JPS62160089A - Vector controller for induction motor - Google Patents
Vector controller for induction motorInfo
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- JPS62160089A JPS62160089A JP60298436A JP29843685A JPS62160089A JP S62160089 A JPS62160089 A JP S62160089A JP 60298436 A JP60298436 A JP 60298436A JP 29843685 A JP29843685 A JP 29843685A JP S62160089 A JPS62160089 A JP S62160089A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 人、産業上の利用分野 本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関する。[Detailed description of the invention] Human and industrial applications The present invention relates to a vector control device for an induction motor.
B6発明のa要
本発明は、電動機−久電圧を磁束軸成分とトルク軸成分
に分けて制御する誘導1動機のベクトル制御装置におい
て、
所定数に分割されたU、v相の正弦波13号のデータを
データテーブルに格納しておき、ドルクシ九指勺値IT
と励磁電流指峙l直工0′に基づいてべ*
クトル演Xを行なって一仄電流指令値エー9すベシ角周
波数ωSお工び磁屯の位相変化量Δψを求めるとともに
、すベシ円周波数ωsと誘導電動、機の回転角周波数ω
nに基づいて一矢月周波数信号を出力し、この出力信号
に比fit したパルス信号を前記一次角周波数信号の
大きさに応じて分周し、この分周された信号の導入時に
一久角周波数の極性に応じたU、V相の正弦波データを
前記データテーブルからルックアップして取出すととも
に、トルクを流指労埴工T*の変化により磁束の位相が
変化した場合、前記ルックアップ動作を中止して前記位
相変化量Δψに応じたU、■相の正弦波データを前記デ
ータテーブルから取出し、且つこれら取出されたU、■
相の正cW、tIjLデータお工び前記−矢電流指智直
エ−と誘導電動機駆動用インバータの出力ti検出量と
によって8相の屯圧指峙櫃vU 、vvt vw t
”求め、これら電圧摺合Ill! VU*。B6 Summary of the Invention The present invention provides a vector control device for a single induction motor that controls a motor voltage by dividing it into a magnetic flux axis component and a torque axis component. Store the data in a data table and calculate the
The vector operation Frequency ωs and induction motor, rotational angular frequency ω of the machine
An Ichiya frequency signal is output based on n, a pulse signal that is a ratio of this output signal is divided according to the magnitude of the primary angular frequency signal, and when this frequency-divided signal is introduced, the Ichiya moon frequency signal is The U and V phase sine wave data according to the polarity is looked up and retrieved from the data table, and if the phase of the magnetic flux changes due to a change in torque, the lookup operation is stopped. Then, the sine wave data of the U and ■ phases corresponding to the phase change amount Δψ are extracted from the data table, and the extracted U and ■ phase sine wave data are
Based on the phase positive cW, tIjL data and the above-mentioned -arrow current indicator and the output ti detection amount of the inverter for driving the induction motor, the 8-phase tonnage pressure indicator vU, vvt vw t
``Determine the sum of these voltages Ill! VU*.
***
*
VV 、V1/Dに基づいて誘導電動機駆動用インバー
タをパルス幅変調制御することにニジ、高速なトルク応
答性が得られるとともに、広い周波数範囲で高精度の速
度制御ができるようにし且つ演算処理時間に予裕を持た
せ、しかも高精度のアナログ処理回路を不要にしたもの
である。*** * Pulse width modulation control of the induction motor drive inverter based on VV and V1/D not only provides high-speed torque response but also enables highly accurate speed control over a wide frequency range. In addition, it allows for a margin in calculation processing time and eliminates the need for a high-precision analog processing circuit.
C0従来の技術
従来、サーボモータの工うに高速応答でしかも広範囲の
速度制御が要求される可変速電動機には、例えばDCモ
ータが11!用されている。しかしこのDCモータは、
ブラシが摩耗するので煩しいメンテナンスが・み要であ
る。この為近年サーボモータとしてブラシの無いACモ
ータとインバータを組み合わせた交流可変速成動機、例
えば誘導電動機が採用されてきている。この誘導電動機
の制御方式として、′を動機の一次這流を励磁電流(磁
束全発生するための磁化1流)と二次電流(トルク発生
に寄与するトルク電流)とに分けて制御し、二次磁束と
二次Ef&のベクトルを互いに常に直交させることでD
Cモータと同等の応答性を得工うとするベクトル制御方
式が抛案されている。C0 Prior Art Conventionally, for example, DC motors have been used as variable speed electric motors that require a faster response than servo motors and a wide range of speed control. It is used. However, this DC motor
The brushes wear out, so troublesome maintenance is required. For this reason, in recent years, AC variable speed generators, such as induction motors, which are a combination of a brushless AC motor and an inverter, have been used as servo motors. As a control method for this induction motor, the primary current of the motor is controlled by dividing it into an exciting current (a magnetizing current to generate all the magnetic flux) and a secondary current (a torque current that contributes to torque generation). By making the vectors of the secondary magnetic flux and the secondary Ef & always perpendicular to each other
A vector control method has been proposed to achieve responsiveness equivalent to that of a C motor.
a発明が解決しようとする問題点
上記のようなベクトル制御方式は、ベクトル演算回数が
多くなると連応性のあるトルク応答性が得られず、この
為高速応答の速度制御ができなくなってしまう。Problems to be Solved by the Invention In the vector control system as described above, when the number of vector calculations increases, a coherent torque response cannot be obtained, and as a result, speed control with high-speed response is no longer possible.
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、高速なトル
ク応答性が得られるとともに、広い周波数範囲で高精度
の速度制御が行なえる誘4電動機のベクトル制御装置1
t−提供すること金目的としている。The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and is a vector control device for an dielectric motor that can obtain high-speed torque response and perform highly accurate speed control over a wide frequency range.
T-It is for the purpose of providing money.
