JPS62175904A - Pcm recording and reproducing device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To execute digital sound recording in a domestic VTR, and also, to obtain a PCM recording and reproducing device having no mutual disturbance to a video signal in its method, by providing a code conversion circuit for bringing a PCM audio signal or a digital data to a code inversion alternately by 2 bits each, by a word unit, on a recording side and a reproducing side. CONSTITUTION:An audio signal which has been inputted to an input terminal 1 is converted to a digital signal by an A/D converter 21, 2 bits each are brought to a code inversion by a word unit by a code converter 22, a synchronizing signal and an error correcting code are added by a digital signal processing circuit 23, and a processing of an interleave, etc., is performed. In an O-QDPSK modulation circuit 24, an O-QDPSK modulation is executed so that its spectrum is held between occupied areas of a low band conversion chromaticity signal and a low carrier wave FM luminance signal. Subsequently, this O-QDPSK modulating signal is recorded in advance of video recording onto a video track by using audio signal exclusive heads 93a, 93b whose azimuth angle is different from that of heads 92a, 92b for video signal. As for this O-QDPSK modulating signal, the surface layer part is erased by a video signal which is recorded afterward, and it remains in a deep layer part.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はビデオ信号にＰＣＭオーディオ信号を多重して
記録再生する装置に係り、特にＰＣＭオーディオ信号を
オフセット４相差動位相変調して記録再生する場合に好
適なＰＣＭ記録再生装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to a device for recording and reproducing multiplexed PCM audio signals on video signals, and particularly for recording and reproducing PCM audio signals by performing offset four-phase differential phase modulation. The present invention relates to a PCM recording and reproducing apparatus suitable for various cases.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

従来、音質向上を目的とした家庭用■１のオーディオ信
号記録方法としては、（社）電子通信学会技術研究報告
ＭＲ８３−２０（１９８５年）における三浦他５名によ
るｒ　ＨｉＦｉ　ＶＨ３ＶＴＲのシステム開発」と題す
る文献に記載のように、ビデオ信号を記録するトラック
上に専用のオーディオ信号記録用の回転ヘッドを用いて
ｙ多重記録する方式が採用されている。Conventionally, the first audio signal recording method for home use aimed at improving sound quality was the development of the HiFi VH3VTR system by Miura and five others in the Institute of Electronics and Communication Engineers Technical Research Report MR83-20 (1985). As described in the above-mentioned document, a Y-multiplex recording method is adopted using a rotary head for recording an audio signal exclusively on a track for recording a video signal.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problem that the invention seeks to solve]

しか・シ、コンパクト・ディスクを用いたディジタル・
オーディオ・ディスク・プレーヤの普及や。Digital music using compact discs
The spread of audio disc players.

衛星放送による高音質ディジタル・オーディオの放送開
始などに伴い、ＶＴＲもさらに高品質録音のためディジ
タル化が必要な時代となった。With the start of high-quality digital audio broadcasting through satellite broadcasting, the era has come when VTRs need to be digitized for even higher-quality recording.

本発明の目的は、このような時代の要求に応えて、家庭
用ＶＴＲにおけるディジタル録音を可能ならしめ、かつ
その方法においてビデオ信号との相互妨害を生じないＰ
ＣＭ記録再生装置を提供することにある。The purpose of the present invention is to meet the demands of the times and to enable digital recording in home VTRs, and in this method, to record a digital recording medium that does not cause mutual interference with video signals.
The purpose of the present invention is to provide a CM recording and reproducing device.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

上記目的は、ＰＣＭ化したオーディオ信号をワード単位
で２ビットずつ交互に符号反転させ、低搬送波へ輝度イ
ぎ号と低域変換色度信号の占有帯域間にオフセット４相
差動位相変調（０ｆｆｓｅｔ　−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｉａｌ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　
Ｋｅｙｉｎｇ　；以下０−ＱＤＰＳＫ信号という）し、
この０−ＱＤＰＳＫ信号をビデオ信号を記録する回転ヘ
ッドとはアジマス角度の異なる音声専用回転ヘッドを用
いて、ビデオ信号と同一トラック上に多重記録し再生す
ることにより達成される。The above purpose is to alternately invert the sign of a PCM audio signal by 2 bits in word units, and to apply offset four-phase differential phase modulation (0ffset − Quadrature
Differential Phase 5hift
Keying; hereinafter referred to as 0-QDPSK signal),
This 0-QDPSK signal is achieved by multiple-recording and reproducing the 0-QDPSK signal on the same track as the video signal using an audio-dedicated rotary head having a different azimuth angle from the rotary head for recording the video signal.

