JPS621374A - 垂直偏向回路 - Google Patents
垂直偏向回路Info
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- JPS621374A JPS621374A JP14135585A JP14135585A JPS621374A JP S621374 A JPS621374 A JP S621374A JP 14135585 A JP14135585 A JP 14135585A JP 14135585 A JP14135585 A JP 14135585A JP S621374 A JPS621374 A JP S621374A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［産業上の利用分野］
本発明は、垂直出力回路にＩＣ（集積回路）を用いた垂
直偏向回路に関するものである。 ［従来の技術］ 一般に、テレビジョン受像機などの民生用機器は小型化
、電源電圧、消費電力が小さく扱し）やすいこと、組立
の合理化と省力化、コストの低廉化等の要請によりＩＣ
化が進められている。このようなＩＣには、多目的に使
用するために比較的簡単な回路で構成された汎用ＩＣと
、あるシステムの専用としてそのシステムに必要にして
十分な機能をもつように設計された専用ＩＣとがある。 汎用ＩＣは少品種大量生産に適しているので単価が安く
なるという利点があるのに対し、専用ＩＣは大量生産に
適しないため単価が高くなるという欠点がある。 従来、垂直偏向回路を構成するのに用いられる汎用の垂
直出力用ＩＣは、入力側と出力側の直流電圧レベル比が
大きく（例えば入力ＤＣ電圧が約１ｖ、出力中点電圧が
約１２ｖ）構成されていた。 ［発明が解決しようとする問題点］ このため、チャンネル切換時や入力切換時などにおいて
垂直出力用ＩＣの入力側のＤＣバイアスが変動すると、
出力側の中点電圧（直流電圧レベル）が大きく変動し、
受像管の画面が上下に振動するバーチカルバウンシング
（以下、単にＶバウンシングという）が生じるという問
題点があった。 このようなＶバウンシングを防止するために。 従来は、垂直発振回路の出力側を垂直ドライブ回路を介
して直接垂直出力用ＩＣに接続するＤＣ直結方式や垂直
出力用ＩＣの入力側直流電圧レベルを高くする方式など
が採用されていたが、いずれも専用の垂直出力用ＩＣを
使用しなければならず、価格が高くなるという問題点が
あった。 本発明は上述の問題点に鑑みなされたもので、垂直出力
用ＩＣとして汎用ＩＣを用いることができ、しかもチャ
ンネル切換等によって入力側の直流電圧レベルが変動し
てもＶバウンシングが生じないようにした垂直偏向回路
を提供せんとするものである。 ［問題点を解決するための手段］ 本発明は、垂直発振回路の出力側に垂直ドライブ回路を
経、カップリングコンデンサを介して垂直出力用ＩＣを
接続してなり、この垂直出力用ＩＣの出力によって垂直
偏向コイルに垂直偏向電流を流すようにした垂直偏向回
路において、前記カップリングコンデンサと垂直出力用
ＩＣの間にＤＣレベルシフト回路を挿入し、このＤＣレ
ベルシフト回路の入力側に、前記垂直偏向コイル側から
直流電圧の一部を負帰還してなることを特徴とするもの
である。
直偏向回路に関するものである。 ［従来の技術］ 一般に、テレビジョン受像機などの民生用機器は小型化
、電源電圧、消費電力が小さく扱し）やすいこと、組立
の合理化と省力化、コストの低廉化等の要請によりＩＣ
化が進められている。このようなＩＣには、多目的に使