乙問題点を解決するための手段お工び作用本発明は、誘
導電la機の回転角周波数ωsと回転角周波数指令1直
ω♂との備差出力を比例積分して求められたトルク電流
指令値工T*と励磁電流指令値工。′に基づいて所定の
ベクトル演算を行ない、−矢電流指峙値工、*、すベシ
角周波数ωsお工び磁束の位相変化量Δψを求めるベク
トル演算部と、前記回転角周波数ωゎと前記すベシ角周
疫数ωsを加算して得られる一久角周波数ω。の絶対値
|ω0|を演算するとともに、前記演算された絶対fl
I[Iω。1が設定値以上のときは該1ω。1の信号を
出力し、前記演算された絶対+1[|ω0|が設定値未
満のときは該|ω0|をn倍した信号を出力する一次角
周波数算出部と、
この−仄用周波数算出部の出力信号に比例した周波数の
パルス信号を発生させるパルス信号発生部と、
前記−矢角周波数ω。の絶対値|ω0|が設定IIL以
上のときは該1ω。1の大きさに応じて分周比を決定す
るとともに、前記一次角周波数ω。の絶対値1ω。Iが
設定値未満のときは分周比を1/Dに決定し、且つこ]
れら決定された分局比により前記パルス信号発生部の出
力パルス信号を分周する分周部と。Means for Solving Problem B The present invention provides a torque current obtained by proportional integration of the difference output between the rotational angular frequency ωs of the induction electric la machine and the rotational angular frequency command 1st rotation ω♂. Command value T* and excitation current command value. A vector calculation section which performs a predetermined vector calculation based on the rotational angular frequency ω and calculates the amount of phase change Δψ of the magnetic flux by calculating the current command value, *, and the angular frequency ωs. Ichiku angular frequency ω obtained by adding the Vesi angular frequency ωs shown below. The absolute value of |ω0| is calculated, and the calculated absolute value fl
I[Iω. When 1 is greater than the set value, the corresponding 1ω. a primary angular frequency calculation unit that outputs a signal of 1, and outputs a signal obtained by multiplying the |ω0| by n when the calculated absolute +1 [|ω0| is less than a set value; a pulse signal generating section that generates a pulse signal with a frequency proportional to the output signal of the -arrow angle frequency ω; When the absolute value of |ω0| is greater than or equal to the setting IIL, the corresponding 1ω. The frequency division ratio is determined according to the magnitude of 1, and the primary angular frequency ω. The absolute value of 1ω. a frequency division section that determines a frequency division ratio to be 1/D when I is less than a set value, and divides the output pulse signal of the pulse signal generation section according to the determined division ratio;
所定数に分割されたU、v相の正弦波信号のデータが格
納されたデータテーブルと、
前記分周部によつ℃分周された前記パルス信号発生部の
出力1ざ号が入力され九とき、前記−矢用周波数ω。の
極性に応じたU、V相の正弦反データ金前記データテー
ブルから抽出するとともに、前記ベクトル演算部で求め
られた磁束の位相変化量Δψが変化したとき、前記抽出
動作を中止して前記Δψの変化分に応じたU、V相の正
弦波データを前記データテーブルから抽出し、且つこれ
ら抽出されたU、V相の正弦波データを所定時間遅らせ
て出力せしめる一次電流波形出力部と、この−次電流波
形出力部の出力データと前記べぐノ
みト演真部から出力される一次を流指吟値11ゝを乗算
してU、V相の一仄電流指令値工U*r”v*を求める
乗算部と、
誘導電動機駆動用のインバータの出力を流検出量と前記
乗算部の出力とによって3相の電圧指令値vU、vV
、vヤ金求める相電圧演算部と、この相電圧演算部の出
力に応じて誘導電動機駆動用のインバータをパルス幅変
調制御するPWM制御部とを備えたことt−特徴として
いる。A data table storing data of U- and V-phase sine wave signals divided into a predetermined number, and the output number 1 of the pulse signal generation section whose frequency has been divided by the frequency dividing section by degrees Celsius are input. When, the -arrow frequency ω. When the sine inverse data of the U and V phases are extracted from the data table according to the polarity of a primary current waveform output unit that extracts U- and V-phase sine wave data from the data table according to the change in the voltage, and outputs the extracted U- and V-phase sine wave data with a delay of a predetermined time; - Multiply the output data of the secondary current waveform output section and the primary output from the Begnomit operator section by a current reference value of 11ゝ to calculate the current command value of the U and V phases U*r. A multiplier for calculating v*, and a three-phase voltage command value vU, vV for the output of the inverter for driving the induction motor by the current detection amount and the output of the multiplier.
The present invention is characterized in that it includes a phase voltage calculation unit that calculates the phase voltage, and a PWM control unit that performs pulse width modulation control of the inverter for driving the induction motor in accordance with the output of the phase voltage calculation unit.
F、実施例
Fl 原理の説明
以下、図面’!!e−参照しながら本発明の一実施例を
説明する。まず二次磁束と二次電流のベクトルを常に直
交させるための原理を42図のベクトル図とともに述べ
る。第2図に示すa−q咄同期回転座標上において、励
磁醒流指令値工0*を一定にした場合−?X、角周角周
波数上0式で求められる。F. Example Fl Explanation of the principle and the drawings'! ! An embodiment of the present invention will be described with reference to e-. First, the principle for making the vectors of the secondary magnetic flux and the secondary current always orthogonal will be described with reference to the vector diagram in Figure 42. What if the excitation flow command value 0* is kept constant on the a-q synchronous rotation coordinates shown in Fig. 2? X, the angular circumference angular frequency is determined by the above equation.
ω0=ωn+ωs ・・・・・・、2)(ただしω
Sはすベシ角周波数、ω。は回転角量仮数s 工T
はトルク電流指令値、τ2は二次時定数である。ω0=ωn+ωs ・・・・・・2) (However, ω
S is the vesi angular frequency, ω. is the rotation angle mantissa s
is the torque current command value, and τ2 is the second-order time constant.
ここでa−q軸から8相固定座標に変換した場会久式で
表わされる。Here, it is expressed by a field equation converted from a-q axes to 8-phase fixed coordinates.
r、=r。tψ ・・・・・・(311、=i了
7T ・・・・・・(4)
ψ:: tan (IT /ro ) ”・・・
・ (5)(ただし〒1は一次電流、ψは励磁を流指守
値工。*と−vct流i、をはさむ用度である。r,=r. tψ ・・・・・・(311,=i了7T ・・・・・・(4) ψ:: tan (IT /ro) ”・・・
・(5) (However, 〒1 is the primary current, and ψ is the excitation current. It is used to sandwich * and -vct current i.
上記+31 、 +41 、151式から3相固定軸の
電流”U +T、、Iイを求めれば良い。尚−次電流
i1と3相電流IU r ”/ +工い の関係は7J
f、2図から明らかなように、
となる。ここで0はU相軸と一矢wL流ベクトルi1の
なす用度であり、d−q軸は角周波数ω0で回転するこ
とから、ψが変化しない定常状態ではσ=ωG となる
。しかし、トルク[流指令頃TT*が変動すると位相角
ψが変るため、この変化分が位相角0に影響し、次式と
なる。From the above formulas +31, +41, and 151, the three-phase fixed axis current "U + T, , I" can be calculated.The relationship between the -order current i1 and the three-phase current IU r "/ + machining is 7J.
f, as is clear from Figure 2. Here, 0 is the function made by the U-phase axis and the single-arrow wL flow vector i1, and since the d-q axes rotate at an angular frequency ω0, in a steady state where ψ does not change, σ=ωG. However, when the torque [flow command TT* changes, the phase angle ψ changes, so this change affects the phase angle 0, resulting in the following equation.
θ=ωot+Δψ 曲・・(7)
(ただしΔψはψの変動分である。)
上記(7)式のΔψはディジタル演算においては1サン
プル期間の位相変化量であるので、次式に工って求めら
れる。θ=ωot+Δψ Song...(7) (However, Δψ is the variation of ψ.) In the above equation (7), Δψ is the amount of phase change in one sample period in digital calculation, so it can be modified into the following equation. Desired.
Δψ=ψn−ψfi−1 ・・・・・・1.8)
(ただしψゎは今回のサンプル値ψ、ψn−1は前回の
サンプル値ψである。)
以上の11)〜(8)式全演算し、その演算結果に基づ
いて誘導電動機駆動用のインバータを制御すれば、二次
磁束と二次電流のベクトルを常に直交させることができ
、トルク′成流指合1直工?に工ってトルクを縁形に制
御することができる。Δψ=ψn−ψfi−1 ・・・・・・1.8)
(However, ψゎ is the current sample value ψ, and ψn-1 is the previous sample value ψ.) All equations 11) to (8) above are calculated, and the inverter for driving the induction motor is calculated based on the calculation results. If controlled, the vectors of the secondary magnetic flux and the secondary current can always be orthogonal, and the torque 'flow direction' can be directly controlled. The torque can be controlled in a curved manner.
Ft 全体構成の説明
以下、(11〜(8)式の演算を実施した制御方式を第
1図の回路図とともに詳述する。第1図において誘導電
動機1は、パルス幅変調制御がなされるPWMインバー
タ2によって運転制御される。誘導電動機1の回転速度
は、レゾルバ3によって回転角度に比例した電気信号に
変換され九後、中央処理装置t(以下CPUと称す)9
の速度演算部10に供給される。速度演算部10はレゾ
ルバ3から入力された回転角度に比例した電気信号に基
づいて回転角周波数ωつを求め、速度制御用p工演算部
11お工び一欠角周波数算出部12に供給する。Ft Description of the overall configuration The control system in which the calculations of equations (11 to (8)) are carried out will be explained in detail with reference to the circuit diagram in FIG. 1. In FIG. The operation is controlled by an inverter 2.The rotation speed of the induction motor 1 is converted into an electric signal proportional to the rotation angle by a resolver 3, and then a central processing unit t (hereinafter referred to as CPU) 9
is supplied to the speed calculation section 10 of. The speed calculation unit 10 calculates the rotation angular frequency ω based on the electric signal proportional to the rotation angle input from the resolver 3, and supplies it to the speed control p-factor calculation unit 11 and the angular frequency calculation unit 12. .