〔作用〕[Effect]

ＰＣＭオーディオ信号をワード単位で２ビットずつ交互
に符号反転させることは無信号あるいは小信号入力時で
もそれをＰＣＭ化したデータ系列において１０１あるい
は１１１のデータが長時間連続することは無くなり、等
測的に擬似ランダム化することである。また、０−ＱＤ
ＰＳＫ方式は比較的狭帯域でかつ、磁気記録における非
線形性に対しても占有帯域幅が拡がらない特性をもって
いる。Alternately inverting the sign of the PCM audio signal by 2 bits per word means that even when there is no signal or a small signal is input, data of 101 or 111 will not continue for a long time in the data series that is converted to PCM, and is isometric. It is to pseudo-randomize it. Also, 0-QD
The PSK system has a relatively narrow band and has the characteristic that the occupied bandwidth does not expand even in the face of nonlinearity in magnetic recording.

これにより、ビデオ信号への妨害を与えることなく広帯
域なＰＣＭオーディオ信号の記録が可能となり、かつ、
再生した０　−ＱＤＰＳＫ信号の復調において、キャリ
アやクロックの同期抽出が容易かつ確実に行えることに
なり、結果的に再生したオーディオ信号の品質が向上す
る。This makes it possible to record wideband PCM audio signals without interfering with video signals, and
In the demodulation of the reproduced 0-QDPSK signal, carrier and clock synchronization extraction can be performed easily and reliably, and as a result, the quality of the reproduced audio signal is improved.

〔実施例〕〔Example〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図において、１はビデオ信号入力端子、１１および１２
は入力されたビデオ信号を輝度信号と色度信号に分離す
る低域フィルタ（ＬＰＦ　）および帯域フィルタ（ＢＰ
Ｆ　）、１５は分離した輝度信号を周波数変調（ＦＭ　
）するｍ変調器、１４は分離した色度信号を低域変換す
る周波数変換器、１５＆１加算器、１６は記録アンプ、
２はオーディオ信号入力端子、２１は入力されたオーデ
ィオ信号をディジタル信号に変換する〜勺変換器、２２
はディジタル化したＰＧＭ’オーディオ信号のデータ系
列をワード単位で２ビットずつ交互に符号反転させる符
号変換器、２３＆マ符号変換したＰＣＭオーディオ信号
に同期信号、訂正符号の付加、インターリーブ等の処理
を施し、フォーマツティングするディジタル信号処理回
路、２４はＯ−ＱＤＰＳＫ変調回蹄、２５は記録アンプ
、９１をま回転シリンダ、９２α、９２ｂはビデオ信号
用記録再生ヘッ、ド、９５（Ｌ、９５ｂはオーディオ信
号用記録再生ヘッド、９４は磁気テープ、３０はビデオ
信号用再生アンプ、３１および５２はｍ輝就信号と低域
変換色度信号を分離するＨＰＦおよびＢＰＦ、　５３ｔ
’ｉＦＭ復調器、３４は低域変換された色度信号をもと
の周波数帯に変換する周波数変換器、３５は加算器、５
し１ビデオ信号出力端子、４０はオーディオ信号用再生
アンプ、４１はＢＰＦ、４２は０−　ＱＤＰＳＫ復調回
路、４３を１ディジタル信号処理回路、４４は記録側の
符号変換器２２と逆の操作を行う符号変換器、４５はＤ
／Ａ変換器、４はオーディオ信号出力端子である。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. 1st
In the figure, 1 is a video signal input terminal, 11 and 12
is a low pass filter (LPF) and a band pass filter (BP) that separate the input video signal into a luminance signal and a chroma signal.
F ), 15 frequency modulates the separated luminance signal (FM
), 14 is a frequency converter that converts the separated chromaticity signal to low frequency, 15 &1 adder, 16 is a recording amplifier,
2 is an audio signal input terminal; 21 is a converter for converting the input audio signal into a digital signal; 22
is a code converter that alternately inverts the code of the data series of the digitized PGM' audio signal in word units, 2 bits at a time, and performs processing such as adding a synchronization signal, a correction code, and interleaving to the PCM audio signal converted to the 23&M code. , a digital signal processing circuit for formatting, 24 an O-QDPSK modulation circuit, 25 a recording amplifier, 91 a rotating cylinder, 92α, 92b a video signal recording/playback head; 94 is a magnetic tape; 30 is a video signal playback amplifier; 31 and 52 are HPF and BPF for separating the m brightness signal and the low frequency conversion chromaticity signal; 53t
'iFM demodulator, 34 is a frequency converter that converts the low frequency converted chromaticity signal to the original frequency band, 35 is an adder, 5
1 is a video signal output terminal, 40 is an audio signal reproduction amplifier, 41 is a BPF, 42 is a 0-QDPSK demodulation circuit, 43 is a 1 digital signal processing circuit, and 44 performs the opposite operation to the code converter 22 on the recording side. code converter, 45 is D
/A converter, 4 is an audio signal output terminal.

