JPS62141803A - Ic化高周波可変周波数発振回路 - Google Patents
Ic化高周波可変周波数発振回路Info
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- JPS62141803A JPS62141803A JP60282326A JP28232685A JPS62141803A JP S62141803 A JPS62141803 A JP S62141803A JP 60282326 A JP60282326 A JP 60282326A JP 28232685 A JP28232685 A JP 28232685A JP S62141803 A JPS62141803 A JP S62141803A
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- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は例えばCATV対応電子同調チューナの局部
発振回路として好適なIC化高周波可変周波数発振回路
に関する。
発振回路として好適なIC化高周波可変周波数発振回路
に関する。
この発明は、IC内の発振用トランジスタの2つの電極
間にアース電位を介さないで外付けの共振回路を接続す
るごとにより、高い周波数まで安定に発振させることが
できるIC化高周波可変周波数発振回路を提供するもの
である。
間にアース電位を介さないで外付けの共振回路を接続す
るごとにより、高い周波数まで安定に発振させることが
できるIC化高周波可変周波数発振回路を提供するもの
である。
近年、CATVの普及に伴い、電子同調チューナもこれ
に対応して受信周波数範囲が拡大されてきた。
に対応して受信周波数範囲が拡大されてきた。
例えば、ヨーロッパ(西ドイツ)の場合、V HF帯の
周波数割り当ては第5図に示す通りで、このヨーロッパ
(西ドイツ)向けCATV対応チューナの場合、47M
)lz〜470M1lzを連続的に受信することが要求
されるため、チューナの回路構成は極めて複雑となる。
周波数割り当ては第5図に示す通りで、このヨーロッパ
(西ドイツ)向けCATV対応チューナの場合、47M
)lz〜470M1lzを連続的に受信することが要求
されるため、チューナの回路構成は極めて複雑となる。
この複雑な回路構成を小型パッケージに納め、かつ生産
性を高めるため、ミキサ、局部発振器、IFアンプをI
C化する傾向が強くなってきた。
性を高めるため、ミキサ、局部発振器、IFアンプをI
C化する傾向が強くなってきた。
第6図はこの種のrCを用いた従来の電子間、fl&チ
ューナの回路構成例で、(1)はアンテナよりのRF倍
信号入力端子、(2A) (2B)は入力間KIN回
路、(3A) (3B)はRFアンプ、(4八)(4
B)は股間同調回路、(5A) (5B)はスイッチ
ング用のダイオードである。
ューナの回路構成例で、(1)はアンテナよりのRF倍
信号入力端子、(2A) (2B)は入力間KIN回
路、(3A) (3B)はRFアンプ、(4八)(4
B)は股間同調回路、(5A) (5B)はスイッチ
ング用のダイオードである。
また、(6)はICで、ミキサ(7)と、47 Mtl
z 〜230 Mllz帯用の局部発振器(8)と、I
Fアンプ(9)とを有してしる。
z 〜230 Mllz帯用の局部発振器(8)と、I
Fアンプ(9)とを有してしる。
(10)はこのIC(61に外付けの局部発振同調回路
で、この回路(lO)に設けられるハリキャップ(IO
C)に選局電圧が与えられることによって47 Mll
z〜230MIIz帯の信号に対する局部発振周波数が
得られるように可変される。
で、この回路(lO)に設けられるハリキャップ(IO
C)に選局電圧が与えられることによって47 Mll
z〜230MIIz帯の信号に対する局部発振周波数が
得られるように可変される。
また、(11)は230MIIz 〜47QMIIzを
受信するときに使用する局部発振器で、この局部発振器
(11)の全1辰周波数は局部発振同調回路(12)の
ハリキャップ(12c)に与えられる選局電圧によって
可変される。この構成において、RF入力信号がlI7
MHz 〜230Mt(zである場合にはダイオード(
5A)がオン、ダイオード(5B)がオフとされ、人力
同調回路(2A)、RFアンプ(3A) 、股間同調回
路(4A)によって、このRF倍信号受信され、ダイオ
ード(5八)を通じてIC(61のミキサ(7)に供給
されて、局部発振回路(8)よりの局部信号と山笠され
、これより希望のチャンネルの放送波がIF周波数の信
号に変換されて得られ、これがIFアンプ(9)を通じ
