JPS62203585A - Controller for motor - Google Patents
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- JPS62203585A JPS62203585A JP61044160A JP4416086A JPS62203585A JP S62203585 A JPS62203585 A JP S62203585A JP 61044160 A JP61044160 A JP 61044160A JP 4416086 A JP4416086 A JP 4416086A JP S62203585 A JPS62203585 A JP S62203585A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、インバータ等を用いた電動機の回生制動の為
の制御装置に係り、特に、比較的容量の大きな電動機の
回生制動制御に好適な電動機の制御装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention relates to a control device for regenerative braking of an electric motor using an inverter, etc., and is particularly suitable for regenerative braking control of a relatively large capacity electric motor. The present invention relates to a control device for an electric motor.
インバータを用いた、誘導電動機などの交流電動機の制
御では、インバータの出力周波数を運転中の電動機の同
期周波数から所定値以上低下させることにより容易にそ
の電動機を発電状態に制御し、簡単に回生制動制御を行
なうことが出来、従って、従来から、このようなインバ
ータを用いた回生制動制御装置が広く使用沓れている。When controlling an AC motor such as an induction motor using an inverter, by lowering the output frequency of the inverter by a predetermined value or more from the synchronous frequency of the running motor, the motor can be easily controlled to a generating state, and regenerative braking can be easily performed. Therefore, regenerative braking control devices using such an inverter have been widely used.
ところで、従来の、このようなインバータを用いた回生
制動制御装置における、その電力吸収用抵抗器の投入、
遮断の制御には大別して２ｍｌの方法が用いられていた
。By the way, in the conventional regenerative braking control device using such an inverter, the power absorption resistor is inserted,
Broadly speaking, 2 ml methods were used to control the blockage.
ます、第１の方法は、例えば、実開昭４９−１１４１５
号公報により開示されているもので、主スイツチング素
子にサイリスタなどの制御整流素子を用い、これに転流
回路を組合わせろ方法であり、次に第２の方法は、例え
ば、実開昭６０−４２０９９号公報により開示されてい
るもので、主スイツチング素子にパワートランジスタや
ＧＴＯなどの自己消弧素子を用い、これに帰還整流素子
を組合わせる方法である。The first method is, for example, disclosed in Japanese Utility Model Application Publication No.
The second method is disclosed in Japanese Utility Model Application Publication No. 1988-1999, in which a controlled rectifying element such as a thyristor is used as the main switching element, and a commutation circuit is combined with this element. This method is disclosed in Japanese Patent No. 42099, and is a method in which a self-extinguishing element such as a power transistor or a GTO is used as the main switching element, and a feedback rectifying element is combined therewith.
上記従来技術のうち、まず、第１の方法によるものでは
、転流回路としてターンオフ回路或いはチョッパ回路が
必要なため、構成が複雑になって高価なものになり易く
、かつ転流失敗を完全になくすことが出来ないという問
題点が・あり、次に、第２の方法によるものでは、以下
に列挙するような問題点がある。Among the above-mentioned conventional techniques, the first method requires a turn-off circuit or a chopper circuit as a commutation circuit, which tends to make the configuration complicated and expensive. There is a problem that it cannot be eliminated, and the second method has the following problems.
（１）主スイツチング素子として大容量のものが得難い
ため、回生電力が大容量になるにつれて並列接続個数の
増加によって対応しなければならず、この九め、装置全
体の並列数増加によった場合にはコストアップが著しく
、スイッチング素子の並列数増加では負荷分担に不均一
を生じて使用率の低下を生じ易い。(1) Since it is difficult to obtain a large-capacity main switching element, as the capacity of regenerative power increases, it is necessary to increase the number of parallel connections. However, the cost increases significantly, and an increase in the number of parallel switching elements tends to cause uneven load sharing, resulting in a decrease in usage rate.
（２） 自己消弧形の素子であるため、制動中での交
流電源喪失時に際しても、成る期間にわたってはスイッ
チング素子に駆動パワーを供給する必要があり、このた
め補助電源を必要とし、かつ、このときの駆動パワーが
不足したのでは意味がないため、この補助電源にもかな
りの容量のものを必要とし、このためコストアップが著
しい。(2) Since it is a self-extinguishing element, even if AC power is lost during braking, it is necessary to supply driving power to the switching element for a period of time, which requires an auxiliary power supply, and Since it is meaningless if the drive power is insufficient at this time, this auxiliary power supply also requires a considerable capacity, which significantly increases costs.