以下、動作を説明する。入力端子１に入力されたビデオ
信号は、ＬＰＦｉ　１およびＢＰＦｌ　２で輝度信号と
色度信号に分離され、■変調器１５および周波数変換器
により第２図に示すような帯域にそれぞれ■変調および
低域変換され、対向した２個のビデオ信号用ヘッド９２
α、９２ｂにより磁気テープ９４に記録される。再生時
は、同じくヘッド９２α、９２ｂにより記録されたビデ
オ信号を取り出し、ＨＰＦ３１およびＬＰＦ５２でＦＭ
輝度信号と低域変換色度信号を分離し、ｍ復調器３３お
よび周波数変換器３４によりそれぞれ記録前の輝度信号
と色度信号に戻し、こｎらを加算器３５で加算してもと
のビデオ信号を再生する。The operation will be explained below. The video signal input to the input terminal 1 is separated into a luminance signal and a chromaticity signal by LPFi 1 and BPFi 2, and is modulated and low-modulated into the bands shown in FIG. 2 by the modulator 15 and the frequency converter, respectively. Two video signal heads 92 facing each other and subjected to area conversion
α, 92b is recorded on the magnetic tape 94. During playback, the video signals recorded by heads 92α and 92b are also taken out and converted to FM by HPF 31 and LPF 52.
The luminance signal and the low frequency converted chromaticity signal are separated, and returned to the luminance signal and chromaticity signal before recording by the m demodulator 33 and the frequency converter 34, respectively, and these are added by the adder 35 to form the original signal. Play video signals.

一方、入力端子１に入力されたオーディオ信号はルΦ変
換器２１でディジタル信号に変換され、符号変換器２２
によりワード単位で２ビットずつ交互に符号反転され、
ディジタル信号処理回路２３により同期信号、誤り訂正
符号の付加、インターＩＪ。On the other hand, the audio signal input to the input terminal 1 is converted into a digital signal by the Φ converter 21, and then converted to a digital signal by the code converter 22.
The sign of each word is alternately inverted by 2 bits by
The digital signal processing circuit 23 adds a synchronization signal and an error correction code, and inter-IJ.

プ等の処理が施される。０−　ＱＤＰＳＫ変調回路２４
では例えば第２図の破線で示すように、低域変換色度信
号と低搬送波用輝度信号の占有帯域間にそのスペクトル
が収まるようＫ　Ｏ−ＱＤＰＳＫ変調する。そしてこの
Ｏ−ＱＤＰＳＫ変調信号をビデオ信号用ヘッド９２α。Processing such as taping is performed. 0- QDPSK modulation circuit 24
Then, for example, as shown by the broken line in FIG. 2, KO-QDPSK modulation is performed so that the spectrum falls between the occupied bands of the low-frequency conversion chromaticity signal and the low-carrier luminance signal. Then, this O-QDPSK modulated signal is sent to a video signal head 92α.

９２ｂとはアジマス角度の異なるオーディオ信号専用ヘ
ッド９５α、９６ｂを用いてビデオトラット上にビデオ
記録に先行して記録する。この０−　ＱＤＰＳＫ変調信
号は後に記録されるビデオ信号によって表層部が消され
、深層部に残留する。Recording is performed on a video track prior to video recording using audio signal dedicated heads 95α and 96b having different azimuth angles from that of audio signal head 92b. The surface layer of this 0-QDPSK modulated signal is erased by the video signal recorded later, and remains in the deep layer.

再生時は、同じくヘッド９３α、９３ｂにより磁気テー
プ９４の深層部に記録されたＯ　−ＱＤＰＳＫ変調信号
を取り出し、ＢＰＦ４１で帯域外の雑音等を除去し、〇
−ＱＤＰＳＫ復調回路４２でもとのディジタル信号に復
調する。さらに、ディジタル信号処理回路４５で誤り訂
正、インターリーブの解除等の処理を行い、符号変換回
路４４により記録側符号変換回路２２で行った符号反転
をもとに戻し、ルへ、変換器４５でオーディオ信号を復
調する。During playback, the heads 93α and 93b take out the O-QDPSK modulated signal recorded in the deep layer of the magnetic tape 94, the BPF 41 removes noise outside the band, and the O-QDPSK demodulation circuit 42 converts the O-QDPSK modulated signal to the original digital signal. demodulates to. Further, the digital signal processing circuit 45 performs processing such as error correction and deinterleaving, and the code conversion circuit 44 restores the sign inversion performed by the recording side code conversion circuit 22. Demodulate the signal.

このようにオーディオ信号をいったんディジタル信号に
変換して記録すると記録媒体の歪の影響を受けることが
なく、より高品質な音声伝送が可能となる。そして、こ
のディジタル信号をｏ−ｃｇｐｓ［変調して記録するこ
とによりビデオ信号への妨害を小さくすることができる
。さらに、このディジタル信号を符号変換器２２により
等価的に擬似ランダム化して伝送することにより、０−
ＱＤＰＳＫ復調時のデータ再生が容易にかつ確実に行う
ことができる。以下、これについて詳述する。In this way, once an audio signal is converted into a digital signal and recorded, it is not affected by distortion of the recording medium, and higher quality audio transmission becomes possible. By recording this digital signal with O-CGPS modulation, interference with the video signal can be reduced. Furthermore, by transmitting this digital signal after being equivalently pseudo-randomized by the code converter 22, 0-
Data reproduction during QDPSK demodulation can be easily and reliably performed. This will be explained in detail below.