て出力端子(13)に導出される。
受信するときに使用する局部発振器で、この局部発振器
(11)の全1辰周波数は局部発振同調回路(12)の
ハリキャップ(12c)に与えられる選局電圧によって
可変される。この構成において、RF入力信号がlI7
MHz 〜230Mt(zである場合にはダイオード(
5A)がオン、ダイオード(5B)がオフとされ、人力
同調回路(2A)、RFアンプ(3A) 、股間同調回
路(4A)によって、このRF倍信号受信され、ダイオ
ード(5八)を通じてIC(61のミキサ(7)に供給
されて、局部発振回路(8)よりの局部信号と山笠され
、これより希望のチャンネルの放送波がIF周波数の信
号に変換されて得られ、これがIFアンプ(9)を通じ
て出力端子(13)に導出される。
一方、230MIIz 〜470MIIz帯のRF倍信
号受信時は、ダイオード(5八)はオフ、ダイオ−)”
(5B)はオンとされ、入力同調回路(2B)、RF
アンプ(3B)股間同調回路(4B)によって、このR
F倍信号受信され、ダイオード(5B)を通じてIC(
6)のミキサ(7)に供給される。この場合に、IC(
6)の局部発振器(8)は働かせず、IC+6)の外に
ある局部発振器(11)の出力信号がダイオード(5B
)を介してlCf6)のミキサ(7)にこのときの局部
発振信号として供給される。つまり、このときはIC(
61はミキサ(7)とIFアンプ(8)のみを使用する
。
号受信時は、ダイオード(5八)はオフ、ダイオ−)”
(5B)はオンとされ、入力同調回路(2B)、RF
アンプ(3B)股間同調回路(4B)によって、このR
F倍信号受信され、ダイオード(5B)を通じてIC(
6)のミキサ(7)に供給される。この場合に、IC(
6)の局部発振器(8)は働かせず、IC+6)の外に
ある局部発振器(11)の出力信号がダイオード(5B
)を介してlCf6)のミキサ(7)にこのときの局部
発振信号として供給される。つまり、このときはIC(
61はミキサ(7)とIFアンプ(8)のみを使用する
。
この場合、ミキサ(7)の入力側から局部発振信号も入
力される構成であるため、ミキサはバランス型ではなく
いわゆるシングルエンド型ミキサに限定される。
力される構成であるため、ミキサはバランス型ではなく
いわゆるシングルエンド型ミキサに限定される。
ところで、最近、西ドイツを中心として妨害排除能力の
法規制が強化されたこともあり、ミキサにはダブルバラ
ンス型を使用する必要が生じてきた。ごの場合には、I
C(61内部の局部発振器(8)をすべての周波数帯に
渡って使用しなければならず、第7図に示すように局部
発振同調回路(14)を局部発振器(8)に対して設け
、3バンドFJJ換とする必要がある。
法規制が強化されたこともあり、ミキサにはダブルバラ
ンス型を使用する必要が生じてきた。ごの場合には、I
C(61内部の局部発振器(8)をすべての周波数帯に
渡って使用しなければならず、第7図に示すように局部
発振同調回路(14)を局部発振器(8)に対して設け
、3バンドFJJ換とする必要がある。
第8図は、IC化局部発振回路を周波数固定発振器とし
て構成した場合の従来例で、最も基本的な回路で比較的
容易に安定な発振が得られる。
て構成した場合の従来例で、最も基本的な回路で比較的
容易に安定な発振が得られる。
第8図において、IC(61の内部には発振トランジス
タQ1、帰還増幅用トランジスタQ2が設けらn2、[
・ランジスタQ1のヘースは0番ピンに、コレクタは0
番ピンに、それぞれ接続され、1〜ランジスタQ2のヘ
ースは0番ピンに、コレクタは0番ビンが接続される共
通ラインに接続されている。この0番ビンには電源電圧
十Bが供給されている。また、1−ランシスタQ1とC
2のエミッタは互いに接続され、その接続点が電流源1
を介して0番ビンが接続される共通ラインに接続される
。
タQ1、帰還増幅用トランジスタQ2が設けらn2、[
・ランジスタQ1のヘースは0番ピンに、コレクタは0
番ピンに、それぞれ接続され、1〜ランジスタQ2のヘ
ースは0番ピンに、コレクタは0番ビンが接続される共
通ラインに接続されている。この0番ビンには電源電圧
十Bが供給されている。また、1−ランシスタQ1とC
2のエミッタは互いに接続され、その接続点が電流源1
を介して0番ビンが接続される共通ラインに接続される
。
この0番ピンは接地される。
一方、このlc[6)の外付は部品が以下のように接続
されて、この例の場合、コルピッツ型発振器か構成され
る。
されて、この例の場合、コルピッツ型発振器か構成され
る。
すなわち、C1は電源ラインパスコンであり、また、C
2は発振トランジスタQ1の接地用コンデンサで、トラ
ンジスタQ1のヘースが接続される0番ビンがこのコン