（３）サージ電圧に弱いため、例えば電力吸収用抵抗器
に対する配線状態によっては、その残留インダクタンス
によるスイッチングサージ１圧が問題になり、保護回路
の選定に注意を要する。(3) Because it is susceptible to surge voltages, for example, depending on the wiring condition for the power absorption resistor, a switching surge of 1 voltage due to the residual inductance may become a problem, and care must be taken in selecting a protection circuit.
なお、この種のものとして関連するものには、他にも実
関昭４９−１１９７１０号公報、実公昭５３−２７２８
３号公報などを挙げることができる。In addition, there are other related works of this type, such as Jitsuken Publication No. 49-119710 and Utility Model Publication No. 53-2728.
Publication No. 3 can be mentioned.
本発明の目的は、このような従来技術の問題点に対処で
き、サイリスタなどのｆｕ制御望流素子を用いてインバ
ータ等による回生制動を転流失敗の虞れなく、常に確実
に制御でき、かつ、交流電源電圧の低下、もしくは喪失
に際しても特に問題な生じないようにした電動機の制御
装置を提供するにある。It is an object of the present invention to solve the problems of the prior art, to always be able to reliably control regenerative braking by an inverter, etc., without the risk of commutation failure, using fu-controlled telecurrent elements such as thyristors, and to Another object of the present invention is to provide a control device for an electric motor that does not cause any problems even when the AC power supply voltage decreases or is lost.
本発明によれば、上記問題点は、回生電力放電用の主ス
イツチング素子となる制御ｉ光素子に対して、それの放
電を停止させろための制御整流素子を別に設け、これを
交流電源電圧よりも高い電圧で点弧させ、単相半波の電
源転流により放電停止させるようにすることにより解決
されろ。According to the present invention, the above problem can be solved by separately providing a control rectifier element for stopping the discharge of the control i-optical element, which is the main switching element for regenerative power discharge, and controlling this element from the AC power supply voltage. This can also be solved by igniting with a high voltage and stopping the discharge by single-phase half-wave power commutation.
交流［源篭王よりも高い電圧で放電停止用の制御整流素
子を点弧させ、電源転流により主スイツチング用の制御
整流素子を消弧させるため、常に確実に転医仁させるこ
とができ、主スィッチングを制御整流素子で行なうため
、回生時での電源電圧の低下や喪失に対しても駆動電源
確保の問題は生じない。The control rectifier for stopping discharge is ignited at a voltage higher than that of alternating current (source source), and the control rectifier for main switching is extinguished by commutation of the power supply, so it is possible to always reliably switch off the discharge. Since main switching is performed by a controlled rectifying element, there is no problem of securing driving power even if the power supply voltage drops or is lost during regeneration.
以下、本発明による電動機の制御装置について、図示の
実施例により詳細に説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The electric motor control device according to the present invention will be described in detail below with reference to illustrated embodiments.
第１図は本発明の一実施例で、図において、１は交流電
源、２は順変換部（以下、コンバータという）、３は逆
変換部（以下、インバータという）、４は負荷となる誘
導電動機（ＩＭ）、５は平滑用のコンデンサ、６は回生
電力吸収用の抵抗器、７は回生制動制御用の主スイツチ
ング素子となる制御整流素子（以下、サイリスタという
）、８は単巻トランス、９は放電停止用のサイリスタ、
ｃｃは制御回路である。FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a forward conversion section (hereinafter referred to as a converter), 3 is an inverse conversion section (hereinafter referred to as an inverter), and 4 is an induction load. An electric motor (IM), 5 is a smoothing capacitor, 6 is a resistor for absorbing regenerative power, 7 is a control rectifier element (hereinafter referred to as a thyristor) which is a main switching element for regenerative braking control, 8 is an autotransformer, 9 is a thyristor for stopping discharge;
cc is a control circuit.