第３図にん０変換器２１の入カレペルに対する２進符号
化方法の一例を示す。この方法は一般に２１５コンブリ
メントと呼ばれており、ディジタル・オーディオ・シス
テムでは良く用いられるものである。この図からもわか
るように、オーディオ入力レベルが低い状態ではに０変
換器２１から出力されるデータ系列は１０１あるいは”
１１か長期間連続することＫなる。FIG. 3 shows an example of a binary encoding method for input signals of the N0 converter 21. This method is generally called 215 conbriment and is often used in digital audio systems. As can be seen from this figure, when the audio input level is low, the data series output from the 0 converter 21 is 101 or "
11 or K for a long period of time.

一般に、ディジタル伝送において１０１や１１°が長期
間連続すると、ビット同期のためのクロックが再生でき
なくなり、符号誤りが発生する。Ｏ−ＱＤＰＳＫ　−変
復調システムにおいても同様であり、このシステムでは
さらＫ”１１が長期間連続すると同期検波のためのキャ
リア再生もできなくなる問題がある。Generally, in digital transmission, if 101° or 11° continues for a long period of time, the clock for bit synchronization cannot be reproduced, and code errors occur. The same applies to the O-QDPSK modulation/demodulation system, and in this system, if K''11 continues for a long period of time, carrier recovery for coherent detection becomes impossible.

これについては後で詳述する。This will be explained in detail later.

従来、上記問題を解決するためスクランブルと呼ばれる
処理が施されていた。これはんΦ変換されたデータ系列
をＭ系列のＰＮ信号でビット反転させるというものであ
り、これによりスクランブル処理後のデータ系列は擬似
ランダム化され、ｗｏｗや１１”が長期間連続すること
は無くなる。しかしこの処理を行なうと、復調時のデス
クランブル処理のため回路が複雑でかつ大規模になって
しまう。Conventionally, a process called scrambling has been applied to solve the above problem. This is to invert the bits of the Φ-converted data sequence using the M-sequence PN signal, and as a result, the data sequence after scrambling is pseudo-randomized, and wow and 11'' will not continue for a long period of time. However, when this process is performed, the circuit becomes complicated and large-scale due to the descrambling process at the time of demodulation.

そこで本発明ではスクランブルという複雑な処理は行わ
ないで、ん勺変換されたデータ系列をワード単位で２ビ
ットずつ交互に符号反転させることにより等価的に擬似
ランダム化させるようにした。Therefore, in the present invention, the complicated process of scrambling is not performed, and the converted data sequence is equivalently pseudo-randomized by alternately inverting the sign of 2 bits in units of words.

第４図にこの符号変換器２２の一具体例を示す。FIG. 4 shows a specific example of this code converter 22.

同図において１０１．１０２，１０３，１０４，１０５
，１０６．１０７および１０８はインバータ回路であ、
る。このようにルΦ変換されたデータ系列を２ビットず
つ交互に符号反転させると、′０１あるいは１１１の連
続データは”００１１“の（り返しパターンに変換され
る。一方、ルΦ変換後のデータ系列が“００１１”のく
り返しパターンとなりた場合、符号変換器６０の出力信
号は１ｏ“あるいは１１１の連続パターンとなるが、こ
のような状態は第３図の２進符号化表に示す通り、入力
レベルが１５１０７１５２７６７および一１３１０８７
３２７６８近傍の場合だけである。従ってオーディオ信
号の性質からこのようなレベルが連続して入力されるこ
とはほとんど無＜　、Ｉ　ｏ＃あるいは”１１が長期間
連続することは無い。そして適当な入力レベル状態では
ルΦ変侠後のデータ系列はほぼランダムと見なすことが
でき、これを２ビットずつ交互に反転させても、このラ
ンダム性は維持される。In the same figure, 101, 102, 103, 104, 105
, 106, 107 and 108 are inverter circuits,
Ru. By inverting the sign of the Φ-converted data series alternately 2 bits at a time, continuous data of '01 or 111 is converted to a repeating pattern of "0011".On the other hand, the data after Φ-conversion is When the sequence becomes a repeating pattern of "0011", the output signal of the code converter 60 becomes a continuous pattern of 1o" or 111. In such a state, as shown in the binary encoding table of FIG. Level 15107152767 and -131087
This is only the case near 32768. Therefore, due to the nature of the audio signal, it is almost impossible for such a level to be input continuously for a long period of time. The data sequence can be considered almost random, and even if it is alternately inverted two bits at a time, this randomness is maintained.

第５図に再生側符号変換器４４の一具体例を示す。FIG. 5 shows a specific example of the reproduction side code converter 44.

