. 1. This automatic adjustment circuit section 200 includes a differential amplifier section 1
1B1 switched capacitor circuit 20, operational amplifier 30
Consists of etc. The differential amplifier section JJB has, for example, the same configuration as the differential amplifier section 11^ described above. However, the bias VB11 is applied as a substitute for the input V+, and the output of the operational amplifier 30 is supplied to the current control section of the constant current source.

更に、との差動増幅器部ＪＩＢの出力は、演算増幅器３
０のマイナス入力端子に供給される。Furthermore, the output of the differential amplifier section JIB is the operational amplifier 3
0 negative input terminal.

演算増幅器３０は、そのマイナス入力端にあられれる電
流変化をコンデンサＣ２１によル検知して、該変化に応
じた電圧ＣＮＴを発生する。演算増幅器３０のプラス入
力端には、バイアスＶＢｃが供給されている。The operational amplifier 30 detects a change in current appearing at its negative input terminal through a capacitor C21, and generates a voltage CNT corresponding to the change. A bias VBc is supplied to the plus input terminal of the operational amplifier 30.

一方スイッチドキャパシタ回路２０は、クロックφ、φ
の周波数に応じて、ノード２０１，２０２間に流れる電
流値を制御可能な回路である。ノード２０１にはバイア
スＶＢＩＩが供給され、ノード２０１は、演算増幅器８
０のマイナス入力端に接続される。更に、このスイッチ
ドキャパシタ回路２０は、バイアスＶＢＣを作動電圧と
している。On the other hand, the switched capacitor circuit 20 receives clocks φ, φ
This circuit is capable of controlling the value of the current flowing between nodes 201 and 202 according to the frequency of . A bias VBII is supplied to the node 201, and the node 201 is connected to the operational amplifier 8.
Connected to the negative input terminal of 0. Further, this switched capacitor circuit 20 uses bias VBC as an operating voltage.

上記自動調整回路２００を更に詳しく第３図に示して説
明する。差動増幅器部１１Ｂは、先の差動増幅器部ＪＪ
Ａと同じ構成である。従って、各トランジスタ、抵抗、
及び定電流源の符号には、先の増幅器部１１にの符号に
付加したＡの代りにＢを付加して示している。The automatic adjustment circuit 200 will be explained in more detail with reference to FIG. The differential amplifier section 11B is the same as the differential amplifier section JJ described above.
It has the same configuration as A. Therefore, each transistor, resistor,
And the constant current source is shown with B added in place of the A added to the code of the amplifier section 11 above.

スイッチドキャパシタ回路２０は、入出力ノード２０１
，２０２間にスイッチ８Ａ１、コンデンサＣ２２、スイ
ッチ８Ｂ１を直列接続されている。The switched capacitor circuit 20 has an input/output node 201
, 202, a switch 8A1, a capacitor C22, and a switch 8B1 are connected in series.

スイッチ８ＡＪとコンデンサＣ２２の接続点と、バイア
スＶＩＩＣ間にはスイッチ８Ｂ２が接続され、スイッチ
８Ｂ１とコンデンサＣ２２の接続点とバイアスＶＢＣ間
にはスイッチ８Ａｊが接続される。A switch 8B2 is connected between the connection point between the switch 8AJ and the capacitor C22 and the bias VIIC, and a switch 8Aj is connected between the connection point between the switch 8B1 and the capacitor C22 and the bias VBC.

スイッチ８ＡＪ　、８Ａｊは、クロックφがオンのとき
導通して、バイアスＶｌｌｌとＶＩＣ間を導通させ、ス
イッチ８Ｂ１．８８２はクロックφがオンのとき導通し
て、バイアス■！ＩＣとノード２０２間を導通させる。The switches 8AJ and 8Aj are conductive when the clock φ is on, and conduct between the bias Vllll and VIC, and the switch 8B1.882 is conductive when the clock φ is on, and the bias ■! Conductivity is established between the IC and the node 202.

従って、クロックφのへイレペルでスイッチＳＡＪ　、
８ＡＪがオンしたときには、コンデンサＣ２２には、Ｗ
ｉｌｌ−ＶＩＣ−ΔＶの電圧が加わル、□”　　　／ａ
ｙ／ｄｉ。。−７、ｋ１ユイ、ア、８□、８８２がオン
したときには、ノード２０２の電圧は、演算増幅器３０
の仮想接地点となル、コンデンサＣ２２の両端電圧は等
しくなろうとする作用を受ける。Therefore, the switch SAJ at the clock pulse of clock φ,
When 8AJ is turned on, W is applied to capacitor C22.
When a voltage of ill-VIC-ΔV is applied, □”/a
y/di. . -7, k1, a, 8□, When 882 is turned on, the voltage at node 202 is
, the voltages across the capacitor C22 tend to become equal.