デンサC2を介して接地される。また、Llは電源チョ
ークコイルで、電源端子よりの電源電圧十Bがこのチョ
ークコイルL 1を介して0番ビン、すなわら発振トラ
ンジスタQ1のコレクタに供給される。
2は発振トランジスタQ1の接地用コンデンサで、トラ
ンジスタQ1のヘースが接続される0番ビンがこのコン
デンサC2を介して接地される。また、Llは電源チョ
ークコイルで、電源端子よりの電源電圧十Bがこのチョ
ークコイルL 1を介して0番ビン、すなわら発振トラ
ンジスタQ1のコレクタに供給される。
0番ピン、すなわちトランジスタQ1のコレクタと0番
ビンすなわちトランジスタQ2のベース間には直流阻止
用コンデンサC3と帰還用コンデンサC=:との直列回
路が接続されて郁還ループが形成されている。
ビンすなわちトランジスタQ2のベース間には直流阻止
用コンデンサC3と帰還用コンデンサC=:との直列回
路が接続されて郁還ループが形成されている。
そして、C4は共振コンデンサ、L2は共振コイルで、
これらコンデンサC4とコイルL2とによって並列共振
回路(30)が構成され、コンデンサC3とC5との接
続点とアース間にこの並列共振回路(30)が接続され
る。
これらコンデンサC4とコイルL2とによって並列共振
回路(30)が構成され、コンデンサC3とC5との接
続点とアース間にこの並列共振回路(30)が接続され
る。
すなわち、この第8図の発振回路は、発振用トランジス
タQ1のベースが接地され、コレクタに同調回路が接続
され、また、帰還用コンデンサC5を介して発振勢力が
トランジスタQ2のベースに供給され、このトランジス
タQ2のエミッタホロワ出力がトランジスタQ1に帰還
されて、ベース接地型のコルピッツ型発振回路として構
成されている。
タQ1のベースが接地され、コレクタに同調回路が接続
され、また、帰還用コンデンサC5を介して発振勢力が
トランジスタQ2のベースに供給され、このトランジス
タQ2のエミッタホロワ出力がトランジスタQ1に帰還
されて、ベース接地型のコルピッツ型発振回路として構
成されている。
第9図は、第8図の固定周波数発振器において、共振コ
ンデンサC4の代わりに発振周波数範囲調節用のコンデ
ンサC6とハリキャップVCとの直列回路を接続して周
波数可変の発振器を構成したものである。
ンデンサC4の代わりに発振周波数範囲調節用のコンデ
ンサC6とハリキャップVCとの直列回路を接続して周
波数可変の発振器を構成したものである。
この場合、ハリキャップVCに与える電圧はチューナの
選局電圧であり、端子(31)を通じてコンデンサC6
とハリキャップVCとの接続点に供給され、ハリキャッ
プVCの容量が変えられることにより発振周波数が可変
とされる。
選局電圧であり、端子(31)を通じてコンデンサC6
とハリキャップVCとの接続点に供給され、ハリキャッ
プVCの容量が変えられることにより発振周波数が可変
とされる。
第10図は3バンド切換の実際的なチューナの局部発振
回路の一例で、共振コイルL2を、L21゜L 22
、 L 23のパ3つのコイルの直列接続とするとと
もに端子(32)及び(33)を通して供給されるハン
ド切換信号によりスイッチングダイオードo+。
回路の一例で、共振コイルL2を、L21゜L 22
、 L 23のパ3つのコイルの直列接続とするとと
もに端子(32)及び(33)を通して供給されるハン
ド切換信号によりスイッチングダイオードo+。
D2をスイッチングしてVHFローチャンネル、V H
F ハイチャンネル、CATV (230〜470Ml
1z)の3ハンドに切り換えるものである。
F ハイチャンネル、CATV (230〜470Ml
1z)の3ハンドに切り換えるものである。
なお、チューナの局部発振回路では以上のように発振帰
還ループは共振回路(30)を介して接l巾されるのが
一般的である。
還ループは共振回路(30)を介して接l巾されるのが
一般的である。
ところで、このように高い周波数まで使用するICの内
部トランジスタは極めてファインパターンで作られてい
るため、IC端子から静電気などのパルスが入ると簡単
に壊れてしまう。そこで、一般に第4図に示すような保
護ダイオードがIC各電掻に組み込まれているのが普通
である。
部トランジスタは極めてファインパターンで作られてい
るため、IC端子から静電気などのパルスが入ると簡単
に壊れてしまう。そこで、一般に第4図に示すような保
護ダイオードがIC各電掻に組み込まれているのが普通
である。
すなわち、第8図に示すように、IC(6)内の0番ピ
ンが接続されている電源ラインと、0番ピンが接続され
ているアースラインとの間にダイオードD3とD4の直
列接続と、ダイオードD5とD6の直列接続とが接続さ
れ、ダイオードD3とり。