同図において、２０１　、２０２　、２０５　、２０４
　、２０５　、２０６　、２０７および２０８はインバ
ータ回路である。このように記録側符号変換器２２で符
号反転させたビットをさらに反転させてもとに戻すと〜
・う簡単な構成でデータの復号が可能である。In the same figure, 201, 202, 205, 204
, 205, 206, 207 and 208 are inverter circuits. If the bits whose sign has been inverted by the recording side code converter 22 are further inverted and returned to the original state, ~
- Data can be decrypted with a simple configuration.

ところで、本発明では＠Ｏ１あるいは１１１の連続デー
タ列を°００１１“のくり返しパターンに変換したが、
これを°０１０１“パターンに変換することも考えられ
る。しかし、この変換方法はディジタル信号を直接記録
する（ベースバンド記録）場合には有効であるが、本シ
ステムのようにディジタル信号をさらにＯ−ＱＤＰＳＫ
変調して記録（キャリアバンド記録゛）する場合には問
題がある。以下、この点について詳述する。By the way, in the present invention, a continuous data string of @O1 or 111 is converted into a repeating pattern of °0011".
It is also possible to convert this into a °0101" pattern. However, although this conversion method is effective when directly recording digital signals (baseband recording), as in this system, digital signals are further QDPSK
There are problems when recording with modulation (carrier band recording). This point will be explained in detail below.

第６図にこの０−ＱＤＰＳＫ変調回路２４の一具体例を
示す。第６図にお（・て、５０はディジタルデータ（Ｄ
ＡＴＡ　）の入力端子、５１はそのディジタルデータに
ビット同期したクロック（ＤＣＫ　’）の入力端子、５
２は入力されたディジタルデータを２ビットの並列デー
タ（Ｘ−ＤＡＴＡ　、　Ｙ−ＤＡＴＡ　）に変換する回
路、５６α。FIG. 6 shows a specific example of this 0-QDPSK modulation circuit 24. In Figure 6, 50 is digital data (D
ATA) input terminal, 51 is an input terminal of a clock (DCK') bit synchronized with the digital data, 5
2 is a circuit 56α that converts input digital data into 2-bit parallel data (X-DATA, Y-DATA);

５５ｂは２ビットに変換された並列データそれぞれの符
号変化言い換えれば変調波の位相変化に情報を持させる
ように符号化する差動符号回路、５４＆’！。55b is a differential encoding circuit that encodes the sign change of each parallel data converted into 2 bits, in other words, the phase change of the modulated wave so as to carry information; 54 &'! .

一方のデータを１／２デ一タ周期分遅られる遅延回路、
５５α、５５ｂはディジタル信号を波形整形して変調波
の帯域を制限するＬＰＦ、　　５６α、５６ｂは波形整
形されたディジタル信号で搬送波を変調する平衡変調器
、５７は搬送波用発振器、５８は直交搬送波を得るため
の９０度移相器、５９は加算器及び６０は０−ＱＤＰＳ
Ｋイｇ号出力端子で高出力端子図はこの変調回路２４の
各部動作を示す波形図である。このように０−ＱＤＰＳ
Ｋ方式では２ビット並列に変換したＸ　−ＤＡＴＡとＹ
−ＤＡＴＡを１Ａ並列データ周期分ずらすことにより振
幅変動を抑えている。そしてこれＫより、磁気記録の非
線形性に対しても記録されたスペクトルが拡がることは
無く、従ってビデオ信号への妨害はほとんど与えない。a delay circuit that can delay one data by 1/2 data cycle;
55α and 55b are LPFs that shape the digital signal and limit the band of the modulated wave; 56α and 56b are balanced modulators that modulate the carrier wave with the waveform-shaped digital signal; 57 is a carrier wave oscillator; and 58 is an orthogonal carrier wave 90 degree phase shifter to obtain, 59 is adder and 60 is 0-QDPS
The high output terminal diagram at the K-g output terminal is a waveform diagram showing the operation of each part of this modulation circuit 24. Like this 0-QDPS
In the K method, X-DATA and Y converted into 2-bit parallel
-Amplitude fluctuations are suppressed by shifting DATA by 1A parallel data period. Because of this K, the recorded spectrum will not expand even with the nonlinearity of magnetic recording, and therefore will hardly interfere with the video signal.

第８図はＯ−ＱＤＰＳＫ　ｆｆ調回路４２の一具体例を
示す構成図である。同図において、６１は再生した〇−
ＱＤＰＳＫ信号の入力端子、６２α、６２ｂはキャリア
再生回路６３で再生した基準搬送波信号と入力変調波信
号を位相検波する位検波器、６４は９０度移相器、６５
α、。FIG. 8 is a configuration diagram showing a specific example of the O-QDPSK ff adjustment circuit 42. In the same figure, 61 is reproduced〇-
QDPSK signal input terminals, 62α and 62b are phase detectors for phase-detecting the reference carrier signal and input modulated wave signal regenerated by the carrier regeneration circuit 63, 64 is a 90 degree phase shifter, 65
α,.