前記PI演算部11.7:1.、予め設定した回転角周
波数指鎗頃ωn と前記回転角周波数ωno澗差をとり
、その口蓋出力を比例積分してトルクを九指令壇工T*
を演算する。すなわち、(ω♂−ωn)・Kp(1+−
’)TL−8
なる式を演算してIT を求める(ただし、K、は利得
、TLは時定数、Sはラプラス変数である)。このトル
クを流指令値工T はベクトル演算部13に入力され
る。このベクトル演算部18は一定唾に設定した励磁電
流指侍値I。*と前記トルク電流指令値ITに基づいて
第3図に示す演Xを行ない、−矢電流指令瀘”1 r
すベシ角周波数ωs.磁束の位相角ψ、i束の位相変化
量Δψを各々求める。Said PI calculation unit 11.7:1. , take the difference between the preset rotational angular frequency ωn and the rotational angular frequency ωno, and proportionally integrate the palate output to calculate the torque.
Calculate. That is, (ω♂−ωn)・Kp(1+−
') TL-8 to obtain IT (where K is the gain, TL is the time constant, and S is the Laplace variable). This torque flow command value T is input to the vector calculation section 13. This vector calculation unit 18 calculates an excitation current index value I set to a constant value. Based on * and the torque current command value IT, perform the calculation X shown in FIG.
angular frequency ωs. The phase angle ψ of the magnetic flux and the amount of phase change Δψ of the i flux are determined.
すなわち第3図において、励磁を流指令値工。′とトル
ク電流指令値IT を用いて前記第(4)式を演算する
ことにニジー次電流指令II T 、* e求め、前記
工T*を工。で除算した商を用いて前記山、(51式を
各々演算することに工9すべ夛月周彼数ω1位相月ψを
各々求め、その位相角ψを用いて前記18)式を演算す
ることにより位相変化量Δψを求めるものである。上述
の=つな速度演算、pr演算およびベクトル演算はCP
U9によって行なうものであシ、その演算手順は、第4
図に示すフローチャートのステップ81〜ステップS、
お工びステップS1.に沿って行なわれる。尚、ベクト
ル演算部13は、例えばインターバルタイマーにニジ定
期的に起動されるものであり、制御応答に影響しない程
度の一定期間(例えば500μsec程度)毎に演算を
行なうものとする。ベクトル演算部13の演真結果のう
ち、すべり角周波数ωSは一久角周波数算出部12に入
力され、−次を流指令値I−はディジタル−アナログ変
換器14に工ってアナログ信号に変換された後、乗算型
ディジタル−アナログ変換器15に入力され、位相変化
量Δψは一次電流波形出力部16に入力される。In other words, in Fig. 3, the excitation current command value is set. ' and the torque current command value IT to calculate the above-mentioned equation (4) to obtain the secondary current command II T , *e, and calculate the above-mentioned step T*. Using the quotient divided by , it takes 9 steps to calculate each of the above formulas (51) and 9. Calculate the number ω1 of the phase ψ, and use the phase angle ψ to calculate the equation 18 above. The amount of phase change Δψ is determined by . The above = connected velocity calculation, pr calculation, and vector calculation are CP
This is performed by U9, and the calculation procedure is as follows in the fourth
Steps 81 to S of the flowchart shown in the figure,
Work step S1. It is carried out in accordance with It is assumed that the vector calculation section 13 is activated periodically by, for example, an interval timer, and performs calculations at fixed intervals (for example, about 500 μsec) that do not affect the control response. The slip angular frequency ωS of the vector calculation unit 13 is inputted to the Ikkuku angular frequency calculation unit 12, and the next flow command value I is converted to an analog signal by the digital-to-analog converter 14. After that, it is input to the multiplication type digital-to-analog converter 15, and the phase change amount Δψ is input to the primary current waveform output section 16.
−vcP1周波数算出部12は、速度演算部10で求め
られた回転角周波数鮨とベクトル演算部18で求められ
九すベシ角周波数ωsを加算して一久角周波数ω。を求
め、その絶対直|ω0|を演算する。一次角周波数ω。The -vcP1 frequency calculation section 12 adds the rotational angular frequency calculated by the speed calculation section 10 and the angular frequency ωs calculated by the vector calculation section 18 to obtain the first angular frequency ω. , and its absolute directivity |ω0| is calculated. Primary angular frequency ω.
の絶対([1ω。1はディジタル−アナログ変換器14
によってアナログ信号に変換された後V/F変換器17
に供給される。このV/F変換器17は前記絶対値1ω
o1に比例した周波数のパルス信号を出力する。v/F
変換器17の出力パルス信号は、後述するソフトウェア
にニジ分周比を任意に設定することができるl/n分周
器18に工って分周された後、割込み信号lNTRとし
て−矢電流波形出力部16に供給される。尚l/。分周
器11は例えばプログ2マブルカウンターで構成する。absolute ([1ω.1 is the digital-to-analog converter 14
After being converted into an analog signal by the V/F converter 17
supplied to This V/F converter 17 has the absolute value 1ω.
Outputs a pulse signal with a frequency proportional to o1. v/F
The output pulse signal of the converter 17 is frequency-divided by an l/n frequency divider 18 whose frequency division ratio can be arbitrarily set in the software described later, and then outputted as an interrupt signal lNTR with a −arrow current waveform. The signal is supplied to the output section 16. Nao l/. The frequency divider 11 is composed of, for example, a programmable counter.
−矢電流波形出力部16は、14分周器18から入力さ
れる割込み信号rNTRと一次角周波数算出部12で演
算された一欠円周波数ω。とベクトル演算部13から入
力される位相変化量Δψに基づいて、予めCPU9のデ
ータテーブルに格納された一次電流の正弦波データを取
り出し工出力する。そのときの手j@は第5図のフロー
チャートに沿って行なうものである。すなわち、1in
分周器18の割込み信号rNTRが外部割込み信号とし
てC!PU9に入力されると第5図のルーチンが起動さ
れる。まずステップS、において一欠円周波数ω。の聴
性を判別し、正の場合ステップStにおいてN : N
+ n 金、負の場合ステップ8.においてN=:N
−nを各々演算しくNはデータテーブルの呼出し番号、
n=1.2.4・・・)、これに二つ゛ て一次角周波
数ω。の物性に応じたデータテーブルの呼出し番号を決
定する。仄にステップS、においてsinデータテーブ
ルtS照して呼出し番号Nに相当する5L−nデータを
取シ出す。そしニステップS、においてU相電流データ
I U =: 5in(#H) 。- The arrow current waveform output section 16 outputs the interrupt signal rNTR inputted from the 14 frequency divider 18 and the truncated circle frequency ω calculated by the primary angular frequency calculation section 12. Based on the amount of phase change Δψ inputted from the vector calculation unit 13, the sine wave data of the primary current stored in advance in the data table of the CPU 9 is retrieved and outputted. At that time, the procedure j@ is carried out according to the flowchart shown in FIG. That is, 1in.
The interrupt signal rNTR of the frequency divider 18 is used as an external interrupt signal C! When input to the PU 9, the routine shown in FIG. 5 is activated. First, in step S, the unoccupied circle frequency ω is determined. Determine the audibility of N: N in step St if positive.
+ n gold, if negative step 8. In N=:N
-n respectively, N is the call number of the data table,
n=1.2.4...), and two of these are the primary angular frequency ω. Determine the calling number of the data table according to the physical properties of. Meanwhile, in step S, 5L-n data corresponding to the call number N is extracted by referring to the sin data table tS. Then, in step S, U-phase current data I U =: 5 in (#H).
