JPS62141803A - Ｉｃ化高周波可変周波数発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は例えばＣＡＴＶ対応電子同調チューナの局部
発振回路として好適なＩＣ化高周波可変周波数発振回路
に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、ＩＣ内の発振用トランジスタの２つの電極
間にアース電位を介さないで外付けの共振回路を接続す
るごとにより、高い周波数まで安定に発振させることが
できるＩＣ化高周波可変周波数発振回路を提供するもの
である。

〔従来の技術〕

近年、ＣＡＴＶの普及に伴い、電子同調チューナもこれ
に対応して受信周波数範囲が拡大されてきた。

例えば、ヨーロッパ（西ドイツ）の場合、Ｖ　ＨＦ帯の
周波数割り当ては第５図に示す通りで、このヨーロッパ
（西ドイツ）向けＣＡＴＶ対応チューナの場合、４７Ｍ
）ｌｚ〜４７０Ｍ１ｌｚを連続的に受信することが要求
されるため、チューナの回路構成は極めて複雑となる。

この複雑な回路構成を小型パッケージに納め、かつ生産
性を高めるため、ミキサ、局部発振器、ＩＦアンプをＩ
Ｃ化する傾向が強くなってきた。

第６図はこの種のｒＣを用いた従来の電子間、ｆｌ＆チ
ューナの回路構成例で、（１）はアンテナよりのＲＦ倍
信号入力端子、（２Ａ）　　（２Ｂ）は入力間ＫＩＮ回
路、（３Ａ）　　（３Ｂ）はＲＦアンプ、（４八）（４
Ｂ）は股間同調回路、（５Ａ）　　（５Ｂ）はスイッチ
ング用のダイオードである。

また、（６）はＩＣで、ミキサ（７）と、４７　Ｍｔｌ
ｚ　〜２３０　Ｍｌｌｚ帯用の局部発振器（８）と、Ｉ
Ｆアンプ（９）とを有してしる。

（１０）はこのＩＣ（６１に外付けの局部発振同調回路
で、この回路（ｌＯ）に設けられるハリキャップ（ＩＯ
Ｃ）に選局電圧が与えられることによって４７　Ｍｌｌ
ｚ〜２３０ＭＩＩｚ帯の信号に対する局部発振周波数が
得られるように可変される。

また、（１１）は２３０ＭＩＩｚ　〜４７ＱＭＩＩｚを
受信するときに使用する局部発振器で、この局部発振器
（１１）の全１辰周波数は局部発振同調回路（１２）の
ハリキャップ（１２ｃ）に与えられる選局電圧によって
可変される。この構成において、ＲＦ入力信号がｌＩ７
ＭＨｚ　〜２３０Ｍｔ（ｚである場合にはダイオード（
５Ａ）がオン、ダイオード（５Ｂ）がオフとされ、人力
同調回路（２Ａ）、ＲＦアンプ（３Ａ）　、股間同調回
路（４Ａ）によって、このＲＦ倍信号受信され、ダイオ
ード（５八）を通じてＩＣ（６１のミキサ（７）に供給
されて、局部発振回路（８）よりの局部信号と山笠され
、これより希望のチャンネルの放送波がＩＦ周波数の信
号に変換されて得られ、これがＩＦアンプ（９）を通じ
て出力端子（１３）に導出される。

一方、２３０ＭＩＩｚ　〜４７０ＭＩＩｚ帯のＲＦ倍信
号受信時は、ダイオード（５八）はオフ、ダイオ−）”
　（５Ｂ）はオンとされ、入力同調回路（２Ｂ）、ＲＦ
アンプ（３Ｂ）股間同調回路（４Ｂ）によって、このＲ
Ｆ倍信号受信され、ダイオード（５Ｂ）を通じてＩＣ（
６）のミキサ（７）に供給される。この場合に、ＩＣ（
６）の局部発振器（８）は働かせず、ＩＣ＋６）の外に
ある局部発振器（１１）の出力信号がダイオード（５Ｂ
）を介してｌＣｆ６）のミキサ（７）にこのときの局部
発振信号として供給される。つまり、このときはＩＣ（
６１はミキサ（７）とＩＦアンプ（８）のみを使用する
。