６５ｂは位相検波器６５α、６５ｂで発生した不要な高
調波成分を除去するＬＰＦ、６６α、６６ｂは構成した
信号の正負を判別しディジタル信号に変換する比較器、
６７α、６７ｂは比較器６６α、６６ｂからのディジタ
ル信号をクロック再生回路６８で再生したクロックのタ
イミングでストローブするラッチ回路、６９はインノく
一タ回路、７０ａ、　７０ｂは変調器側で符号化したデ
ータ列をもとのデータ列に復号する差動復号回路、７１
は２ビット並列のデータをもとの直列データに変換する
回路、７２は復調データの出力端子及び７３は復調デー
タにピット同期した再生クロックの出力端子である。第
９図にこれら各部の動作波形を示す。このように、入力
変調波を再生した基準搬送波で同期検波し、検波した信
号を再生したクロックでデータストローブするこゝとに
より、Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ−ＤＡＴＡが得られ、さらに
それぞれ差動復号することによりＸ　−ＤＡＴＡ及びＹ
　−ＤＡＴＡが得られる。65b is a phase detector 65α, an LPF that removes unnecessary harmonic components generated by 65b; 66α, 66b are comparators that determine whether the configured signal is positive or negative and convert it into a digital signal;
67α and 67b are latch circuits that strobe the digital signals from the comparators 66α and 66b at the timing of the clock reproduced by the clock recovery circuit 68, 69 is an input circuit, and 70a and 70b are data encoded on the modulator side. differential decoding circuit for decoding a column into the original data column, 71
72 is a demodulated data output terminal, and 73 is a reproduced clock output terminal pit-synchronized with the demodulated data. FIG. 9 shows operating waveforms of each of these parts. In this way, I-DATA and Q-DATA are obtained by synchronously detecting the input modulated wave with the regenerated reference carrier wave and data strobe the detected signal with the regenerated clock, which are then differentially decoded. By this, X-DATA and Y
-DATA is obtained.

そしてこれら並列データを直列データに変換することに
より、最終的な復調データカを得られる。By converting these parallel data into serial data, the final demodulated data can be obtained.

このようなＱ　−ＱＤＰＳＫシステムにお〜・て、前述
の’０１０１″パターン入力時の変調回路２４の動作を
第１０図の実線に示す。２ビット並列に変換し、差動符
号化したデータ列Ｑ　−ＤＡＴＡおよびＩ’−ＤＡＴＡ
は一方が°０１０１°のくり返しパターンで、他方が“
０″（あるいは１１′）の連続パターンとなる。従って
　ｌｏ　１　＜あるいは１１“）が連続するチャネルの
復調ができなくなる。In such a Q-QDPSK system, the operation of the modulation circuit 24 when the above-mentioned '0101'' pattern is input is shown by the solid line in Fig. 10. Q-DATA and I'-DATA
is a repeating pattern of °0101° on one side and “
This results in a continuous pattern of 0'' (or 11'). Therefore, it becomes impossible to demodulate continuous channels where lo 1 <or 11''.

一方、１１′が連続して入力された場合、同じく第１０
図の破線で示すように、Ｑ−ＤＡＴＡ　、　Ｉ’−ＤＡ
ＴＡとも”０１０１”の（り返しパターンとなるため、
復調できるかのようにみえるが、この場合は同期検波の
だめのキャリアが再生できなくなる。すなわち、このと
き、ｐｃｈの信号を可〒とおくと、ｉｃｈの信号は８（
Ｔは並列データ周期）だけオフセットされているため血
〒で示される。従って、キャリア発振器５７の出力信号
を□□□２πｆＩ、ｔ（ｆｅはキャリア周波数）とおく
と、変調出力信号５（ｔ）は次式で示される。On the other hand, if 11' is input consecutively, the 10th
As shown by the broken line in the figure, Q-DATA, I'-DA
Both TA and “0101” (because it is a repeating pattern,
It appears as if demodulation is possible, but in this case, the carrier that was lost in coherent detection cannot be recovered. That is, at this time, if the pch signal is allowed, the ich signal becomes 8 (
Since T is offset by a parallel data period), it is indicated by blood. Therefore, when the output signal of the carrier oscillator 57 is set as □□□2πfI,t (fe is the carrier frequency), the modulated output signal 5(t) is expressed by the following equation.

３（ｔ）　−ｍｓ−・ｇｌｎ２πｆａＬ＋１ｄｎ〒・（
２）２πｆａｔミ自（２πｆ、を＋７） 上式より、この変調信号５（ｔ）は周波数が”　＋２７
の単一スペクトルとなり、このような信号が入力される
と、０−　ＱＤＰＳＫ復調回路４２のキャリア再生回路
６３は本来周波数ｆｃに同期しなければならないのにｆ
ｃ”　２Ｔに誤同期してしまう。従ってデータの復調が
できない。3(t) -ms-・gln2πfaL+1dn〒・(
2) 2πfat mi (2πf, +7) From the above formula, this modulated signal 5(t) has a frequency of "+27"
When such a signal is input, the carrier regeneration circuit 63 of the 0-QDPSK demodulation circuit 42 should be synchronized with the frequency fc, but it becomes a single spectrum of fc.
c" erroneous synchronization with 2T. Therefore, data cannot be demodulated.