用するために比較的簡単な回路で構成された汎用ＩＣと
、あるシステムの専用としてそのシステムに必要にして
十分な機能をもつように設計された専用ＩＣとがある。 汎用ＩＣは少品種大量生産に適しているので単価が安く
なるという利点があるのに対し、専用ＩＣは大量生産に
適しないため単価が高くなるという欠点がある。 従来、垂直偏向回路を構成するのに用いられる汎用の垂
直出力用ＩＣは、入力側と出力側の直流電圧レベル比が
大きく（例えば入力ＤＣ電圧が約１ｖ、出力中点電圧が
約１２ｖ）構成されていた。 ［発明が解決しようとする問題点］ このため、チャンネル切換時や入力切換時などにおいて
垂直出力用ＩＣの入力側のＤＣバイアスが変動すると、
出力側の中点電圧（直流電圧レベル）が大きく変動し、
受像管の画面が上下に振動するバーチカルバウンシング
（以下、単にＶバウンシングという）が生じるという問
題点があった。 このようなＶバウンシングを防止するために。 従来は、垂直発振回路の出力側を垂直ドライブ回路を介
して直接垂直出力用ＩＣに接続するＤＣ直結方式や垂直
出力用ＩＣの入力側直流電圧レベルを高くする方式など
が採用されていたが、いずれも専用の垂直出力用ＩＣを
使用しなければならず、価格が高くなるという問題点が
あった。 本発明は上述の問題点に鑑みなされたもので、垂直出力
用ＩＣとして汎用ＩＣを用いることができ、しかもチャ
ンネル切換等によって入力側の直流電圧レベルが変動し
てもＶバウンシングが生じないようにした垂直偏向回路
を提供せんとするものである。 ［問題点を解決するための手段］ 本発明は、垂直発振回路の出力側に垂直ドライブ回路を
経、カップリングコンデンサを介して垂直出力用ＩＣを
接続してなり、この垂直出力用ＩＣの出力によって垂直
偏向コイルに垂直偏向電流を流すようにした垂直偏向回
路において、前記カップリングコンデンサと垂直出力用
ＩＣの間にＤＣレベルシフト回路を挿入し、このＤＣレ
ベルシフト回路の入力側に、前記垂直偏向コイル側から
直流電圧の一部を負帰還してなることを特徴とするもの
である。
第１図は本発明の一実施例を示すもので、この図におい
て、（１）は安定化電源回路、（２）はＤＣレベルシフ
ト回路である。前記安定化電源回路（１）はつどのよ゛
うに構成されている。すなわち、＋２４Ｖの直流電源端
子（３）は、第１抵抗（４）、第１、第２、第３ツエナ
ーダイオード（５） （６） （７）を介して接地され
ている。前記第１、第２．第３ツエナーダイオード（５
） （６） （７）は、それぞれ温度係数が約−２ｍＶ
／℃、ＯｍＶ／’Ｃ１＋２１１ｖ／℃であって、ツェナ
ー電圧が約３．９Ｖ、６．８Ｖ、５．６Ｖのものが用い
られている。前記第１ツエナーダイオード（５）のカソ
ード側は、第２抵抗（８）を経、ｐｎｐ型第１トランジ
スタ（９）のエミッタ・ベースを介してアノード側に接
続され、前記第１トランジスタ（９）のコレクタは接地
されている。前記第１ツエナーダイオード（５）のカソ
ード側（すなわち第２抵抗（８）の一端側）は、平滑用
コンデンサ（１０）を介して第１電圧出力端子（１１）
に接続され、前記第１トランジスタ（９）のエミッタ側
（すなわち第２抵抗（８）の他端側）は平滑用コンデン
サ（１２）を介して第２電圧出力端子（１３）に接続さ
れている。 前記ＤＣレベルシフト回路（２）は第１段目と、その後
段に接続された第２段目の増幅回路を構成するｎｐｎ型
第２トランジスタ（１４）とｐｎｐ型第３トランジスタ
（１５）を主体にして構成されている。前記第２トラン