この場合、ミキサ（７）の入力側から局部発振信号も入
力される構成であるため、ミキサはバランス型ではなく
いわゆるシングルエンド型ミキサに限定される。

ところで、最近、西ドイツを中心として妨害排除能力の
法規制が強化されたこともあり、ミキサにはダブルバラ
ンス型を使用する必要が生じてきた。ごの場合には、Ｉ
Ｃ（６１内部の局部発振器（８）をすべての周波数帯に
渡って使用しなければならず、第７図に示すように局部
発振同調回路（１４）を局部発振器（８）に対して設け
、３バンドＦＪＪ換とする必要がある。

第８図は、ＩＣ化局部発振回路を周波数固定発振器とし
て構成した場合の従来例で、最も基本的な回路で比較的
容易に安定な発振が得られる。

第８図において、ＩＣ（６１の内部には発振トランジス
タＱ１、帰還増幅用トランジスタＱ２が設けらｎ２、［
・ランジスタＱ１のヘースは０番ピンに、コレクタは０
番ピンに、それぞれ接続され、１〜ランジスタＱ２のヘ
ースは０番ピンに、コレクタは０番ビンが接続される共
通ラインに接続されている。この０番ビンには電源電圧
十Ｂが供給されている。また、１−ランシスタＱ１とＣ
２のエミッタは互いに接続され、その接続点が電流源１
を介して０番ビンが接続される共通ラインに接続される
。

この０番ピンは接地される。

一方、このｌｃ［６）の外付は部品が以下のように接続
されて、この例の場合、コルピッツ型発振器か構成され
る。

すなわち、Ｃ１は電源ラインパスコンであり、また、Ｃ
２は発振トランジスタＱ１の接地用コンデンサで、トラ
ンジスタＱ１のヘースが接続される０番ビンがこのコン
デンサＣ２を介して接地される。また、Ｌｌは電源チョ
ークコイルで、電源端子よりの電源電圧十Ｂがこのチョ
ークコイルＬ　１を介して０番ビン、すなわら発振トラ
ンジスタＱ１のコレクタに供給される。

０番ピン、すなわちトランジスタＱ１のコレクタと０番
ビンすなわちトランジスタＱ２のベース間には直流阻止
用コンデンサＣ３と帰還用コンデンサＣ＝：との直列回
路が接続されて郁還ループが形成されている。

そして、Ｃ４は共振コンデンサ、Ｌ２は共振コイルで、
これらコンデンサＣ４とコイルＬ２とによって並列共振
回路（３０）が構成され、コンデンサＣ３とＣ５との接
続点とアース間にこの並列共振回路（３０）が接続され
る。

すなわち、この第８図の発振回路は、発振用トランジス
タＱ１のベースが接地され、コレクタに同調回路が接続
され、また、帰還用コンデンサＣ５を介して発振勢力が
トランジスタＱ２のベースに供給され、このトランジス
タＱ２のエミッタホロワ出力がトランジスタＱ１に帰還
されて、ベース接地型のコルピッツ型発振回路として構
成されている。

第９図は、第８図の固定周波数発振器において、共振コ
ンデンサＣ４の代わりに発振周波数範囲調節用のコンデ
ンサＣ６とハリキャップＶＣとの直列回路を接続して周
波数可変の発振器を構成したものである。

この場合、ハリキャップＶＣに与える電圧はチューナの
選局電圧であり、端子（３１）を通じてコンデンサＣ６
とハリキャップＶＣとの接続点に供給され、ハリキャッ
プＶＣの容量が変えられることにより発振周波数が可変
とされる。

第１０図は３バンド切換の実際的なチューナの局部発振
回路の一例で、共振コイルＬ２を、Ｌ２１゜Ｌ　２２　
、　　Ｌ　２３のパ３つのコイルの直列接続とするとと
もに端子（３２）及び（３３）を通して供給されるハン
ド切換信号によりスイッチングダイオードｏ＋。

Ｄ２をスイッチングしてＶＨＦローチャンネル、Ｖ　Ｈ
Ｆ　ハイチャンネル、ＣＡＴＶ　（２３０〜４７０Ｍｌ
１ｚ）の３ハンドに切り換えるものである。

なお、チューナの局部発振回路では以上のように発振帰
還ループは共振回路（３０）を介して接ｌ巾されるのが
一般的である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、このように高い周波数まで使用するＩＣの内
部トランジスタは極めてファインパターンで作られてい
るため、ＩＣ端子から静電気などのパルスが入ると簡単
に壊れてしまう。そこで、一般に第４図に示すような保
護ダイオードがＩＣ各電掻に組み込まれているのが普通
である。