V相電流データIy = sin (’y−−π)を各
々s:ar。V-phase current data Iy = sin ('y--π), respectively, as s:ar.
し、”Uk例えば下位8ビツトデータD0〜D7として
出力し% Iv’を例えば上位8ピツトデータD8〜D
ISとして出力する。尚、sinデータテーブルには例
えば第6図のように正弦波データを、所定の分割数、例
えば860個に分割して呼出し番号H順に格納しておく
。Then, "Uk" is outputted as, for example, lower 8 bit data D0 to D7, and %Iv' is outputted as, for example, upper 8 bit data D8 to D7.
Output as IS. Incidentally, the sine wave data is divided into a predetermined number of divisions, for example 860, and stored in the order of call number H in the sine data table, as shown in FIG. 6, for example.
ここでディジタル−アナログ変換器14を用いて一次角
周波数の絶対直1ωo1を出力する4会、例えば1oo
oo : 1の範囲で速度制御するには、前記変換器1
4を13ビツト以上で構成する必要があシ(通常12ビ
ツトのディジタル−アナログ変換器が一般的である)、
装置価格が高騰し工しまり。また、定格時ディジタルー
アナログ変換器出力を5vとすると速度別a範囲がxo
ooo : 1であれば出力は0.5a+Vとなシ、惚
めて小レベルとなる。このためディジタル−アナログ変
換器14のアナログ出力信号は、ノイズの影#を受ける
恐れがある。このため本発明では前記一次角周波数が所
定値未満の億低速回転時には、ディジタル−アナログ変
換器14へ供給する|ω0|をnXIω。1とするとと
もに、1in分周器18の分周比61/nに決定してい
る。Oの工うにすることに!ニジディジタルーアナログ
変換器14の出力信号のアナログレベルがn倍高くな9
、ノイズの影19ヲ受けなくなる(この場合データテー
ブルの呼出し番号NはNUN±1とする)。前記−欠円
周波数が所定1未満であるか否かの判定は、仄の第1表
に示す如く一次角周波数の絶対値1ω。1と定格時角周
波数ωRatl の比(1ω、r)が例えば1151
2ニジも小さいか否かに1って行なう。Here, the digital-to-analog converter 14 is used to output the absolute directivity 1ωo1 of the primary angular frequency, e.g.
oo : To control the speed in the range of 1, the converter 1
4 must be configured with 13 bits or more (12-bit digital-to-analog converters are common),
Equipment prices have soared and construction is cumbersome. Also, if the digital to analog converter output at rated time is 5V, the a range by speed is xo
ooo: If it is 1, the output will be 0.5a+V, which is a small level. Therefore, the analog output signal of the digital-to-analog converter 14 may be affected by noise. Therefore, in the present invention, when the primary angular frequency is less than a predetermined value and the rotation speed is low, |ω0| supplied to the digital-to-analog converter 14 is nXIω. 1, and the frequency division ratio of the 1-inch frequency divider 18 is determined to be 61/n. I decided to work on O! The analog level of the output signal of the digital-to-analog converter 14 is n times higher9.
, the shadow of noise 19 is no longer received (in this case, the call number N of the data table is set to NUN±1). The determination as to whether or not the omitted circle frequency is less than a predetermined value of 1 is based on the absolute value of the primary angular frequency, 1ω, as shown in Table 1 below. 1 and the rated hourly angular frequency ωRatl (1ω, r) is, for example, 1151
Test 1 to see if it is smaller than 2.
第 1 表
上記第1表において11512未満のときのnは例えば
n=16としているが、これに限らず他の値にしても良
い。上記の工うな1ω0ビの演算、判定動作お工び分周
比の決定は第4図のフローチャートのステップS〒〜ス
テップStaに沿って行なう。Table 1 In Table 1 above, when n is less than 11512, n is set to n=16, for example, but it is not limited to this and may be set to other values. The above-mentioned calculation of 1ω0bi, determination operation, and determination of the frequency division ratio are performed in accordance with steps S--Sta of the flowchart of FIG.
すなわち、まずステップS、においτω。とωstl”
加算して一欠円周波数ω。およびその絶対壇1ωo1を
演算し、さらに絶対[1ω。1と定格時角周波数ωRa
t、eの比1ω、l’=lω” ”Ra t e を
演算する。仄にステップS6では前述の如く演算され九
1ω(Iが所定値、例えば11512 よりも小さい
か否かの判定を行なう。前記1ω。I ’l)X 11
512ニジ小さい場合はステップS、においてl/n分
周器18の分局比k”/1sにセットせしめるとともに
ステップS、。において一次角周波数1ω。lX16の
信号をディジタル−アナログ変換器14へ出力する。ま
た前記1ω。1′が11512以上であれば、ステップ
8,1において一久角周波a|ω0|の信号をそのまま
ディジタル−アナログ変換器14へ出力する。そしτス
テップ81.においてIfol = lω01/2πな
る(lIL算を行なって誘導電動機の一次周波数の絶対
値1f01を演算する。矢にステップStSにおいて前
記−欠周波数で00大きさに応じて予め第2表の如く設
定され九分周比を決定するとともに、該決定された分局
比に1/n分周器18をセットせしめる。That is, first step S, smell τω. and ωstl”
Add it up to get the unoccupied circle frequency ω. and its absolute platform 1ωo1, and then calculate the absolute [1ω. 1 and the rated hourly angular frequency ωRa
The ratio 1ω of t and e, l'=lω""Ra te is calculated. In step S6, it is calculated as described above and it is determined whether or not 91ω(I is smaller than a predetermined value, for example, 11512. Said 1ω.I'l)X11
If it is smaller than 512 degrees, the division ratio of the l/n frequency divider 18 is set to k''/1s in step S, and a signal with a primary angular frequency of 1ω.lx16 is output to the digital-to-analog converter 14 in step S. If 1ω.1' is 11512 or more, in step 8, 1, the signal of the angular frequency a|ω0| is output as it is to the digital-to-analog converter 14. Then, in τ step 81, Ifol = lω01/ 2π (lIL calculation is performed to calculate the absolute value 1f01 of the primary frequency of the induction motor. In step StS, the -9 frequency division ratio is set in advance according to the magnitude of 00 at the -missing frequency as shown in Table 2). At the same time, the 1/n frequency divider 18 is set to the determined division ratio.
第2表
このように1ωIFが’1512u上である場合は゛、
−欠周波数f0の上昇に応じて基準正弦波の童子化数f
t360/n(n= 1 、2 、4 ’・・)とし、
これと同時にV7F変換器17の出力側で1/nの分周
を行なって割込み信号lNTRを作成しているので、−
仄周波数一〇が増加し九ときに1/n分周器18の出力
パルス1号(1llJ込み信号)rNTRの周波数が増
加して該信号の周期が短くなるOとはない。例えば割込
み信号lNTRの周波数f lNTRはωGと正弦波デ
ータの量子化数によシ決定されるから、’lNTR”
86”n X fo −・・・(91〔ただし
f0=ωo/2□コ
で求められる。そこでこの第(9)式に第2表の如くf
0== 25Hz 、 n= lk代入するとfrNT
R= 9 KHzとなる。また第(9)式に第2表の如
くf。=100Hz。Table 2 If 1ωIF is above '1512u as shown above,
- The number of doji conversions f of the reference sine wave according to the increase in the missing frequency f0
t360/n (n = 1, 2, 4'...),
At the same time, the output side of the V7F converter 17 performs frequency division by 1/n to create the interrupt signal lNTR, so -
It is not the case that when the frequency 10 increases and the frequency of the output pulse No. 1 (signal including 1llJ) rNTR of the 1/n frequency divider 18 increases and the period of this signal becomes shorter, the frequency of the output pulse 1 of the 1/n frequency divider 18 increases. For example, the frequency f lNTR of the interrupt signal lNTR is determined by ωG and the quantization number of the sine wave data, so 'lNTR'
86”n
0==25Hz, n=lk substituting frNT
R=9 KHz. Also, f is added to equation (9) as shown in Table 2. =100Hz.