これらに対して、’００１１”のくり返しパターンが入
力された場合、第１１図に示すように、Ｑ−ＤＡＴＡ。On the other hand, when a repeating pattern of '0011' is input, as shown in FIG. 11, Q-DATA.

Ｉ’　−ＤＡＴＡとも同じ（’００１１″のくり返しパ
ターンとなり、データの反転周期が２Ｔと倍になってい
るため、変調信号５（ｔ）は単一キャリアにならない。I'-DATA is the same ('0011'' repeating pattern, and the data inversion period is doubled to 2T, so the modulation signal 5(t) does not become a single carrier.

従ってキャリア再生回路６３は正常に動作してｆｅに同
期する。また、ビット同期のためクロック再生も２Ｔ周
期で符号が反転するため容易にでき、故に確実なデータ
復調が可能となる。Therefore, the carrier regeneration circuit 63 operates normally and synchronizes with fe. In addition, clock regeneration for bit synchronization can be easily performed because the sign is inverted every 2T period, and therefore reliable data demodulation is possible.

第１２図に本発明に係る符号変換器２２の他の具体例を
示す。同図において、１１１はマルチプレクサ−１１１
３，１１４，１１５，１１６はインバータ回路であり、
本具体例は８ビットのデータを１つの単位（ワード）と
してデータ処理するディジタル信号処理回路２３に適用
したものである。すなわち、ルΦ変換器２１でディジタ
ル信号に変換された１６ビットの並列データまたは直列
データを変換した並列データはマルチプレクサ−１１１
により上位および下位の８ピツトずつの並列データに変
換され、交互に出力される。この８ビット並列データを
インバータ回路１１３，１１４．１１５および１１６に
より２ビットずつ交互に符号反転させる。これによりイ
ンバータ回路の使用数を第４図の具体例に比べて％に低
減することができる。FIG. 12 shows another specific example of the code converter 22 according to the present invention. In the same figure, 111 is a multiplexer 111
3, 114, 115, 116 are inverter circuits,
This specific example is applied to a digital signal processing circuit 23 that processes 8-bit data as one unit (word). That is, the 16-bit parallel data converted into a digital signal by the Φ converter 21 or the parallel data converted from serial data is sent to the multiplexer 111.
The data is converted into parallel data of 8 upper and lower 8 pits and output alternately. The sign of this 8-bit parallel data is inverted by inverter circuits 113, 114, 115, and 116 alternately 2 bits at a time. As a result, the number of inverter circuits used can be reduced by 1.9% compared to the specific example shown in FIG.

該マルチプレクサ１１１は、該ディジタル信号処理回路
２３かもの切換１５号１１７により選択制御される。The multiplexer 111 is selectively controlled by a switch 117 between the digital signal processing circuits 23 and 15.