ンが接続されている電源ラインと、0番ピンが接続され
ているアースラインとの間にダイオードD3とD4の直
列接続と、ダイオードD5とD6の直列接続とが接続さ
れ、ダイオードD3とり。
の接続点が発振用トランジスタQ1のベースに、ダイオ
ードD5とD sの接続点が帰還用トランジスタQ2の
ベースに、それぞれ接続されている。
ードD5とD sの接続点が帰還用トランジスタQ2の
ベースに、それぞれ接続されている。
また、トランジスタQ1のコレクタとアースライン間に
も保護ダイオードD7が接続される。
も保護ダイオードD7が接続される。
IC化発振回路がディスクリート発振回路に比較して不
安定になり易いのは、この保護ダイオードに起因すると
ころが大である。すわなう、1、 ダイオードは叶F状
態になっているが、接合容量が大きく、高周波でt員失
となる。
安定になり易いのは、この保護ダイオードに起因すると
ころが大である。すわなう、1、 ダイオードは叶F状
態になっているが、接合容量が大きく、高周波でt員失
となる。
2、 ダイオードは温度によって接合容量が大幅に変動
し、ICパラメータが変化する。
し、ICパラメータが変化する。
という性質をもっているため、発振がストップしたり、
起動ドリフトや温度ドリフトが大きくなってしまうので
ある。IC化発振回路を高い周波数まで安定に動作させ
るには、この保護ダイオードによる悪影口を受りに<<
シなければならない。
起動ドリフトや温度ドリフトが大きくなってしまうので
ある。IC化発振回路を高い周波数まで安定に動作させ
るには、この保護ダイオードによる悪影口を受りに<<
シなければならない。
ところが、第8図のIC化発振回路の場合、これを保護
ダイオードD Tを含めた動作原理図を考えると第11
図に示すようなものとなる。この図から明らかなように
、発振周波数を決定するコンデンサC→とコイルL2か
らなる発振回路に並列に保5N用ダイオ−F’ D ?
が接続されており、ごのダイオードD7の悪影響を直接
的に受けることになる。
ダイオードD Tを含めた動作原理図を考えると第11
図に示すようなものとなる。この図から明らかなように
、発振周波数を決定するコンデンサC→とコイルL2か
らなる発振回路に並列に保5N用ダイオ−F’ D ?
が接続されており、ごのダイオードD7の悪影響を直接
的に受けることになる。
すなわち、このダイオードD?は等測的に第10図の点
線で示す容量C?1と抵抗R71との直列回路に置き換
えることができ、その抵抗F?710分は、高周波に対
し、ダンピング効果が大になり、発振しすらくする方向
に(肋(のである。また、このグイオートと相俟って、
第11図において点線で示すようにIC(6)のストレ
ー容fil e olと、ストレー1氏抗Ro1の直列
接続が並列に接続されると考えられるので、より発振し
ずらくする方向に作用する。
線で示す容量C?1と抵抗R71との直列回路に置き換
えることができ、その抵抗F?710分は、高周波に対
し、ダンピング効果が大になり、発振しすらくする方向
に(肋(のである。また、このグイオートと相俟って、
第11図において点線で示すようにIC(6)のストレ
ー容fil e olと、ストレー1氏抗Ro1の直列
接続が並列に接続されると考えられるので、より発振し
ずらくする方向に作用する。
ダブルバランスドミキザ、局部発振器、I Fアンプを
有するICを、受信周波数470M1lz、局部発振周
波数510MHz以上まで安定にり1作させることがで
きれば、 ■、 ダブルバランスドミキサの利点がすべてのCAT
V帯にわたって享受でき、 2、局部発振回路がICのみでよいので部品点数が減っ
てコストダウンになる。
有するICを、受信周波数470M1lz、局部発振周
波数510MHz以上まで安定にり1作させることがで
きれば、 ■、 ダブルバランスドミキサの利点がすべてのCAT
V帯にわたって享受でき、 2、局部発振回路がICのみでよいので部品点数が減っ
てコストダウンになる。
という長所が得られる。
これを実現するには、3バント切換の局部発振回路を5
10MIIz以上まで安定に動作させる回路開発が必要
である。本発明は、比較的簡単な手段でこれを実現する
ものである。
10MIIz以上まで安定に動作させる回路開発が必要
である。本発明は、比較的簡単な手段でこれを実現する
ものである。
IC化局部発振回路を510MIIz以上まで安定に動
作させるということは、 1、 電源スイツチオン後のIC発熱によって発振周波
数が大きく変動しない。
作させるということは、 1、 電源スイツチオン後のIC発熱によって発振周波
数が大きく変動しない。
2、周囲温度が変化してもIC発熱によって発振周波数
が大きく変動しない。
が大きく変動しない。