ここで、構成製素工ないし５は周知のインバータによる
′電動機の制御装置を構成し、交流電源１の電力をコン
バータ２により直流に変換し、これを再びインバータ３
によって交流に変換し、電動機４を駆動する。そして、
このような装置においては、インバータ３の発生周数数
を制御することにより電動機４の速度を自白に制御でき
る。Here, the component parts 5 constitute a control device for an electric motor using a well-known inverter, converting power from an AC power source 1 into direct current through a converter 2, which is then transferred back to an inverter 3.
is converted into alternating current to drive the electric motor 4. and,
In such a device, by controlling the number of cycles generated by the inverter 3, the speed of the electric motor 4 can be easily controlled.
次に、′ＲＬ動機４により回生制動を働かせようとする
ときには、この電動機４が一定速度で連転している状態
からインバータ３０発生周仮数を低下させてやる。そう
すると電動機４は発電機となり、インバータ３内に並列
に接続されている帰還ダイオードを介して直流回路の平
滑コンデンサ５を充電し、直流電圧’１１’ＰＮが上昇
することになる（このときの制動を回生制動という）。Next, when regenerative braking is to be applied by the RL motor 4, the cycle mantissa generated by the inverter 30 is lowered from the state where the electric motor 4 is continuously rotating at a constant speed. Then, the motor 4 becomes a generator, which charges the smoothing capacitor 5 of the DC circuit via the feedback diode connected in parallel in the inverter 3, and the DC voltage '11'PN increases (at this time, the braking is called regenerative braking).
しかして、このままでは、回生電力を吸収するものがな
いから制動効は現われず、かつ、直流電圧が上昇すると
、主回路素子の耐圧に影響をおよぼすので、サイリスタ
７を用いて平滑コンデンサ５に充電されたエネルギを制
動用の抵抗器６を通して放電させる。なお、この動作も
周知のものである。However, if this continues, there will be no braking effect because there is nothing to absorb the regenerated power, and if the DC voltage increases, it will affect the withstand voltage of the main circuit elements, so the thyristor 7 will be used to charge the smoothing capacitor 5. The generated energy is discharged through a braking resistor 6. Note that this operation is also well known.
しかして、この実施例においては、放電用サイリスタ７
と放電用の抵抗器６に加えて、単巻トランス８と放電停
止用のサイリスタ９が設けられており、これらのサイリ
スタ７．９のゲートＣ１＠ 、 Ｇ！に制御回路ＣＣか
ら放電信号と放電停止信号が供給されるように構成され
ている。Therefore, in this embodiment, the discharge thyristor 7
In addition to the resistor 6 for discharging and the resistor 6 for discharging, an autotransformer 8 and a thyristor 9 for stopping the discharging are provided, and the gates of these thyristors 7.9 C1@, G! A discharge signal and a discharge stop signal are supplied from the control circuit CC to the control circuit CC.
そして、まず、コンデンサ５と並列に、放電信号により
点弧されるサイリスタ７と制動用抵抗器６を直列接続す
る。次に、昇圧分だけの小容量ですむ単巻トランス８０
１次側を交流電源に接続し、その２次側は放電停止信号
により点弧される放電停止用サイリスタ９０カソードに
接続する。このサイリスタ９のアノードは、放電用サイ
リスタ７と制動用抵抗器６の中間に接続しておく。First, a thyristor 7, which is fired by a discharge signal, and a braking resistor 6 are connected in series in parallel with the capacitor 5. Next, the auto-transformer 80, which requires a small capacity only for the step-up voltage.
The primary side is connected to an alternating current power source, and the secondary side is connected to the cathode of a thyristor 90 for discharging, which is fired by a discharging stop signal. The anode of this thyristor 9 is connected between the discharge thyristor 7 and the braking resistor 6.
次に、この実施例の動作について説明する。Next, the operation of this embodiment will be explained.
インバータ３の出力周波数を所定値だけ低下させて電動
機４を回生制動状態に制御すると、この電動機４は負荷
の回転エネルギーにより発電状態となり、このエネルギ
ーがコンデンサ５に蓄積され、直流電圧ｖＰＮが上昇し
てゆく。When the output frequency of the inverter 3 is lowered by a predetermined value and the motor 4 is controlled to a regenerative braking state, the motor 4 enters a power generation state due to the rotational energy of the load, this energy is stored in the capacitor 5, and the DC voltage vPN increases. I'm going to go.