すなわち、第８図に示すように、ＩＣ（６）内の０番ピ
ンが接続されている電源ラインと、０番ピンが接続され
ているアースラインとの間にダイオードＤ３とＤ４の直
列接続と、ダイオードＤ５とＤ６の直列接続とが接続さ
れ、ダイオードＤ３とり。

の接続点が発振用トランジスタＱ１のベースに、ダイオ
ードＤ５とＤ　ｓの接続点が帰還用トランジスタＱ２の
ベースに、それぞれ接続されている。

また、トランジスタＱ１のコレクタとアースライン間に
も保護ダイオードＤ７が接続される。

ＩＣ化発振回路がディスクリート発振回路に比較して不
安定になり易いのは、この保護ダイオードに起因すると
ころが大である。すわなう、１、　ダイオードは叶Ｆ状
態になっているが、接合容量が大きく、高周波でｔ員失
となる。

２、　ダイオードは温度によって接合容量が大幅に変動
し、ＩＣパラメータが変化する。

という性質をもっているため、発振がストップしたり、
起動ドリフトや温度ドリフトが大きくなってしまうので
ある。ＩＣ化発振回路を高い周波数まで安定に動作させ
るには、この保護ダイオードによる悪影口を受りに＜＜
シなければならない。

ところが、第８図のＩＣ化発振回路の場合、これを保護
ダイオードＤ　Ｔを含めた動作原理図を考えると第１１
図に示すようなものとなる。この図から明らかなように
、発振周波数を決定するコンデンサＣ→とコイルＬ２か
らなる発振回路に並列に保５Ｎ用ダイオ−Ｆ’　Ｄ　？
が接続されており、ごのダイオードＤ７の悪影響を直接
的に受けることになる。

すなわち、このダイオードＤ？は等測的に第１０図の点
線で示す容量Ｃ？１と抵抗Ｒ７１との直列回路に置き換
えることができ、その抵抗Ｆ？７１０分は、高周波に対
し、ダンピング効果が大になり、発振しすらくする方向
に（肋（のである。また、このグイオートと相俟って、
第１１図において点線で示すようにＩＣ（６）のストレ
ー容ｆｉｌ　ｅ　ｏｌと、ストレー１氏抗Ｒｏ１の直列
接続が並列に接続されると考えられるので、より発振し
ずらくする方向に作用する。

ダブルバランスドミキザ、局部発振器、Ｉ　Ｆアンプを
有するＩＣを、受信周波数４７０Ｍ１ｌｚ、局部発振周
波数５１０ＭＨｚ以上まで安定にり１作させることがで
きれば、 ■、　ダブルバランスドミキサの利点がすべてのＣＡＴ
Ｖ帯にわたって享受でき、 ２、局部発振回路がＩＣのみでよいので部品点数が減っ
てコストダウンになる。

という長所が得られる。

これを実現するには、３バント切換の局部発振回路を５
１０ＭＩＩｚ以上まで安定に動作させる回路開発が必要
である。本発明は、比較的簡単な手段でこれを実現する
ものである。

ＩＣ化局部発振回路を５１０ＭＩＩｚ以上まで安定に動
作させるということは、 １、　電源スイツチオン後のＩＣ発熱によって発振周波
数が大きく変動しない。

２、周囲温度が変化してもＩＣ発熱によって発振周波数
が大きく変動しない。

３、電源電圧が低下しても簡単に局部発振回路がストッ
プしてしまう事がない。

などを意味するが、従来技術では単に発振させること自
体が難しいというレベルであった。

（問題点を解決するための手段） この発明においては、ＩＣ内部の発振トランジスタの２
つの電極間にアース電位を介さないで外付けの共振回路
を接続するとともに上記共振回路の共振周波数を電圧可
変容量素子により変更し、この電圧可変容量素子とアー
ス間に制御電圧供給のための高インピーダンス素子を接
続してＩＣ化高周波可変周波数発振回路を構成する。