3、電源電圧が低下しても簡単に局部発振回路がストッ
プしてしまう事がない。
プしてしまう事がない。
などを意味するが、従来技術では単に発振させること自
体が難しいというレベルであった。
体が難しいというレベルであった。
(問題点を解決するための手段)
この発明においては、IC内部の発振トランジスタの2
つの電極間にアース電位を介さないで外付けの共振回路
を接続するとともに上記共振回路の共振周波数を電圧可
変容量素子により変更し、この電圧可変容量素子とアー
ス間に制御電圧供給のための高インピーダンス素子を接
続してIC化高周波可変周波数発振回路を構成する。
つの電極間にアース電位を介さないで外付けの共振回路
を接続するとともに上記共振回路の共振周波数を電圧可
変容量素子により変更し、この電圧可変容量素子とアー
ス間に制御電圧供給のための高インピーダンス素子を接
続してIC化高周波可変周波数発振回路を構成する。
第2図はこの発明に用いる発振回路の原理図で、IC(
61内の保護ダイオードの悪影響を防止するように改善
する方法を説明するためのものである。
61内の保護ダイオードの悪影響を防止するように改善
する方法を説明するためのものである。
すなわち、この発明の場合は、第8図のJ(j6)を用
いたとき、発振用トランジスタQ1のベース(I C(
6)の0番ピン)とこのトランジスタQ1のコレクタ(
I C+61の0番ピン)との間に、コンデンサC2(
この場合は直流阻止用となる)を介してコンデンサC4
とコイルL2との並列共振回路がアースパターンを介さ
ずに直接的に接続されることになる。
いたとき、発振用トランジスタQ1のベース(I C(
6)の0番ピン)とこのトランジスタQ1のコレクタ(
I C+61の0番ピン)との間に、コンデンサC2(
この場合は直流阻止用となる)を介してコンデンサC4
とコイルL2との並列共振回路がアースパターンを介さ
ずに直接的に接続されることになる。
このような構成にすれば、保護用ダイオードD7は共振
回路から切り離され、このダイオードD7による悪影響
は大幅に改善される。
回路から切り離され、このダイオードD7による悪影響
は大幅に改善される。
もっとも、ダイオードD7は、ダイオードD4ないしD
3を介して共振回路と並列に接続されることになるが、
(i)ダイオードが直列になること、及び(ii)共振
回路がトランジスタQ1のベース−コレクタ間に直接接
続されるのに対し、ダイオードは一担アース電位を介し
てからベース−コレクタlijに接続されるため能率が
悪くなり、共振回路への影響は大1■に小さくなるもの
である。
3を介して共振回路と並列に接続されることになるが、
(i)ダイオードが直列になること、及び(ii)共振
回路がトランジスタQ1のベース−コレクタ間に直接接
続されるのに対し、ダイオードは一担アース電位を介し
てからベース−コレクタlijに接続されるため能率が
悪くなり、共振回路への影響は大1■に小さくなるもの
である。
したがって、発振回路は高い周波数まで安定に発1辰を
する。
する。
第1図はこの発明の一実施例で、ハンド切換なしの場合
であり、第9図の従来例と対応する素子には同一符号を
付す。
であり、第9図の従来例と対応する素子には同一符号を
付す。
この例においては、ハリキャンプV C及びコンデンサ
CGと、コイルL2とからなる並列共振回路(30)の
コンデンサC6とコイルL2との接続点側の端部は直流
阻止用コンデンサC3を介し°ζlCF61の0番ピン
、すなわち発振用トランジスタQ1のコレクタに接続さ
れ、また、並列共振回路(30)のバリキャップVCと
コイルL2との接続点側の端部は直列阻止用のコンデン
サC2を介して0番ピン、すなわち発振用トランジスタ
Qよのベースに接続される。また、パリキャンプVCの
カソード側に端子(31)より制御電圧が供給されると
ともにこのハリキャップVCのアノード?J113よ、
抵抗R】を介して接地される。この抵抗R1はハリキャ
ップVCに制御電圧を与えるだめのもので例えばIOK
Ω程度の大抵抗である。この抵抗R□の代わりに高イン
ピーダンスのチョークコイルを接続するようにしてもよ
い。
CGと、コイルL2とからなる並列共振回路(30)の
コンデンサC6とコイルL2との接続点側の端部は直流
阻止用コンデンサC3を介し°ζlCF61の0番ピン
、すなわち発振用トランジスタQ1のコレクタに接続さ
れ、また、並列共振回路(30)のバリキャップVCと
コイルL2との接続点側の端部は直列阻止用のコンデン
サC2を介して0番ピン、すなわち発振用トランジスタ
Qよのベースに接続される。また、パリキャンプVCの
カソード側に端子(31)より制御電圧が供給されると
ともにこのハリキャップVCのアノード?J113よ、