D : 4 f代入するとで は、前記f0=25H
zNTR
の場合と同様に9 KHzとなり、割込み信号f工NT
Rの周期は111μsecと変わらない。このため割込
み信号fKニジ起動する第5図に示すフローNTR
チャート’l実行するための処理時間が15 ttse
c程度であるので、−欠周波数で。が上昇しても前記処
理時間全充分に確保できることが理解できる。D: 4 When f is substituted, the above f0=25H
As in the case of zNTR, the frequency is 9 KHz, and the interrupt signal
The period of R remains the same at 111 μsec. Therefore, the processing time for executing the flow NTR chart shown in FIG. 5 in which the interrupt signal fK is activated is 15 ttse.
Since it is about c, it is a -missing frequency. It can be seen that even if the amount increases, the entire processing time can be ensured sufficiently.
これに工ってC!PU9のオーバーヘッド現象は生じな
い。Work on this C! No overhead phenomenon of PU9 occurs.
また、誘導電動機の回転が極めて低速である(1ω(I
が11512未満)場合、−天川周波数算出部12から
ディジタル−アナログ変換器14へ出力する|ω0|の
1直f D X lω。!としているので、ディジタA
t−アナログ変換器14のアナログ出力信号ノベルヲ大
きくしておくことができる。例えば定格時ディジタルー
アナログ変換器14の出力が5■であ夛、速度制御範囲
が10000 : 1であるときni第1表の如(o、
= 16に設定すると、前記変換器14のアナログ出
力信号Vベルは5 ”10000X、1ft=8mV
となる。また〜。1′の値が11512を超えた直後で
あるとき定格出力が5vであればこのようにディジタル
−アナログ変換器14のアナログ出力信号レベルを大き
くしておくことができるので、12ビット程度の安価な
ディジタル−アナログ変換器で構成することに工510
000:1程度の範囲で速度制御が行なえる。In addition, the rotation speed of the induction motor is extremely low (1ω(I
is less than 11512), - 1 shift f D ! Therefore, digital A
The analog output signal level of the t-analog converter 14 can be kept large. For example, when the output of the digital-to-analog converter 14 at the rated time is 5, and the speed control range is 10,000:1, ni is as shown in Table 1 (o,
= 16, the analog output signal Vbell of said converter 14 is 5"10000X, 1ft=8mV
becomes. Also~. Immediately after the value of 1' exceeds 11512, if the rated output is 5V, the analog output signal level of the digital-to-analog converter 14 can be increased in this way. The construction 510 consists of a digital-to-analog converter.
Speed control can be performed within a range of about 000:1.
尚基準正弦波データは3flO/n(360,180。Note that the reference sine wave data is 3flO/n (360, 180.
90・・・)毎にデータテーブルを持つ必要はなく、第
5図のフローチャートのステップS!es1の如くデー
タテーブル番号Nの計XをN=N:l:n(正転;+、
逆転S−)とする。例λばn = 2 (1/2分周)
の場合は、データテーブル番号Nが第6図に示す360
個の童子化データを2つ飛びで増重するので、180個
のデータテーブルを持った場合と同様となる。There is no need to have a data table for each step S! As in es1, the total X of data table number N is N=N:l:n (normal rotation; +,
Reverse S-). Example λban = 2 (1/2 frequency division)
In this case, the data table number N is 360 as shown in FIG.
Since each piece of doji-ized data is multiplied by two at a time, it is the same as having 180 data tables.
ここでトルク℃流指鎗値工T8が変化することにニジ位
相変化量Δψが生じて一次を流彼形出力部16に入力さ
れた場合、前記割込み信号(I N T R)に工って
起動される第5図のルーチンを中止し、これに鉾って第
4図のステップStS以降のルーチンを実施する。すな
わち、ベクトル11i[′!A部13から位相変化量Δ
ψが入力されるとステップ815において17n分周器
18からの割込み信号rNTRの入力を禁止し、ステッ
プ816においてN=N+Δψを演算し、これに二つ″
C泣相変化量Δψに応じ九データテーブルの呼出し番号
を決定する。その後は前記同様に呼出し信号Nに相当す
るsinデータ金取金山9出
F、−次電流波形出力部の説明
上記のように一次’、tfi波形出方部16は、一次角
周波数ω。の堪性に応じたsinデータお工び位相変化
量Δψに応じた。sLnデータを出力することができる
が、この場合CPU9が第4図および第5図のルーチン
に沿って演算処理を行なうときCPU9の処理時間に遅
れが生ずる。これによって−久成流波形出力部16の出
力としてU相正弦波データsin (ωot+Δψ)、
v相正弦波データsinてしまう恐れがある。この為本
発明では一次IIL流波形出力部1flJ:例えば第7
図のように構成することにより、データ抽出時間のばら
つき全防止して周波数精度を高めることができる。第7
図において一次を泥波形出力部16は、1/n分周器1
8の出力パルスの室上9にてトリガされ、その後80μ
88CM/<ルスt−発生する単安定マルチバイブレー
タ41と、CPU9と、CPU9の命令を解読するデコ
ーダー42と、単安定マルチパイプソータ41のQ端子
出力とデコーダー42の出力とのアンド条件をとるアン
ド回路43と% CPU9のリードライト(WR)1言
号とデコーダー42の出力とが入力されるインヒビット
端子付きアンド回路44と、このアンド回路44の出力
信号が「L」レベルであるときCPU9から出力される
正弦波データを2ツチするラッチ回路45.46と、前
記アンド回路48の出力信号がr HJレベルであると
き前記ラッチ回路45.46の出力データをラッチする
ラッチ回路47.48とで構成されている。尚、ラッチ
回路47の出力信号、すなわちU相正弦波データ5in
(ω。t+Δψ)は乗算型ディジタル−アナログ変換器
15aK!つてアナログ信号に変換された後−欠を流指
令値工1 と乗算される。これによってU相電流指鎗
償工U*=resin(ω。t+Δψ)が求められる。Here, if a rainbow phase change amount Δψ occurs due to the change in the torque T8, and the primary is input to the linear output section 16, the interrupt signal (I NTR) is The activated routine of FIG. 5 is stopped, and in response to this, the routine from step StS of FIG. 4 is executed. That is, vector 11i['! Phase change amount Δ from A part 13
When ψ is input, the input of the interrupt signal rNTR from the 17n frequency divider 18 is prohibited in step 815, and N=N+Δψ is calculated in step 816, and two "
A call number for the data table is determined according to the amount of phase change Δψ. After that, as described above, the sin data corresponding to the calling signal N is generated.Description of the -order current waveform output section F,-order current waveform output section As described above, the first-order', TFI waveform output section 16 outputs the first-order angular frequency ω. The amount of phase change Δψ is determined by the sin data according to the resistance of the signal. Although the sLn data can be output, in this case, a delay occurs in the processing time of the CPU 9 when the CPU 9 performs arithmetic processing according to the routines shown in FIGS. 4 and 5. As a result, U-phase sine wave data sin (ωot+Δψ),
There is a risk that the v-phase sine wave data will be lost. Therefore, in the present invention, the primary IIL flow waveform output section 1flJ: for example, the seventh
By configuring as shown in the figure, it is possible to completely prevent variations in data extraction time and improve frequency accuracy. 7th
In the figure, the primary waveform output section 16 is a 1/n frequency divider 1
Triggered at 9 above the output pulse of 8, then 80μ
88CM/<Rus t- An AND condition that takes the AND condition of the monostable multivibrator 41 that is generated, the CPU 9, the decoder 42 that decodes the instructions of the CPU 9, and the Q terminal output of the monostable multipipe sorter 41 and the output of the decoder 42. A circuit 43 and an AND circuit 44 with an inhibit terminal into which one read/write (WR) word of the CPU 9 and the output of the decoder 42 are input; It consists of latch circuits 45 and 46 which double the sine wave data to be output, and latch circuits 47 and 48 which latch the output data of the latch circuits 45 and 46 when the output signal of the AND circuit 48 is at the rHJ level. has been done. Note that the output signal of the latch circuit 47, that is, the U-phase sine wave data 5 inches
(ω.t+Δψ) is the multiplication type digital-to-analog converter 15aK! The output signal is then converted into an analog signal and multiplied by the flow command value. As a result, the U-phase current indicator U*=resin(ω.t+Δψ) is obtained.