〔作用〕

第２図はこの発明に用いる発振回路の原理図で、ＩＣ（
６１内の保護ダイオードの悪影響を防止するように改善
する方法を説明するためのものである。

すなわち、この発明の場合は、第８図のＪ（ｊ６）を用
いたとき、発振用トランジスタＱ１のベース（Ｉ　Ｃ（
６）の０番ピン）とこのトランジスタＱ１のコレクタ（
Ｉ　Ｃ＋６１の０番ピン）との間に、コンデンサＣ２（
この場合は直流阻止用となる）を介してコンデンサＣ４
とコイルＬ２との並列共振回路がアースパターンを介さ
ずに直接的に接続されることになる。

このような構成にすれば、保護用ダイオードＤ７は共振
回路から切り離され、このダイオードＤ７による悪影響
は大幅に改善される。

もっとも、ダイオードＤ７は、ダイオードＤ４ないしＤ
３を介して共振回路と並列に接続されることになるが、
（ｉ）ダイオードが直列になること、及び（ｉｉ）共振
回路がトランジスタＱ１のベース−コレクタ間に直接接
続されるのに対し、ダイオードは一担アース電位を介し
てからベース−コレクタｌｉｊに接続されるため能率が
悪くなり、共振回路への影響は大１■に小さくなるもの
である。

したがって、発振回路は高い周波数まで安定に発１辰を
する。

〔実施例〕

第１図はこの発明の一実施例で、ハンド切換なしの場合
であり、第９図の従来例と対応する素子には同一符号を
付す。

この例においては、ハリキャンプＶ　Ｃ及びコンデンサ
ＣＧと、コイルＬ２とからなる並列共振回路（３０）の
コンデンサＣ６とコイルＬ２との接続点側の端部は直流
阻止用コンデンサＣ３を介し°ζｌＣＦ６１の０番ピン
、すなわち発振用トランジスタＱ１のコレクタに接続さ
れ、また、並列共振回路（３０）のバリキャップＶＣと
コイルＬ２との接続点側の端部は直列阻止用のコンデン
サＣ２を介して０番ピン、すなわち発振用トランジスタ
Ｑよのベースに接続される。また、パリキャンプＶＣの
カソード側に端子（３１）より制御電圧が供給されると
ともにこのハリキャップＶＣのアノード？Ｊ１１３よ、
抵抗Ｒ】を介して接地される。この抵抗Ｒ１はハリキャ
ップＶＣに制御電圧を与えるだめのもので例えばＩＯＫ
Ω程度の大抵抗である。この抵抗Ｒ□の代わりに高イン
ピーダンスのチョークコイルを接続するようにしてもよ
い。

第３図は、この発明の他の例で、これは３ハンドにハン
ド切換をなす場合の例である。

この例においては、並列共振回路（３０）の共振コイル
は、コイルＬ３．Ｌ→及びＬ５の直列接続とされるとと
もに、第１図の回路のコンデンサＣ３とＣ６との接続点
がこのコイルＬ３　、　　Ｌ４　、　　Ｌｓの直列接続
と抵抗Ｒ２の直列回路を介して接地される。また、コン
デンサＣ２と０番ピンとの接続点と、コイルＬ３とり、
の接続点及びコイルＬ４とＬｓの接続点との間に、それ
ぞれ、コンデンサＣ８とダイオードＤＢの直列回路及び
コンデンサＣ９とダイオードＤ９の直列回路が接続され
るとともに、コンデンサＣ２と０番ピンとの接続点と、
コイルＬ５と抵抗Ｒ２との接続点との間にコンデンサＣ
ＩＯが接続される。

そして、ダイオードＤ８とコンデンサＣ８との接続点に
このダイオードＤ８をスイッチングするハンド切換信号
Ｓ　Ｗ　３が供給され、また、ダイオードＤ９とコンデ
ンサＣ９との接続点にこのダイオードＤ９をスイッチン
グするバンド切換信号ＳＷ４が供給される。

この場合、抵抗Ｒ２も例えば３にΩ以上の大抵抗とされ
る。

この場合、コンデンサＣ６とコンデンサＣ３の接続点、
コンデンサＣ２と０番ピンの接続点との間には、バンド
切換に応して３つのコイルＬ３゜Ｌ４．Ｌｓの接続態様
が変えられたものが接続されることになる。