抵抗R】を介して接地される。この抵抗R1はハリキャ
ップVCに制御電圧を与えるだめのもので例えばIOK
Ω程度の大抵抗である。この抵抗R□の代わりに高イン
ピーダンスのチョークコイルを接続するようにしてもよ
い。
第3図は、この発明の他の例で、これは3ハンドにハン
ド切換をなす場合の例である。
ド切換をなす場合の例である。
この例においては、並列共振回路(30)の共振コイル
は、コイルL3.L→及びL5の直列接続とされるとと
もに、第1図の回路のコンデンサC3とC6との接続点
がこのコイルL3 、 L4 、 Lsの直列接続
と抵抗R2の直列回路を介して接地される。また、コン
デンサC2と0番ピンとの接続点と、コイルL3とり、
の接続点及びコイルL4とLsの接続点との間に、それ
ぞれ、コンデンサC8とダイオードDBの直列回路及び
コンデンサC9とダイオードD9の直列回路が接続され
るとともに、コンデンサC2と0番ピンとの接続点と、
コイルL5と抵抗R2との接続点との間にコンデンサC
IOが接続される。
は、コイルL3.L→及びL5の直列接続とされるとと
もに、第1図の回路のコンデンサC3とC6との接続点
がこのコイルL3 、 L4 、 Lsの直列接続
と抵抗R2の直列回路を介して接地される。また、コン
デンサC2と0番ピンとの接続点と、コイルL3とり、
の接続点及びコイルL4とLsの接続点との間に、それ
ぞれ、コンデンサC8とダイオードDBの直列回路及び
コンデンサC9とダイオードD9の直列回路が接続され
るとともに、コンデンサC2と0番ピンとの接続点と、
コイルL5と抵抗R2との接続点との間にコンデンサC
IOが接続される。
そして、ダイオードD8とコンデンサC8との接続点に
このダイオードD8をスイッチングするハンド切換信号
S W 3が供給され、また、ダイオードD9とコンデ
ンサC9との接続点にこのダイオードD9をスイッチン
グするバンド切換信号SW4が供給される。
このダイオードD8をスイッチングするハンド切換信号
S W 3が供給され、また、ダイオードD9とコンデ
ンサC9との接続点にこのダイオードD9をスイッチン
グするバンド切換信号SW4が供給される。
この場合、抵抗R2も例えば3にΩ以上の大抵抗とされ
る。
る。
この場合、コンデンサC6とコンデンサC3の接続点、
コンデンサC2と0番ピンの接続点との間には、バンド
切換に応して3つのコイルL3゜L4.Lsの接続態様
が変えられたものが接続されることになる。
コンデンサC2と0番ピンの接続点との間には、バンド
切換に応して3つのコイルL3゜L4.Lsの接続態様
が変えられたものが接続されることになる。
すなわち、ハンド切換信号S W 3及びSW→がとも
にローレベルのときはダイオードD8及びD3はオフで
、上記再接続点間には3つのコイルL3゜L4.Lsが
直列に接続され、発振周波数帯は最も低いバンド用のも
のとなる。
にローレベルのときはダイオードD8及びD3はオフで
、上記再接続点間には3つのコイルL3゜L4.Lsが
直列に接続され、発振周波数帯は最も低いバンド用のも
のとなる。
また、バンド切換信号S W 3及びS W 4がとも
にハイレベルのときはダイオードD8及びDつはともに
オンとなり、上記再接続点間には3つのコイルL3.L
4.L5が互いに並列に接続された状態となり、発振周
波数帯は最も高いハンド用のものとなる。
にハイレベルのときはダイオードD8及びDつはともに
オンとなり、上記再接続点間には3つのコイルL3.L
4.L5が互いに並列に接続された状態となり、発振周
波数帯は最も高いハンド用のものとなる。
さらにバンド切換信号S W ]がロローレルでハンド
切換信号SW4がハイレベルであるときは、ダイオード
DBはオフ、ダイオードD9はオンとなり、上記再接続
点間にはコイルL3とL4の直列接続とコイルL5との
並列回路が接続されることになり、3つのハンドの中間
のハンド用の発振周波数帯となる。
切換信号SW4がハイレベルであるときは、ダイオード
DBはオフ、ダイオードD9はオンとなり、上記再接続
点間にはコイルL3とL4の直列接続とコイルL5との
並列回路が接続されることになり、3つのハンドの中間
のハンド用の発振周波数帯となる。
この第3図の例によれば、広い周波数帯を安定にカバー
するIC化発振回路が実現できる。例えば、西ドイツ用
CATνチューナの場合、局部発振周波数は87M)I
z〜510 Ml(zの範囲が必要であるが、第3図の
例によれば容易にこれを実現できた。
するIC化発振回路が実現できる。例えば、西ドイツ用
CATνチューナの場合、局部発振周波数は87M)I
z〜510 Ml(zの範囲が必要であるが、第3図の
例によれば容易にこれを実現できた。
すなわち、IC化発振回路の温度ドリフトや電源スイツ