そこで、この電圧Ｖｌｌ）ｌの上昇に応じて制御回路Ｃ
′Ｃはサイリスタ７のゲートＧ１に放電信号を供給して
点弧させ、コンデンサ５に蓄わ見られていくエネルギー
を抵抗器６に吸収させ、熱として放散させる。従って、
これにより′Ｉ鯛機４は負のトルクを発生し、制動状態
となる。Therefore, in response to the rise in voltage Vll)l, the control circuit C
'C supplies a discharge signal to the gate G1 of the thyristor 7 to ignite it, causing the resistor 6 to absorb the energy stored in the capacitor 5 and dissipate it as heat. Therefore,
As a result, the 'I sea bream machine 4 generates negative torque and enters a braking state.
一方、こうして回生制動が働いた結果、直流電圧ＶｐＮ
が低下し、それが所定の電圧レベルにまで下ると、今度
は制御回路ＣＣがサイリスタ９のゲ−）Ｇ２に放電停止
信号を供給し、これによりサイリスタ９は、単巻トラン
ス８０２次電圧Ｖ〒の波高値が直流電源ｖＰＮよりも高
くなった時点で点弧し、抵抗器６に電流を供給し始める
。On the other hand, as a result of the regenerative braking, the DC voltage VpN
When the voltage drops to a predetermined voltage level, the control circuit CC supplies a discharge stop signal to the gate G2 of the thyristor 9, which causes the thyristor 9 to reduce the secondary voltage V of the autotransformer 80. When the peak value of VPN becomes higher than the DC power source vPN, the ignition starts and current starts to be supplied to the resistor 6.
この結果、このサイリスタ９０点弧に伴って、サイリス
タ７からの放ｔ′に流は電源転流により消滅し、これに
よりサイリスタ、７は消弧される。なお放電停止用サイ
リスタ９は、続く半周期の電源電圧により逆バイヤスが
かかり消弧する。そして、再び、回生エネルギーにより
直流回路電圧が上昇し所定値に達したら同様の動作をし
、以後これを繰り返しスイッチングする。As a result, with the ignition of the thyristor 90, the current flowing from the thyristor 7 at t' disappears due to power commutation, and the thyristor 7 is thereby extinguished. Note that the discharge stopping thyristor 9 is reverse biased by the power supply voltage for the next half cycle and is extinguished. Then, when the DC circuit voltage rises again due to the regenerated energy and reaches a predetermined value, the same operation is performed, and this switching is repeated thereafter.
以上のように、この実施例によれば、主スイツチング素
子であるサイリスタ７が電源転流方式によって消弧され
るため、転流コンデンサ等を用いた転流回路を心安とせ
ず、転流失敗の問題もない。As described above, according to this embodiment, since the thyristor 7, which is the main switching element, is extinguished by the power commutation method, the commutation circuit using a commutation capacitor or the like is not reliable, and there is no risk of commutation failure. No problem.
また、パワートランジスタ等の自己消弧スイッチング素
子では不可欠な帰還ダイオードが不要である。なお、単
巻トランス８の容量は昇圧電圧と２次電流で汲まろが、
この２次電流は、放電停止用サイリスタ９が導通した時
のみ半波位相制御通流するだけなので、その容量及び使
用率とも小さなもので良く、このトランスによるコスト
アップは少くてすむ。又、を源波形に与えろ影響は、単
巻トランス８のリアクタンス及び制動用抵抗器６により
電流が抑えられ、過大を流が流れ得ないため、従来のコ
ンバークなどで位相制御を行なった場合よりはるかに小
さい。Furthermore, a feedback diode, which is essential in self-extinguishing switching elements such as power transistors, is not required. Note that the capacity of the autotransformer 8 is determined by the boost voltage and secondary current, but
Since this secondary current only flows under half-wave phase control only when the discharge stopping thyristor 9 is conductive, its capacity and usage rate can be small, and the cost increase due to this transformer can be minimized. In addition, the effect on the source waveform is far greater than when phase control is performed using a conventional converter, etc., because the current is suppressed by the reactance of the autotransformer 8 and the braking resistor 6, and an excessive current cannot flow. small.