すなわち、ハンド切換信号Ｓ　Ｗ　３及びＳＷ→がとも
にローレベルのときはダイオードＤ８及びＤ３はオフで
、上記再接続点間には３つのコイルＬ３゜Ｌ４．Ｌｓが
直列に接続され、発振周波数帯は最も低いバンド用のも
のとなる。

また、バンド切換信号Ｓ　Ｗ　３及びＳ　Ｗ　４がとも
にハイレベルのときはダイオードＤ８及びＤつはともに
オンとなり、上記再接続点間には３つのコイルＬ３．Ｌ
４．Ｌ５が互いに並列に接続された状態となり、発振周
波数帯は最も高いハンド用のものとなる。

さらにバンド切換信号Ｓ　Ｗ　］がロローレルでハンド
切換信号ＳＷ４がハイレベルであるときは、ダイオード
ＤＢはオフ、ダイオードＤ９はオンとなり、上記再接続
点間にはコイルＬ３とＬ４の直列接続とコイルＬ５との
並列回路が接続されることになり、３つのハンドの中間
のハンド用の発振周波数帯となる。

この第３図の例によれば、広い周波数帯を安定にカバー
するＩＣ化発振回路が実現できる。例えば、西ドイツ用
ＣＡＴνチューナの場合、局部発振周波数は８７Ｍ）Ｉ
ｚ〜５１０　Ｍｌ（ｚの範囲が必要であるが、第３図の
例によれば容易にこれを実現できた。

すなわち、ＩＣ化発振回路の温度ドリフトや電源スイツ
チオン後の起動ドリフトも大幅に改善されＣＡＴＶチュ
ーナ用として実用化が可能となるものである。

第４図は、同様にして、ＩＣ化Ｕ　ＨＦ発振回路を実現
した場合の例である。

この例のハリキャップＶＣのアノード側とアース間に接
続されるこのハリキャップＶＣへの電圧供給用の抵抗Ｒ
３はＩＯＫΩ程度の大抵抗とされる。

この抵抗Ｒ３は３にΩ以上であれば良好な特性が得られ
ることが実験により確かめられた。

この第４図の例の構成によれば、発振周波数５００ＭＩ
Ｉｚ〜８５０ＭＨｚに渡って発振することが確かめられ
た。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によればＩＣ化発振回路を高い
周波数まで安定に発振させることができ、最高発振周波
数が大幅に伸びるとともに、温度ドリフト、起動ドリフ
ト等の諸特性をも大幅に改善できる。

したがって、ＣＡＴＶチューナの局部発振回路にこの発
明のＩＣ発振回路を使用すれば、従来（第６図の例）の
ようにＣＡＴＶの高い周波数のハンド用に局部発振回路
をディスクリートで別に構成する必要がないので、部品
点数がそれだけ節約でき、また、バランスドミキサの利
点を享受することができるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の回路図、第２図はこの発明回
路の原理図、第３図及び第４図はこの発明回路の他の例
の回路図、第５図は西ドイツにおけるＶＨＦ帯の周波数
アロケーションを示す図、第６図は電子同調チューナの
一例のブロック図、第７図は電子同調チューナの他の例
のプロ、り図、第８図はＩＣ化周波数固定発振回路の従
来回路の一例を示す図、第９図及び第１０図はＩＣ化周
波数可変発振回路の従来回路の一例を示す図、第１１図
は第８図の発振回路の原理回路図である。 （６）はＩＣ，Ｑｌは発振用トランジスタ、Ｑ２は帰還
用トランジスタ、ＶＣはハリキャップ、Ｌ２゜Ｌ２１，
１．２２．Ｌ２３及びＬ３．Ｌ４．Ｌ５は共振コイル、
（３０）は並列共振回路、（３１）はハリキャンプへの
制御電圧の入力端子、Ｒ，Ｒ＋　、Ｒ３はハリキャップ
に制御電圧を供給するための抵抗である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ＩＣ内部の発振トランジスタの２つの電極間にアース電
   位を介さないで外付けの共振回路を接続するとともに上
   記共振回路の共振周波数を電圧可変容量素子により変更
   し、この電圧可変容量素子とアース間に制御電圧供給の
   ための高インピーダンス素子を接続してなるＩＣ化高周
   波可変周波数発振回路。