チオン後の起動ドリフトも大幅に改善されCATVチュ
ーナ用として実用化が可能となるものである。
チオン後の起動ドリフトも大幅に改善されCATVチュ
ーナ用として実用化が可能となるものである。
第4図は、同様にして、IC化U HF発振回路を実現
した場合の例である。
した場合の例である。
この例のハリキャップVCのアノード側とアース間に接
続されるこのハリキャップVCへの電圧供給用の抵抗R
3はIOKΩ程度の大抵抗とされる。
続されるこのハリキャップVCへの電圧供給用の抵抗R
3はIOKΩ程度の大抵抗とされる。
この抵抗R3は3にΩ以上であれば良好な特性が得られ
ることが実験により確かめられた。
ることが実験により確かめられた。
この第4図の例の構成によれば、発振周波数500MI
Iz〜850MHzに渡って発振することが確かめられ
た。
Iz〜850MHzに渡って発振することが確かめられ
た。
以上のように、この発明によればIC化発振回路を高い
周波数まで安定に発振させることができ、最高発振周波
数が大幅に伸びるとともに、温度ドリフト、起動ドリフ
ト等の諸特性をも大幅に改善できる。
周波数まで安定に発振させることができ、最高発振周波
数が大幅に伸びるとともに、温度ドリフト、起動ドリフ
ト等の諸特性をも大幅に改善できる。
したがって、CATVチューナの局部発振回路にこの発
明のIC発振回路を使用すれば、従来(第6図の例)の
ようにCATVの高い周波数のハンド用に局部発振回路
をディスクリートで別に構成する必要がないので、部品
点数がそれだけ節約でき、また、バランスドミキサの利
点を享受することができるという利点がある。
明のIC発振回路を使用すれば、従来(第6図の例)の
ようにCATVの高い周波数のハンド用に局部発振回路
をディスクリートで別に構成する必要がないので、部品
点数がそれだけ節約でき、また、バランスドミキサの利
点を享受することができるという利点がある。
第1図はこの発明の一例の回路図、第2図はこの発明回
路の原理図、第3図及び第4図はこの発明回路の他の例
の回路図、第5図は西ドイツにおけるVHF帯の周波数
アロケーションを示す図、第6図は電子同調チューナの
一例のブロック図、第7図は電子同調チューナの他の例
のプロ、り図、第8図はIC化周波数固定発振回路の従
来回路の一例を示す図、第9図及び第10図はIC化周
波数可変発振回路の従来回路の一例を示す図、第11図
は第8図の発振回路の原理回路図である。 (6)はIC,Qlは発振用トランジスタ、Q2は帰還
用トランジスタ、VCはハリキャップ、L2゜L21,
1.22.L23及びL3.L4.L5は共振コイル、
(30)は並列共振回路、(31)はハリキャンプへの
制御電圧の入力端子、R,R+ 、R3はハリキャップ
に制御電圧を供給するための抵抗である。
路の原理図、第3図及び第4図はこの発明回路の他の例
の回路図、第5図は西ドイツにおけるVHF帯の周波数
アロケーションを示す図、第6図は電子同調チューナの
一例のブロック図、第7図は電子同調チューナの他の例
のプロ、り図、第8図はIC化周波数固定発振回路の従
来回路の一例を示す図、第9図及び第10図はIC化周
波数可変発振回路の従来回路の一例を示す図、第11図
は第8図の発振回路の原理回路図である。 (6)はIC,Qlは発振用トランジスタ、Q2は帰還
用トランジスタ、VCはハリキャップ、L2゜L21,
1.22.L23及びL3.L4.L5は共振コイル、
(30)は並列共振回路、(31)はハリキャンプへの
制御電圧の入力端子、R,R+ 、R3はハリキャップ
に制御電圧を供給するための抵抗である。
Claims (1)
- IC内部の発振トランジスタの2つの電極間にアース電
位を介さないで外付けの共振回路を接続するとともに上
記共振回路の共振周波数を電圧可変容量素子により変更
し、この電圧可変容量素子とアース間に制御電圧供給の
ための高インピーダンス素子を接続してなるIC化高周
波可変周波数発振回路。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60282326A JP2580116B2 (ja) | 1985-12-16 | 1985-12-16 | Ic化高周波可変周波数発振回路 |
CA000525131A CA1286003C (en) | 1985-12-16 | 1986-12-12 | Voltage controllable oscillator |
DE3689704T DE3689704T2 (de) | 1985-12-16 | 1986-12-15 | Steuerbarer Oszillator. |