第２図は、第１図の実施例に於ける制御回路ＣＣの一実
施例で、この図において、放電レベル検出器１０は比較
器から成り、回生制動によって上昇する直流電圧ｖＰＮ
と放′亀所定値ｖｏＮ（放電用サイリスタ７をＯＮすべ
きレベル）を比較し、直流電圧ＶＰＮが放電所定値ＶＯ
Ｎを越えた時、メモリ回路１４と放電用サイリスタフの
ゲート回路１７に放電４６号ＥＯＮを出力する。一方、
交流電源の線間電圧ＶＡＣのピーク値をピーク値検出器
１１により検出し、このピーク値を、これに一定値を加
えるための加算器からなる放電停止信号レベル設定回路
１２に供給する。この放電停止電圧レベル設定回路１２
ば、交流′電源の′ＩＨ，ｍ、電圧変動（例えば、Ｖム
Ｃ±１０％）に相当する分、放電停止電圧設定レベルを
可変させる働きをする（定格時の放電停止電圧設定レベ
ルをＶａｒｙとすると、又流電源の変動に比例して±Δ
Ｖｏｒｒだけ可及させろ。）。FIG. 2 shows an embodiment of the control circuit CC in the embodiment of FIG.
and the discharge predetermined value VON (the level at which the discharge thyristor 7 should be turned on), and the DC voltage VPN becomes the discharge predetermined value VO.
When it exceeds N, discharge No. 46 EON is output to the memory circuit 14 and the gate circuit 17 of the discharge thyristor. on the other hand,
A peak value detector 11 detects the peak value of the line voltage VAC of the AC power supply, and supplies this peak value to a discharge stop signal level setting circuit 12 comprising an adder for adding a constant value to the peak value. This discharge stop voltage level setting circuit 12
For example, it functions to vary the discharge stop voltage setting level by an amount corresponding to the voltage fluctuation (for example, VmuC ± 10%) of the AC power supply (Vary the discharge stop voltage setting level at the rated time). Then, ±Δ is proportional to the fluctuation of the current power supply.
Only allow Vorr. ).
放電停止電圧レベル検出器１３は比較器よりなり、直流
電圧ＶＰＮと放電停止電圧設定レベルＶａｒｙとを比較
し、直流電圧ＶＰＮが放電停止所定値からレベルＶｏｔ
ｅ以上下回ったとき、放電停止信号Ｅｏｖｙをメモリ回
路１４に出力する働きをする。The discharge stop voltage level detector 13 is composed of a comparator, and compares the DC voltage VPN with the discharge stop voltage setting level Vary, so that the DC voltage VPN changes from the predetermined discharge stop value to the level Vot.
When the voltage falls below e, it functions to output a discharge stop signal Eovy to the memory circuit 14.
メモリ回路１４は、放電信号Ｗａｘと放電停止信号ｋＬ
ＯＦＦを記憶し、先に放電信号Ｗｏｓが入力され欠に
放電停止信号ＩＬｏｔｔが人力された時に、放電停止信
号ｂｏｙｔをＡ、ＰＰ８１５に出力すると共に記憶をリ
セットする。従って回生制動運転時以外は放電停止信号
Ｈｏｙｔは出力されない。The memory circuit 14 receives a discharge signal Wax and a discharge stop signal kL.
OFF is stored, and when the discharge signal Wos is first input and the discharge stop signal ILott is input manually, the discharge stop signal boyt is output to A and PP815 and the memory is reset. Therefore, the discharge stop signal Hoyt is not output except during regenerative braking operation.
第３図にメモリ回路１４の詳細図を、そして、その動作
を第４図にそれぞれ示す。FIG. 3 shows a detailed diagram of the memory circuit 14, and FIG. 4 shows its operation.
ＡＰＰＳ１５はオートマチック、パルス、フェーズ、シ
フターの略で、単相半故位相制御のための自動移相器で
あり、第５図に詳細図を示す。ターイオードＤ、抵抗几
１、ツェナーダイオードＺＤ、コンデンサＣ２で父ｉｊ
１！圧ＶＡＣから電源同期位相を得、Ｒ，、Ｃ，でフィ
ルタを構成する。Ｚｌ）は過入力防止を目的とする。電
源同期位相栖号に搬送波用のキザミパルスとメモリ回路
１４の出力とをＡＮＤにとり、放電停止用サイリスタ９
のゲート回路１６に信号を入力する。APPS15 is an abbreviation for automatic, pulse, phase, shifter, and is an automatic phase shifter for single-phase half-phase control, and a detailed diagram thereof is shown in FIG. Father ij with third diode D, resistor 1, Zener diode ZD, and capacitor C2.