ジスタ（１４）のコレクタは、３．３にΩの抵抗（Ｒｅ
ｔ）を介して前記第１電圧出力端子（１１）に接続され
、エミッタは３．３にΩの抵抗（Ｒｅ□）を介して接地
されている。前記第３トランジスタ（１５）のベースは
前記第２トランジスタ（１４）のコレクタに接続され、
エミッタは、１にΩの抵抗（Ｒｅ２）を介して前記第２
電圧出力端子（１３）に接続され、コレクタは１にΩの
抵抗（Ｒａ２）を介して接地されている。 （１６）は図示しない同期分離回路から送出された垂直
同期信号に同期して所定周波数（６０Ｈｚ）の鋸歯状波
電圧を発生する垂直発振用ＩＣで、この垂直発振用ＩＣ
（１６）の出力側は垂直ドライブ回路（１７）のｐｎｐ
型第型上４トランジスタ８）のベースに接続され、この
第４トランジスタ（１８）のエミッタは３．９にΩの抵
抗（１９）を介して＋１２Ｖの直流電源端子（２０）に
接続され、コレクタは接地されている。前記第４トラン
ジスタ（１８）のエミッタは３３μＦのカップリングコ
ンデンサ（２１）および３．３にΩの抵抗（２２）を介
して前記ＤＣレベルシフト回路（２）の第２トランジス
タ（１４）のベースに接続されている。 前記ＤＣレベルシフト回路（２）の第３トランジスタ（
１５）のコレクタは、汎用の垂直出力用ＩＣ（２４）の
入力側に接続さ九、この垂直出力用ＩＣ（２４）の出力
側は垂直偏向コイル（２５）、コンデンサ（２６）を経
、抵抗（２７）を介して接地されている。前記垂直偏向
コイル（２５）とコンデンサ（２６）の接続点は。 抵抗（２８） （２９）およびコンデンサ（３０）から
なる直流成分負帰還回路（３１）を介して前記ＤＣレベ
ルシフト回路（２）の第２トランジスタ（１４）のベー
スに接続され、前記コンデンサ（２６）と抵抗（２７）
の接続点は、抵抗（３２） （３３）およびコンデンサ
（３４）からなる交流成分負帰還回路（３５）を介して
前記ＤＣレベルシフト回路（２）の第２トランジスタ（
１４）のベースに接続されている。 つぎに、前記実施例の動作を説明する。まず。 安定化電源回路（１）の動作について説明する。 一般に、ツェナーダイオードのツェナー電圧Ｖｚ（Ｖ）
と温度変化に対する電圧変動率を示す温度係数γ（ｍＶ
／”Ｃ）との関係は第２図のような関係にある。したが
って、第１、第２電圧出力端子（１１）（１３）からそ
れぞれ出力される電圧をＶ、、Ｖ２とし、これらの差を
Ｖとすると、これらは次式で表わされる。 Ｖ １ ＝Ｖｚｌ ＋ＶＺ２ ＋ＶＺ３ （１
）Ｖ ２ ＝ Ｖ ＠ Ｖｚ １ ＋ Ｖｂｅ
（２）Ｖ＝＝：Ｖｌ−Ｖ２＝ＶＺＩ Ｖｂｅ
（３）ここで、ＶｚｈＶｚ２、Ｖｚ３は第１、第
２、第３ツエナーダイオードのツェナー電圧、Ｖｂｅは
第１トランジスタ（９）のベース・エミッタ間電圧を表
わす。 前記ｖ１、ｖ２、■の温度（シ）によるドリフトを考え
ると、 ′ニー２＋１Ｖ＋Ｏ＋（＋２１ｍＶ） ＝０ ・・・（４） 峙０−（−２ｍＶ）＋（−２ｍＶ） ＝０ ・・・（５） Ａｔ Ａｔ Ａｔ 押−２＋ｗＶ −（−２ｍＶ） ＝Ｏ・・・（６） 上記（４） （ｓ） （６）式より、安定化電源回路（
１）の第１、第２電圧出力端子（１１） （１３）から
出力される電圧Ｖ、、Ｖ、およびこれらの差の電圧Ｖ（
＝Ｖ ｔ −Ｖ２）は温度による変動（ドリフト）が極
めて小さい。 つぎに、■バウシング防止の動作について説明する。Ｄ
Ｃレベルシフト回路（２）の入力側のａ点の直流電圧レ
ベルをＶａ、出力側のｂ点の直流電圧レベルをｖｂ、垂
直出力用ＩＣ（２４）の出力側であって、垂直偏向コイ
ル（２５）とコンデンサ（２６）の接続点Ｃ点の直流電