以上マルチプレクサ１１１は、例えばテキサス・インス
ツルメント社製のＴＴＬ　５Ｎ７４２５７を用いた場合
であるが、本回路を専用ＬＳｉ化する場合には、上述の
５Ｎ７４２５７と出力極性が反転する５Ｎ７４２５８と
のように出力極性の反転・非反転回路を併用する事によ
りインバータを削除できる。The above multiplexer 111 is, for example, a TTL 5N74257 made by Texas Instruments, but if this circuit is to be made into a dedicated LSi, the output will be changed to a 5N74258 whose output polarity is inverted from the above-mentioned 5N74257. The inverter can be removed by using a polarity reversal/non-reversal circuit.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上述べた如く本発明によれば、ディジタル化したオー
ディオ信号をビデオ信号に妨害を与えること無く多重記
録することができ、かつ、簡単な構成で記録するディジ
タル・オーディオ・データをランダム化できるため、そ
のデータ再生が容易にかつ確実にできるようになる。そ
の結果、再生した音声信号の品質を向上することができ
る。As described above, according to the present invention, digitized audio signals can be multiplexed and recorded without interfering with video signals, and the digital audio data to be recorded can be randomized with a simple configuration. The data can be reproduced easily and reliably. As a result, the quality of the reproduced audio signal can be improved.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図はテー
プ記録信号のスペクトルを示す図、第３図はＡ／Ｉ）変
換器の２進符号化方法の一例を示す図、第４図及び第５
図は本発明に係る記録側及び再生ｇｌｌｌ符号変換器の
一具体例を示す図、第６図は０−ＱＤＰＳＫ変調回路の
一具体例を示す図、第７図は第６図に示す変調回路の動
作波形図、第８図は０−ＱＤＰＳＫ復調回路の一具体例
を示す図、第９図は第８図に示す復調回路の動作波形図
、第１０図及び第１１図は第６図に示す変調回路の動作
波形図、第１２図は本発明に係る記録側符号変換器の他
の具体例を示す図である。 ２２・・・符号変換器、 ２４・・・０−ＱＤＰＳＫ変調回路、 ４２・・・Ｏ−ＱＤＰＳＫ復調回路、 ４４・・・符号変換回路。 第２図 イｆｓｙ、＊＋−ａ　ｒ−Ｍ　４ノーしイ躬菓　３　図 ’−ｉ　　　７　　　図 斐訓出力 （ニジ（ロープ） 其９図 ４３Ｆ、ｆｉｌｌｌ　２゜、１８、Ｙ’Ｘｚ’Ｙｚ　Ｘ
’Ｙｓ　Ｘ４’　＜’、Ｘｚ　ｓ第Ｔｏ　　溺 第１１図 手続補正書（自発） 事件の表示 昭和６１　　年特許願第　　１５６０６　　　号発明の
名称 ＰＣＭ記録再生装置 補正をする者。 餠との則俤　特許出願人 名　　称　　　　１５１０１は式会Ｊｌ：　　　［−，
１立　　製　　作　　折代　　　理　　　人 補正の対象　明細書の発明の詳細な説明の欄及び図面。 １、　明細書第１０頁第１６行の「再生例」を「再生側
」に訂正する。 ｚ　　ＢＡ細誓書第１２頁第１８ 検波器」に訂正する。 工　明細書第１２頁第１９行の「６５Ｇ，６５４Ｊを「
６２ｃＬ。 ６２列に訂正する。 ４、　図面第２図，第１２図を別紙の通りに訂正する。 以上 菓２　文FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing a spectrum of a tape recording signal, and FIG. 3 is a diagram showing an example of a binary encoding method of an A/I converter. Figures 4 and 5
The figure shows a specific example of the recording side and playback gllll code converter according to the present invention, FIG. 6 shows a specific example of the 0-QDPSK modulation circuit, and FIG. 7 shows the modulation circuit shown in FIG. 6. 8 is a diagram showing a specific example of the 0-QDPSK demodulation circuit, FIG. 9 is an operation waveform diagram of the demodulation circuit shown in FIG. 8, and FIGS. 10 and 11 are in FIG. 6. The operating waveform diagram of the modulation circuit shown in FIG. 12 is a diagram showing another specific example of the recording side code converter according to the present invention. 22... Code converter, 24... 0-QDPSK modulation circuit, 42... O-QDPSK demodulation circuit, 44... Code conversion circuit. Fig. 2 fsy, *+-a r-M 4 Noshi Ibenka 3 Fig.'-i 7 Fig. hi-kun output (Niji (rope) Part 9 Fig. 43F, fill 2゜, 18, Y'Xz'Yz X
'Ys X4'<', Patent applicant name 15101 is Shikikai Jl: [-,
1. Subject of personal amendment: Detailed description of the invention in the specification and drawings. 1. "Reproduction example" on page 10, line 16 of the specification is corrected to "reproduction side." z BA Detailed Declaration, page 12, No. 18 Detector” is corrected. "65G, 654J" on page 12, line 19 of the technical specification
62 cL. Correct to column 62. 4. Correct the drawings Figures 2 and 12 as shown in the attached sheet. 2 sentences

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １、ＰＣＭ化したオーディオ信号あるいはディジタルデ
ータをフォーマッティングするディジタル信号処理回路
と、該ディジタル信号処理回路の出力信号を搬送波帯に
オフセット４相差動位相変調する回路と、該オフセット
４相差動位相変調回路の出力信号とビデオ信号とを多重
記録する装置と、記録された該オフセット４相差動位相
変調信号およびビデオ信号を再生する装置と、再生され
た該オフセット４相差動位相変調信号を復調する回路と
、該復調回路の出力信号をもとのＰＣＭオーディオ信号
あるいはディジタルデータに戻す信号処理を行う回路と
から成る装置において、該ＰＣＭオーディオ信号あるい
はディジタルデータをワード単位で、２ビットずつ交互
に符号反転させる符号変換回路を記録側と再生側それぞ
れに設けたことを特徴とするＰＣＭ記録再生装置。1. A digital signal processing circuit that formats a PCM audio signal or digital data, a circuit that performs offset 4-phase differential phase modulation of the output signal of the digital signal processing circuit onto a carrier band, and the offset 4-phase differential phase modulation circuit. A device for multiplex recording an output signal and a video signal, a device for reproducing the recorded offset four-phase differential phase modulation signal and the video signal, a circuit for demodulating the reproduced offset four-phase differential phase modulation signal, and a circuit that performs signal processing to return the output signal of the demodulation circuit to the original PCM audio signal or digital data. A PCM recording and reproducing device characterized in that a conversion circuit is provided on each of the recording side and the reproducing side.