1! The power supply synchronization phase is obtained from the pressure VAC, and a filter is constructed with R,,C,. Zl) is intended to prevent excessive input. The pulse for the carrier wave and the output of the memory circuit 14 are ANDed to the power supply synchronization phase signal, and the thyristor 9 for discharging is stopped.
A signal is input to the gate circuit 16 of.
第６図は上記実施例の動作波形図を示したもので、同図
（ａ）は、直ａｍ王のレベルスケールを示す。FIG. 6 shows an operational waveform diagram of the above embodiment, and FIG. 6(a) shows the level scale of the direct am king.
記号名を下記に示す。The symbol names are shown below.
Ｖｏｗ ：インバータ過篭王トリップ寛出イ直’１’Ｏ
Ｎ ：放ｉ開始恒 （放′亀すイリスクＯＮ値）
Ｖｏｙｙ ：放電停止値 （放電停止サイリスタ素
子値）ｖＡＣ：交流１１ＩＬ源実効値
ＶＰＮ ： ｉＬ［ｔｔ ’ＫａＥ （ＶｐＮ＝
１．３５ Ｘ ｖＡＣ）第５図（ｂ）は、定格時にお
ける交流電圧実効値■＾Ｃの制動装置の動作波形図。Vow: Inverter overload trip Hiromi direct '1'O
N: Radiator start constant (Radiator risk ON value)
Voyy: Discharge stop value (discharge stop thyristor element value) vAC: AC 11IL source effective value VPN: iL[tt 'KaE (VpN=
1.35 x vAC) Figure 5(b) is an operating waveform diagram of the braking device with an AC voltage effective value ■^C at the rated time.
第５図（Ｃ）、 （ｄ）は、それぞれ交流電圧実効値Ｖ
ｈｃが＋１０％上昇した場合、および−１０％下降した
場合を示し、これらは電源電圧変動に対して放電停止値
が変ることを表わしている。Figures 5(C) and 5(d) show the effective AC voltage value V.
A case in which hc increases by +10% and a case in which hc decreases by -10% are shown, and these represent that the discharge stop value changes in response to fluctuations in the power supply voltage.
従来技術では、この放電停止値は、交流電源電圧変動の
最大値より大きい値に固定せざるを得なかった。しかし
ながら、この実施側圧よれば、上記したように、交流電
源電圧変動に応じて放電停止値が追従するから、その値
は従来技術よりかなり低くなり、スイッチング損失を大
巾に減少させることができろ。In the prior art, this discharge stop value has to be fixed to a value larger than the maximum value of AC power supply voltage fluctuation. However, according to this implementation side pressure, as mentioned above, the discharge stop value follows the AC power supply voltage fluctuation, so the value is considerably lower than that of the conventional technology, and switching loss can be greatly reduced. .
また、この実施例によれば、父匠奄源電圧の低下時にお
ける電源転流電圧も大きくする必要がないため、単巻ト
ランスによろ昇王値も少くて陶み、その容量増加も充分
に抑えることができる。In addition, according to this embodiment, there is no need to increase the power supply commutation voltage when the power supply voltage drops, so the single-turn transformer has a smaller rise-up value, and its capacity can be increased sufficiently. It can be suppressed.
ところで、スイッチング素子としてのサイリスタは、か
なり大容量のものが単体で得られるから、この実施レリ
におけるサイリスタ素子の選定は、制動抵抗値により容
易に決定でき、並列接続Ｖこよる不安定性を伴なうこと
なく安定した回生制動装置を得ることができる。By the way, the thyristor used as a switching element can be obtained as a single unit with a fairly large capacity, so the selection of the thyristor element in this implementation can be easily determined based on the braking resistance value, and the selection of the thyristor element in this implementation can be easily determined based on the braking resistance value. It is possible to obtain a stable regenerative braking device without any problems.