■　今、／−ド２０１，２０：２ｆ）電位ヲｖｇｏｔ　
ｒｖｔｏｔとし、■、。、〉■、。、の場合を考える。■ Now /-do 201, 20:2f) potential vgot
As rvtot, ■. ,〉■,. , consider the case.

この場合は、ノード２０を側から電荷が取き取られるよ
うに作用する。クロックドキャパシタ回路２０の動作を
クロックの周期に対して充分長い時間でみると、この状
態にあっては、ノード２０ｊｌ側からノード２０１側に
向って平均電流Ｉｓが流れているとみて良い。ここで、
コンデンサＣ２２において、１クロツクの期間内に移動
する電荷ｑｌ杜、 Ｑｌ−Ｃ２ｊ！−ΔＶ−Ｉ　ｓ　・ｔ　。In this case, charges are removed from the node 20 side. If we look at the operation of the clocked capacitor circuit 20 over a sufficiently long period of time relative to the clock cycle, it can be seen that in this state, the average current Is flows from the node 20jl side to the node 201 side. here,
In the capacitor C22, the charge ql which moves within one clock period, Ql-C2j! −ΔV−Is·t.

但しｆｃは、クロックの周波数 となル、 工ａ　−ｆ　ｃ−Ｃ２ｊ・ΔＶ　・・・・・・・・・・
・・・・・（３）となる。However, fc is the frequency of the clock.
...(3).

これに対して差動増幅器部ＪＩＢは、入力端にΔ■が加
わったとき、工ｄの出力電流があるものとすると、 但し、ＲＩＢは、抵抗ＲＪＢ、Ｒ２Ｂの合成抵抗値、逼
ＩＢ　、ｌｊＢは定電流源１：ｔＢ、１３Ｂの電流であ
る。On the other hand, the differential amplifier section JIB has an output current of d when Δ■ is applied to the input terminal. However, RIB is the combined resistance value of resistors RJB and R2B, 逼IB, ljB is the current of constant current source 1: tB, 13B.

である。It is.

■　次に、上記の条件で、Ｉｄ−ｍＩｉの場合をみると
、電流１ｄと１８の平衡状態が得られ、コンデンサＣ２
１の端子電圧は影響を受けず、回路は安定状態を維持す
る。■ Next, under the above conditions, if we look at the case of Id-mIi, an equilibrium state of currents 1d and 18 is obtained, and capacitor C2
1 terminal voltage is not affected and the circuit remains stable.

■　次Ｋ　Ｉ　ｄ　）　Ｉ　ｓとなった場合をみると、
Ｉｄ−１８分の電流が、コンデンサＣＪＩＪＩＣ流れ込
むことになる。このため、演算増幅器８０の出力電位、
つまり制御電圧ＣＮＴが下がることになる。■ Looking at the case where the next K I d ) I s,
A current corresponding to Id-18 flows into the capacitor CJIJIC. Therefore, the output potential of the operational amplifier 80,
In other words, the control voltage CNT decreases.

制御電圧ＣＮＴが下がると、定電流源１３Ｂに流れる電
流１３Ｂが小さくな多、これにともなって出力電流１ｄ
も小さくなる。つｉＪ、Ｉｄ−Ｉｓとなるように作用し
、この状態で安定する。これと同様な動作は、フィルタ
部１００の差動増幅器部１１＾においても得られる。制
御電圧ＣＮＴが差動増幅器部１１にの定電流源ＪＪＡに
も与えられるからである。When the control voltage CNT decreases, the current 13B flowing through the constant current source 13B decreases, and accordingly, the output current 1d decreases.
will also become smaller. iJ, Id-Is, and is stable in this state. An operation similar to this can also be obtained in the differential amplifier section 11^ of the filter section 100. This is because the control voltage CNT is also applied to the constant current source JJA of the differential amplifier section 11.

■　また、Ｉｄ（Ｉｓの場合も、上記とは逆の電圧変化
があｊ）、Ｉｄ−Ｉｓとなるように動作する。(2) Also, in the case of Id (also in the case of Is, the voltage change is j, which is opposite to the above), and operates so that Id - Is.

■　従って、（３）　、　（４）式を用いて、Ｉ　ｄ　
、　Ｉ　ｓとおくと、 の関係を得ることができる。■ Therefore, using equations (3) and (4), I d
, I s, the following relationship can be obtained.

つまル、クロック周波数に依存して内部電流が変シ、フ
ィルタ時定数を変える電流比が変ることになる。In other words, the internal current changes depending on the clock frequency, and the current ratio that changes the filter time constant changes.

即ち、フィルタ部１００をみると、（２）式の導出と同
様に、時定数Ｔｌムは、 ＪＡ Ｔ１ム−Ｃｔｔ・Ｒ，ム・！２＾　・・・・・・・・・
・・・・・・（６）但し、ＲｌＡは、抵抗ＲＩＡ、Ｒｊ
Ａの合成抵抗値である。That is, looking at the filter unit 100, as in the derivation of equation (2), the time constant Tlm is JA T1m - Ctt·R, m·! 2^ ・・・・・・・・・
......(6) However, RlA is the resistance RIA, Rj
This is the combined resistance value of A.