またラッチ回路48の出力信号、すなわちV相正弦波デ
ータログ変換器15t)によってアナログ信号に変換さ
れた後−矢電流指+I工ごと乗算される。これに+Δψ
)が求められる。Further, the output signal of the latch circuit 48, that is, the V-phase sine wave data log converter 15t) converts the signal into an analog signal, and then multiplies the signal by -arrow current +I. +Δψ
) is required.
仄に1/n分周器18の出力(a)、単安定マルチバイ
ブノー夕41のQ1子出力(b)、アンド@絡44の出
力(C)、ラッチ回路45.46の出力(dl 、 t
dl’。The output of the 1/n frequency divider 18 (a), the Q1 output of the monostable multivibrator 41 (b), the output of the AND@ circuit 44 (C), and the output of the latch circuit 45.46 (dl, t
dl'.
デコーダー42の出力(e)、アンド回路43の出力(
f)、ラッチ回路47.48の出力fgl 、 (gl
’ 、乗算型ディジタルーアナログ変換器15aの出力
+h+の各信号波形を第8図に示し、第8図とともに一
次電流波形出力部16の動作を述べる。まず、時刻t1
に訃いて1/n分周器18からパルス言号がfatの如
く入力されると、単安定マルチパイプノー夕41はパル
ス信号の豆上りから30μ5ecl司1blの如くパル
ス信号lNTR′に発生し、CPU9の外部入力端子E
XT lNTRに供給する。するとCPU9は前述した
第5図のフローチャートに分って正弦波データの呼出し
番号Nの演算を行ない、該呼び出し番号Nに相当する正
弦波データt−第6図のデータテーブルより抽出する。The output of the decoder 42 (e), the output of the AND circuit 43 (
f), the output fgl of the latch circuit 47.48, (gl
FIG. 8 shows the signal waveforms of the output +h+ of the multiplier digital-to-analog converter 15a, and the operation of the primary current waveform output section 16 will be described with reference to FIG. First, time t1
When a pulse word such as fat is inputted from the 1/n frequency divider 18, the monostable multi-pipe node 41 generates a pulse signal lNTR' such as 30 μ5 ecl 1 bl from the output of the pulse signal, External input terminal E of CPU9
Supply to XT INTR. Then, the CPU 9 calculates the call number N of the sine wave data according to the flowchart shown in FIG. 5, and extracts the sine wave data t corresponding to the call number N from the data table shown in FIG.
ここでCPU9にパルス信号lNTRが入力されてから
正弦波データを抽出するまでの時間は、約15μSec
である。この為時刻t!から16μsec 経過した
時刻t、において、デコーダー42の出力信号が変化し
てアンド回路44のアンド条件が成立するので、該アン
ド回路44から第8図+clのようなパルス信号が出力
される。このパルス信号がラッチ回路45.46のゲー
ト端子に入力されることにニジ、ラッチ回路45.46
の出力は変化する。次に時刻t1から30μSec経過
した時刻t、におい工、単安定マルチパイプノー夕41
のQ4子出力が反転し、アンド回路43のアンド条件が
成立するので、アンド回路43の出力信号fflはrH
」ノベルとなる。Here, the time from when the pulse signal 1NTR is input to the CPU 9 until the sine wave data is extracted is approximately 15 μSec.
It is. For this reason, time t! At time t, 16 μsec has elapsed since then, the output signal of the decoder 42 changes and the AND condition of the AND circuit 44 is satisfied, so that the AND circuit 44 outputs a pulse signal as shown in FIG. 8 +cl. This pulse signal is input to the gate terminal of the latch circuit 45.46, and the latch circuit 45.46
The output of changes. Next, at time t, 30 μSec has elapsed from time t1, the smell sensor and monostable multi-pipe node 41
Since the Q4 child output of is inverted and the AND condition of the AND circuit 43 is satisfied, the output signal ffl of the AND circuit 43 is rH
” becomes a novel.
この「HJVベル信号がラッチ回147.48のゲート
端子に入力されるOとに=す、ラッチ回路47.48は
ランチ回路45.46の出力データをラッチし、ラッチ
回路47.48の出力信号は第8図[gl 、 tgl
’のようになる。上記のようにラッチ回路を2段にして
設け、データのラッチ金車安定マルチバイブレータ41
のQgs子出力出力って一定時間後に行なうように構成
したので、CPU9に正弦波データ抽出時間のばらつき
が生じたとしても、正弦波データが一次電流波形出力部
18から乗算型ディジタル−アナログ変換器15に導か
れる時間は一定に保たれる。これに工って周波数精度が
著しく向上する。尚、単安定マルチバイブレータ41の
パルス発生時間は80μsec K限らず、CPU9
の正弦波データ抽出時間ニジも長ければ任意に設定して
も・良い。上記のようにして第6図のデータテーブルが
ら抽出された正弦波データが乗算型ディジタル−アナロ
グ変換器15aにおいて一欠゛1流指守値ニーと乗算さ
れると、その出力信号は第8図+h+のように変化して
いく。ここでベクトル演算部13から出力されるΔψが
変化すると各部の信号ノベルは第8図の破線に示すよう
に変化する。すなわち、時刻t4においてΔψが変化す
ると、CPU9は第4図のステップ8.。When this HJV bell signal is input to the gate terminal of the latch circuit 147.48, the latch circuit 47.48 latches the output data of the launch circuit 45.46, and outputs the output signal of the latch circuit 47.48. is shown in Figure 8 [gl, tgl
'become that way. As mentioned above, the latch circuit is provided in two stages, and the data latch metal wheel stabilizes the multivibrator 41.
Since the configuration is such that the Qgs output is performed after a certain period of time, even if there are variations in the sine wave data extraction time in the CPU 9, the sine wave data is transferred from the primary current waveform output section 18 to the multiplication type digital-to-analog converter. 15 is kept constant. This significantly improves frequency accuracy. In addition, the pulse generation time of the monostable multivibrator 41 is not limited to 80 μsec, and the pulse generation time of the CPU 9
The sine wave data extraction time may be set arbitrarily as long as it is long. When the sine wave data extracted from the data table of FIG. 6 as described above is multiplied by the one-fail standard value knee in the multiplication type digital-to-analog converter 15a, the output signal is as shown in FIG. It changes like +h+. Here, when the Δψ outputted from the vector calculation section 13 changes, the signal novel of each section changes as shown by the broken line in FIG. That is, when Δψ changes at time t4, the CPU 9 executes step 8. in FIG. .