°次に、第７図は本発明の他の一失施例で、本発明によ
れば、大容量の回生制動装置が容易にできろ為、共通回
生制動装置として、多数台のインバータを接続すること
ができる。なお、この第７図の実施？’ｌＪでは、３台
のインバータ３に、コンバータ２、サイリスタ７．９、
制動用抵抗器６、それに単巻トランス８を共用した例に
ついて示したが、共用すべき台数は任意に定め得るもの
であることはいうまでもない。°Next, Fig. 7 shows another failed embodiment of the present invention.According to the present invention, a large capacity regenerative braking device cannot be easily created, so a large number of inverters are connected as a common regenerative braking device. can do. By the way, is this Figure 7 implemented? 'lJ has three inverters 3, converter 2, thyristor 7.9,
Although an example has been shown in which the braking resistor 6 and the autotransformer 8 are shared, it goes without saying that the number of units to be shared can be arbitrarily determined.
ところで、以上は、コンバータ２とインバータ３とを含
み、詩導′亀動機４などの父流寛動機を回生ｆｒｉｌｌ
動制御する実施ψ１１について説明したが、本発明はコ
ンバータ２の直流出力で直接、直流゛亀ｖＪ礪を駆動す
る制御装置における回生制動制御にも適用可能なことも
いうまでもない。By the way, the above includes the converter 2 and the inverter 3, and is used to regenerate the father-style relaxation machine such as the Shido'kame motive 4.
Although the embodiment ψ11 which performs dynamic control has been described, it goes without saying that the present invention can also be applied to regenerative braking control in a control device that directly drives the DC torque vJ with the DC output of the converter 2.
以上説明したように、本発明によれば、制御整流素子を
用い、その′電源転流により安定し℃回生制動制御を何
なうことができるから、従来技術の問題点に充分に対処
でき、しかも以下に列挙する多くの効果を奈することが
できる。As explained above, according to the present invention, the problems of the prior art can be fully addressed because the control rectifier is used and the power supply commutation stabilizes the °C regenerative braking control. Moreover, many of the effects listed below can be achieved.
（１） きわめて簡単な構成で、回生工坏ルギーの制
御ができるので、容易に実施することができる。(1) Since regenerative engineering can be controlled with an extremely simple configuration, it can be easily implemented.
（２）主回路設計においても、最適に設計できる。(2) The main circuit can also be designed optimally.
（３）サイリスタの転流は、１！源電圧によるものであ
り、しかも電源電圧変動時の電源転流も考慮した実施例
とすることができるので、転流失敗という問題も全く生
じなく安定な制動制御ができる。(3) The commutation of the thyristor is 1! This is based on the power source voltage, and the embodiment can also take into account power source commutation when the power source voltage fluctuates, so stable braking control can be performed without any problem of commutation failure.
（４）制動動作時の状態をメモリして動作する実施例と
することができるので、動作宮理ができており、信頼性
が向上する。(4) Since it is possible to use an embodiment in which the state during braking operation is memorized and operated, operational principles are established and reliability is improved.
（５） 自己消弧素子を用いないので、電源喪失時も
駆動電源パワーの考慮が不安である。(5) Since a self-extinguishing element is not used, it is difficult to consider the drive power even when the power is lost.
（６）大容量まで容易に実施できるので、共通制動装置
として使用できる。また、制動抵抗の配線等の配慮が不
要の為、制動抵抗膜直上の制限がない。(6) Since it can be easily implemented up to a large capacity, it can be used as a common braking device. Furthermore, since there is no need to consider wiring of the braking resistor, there is no restriction directly above the braking resistor film.
（７）直流回路圧直流電ｍ磯を接続する場合にも同様に
実施できる。(7) The same method can be applied when connecting a DC circuit voltage.