ここで、１１人とｉＪＢは、同一バイアス回路によシバ
イアスを与えれば、互いに等しくすることができ、ｉ２
Ａ、ｉ２Ｂも制御電圧ＣＮＴが共通であるから等しくす
ることができる。Here, 11 people and iJB can be made equal to each other by applying bias to the same bias circuit, i2
A and i2B can also be made equal because the control voltage CNT is common.

＋５）　、　（６）式よシ、 １１１１１１　Ｋ　、　−Ｌ　（ｙ、−工、ｈと）ｆＣ
Ｃ２２Ｒ，Ｂ が得られる。ここで、Ｋは、集積回路内部のコンデンサ
、抵抗が同一方向にばらつくので一定となる。+5), (6) formula, 111111 K, -L (y, -technical, h and) fC
C22R,B is obtained. Here, K is constant because the capacitor and resistance inside the integrated circuit vary in the same direction.

上記のように、この発明によると、クロックの周波数に
応じて、フィルタの時定数の調整若しくは変更が可能と
なるもので、かつ動作上も、温度変化によル素値が変動
したとしても特性に悪影響を与えることはない。更に何
らかの要因で前述したＩｄ＝−Ｉｓの関係がずれても自
動的に制御作用が働く。As described above, according to the present invention, it is possible to adjust or change the time constant of the filter according to the clock frequency, and also in terms of operation, even if the elementary value fluctuates due to temperature changes, the filter's time constant can be adjusted or changed. It will not have any negative impact on. Furthermore, even if the above-mentioned relationship of Id=-Is deviates due to some factor, the control action is automatically activated.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上説明し念ようにこの発明は従来の如く外付の可変抵
抗を設ける必要はなく、かつ精度及び機能的にもすぐれ
た自動調整フィルタを提供することができる。As explained above, the present invention does not require the provision of an external variable resistor as in the prior art, and can provide an automatic adjustment filter with excellent accuracy and functionality.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図、第
３図はそれぞれ第１図のフィルタ部及び調整回路部を具
体的に示す回路図、第４図は従来のフィルタの回路図で
ある。 １００・・・フィルタ部、２００・−・自動調整回路、
１１Ａ、ＪＩＢ・・・差動増幅器部、２０・・・スイッ
チドキャパシタ回路、３０・・・演算増幅器。FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, FIGS. 2 and 3 are circuit diagrams specifically showing the filter section and adjustment circuit section of FIG. 1, respectively, and FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional filter. It is a circuit diagram. 100...filter section, 200...automatic adjustment circuit,
11A, JIB... Differential amplifier section, 20... Switched capacitor circuit, 30... Operational amplifier.

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）並列に２段に接続した差動増幅器の出力をコンデ
ンサに供給する構成であって該差動増幅器の定電流源の
電流比を変えることで時定数を可変されるフィルタ部と
、 クロック周波数に応じて出力電圧が可変され、この出力
電圧を制御電圧として前記差動増幅器の定電流源の電流
制御端に供給するとともに、前記制御電圧の安定化手段
を供えた自動調整回路とを具備したことを特徴とする自
動調整フィルタ。(1) A filter section configured to supply the output of a differential amplifier connected in two stages in parallel to a capacitor, and whose time constant can be varied by changing the current ratio of a constant current source of the differential amplifier, and a clock. The output voltage is varied according to the frequency, the output voltage is supplied as a control voltage to a current control terminal of a constant current source of the differential amplifier, and an automatic adjustment circuit is provided with means for stabilizing the control voltage. An automatic adjustment filter characterized by: （２）前記自動調整回路は、前記クロック周波数に応じ
て出力電流が可変されるスイッチドキャパシタ回路と、
対比用の差動増幅器と、この差動増幅器の出力電流と前
記スイッチドキャパシタ回路の出力電流との差分電流が
一方に供給され、他方には基準電圧が供給され、その出
力電圧を前記制御電圧として前記フィルタ部に供給する
とともに前記対比用の差動増幅器の電流制御端に供給し
、前記スイッチドキャパシタ回路の出力電流に前記対比
用の差動増幅器の出力電流が一致するように作用する前
記安定化手段としての演算増幅器とを備えたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の自動調整フィルタ。(2) The automatic adjustment circuit includes a switched capacitor circuit whose output current is varied according to the clock frequency;
A differential amplifier for comparison, a differential current between the output current of this differential amplifier and the output current of the switched capacitor circuit is supplied to one side, a reference voltage is supplied to the other side, and the output voltage is set to the control voltage. The current is supplied to the filter section as well as to the current control terminal of the comparison differential amplifier, and acts so that the output current of the comparison differential amplifier matches the output current of the switched capacitor circuit. 2. The automatic adjustment filter according to claim 1, further comprising an operational amplifier as a stabilizing means.