〜S、。全実行して呼出し番号N=N+Δψを求め、I
Nに相当する正弦波データを抽出する。このときCPU
9から命令が発せられてデコーダー42の出力信号le
tが「LJVベルになる。この為アンド回路48の出力
信号fflが「L」になってから次にrH」となる時刻
1%においτ、ラッチ回路47.48にはΔψの変化分
に相当する正弦波データがラッチされる。第8図の場合
、一次角周波数ω。が正相時でΔψ=20°であるため
正弦波データが時刻t、においてυ1から6.に切シ換
わシ、これによって乗算型ディジタル−アナログ変換器
L5aの出力信号(hlがΔψ=20°の変化分に応じ
たU相電流指令信号になることを示している。~S. Execute all the steps to find the calling number N=N+Δψ, and
Extract sine wave data corresponding to N. At this time, the CPU
A command is issued from 9 and the output signal le of the decoder 42
t becomes "LJV bell. Therefore, at 1% of the time when the output signal ffl of the AND circuit 48 becomes "L" and then becomes "rH", the latch circuit 47.48 has a signal corresponding to the change in Δψ. The sine wave data is latched. In the case of FIG. 8, the primary angular frequency ω. is in positive phase and Δψ=20°, so the sine wave data changes from υ1 to 6. at time t. This indicates that the output signal (hl) of the multiplier digital-to-analog converter L5a becomes a U-phase current command signal corresponding to a change of Δψ=20°.
上記のようにして求められたU相電流指令値IU*は第
1つき合わせ回路25において、インバータ2のU相出
力′1流全変流器26で検出した1言号Luとつき合わ
せられる。また、V相戒流指鎗1直ニーは第2つき合わ
せ回路27において、インバータ2のV相出力電流金車
流器28で検出した信号−Lvとつき合わせられる。前
記第1つき曾わせ回路250遍差出力金vL流制御アン
プ29にて比例積分することによってU相−久電圧指守
値VU k得る。The U-phase current command value IU* obtained as described above is matched in the first matching circuit 25 with the single word Lu detected by the U-phase output '1 current full current transformer 26 of the inverter 2. Further, the V-phase Kairyu finger spear 1 straight knee is matched with the signal -Lv detected by the V-phase output current metal flow device 28 of the inverter 2 in the second matching circuit 27 . The U-phase voltage reference value VUk is obtained by carrying out proportional integration in the first adjusting circuit 250 and the differential output voltage VL flow control amplifier 29.
また、第2つき合わせ回路27の扇差出力全を流制御ア
ンプ80にて比例積分することによってV相−久電圧指
令値vV*を得る。さらに電流制御アン7’29,30
0出力信号金第3つき合わせ回路81に工っで力ロ算し
た信号を反転アンプ82を通すことによってW相−次電
圧指’+V[Vvr”t−得る。Further, the V-phase voltage command value vV* is obtained by proportionally integrating the entire fan difference output of the second matching circuit 27 in the flow control amplifier 80. Furthermore, current control Anne 7'29, 30
The W-phase voltage index '+V[Vvr''t- is obtained by passing the signal obtained by calculating the power of the 0 output signal to the third matching circuit 81 through the inverting amplifier 82.
次にこれら電圧指令櫃”U *r ” I/” t ”
l’l’をコンパレータ83,84.35において三角
波発層器86の三角波出力と各々比較し、該比較出力に
二って前記インパーメ2iPWM制御する。これに工っ
て誘導電動機11−1二vc磁束と二次電流のベクトル
が常に直交するように制−することができる。Next, these voltage command boxes “U * r ” I/” t ”
l'l' is compared with the triangular wave output of the triangular wave generator 86 in comparators 83 and 84.35, and the imperme 2i PWM control is performed based on the comparison output. By working on this, it is possible to control the vectors of the induction motor 11-12vc magnetic flux and the secondary current so that they are always perpendicular to each other.
G0発明の効果
以上のように本発明に工れば仄の工つな効果が得られる
。すなわち、
山 也座標変換してベクトル演真ヲ行なうので演′げ回
数が少なくな9、しかもCPUK:エシディジタル演X
を行なうtめ高精度の一仄電流指令を高速度で作成する
ことができる。これによって高速なトルク応答性が得ら
れる。Effects of the G0 Invention As described above, if the present invention is applied, other effects can be obtained. In other words, since the vector calculation is performed by converting the Yamaya coordinates, the number of calculations is small.
As a result, highly accurate single current commands can be created at high speed. This provides high-speed torque response.
(21広い周波数範囲で高精度の速度制御が行な見る。(21) Highly accurate speed control is performed over a wide frequency range.
(31ai暇の位相角ψが変化しても、その位相変化量
Δψに応じた二次電流指令値を得ることができるので、
高′#4度の制御が可能となる。(Even if the phase angle ψ of the 31ai interval changes, the secondary current command value can be obtained according to the amount of phase change Δψ, so
It is possible to control the height of 4 degrees.
14+ −11Kt流波形出力部は、cpσで抽出さ
れた正弦波データを所定時間遅らせて出力せしめる機能
を備えているので、CPHの処理時間のばらつき全是正
することができる。これに工って周波数誤差が生じるこ
とは無くなり、周波数積度が著しく向上する。Since the 14+-11Kt flow waveform output section has a function of delaying the sine wave data extracted by cpσ by a predetermined period of time and outputting it, it is possible to completely correct the variation in CPH processing time. This eliminates the occurrence of frequency errors and significantly improves the frequency product.
15) パルス信号発生部の出力信号を一久月周仮数
の大きさに応じて分周しているので、誘4電動機の高速
回転時においても演算処理時間を充分に確保できる。こ
のためCPUのオーバーヘッドを解消することができる
。15) Since the output signal of the pulse signal generator is frequency-divided according to the magnitude of the monthly cycle mantissa, sufficient calculation processing time can be secured even when the dielectric motor rotates at high speed. Therefore, CPU overhead can be eliminated.
(6)一次角周波数の壇が設定値未満のときて例えば極
低速回転時)はDXIω。1にして出力させるので、ア
ナログIM号部分の電圧レベルを上げることができノイ
ズの影Wを低減できるとともに、高m度のアナログ処理
回路を不要にすることができ、装置価格の低廉化が図れ
る。(6) When the primary angular frequency is less than the set value (for example, during extremely low speed rotation), DXIω. 1 and outputs it, the voltage level of the analog IM part can be raised, the noise shadow W can be reduced, and a high-level analog processing circuit can be made unnecessary, which can reduce the cost of the device. .
第1図〜第8図は本発明の一冥施例金示し、第1図は全
体構成を示すブロック図、第2図は極座県変換処理t−
説明する之めのベクトル図、第3図はベクトル演算部の
詳細を説明するためのブロック図、第4図および第5図
はともにCPUのルーチンを示すフローチャート、86
図は正弦波データテーブルの一例を示す説明図、第7図
は一久′醒流波形出力部の詳細を示す回路図、第8図は
第7図の各部における信号波形を示すタイムチャートで
ある。
1°°°誘導電動機、2・・・PWMインバータ、9・
・・CPU、10・・・速度演算部、11・・・PI演
算部、12・・・一次角周波数算出部、1g・・・ベク
トル演算部、14・・・ディジタル−アナログ変換器、
15・・・乗′X型ディジタルーアナログ変換器、16
・・・−矢電流波形出力部、17・・・v/F変換器、
18・・・1/n分周器、25,27.81・・・つき
合わせ回路、29.30・・・It流制御アンプ、33
,34,35・・・コンパレータ、36・°・三角波発
振器。
第4図
フローチャート1 to 8 show an example of the present invention, FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration, and FIG. 2 is a polar prefecture conversion process t-
86 is a vector diagram for explanation purposes, FIG. 3 is a block diagram for explaining details of the vector calculation section, and FIGS. 4 and 5 are both flow charts showing the routine of the CPU.
7 is an explanatory diagram showing an example of a sine wave data table, FIG. 7 is a circuit diagram showing details of the Ikku's current waveform output section, and FIG. 8 is a time chart showing signal waveforms at various parts in FIG. 7. 1°°° induction motor, 2...PWM inverter, 9.