第１図は本発明による電動機の制御装置の一実施例を示
す回路図、第２図は制御回路の一実施例を示す回路図、
第３図はメモリ回路の一実施例を示す回路図、第４図は
メモリ回路の動作を示す説明図、第５図はＡＰＰＳの一
実施例を示す回路図、第６図は動作説明図、第７図は本
発明の他の一実施例を示す回路図である。
１・・・・・・交流ｍ源、２・・・・・・順変換部（コ
ンバータ）。
３・・・・・・逆変換部（インバータ）、４・・・・・
・誘導電動機、５・・・・・・平滑用のコンデンサ、６
・・・・・・制動用抵抗器、７・・・・・・放電用のサ
イリスタ、８・・・・・・単巻トランス、９・・・・・
・放電停止用のサイリスタ、１０・・・・・・放電レベ
ル検出器、１１・・・・・・ピーク値検出器、１２・・
・・・・放電停止電圧レベル設定回路、 １３・・・・
・・放電停止電圧レベル検出器、１４・・・・・・メモ
リ回路、１５・・聞ＡＰＰａ （オートマチック、パル
ス、フェーズ、シフター）、１６．１７・・・・・・ゲ
ート回路。
第１図
１−一発九！思
２− コンバータ
３−・インハ゛−タ
ロ・・−町ｖＪ用菱ｌ充１ｉ
９−−一衣電ｊ予止Ｍサイリスタ
ＣＣ−４１ＩＩ ＩＦ回井
■） ゝ
Ｑ １く
〉第３
図
（ＯＮＥ ５ｈｏｒｔ ２）
第４図
第５図
第−６図FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a motor control device according to the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of a control circuit,
3 is a circuit diagram showing one embodiment of the memory circuit, FIG. 4 is an explanatory diagram showing the operation of the memory circuit, FIG. 5 is a circuit diagram showing one embodiment of the APPS, and FIG. 6 is an explanatory diagram of the operation. FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. 1... AC m source, 2... Forward conversion unit (converter). 3... Inverse conversion section (inverter), 4...
・Induction motor, 5...Smoothing capacitor, 6
...braking resistor, 7...discharging thyristor, 8...autotransformer, 9...
・Thyristor for stopping discharge, 10...Discharge level detector, 11...Peak value detector, 12...
...Discharge stop voltage level setting circuit, 13...
...Discharge stop voltage level detector, 14...Memory circuit, 15...Appa (automatic, pulse, phase, shifter), 16.17...Gate circuit. Figure 1 1-One shot nine! Thoughts 2- Converter 3-・Inverter・--Town vJ charging 1i 9--Ichie electric j Preventing M thyristor CC-41II IF circuit ■) ゝQ 1ku〉3rd
Figure (ONE 5hort 2) Figure 4 Figure 5 Figure -6
Claims (2)
る電動機を回生制動するための制御装置において、上記
順変換部の直流側に並列に接続された第１の制御整流素
子と抵抗器との直列回路と、上記順変換部の入力側交流
電源電圧を昇圧して出力する変圧器と、該変圧器の出力
を上記第１の制御整流素子と上記抵抗器との接続点に接
続する第２の制御整流素子とを設け、上記第１の制御整
流素子の転流を上記第２の制御整流素子の導通制御によ
る電源転流によつて行なうように構成したことを特徴と
する電動機の制御装置。1. In a control device for regenerative braking of an electric motor driven from an AC power source, the control device includes at least a forward conversion section, and a resistor is connected in series with a first controlled rectifying element connected in parallel to the DC side of the forward conversion section. a circuit, a transformer that boosts and outputs the input side AC power supply voltage of the forward conversion section, and a second circuit that connects the output of the transformer to a connection point between the first controlled rectifier and the resistor. 1. A control device for an electric motor, comprising: a control rectifier, and the commutation of the first control rectifier is performed by power supply commutation through conduction control of the second control rectifier.
巻変圧器で構成されていることを特徴とする電動機の制
御装置。2. A control device for an electric motor according to claim 1, wherein the transformer is an autotransformer.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61044160A JPH0767293B2 (en) | 1986-03-03 | 1986-03-03 | Electric motor controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61044160A JPH0767293B2 (en) | 1986-03-03 | 1986-03-03 | Electric motor controller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62203585A true JPS62203585A (en) | 1987-09-08 |
| JPH0767293B2 JPH0767293B2 (en) | 1995-07-19 |
Family
ID=12683854
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61044160A Expired - Lifetime JPH0767293B2 (en) | 1986-03-03 | 1986-03-03 | Electric motor controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767293B2 (en) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4973709U (en) * | 1972-10-11 | 1974-06-26 |
-
1986
- 1986-03-03 JP JP61044160A patent/JPH0767293B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4973709U (en) * | 1972-10-11 | 1974-06-26 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0767293B2 (en) | 1995-07-19 |
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