圧レベルをＶｃとし、ＤＣレベルシフト回路（２）の直
流電圧レベルダウン率をＬｄとし。 もしＤＣレベルシフト回路（２）が存在しない場合、垂
直出力用ＩＣ（２４）および負帰還回路（３１） （３
５）による直流電圧増幅率を１２とすると、 となる。したがって、Ｌｄを１７６にすれば、Ｖ ｃ
／Ｖａ＝２となり、チャンネル切換時などにＶａが変動
しても、Ｖｃの変動は２倍程度しか影響を受けず、■バ
ウンシングを小さく押えることができる。なお、ＤＣレ
ベルシフト回路（２）を用いず、ａ点をｂ点に接続した
従来の例では、Ｖａが変動した場合、Ｖｃの変動が１２
倍と大きくなり、■バウンシングが大きくなっていた。 具体的には、（１）、 （２）式により、Ｖ １＝１６
．３（Ｖ）、Ｖ ２ ＝１３．１（Ｖ）となルノテ、Ｒ
ｅ １＝ Ｒｅ １＝３．３（ＫΩ）、Ｒｃ ２ ＝
Ｒｅ ２ ＝ １ （ＫΩ）とすれば、Ｖａ＝５．．６
（Ｖ）、 Ｖｂ ＝１（Ｖ）、Ｖ ｃ ＝ １２ （Ｖ
）となりＶｃ ／Ｖ ａ ＝１２１５．６″、２とな
る。 つぎに、ＤＣレベルシフト回路（２）の動作についてさ
らに詳細に検討する。第２トランジスタ（１４）のコレ
クタ電流、コレクタ電圧、ベース・エミッタ電圧をＩｃ
１、Ｖｃｌ、Ｖｂｅ１とし、第３トランジスタ（１５）
のコレクタ電流、ベース・エミッタ電圧をＩｃ２、Ｖｂ
ｅ２とすると、つどの式が成り立つ。 Ｖｃｌ ＝ ＶＩ Ｒｅ Ｉ Ｉ ｃ １
−（９）Ｖｂ ＝Ｒｃ ２ Ｉ ｃ ２
−（１１）となるので、これらの式からＩｃｅ、ＩＣ２
、Ｖｃｌを消去して整理すると、 となる、ここで、 Ｒｃ １ ” Ｒｅ ｓ、Ｒｅ ２
＝ Ｒｅ ２とおくと、（１２）式はつぎのようにな
る。 Ｖｂ＝Ｖａ−（Ｖｔ−Ｖｚ）−（Ｖｂｅｔ＋Ｖｂｅｚ）
−（１３）すなわち、ＤＣレベルシフト回路（２
）によって降下する直流電圧レベルは（Ｖｌ−Ｖｚ）と
（Ｖｂａｌ＋Ｖｂｅ２）の和になる。前記（３）式によ
りＶＩＶ２（＝Ｖ）は温度ドリフトが零なので、前記（
１３）式よりｖｂは電源電圧（Ｖｌ、■２）の温度ドリ
フトによる影響を受けない、なお、前記（１３）式より
、Ｖ ａ ＝ ５ （Ｖ ） ニしたい場合、Ｖｂｅ１
．Ｖｂｅ２をそれぞれ０．７ｖとすれば、ｖｔ−Ｖｚを
２．６（Ｖ）に設定することによってＶｂ＝１（Ｖ）を
得る（すなわちＬｄ＝Ｖｂ／Ｖａ ＝１１５トなる）。 ［発明の効果］ 本発明による垂直偏向回路は、上記のようにカップリン
グコンデンサと垂直出力用ＩＣの入力側との間にＤＣレ
ベルシフト回路を挿入し、このＤＣレベルシフト回路の
入力側に出力側の直流電圧の一部を負帰還させることに
よって、垂直出力用ＩＣの入力側の直流電圧レベルを所
定値（例えばｌ。 ■）にするとともに、前段のＤＣレベルシフト回路を含
めた垂直出力用ＩＣ全体の直流電圧増幅率を抑えるよう
にした。このため、垂直出力回路として汎用のＩＣを用
いることができ、しかもチャンネル切換時等に生じるＤ
Ｃバイアスの変動に基づくｖバウンシングを小さく抑え
ることができる。
て、（１）は安定化電源回路、（２）はＤＣレベルシフ
ト回路である。前記安定化電源回路（１）はつどのよ゛
うに構成されている。すなわち、＋２４Ｖの直流電源端
子（３）は、第１抵抗（４）、第１、第２、第３ツエナ
ーダイオード（５） （６） （７）を介して接地され
ている。前記第１、第２．第３ツエナーダイオード（５
） （６） （７）は、それぞれ温度係数が約−２ｍＶ
／℃、ＯｍＶ／’Ｃ１＋２１１ｖ／℃であって、ツェナ
ー電圧が約３．９Ｖ、６．８Ｖ、５．６Ｖのものが用い
られている。前記第１ツエナーダイオード（５）のカソ