...CPU, 10...Speed calculation unit, 11...PI calculation unit, 12...Primary angular frequency calculation unit, 1g...Vector calculation unit, 14...Digital-analog converter,
15...X'X type digital-to-analog converter, 16
...-arrow current waveform output section, 17...v/F converter,
18...1/n frequency divider, 25, 27.81... Matching circuit, 29.30... It flow control amplifier, 33
, 34, 35... comparator, 36° triangular wave oscillator. Figure 4 Flowchart
Claims (2)
指令値ω_n^*との偏差出力を比例積分して求められ
たトルク電流指令値I_T^*と励磁電流指令値I_O
^*に基づいて所定のベクトル演算を行ない、一次電流
指令値I_1^*、すべり角周波数ω_sおよび磁束の
位相変化量Δψを求めるベクトル演算部と、 前記回転角周波数ω_sと前記すべり角周波数ω_sを
加算して得られる一次角周波数ω_0の絶対値|ω_0
|を演算するとともに、前記演算された絶対値|ω_0
|が設定値以上のときは該|ω_0|の信号を出力し、
前記演算された絶対値|ω_0|が設定値未満のときは
該|ω_0|をn倍した信号を出力する一次角周波数算
出部と、 この一次角周波数算出部の出力信号に比例した周波数の
パルス信号を発生させるパルス信号発生部と、 前記一次角周波数ω_0の絶対値|ω_0|が設定値以
上のときは該|ω_0|の大きさに応じて分周比を決定
するとともに、前記一次角周波数ω_0の絶対値|ω_
0|が設定値未満のときは分周比を1/Dに決定し、且
つこれら決定された分周比により前記パルス信号発生部
の出力パルス信号る分周する分周部と、 所定数に分割されたU、V相の正弦波信号のデータが格
納されたデータテーブルと、 前記分周部によつて分周された前記パルス信号発生部の
出力信号が入力されたとき、前記一次角周波数ω_0の
極性に応じたU、V相の正弦波データを前記データテー
ブルから抽出するとともに、前記ベクトル演算部で求め
られた磁束の位相変化量Δψが変化したとき、前記抽出
動作を中止して前記Δψの変化分に応じたU、V相の正
弦波データを前記データテーブルから抽出し、且つこれ
ら抽出されたU、V相の正弦波データを所定時間遅らせ
て出力せしめる一次電流波形出力部と、 この一次電流波形出力部の出力データと前記ベクトル演
算部から出力される一次電流指令値I_1^*を乗算し
てU、V相の一次電流指令値I_U^*、I_V^*を
求める乗算部と、 誘導電動機駆動用のインバータの出力電流検出量と前記
乗算部の出力とによつて3相の電圧指令値V_U^*、
V_V^*、V_W^*を求める相電圧演算部と、この
相電圧演算部の出力に応じて誘導電動機駆動用のインバ
ータをパルス幅変調制御するPWM制御部とを備えたこ
とを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。(1) Torque current command value I_T^* and excitation current command value I_O obtained by proportional integration of the deviation output between the rotation angular frequency ω_n of the induction motor and the rotation angular frequency command value ω_n^*
a vector calculation unit that performs a predetermined vector calculation based on the rotational angular frequency ω_s and the slip angular frequency ω_s to obtain the primary current command value I_1^*, the slip angular frequency ω_s, and the phase change amount Δψ of the magnetic flux; Absolute value of the primary angular frequency ω_0 obtained by addition | ω_0
|, and the calculated absolute value |ω_0
When | is greater than the set value, the signal of |ω_0| is output,
a primary angular frequency calculation unit that outputs a signal obtained by multiplying |ω_0| by n when the calculated absolute value |ω_0| is less than a set value; and a pulse having a frequency proportional to the output signal of the primary angular frequency calculation unit. a pulse signal generator that generates a signal; and when the absolute value |ω_0| of the primary angular frequency ω_0| Absolute value of ω_0 | ω_
0| is less than a set value, a frequency dividing section that determines the frequency division ratio to be 1/D, and divides the output pulse signal of the pulse signal generation section according to the determined frequency division ratio; When the data table storing the data of the divided U and V phase sine wave signals and the output signal of the pulse signal generation section whose frequency has been divided by the frequency dividing section are input, the primary angular frequency U and V phase sine wave data corresponding to the polarity of ω_0 are extracted from the data table, and when the amount of phase change Δψ of the magnetic flux determined by the vector calculation unit changes, the extraction operation is stopped and the a primary current waveform output unit that extracts U- and V-phase sine wave data according to the change in Δψ from the data table, and outputs the extracted U- and V-phase sine wave data with a delay of a predetermined time; a multiplication unit that multiplies the output data of the primary current waveform output unit and the primary current command value I_1^* output from the vector calculation unit to obtain primary current command values I_U^*, I_V^* of the U and V phases; , 3-phase voltage command value V_U^*, based on the output current detection amount of the inverter for driving the induction motor and the output of the multiplier section,
An induction device characterized by comprising a phase voltage calculation unit that calculates V_V^* and V_W^*, and a PWM control unit that performs pulse width modulation control of an inverter for driving an induction motor according to the output of the phase voltage calculation unit. Vector control device for electric motors.
^*および励磁電流指令値I_O^*に基づいて√(I
_T^*^2+I_O^*^2)なる演算を行なつて一
次電流指令値I_1^*を求めるとともに、(I_T^
*)/(I_O^*)×1/τ_2(τ_2は誘導電動
機の2次時定数)なる演算を行なつてすべり角周波数ω
_sを求め、且つψ=tan^−^1(I_T^*/I
_O^*)およびΔψ=ψ_n−ψ_n_−_1(ψ_
nは現サンプル時の位相、φ_n_−_1は1サンプル
前の位相)なる演算を行なつてΔψを求めることを特徴
とする特許請求の範囲第1項に記載の誘導電動機のベク
トル制御装置。(2) The vector calculation unit calculates the torque current command value I_T
Based on ^* and excitation current command value I_O^*, √(I
_T^*^2+I_O^*^2) is performed to obtain the primary current command value I_1^*, and (I_T^
*)/(I_O^*)×1/τ_2 (τ_2 is the second-order time constant of the induction motor) and calculates the slip angular frequency ω.
Find __s, and ψ=tan^-^1(I_T^*/I
_O^*) and Δψ=ψ_n−ψ_n_−_1(ψ_
2. The vector control device for an induction motor according to claim 1, wherein Δψ is determined by performing an operation in which n is a phase at the time of the current sample and φ_n_−_1 is a phase one sample before.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60298436A JPH0759157B2 (en) | 1985-12-28 | 1985-12-28 | Induction motor vector controller |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60298436A JPH0759157B2 (en) | 1985-12-28 | 1985-12-28 | Induction motor vector controller |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62160089A true JPS62160089A (en) | 1987-07-16 |
JPH0759157B2 JPH0759157B2 (en) | 1995-06-21 |
Family
ID=17859683
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60298436A Expired - Lifetime JPH0759157B2 (en) | 1985-12-28 | 1985-12-28 | Induction motor vector controller |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0759157B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1990007822A1 (en) * | 1988-12-24 | 1990-07-12 | Fanuc Ltd | Method of controlling slip frequency of induction motor |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4762779B2 (en) * | 2006-05-01 | 2011-08-31 | 株式会社タイテック | Three-phase motor control device |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59178995A (en) * | 1983-03-28 | 1984-10-11 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Function generator for controlling vector |
JPS6028784A (en) * | 1983-07-28 | 1985-02-13 | Mitsubishi Electric Corp | Controller of induction motor |
JPS60162493A (en) * | 1984-02-01 | 1985-08-24 | Hitachi Ltd | 2-phase sinusoidal signal oscillator for controlling ac motor |
-
1985
- 1985-12-28 JP JP60298436A patent/JPH0759157B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO1990007822A1 (en) * | 1988-12-24 | 1990-07-12 | Fanuc Ltd | Method of controlling slip frequency of induction motor |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0759157B2 (en) | 1995-06-21 |
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