EP86309773A EP0227402B1 (en) | 1985-12-16 | 1986-12-15 | Controllable oscillator |
KR1019860010763A KR960005685B1 (ko) | 1985-12-16 | 1986-12-16 | Ic화 고주파 가변 주파수 발진 회로 |
US06/942,355 US4731592A (en) | 1985-12-16 | 1986-12-16 | Voltage controllable oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60282326A JP2580116B2 (ja) | 1985-12-16 | 1985-12-16 | Ic化高周波可変周波数発振回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62141803A true JPS62141803A (ja) | 1987-06-25 |
JP2580116B2 JP2580116B2 (ja) | 1997-02-12 |
Family
ID=17650954
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60282326A Expired - Lifetime JP2580116B2 (ja) | 1985-12-16 | 1985-12-16 | Ic化高周波可変周波数発振回路 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4731592A (ja) |
EP (1) | EP0227402B1 (ja) |
JP (1) | JP2580116B2 (ja) |
KR (1) | KR960005685B1 (ja) |
CA (1) | CA1286003C (ja) |
DE (1) | DE3689704T2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JPH07176952A (ja) * | 1993-12-20 | 1995-07-14 | Sony Corp | 発振器 |
KR0153379B1 (ko) * | 1995-09-26 | 1998-11-16 | 김광호 | 디지탈 무선통신시스템의 업/다운컨버터용 전압제어발진기 |
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- 1985-12-16 JP JP60282326A patent/JP2580116B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-12-12 CA CA000525131A patent/CA1286003C/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-12-15 DE DE3689704T patent/DE3689704T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-12-15 EP EP86309773A patent/EP0227402B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-12-16 US US06/942,355 patent/US4731592A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-12-16 KR KR1019860010763A patent/KR960005685B1/ko not_active IP Right Cessation
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR960005685B1 (ko) | 1996-04-30 |
EP0227402B1 (en) | 1994-03-09 |
KR870006720A (ko) | 1987-07-14 |
EP0227402A3 (en) | 1988-12-14 |
DE3689704T2 (de) | 1994-06-30 |
DE3689704D1 (de) | 1994-04-14 |
US4731592A (en) | 1988-03-15 |
JP2580116B2 (ja) | 1997-02-12 |
CA1286003C (en) | 1991-07-09 |
EP0227402A2 (en) | 1987-07-01 |
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