ード側は、第２抵抗（８）を経、ｐｎｐ型第１トランジ
スタ（９）のエミッタ・ベースを介してアノード側に接
続され、前記第１トランジスタ（９）のコレクタは接地
されている。前記第１ツエナーダイオード（５）のカソ
ード側（すなわち第２抵抗（８）の一端側）は、平滑用
コンデンサ（１０）を介して第１電圧出力端子（１１）
に接続され、前記第１トランジスタ（９）のエミッタ側
（すなわち第２抵抗（８）の他端側）は平滑用コンデン
サ（１２）を介して第２電圧出力端子（１３）に接続さ
れている。 前記ＤＣレベルシフト回路（２）は第１段目と、その後
段に接続された第２段目の増幅回路を構成するｎｐｎ型
第２トランジスタ（１４）とｐｎｐ型第３トランジスタ
（１５）を主体にして構成されている。前記第２トラン
ジスタ（１４）のコレクタは、３．３にΩの抵抗（Ｒｅ
ｔ）を介して前記第１電圧出力端子（１１）に接続され
、エミッタは３．３にΩの抵抗（Ｒｅ□）を介して接地
されている。前記第３トランジスタ（１５）のベースは
前記第２トランジスタ（１４）のコレクタに接続され、
エミッタは、１にΩの抵抗（Ｒｅ２）を介して前記第２
電圧出力端子（１３）に接続され、コレクタは１にΩの
抵抗（Ｒａ２）を介して接地されている。 （１６）は図示しない同期分離回路から送出された垂直
同期信号に同期して所定周波数（６０Ｈｚ）の鋸歯状波
電圧を発生する垂直発振用ＩＣで、この垂直発振用ＩＣ
（１６）の出力側は垂直ドライブ回路（１７）のｐｎｐ
型第型上４トランジスタ８）のベースに接続され、この
第４トランジスタ（１８）のエミッタは３．９にΩの抵
抗（１９）を介して＋１２Ｖの直流電源端子（２０）に
接続され、コレクタは接地されている。前記第４トラン
ジスタ（１８）のエミッタは３３μＦのカップリングコ
ンデンサ（２１）および３．３にΩの抵抗（２２）を介
して前記ＤＣレベルシフト回路（２）の第２トランジス
タ（１４）のベースに接続されている。 前記ＤＣレベルシフト回路（２）の第３トランジスタ（
１５）のコレクタは、汎用の垂直出力用ＩＣ（２４）の
入力側に接続さ九、この垂直出力用ＩＣ（２４）の出力
側は垂直偏向コイル（２５）、コンデンサ（２６）を経
、抵抗（２７）を介して接地されている。前記垂直偏向
コイル（２５）とコンデンサ（２６）の接続点は。 抵抗（２８） （２９）およびコンデンサ（３０）から
なる直流成分負帰還回路（３１）を介して前記ＤＣレベ
ルシフト回路（２）の第２トランジスタ（１４）のベー
スに接続され、前記コンデンサ（２６）と抵抗（２７）
の接続点は、抵抗（３２） （３３）およびコンデンサ
（３４）からなる交流成分負帰還回路（３５）を介して
前記ＤＣレベルシフト回路（２）の第２トランジスタ（
１４）のベースに接続されている。 つぎに、前記実施例の動作を説明する。まず。 安定化電源回路（１）の動作について説明する。 一般に、ツェナーダイオードのツェナー電圧Ｖｚ（Ｖ）
と温度変化に対する電圧変動率を示す温度係数γ（ｍＶ
／”Ｃ）との関係は第２図のような関係にある。したが
って、第１、第２電圧出力端子（１１）（１３）からそ
れぞれ出力される電圧をＶ、、Ｖ２とし、これらの差を
Ｖとすると、これらは次式で表わされる。 Ｖ １ ＝Ｖｚｌ ＋ＶＺ２ ＋ＶＺ３ （１
）Ｖ ２ ＝ Ｖ ＠ Ｖｚ １ ＋ Ｖｂｅ
（２）Ｖ＝＝：Ｖｌ−Ｖ２＝ＶＺＩ Ｖｂｅ
（３）ここで、ＶｚｈＶｚ２、Ｖｚ３は第１、第
２、第３ツエナーダイオードのツェナー電圧、Ｖｂｅは
第１トランジスタ（９）のベース・エミッタ間電圧を表
わす。 前記ｖ１、ｖ２、■の温度（シ）によるドリフトを考え
ると、 ′ニー２＋１Ｖ＋Ｏ＋（＋２１ｍＶ） ＝０ ・・・（４） 峙０−（−２ｍＶ）＋（−２ｍＶ） ＝０ ・・・（５） Ａｔ Ａｔ Ａｔ 押−２＋ｗＶ −（−２ｍＶ） ＝Ｏ・・・（６） 上記（４） （ｓ） （６）式より、安定化電源回路（
１）の第１、第２電圧出力端子（１１） （１３）から
出力される電圧Ｖ、、Ｖ、およびこれらの差の電圧Ｖ（
＝Ｖ ｔ −Ｖ２）は温度による変動（ドリフト）が極
めて小さい。 つぎに、■バウシング防止の動作について説明する。Ｄ
Ｃレベルシフト回路（２）の入力側のａ点の直流電圧レ
ベルをＶａ、出力側のｂ点の直流電圧レベルをｖｂ、垂
直出力用ＩＣ（２４）の出力側であって、垂直偏向コイ
ル（２５）とコンデンサ（２６）の接続点Ｃ点の直流電
圧レベルをＶｃとし、ＤＣレベルシフト回路（２）の直
流電圧レベルダウン率をＬｄとし。 もしＤＣレベルシフト回路（２）が存在しない場合、垂
直出力用ＩＣ（２４）および負帰還回路（３１） （３
５）による直流電圧増幅率を１２とすると、 となる。したがって、Ｌｄを１７６にすれば、Ｖ ｃ
／Ｖａ＝２となり、チャンネル切換時などにＶａが変動
しても、Ｖｃの変動は２倍程度しか影響を受けず、■バ
ウンシングを小さく押えることができる。なお、ＤＣレ
ベルシフト回路（２）を用いず、ａ点をｂ点に接続した
従来の例では、Ｖａが変動した場合、Ｖｃの変動が１２
倍と大きくなり、■バウンシングが大きくなっていた。 具体的には、（１）、 （２）式により、Ｖ １＝１６
．３（Ｖ）、Ｖ ２ ＝１３．１（Ｖ）となルノテ、Ｒ
ｅ １＝ Ｒｅ １＝３．３（ＫΩ）、Ｒｃ ２ ＝
Ｒｅ ２ ＝ １ （ＫΩ）とすれば、Ｖａ＝５．．６
（Ｖ）、 Ｖｂ ＝１（Ｖ）、Ｖ ｃ ＝ １２ （Ｖ
）となりＶｃ ／Ｖ ａ ＝１２１５．６″、２とな
る。 つぎに、ＤＣレベルシフト回路（２）の動作についてさ
らに詳細に検討する。第２トランジスタ（１４）のコレ
クタ電流、コレクタ電圧、ベース・エミッタ電圧をＩｃ
１、Ｖｃｌ、Ｖｂｅ１とし、第３トランジスタ（１５）
のコレクタ電流、ベース・エミッタ電圧をＩｃ２、Ｖｂ
ｅ２とすると、つどの式が成り立つ。 Ｖｃｌ ＝ ＶＩ Ｒｅ Ｉ Ｉ ｃ １
−（９）Ｖｂ ＝Ｒｃ ２ Ｉ ｃ ２
−（１１）となるので、これらの式からＩｃｅ、ＩＣ２
、Ｖｃｌを消去して整理すると、 となる、ここで、 Ｒｃ １ ” Ｒｅ ｓ、Ｒｅ ２
＝ Ｒｅ ２とおくと、（１２）式はつぎのようにな
る。 Ｖｂ＝Ｖａ−（Ｖｔ−Ｖｚ）−（Ｖｂｅｔ＋Ｖｂｅｚ）
−（１３）すなわち、ＤＣレベルシフト回路（２
）によって降下する直流電圧レベルは（Ｖｌ−Ｖｚ）と
（Ｖｂａｌ＋Ｖｂｅ２）の和になる。前記（３）式によ
りＶＩＶ２（＝Ｖ）は温度ドリフトが零なので、前記（
１３）式よりｖｂは電源電圧（Ｖｌ、■２）の温度ドリ
フトによる影響を受けない、なお、前記（１３）式より
、Ｖ ａ ＝ ５ （Ｖ ） ニしたい場合、Ｖｂｅ１
．Ｖｂｅ２をそれぞれ０．７ｖとすれば、ｖｔ−Ｖｚを
２．６（Ｖ）に設定することによってＶｂ＝１（Ｖ）を
得る（すなわちＬｄ＝Ｖｂ／Ｖａ ＝１１５トなる）。 ［発明の効果］ 本発明による垂直偏向回路は、上記のようにカップリン
グコンデンサと垂直出力用ＩＣの入力側との間にＤＣレ
ベルシフト回路を挿入し、このＤＣレベルシフト回路の
入力側に出力側の直流電圧の一部を負帰還させることに
よって、垂直出力用ＩＣの入力側の直流電圧レベルを所
定値（例えばｌ。 ■）にするとともに、前段のＤＣレベルシフト回路を含
めた垂直出力用ＩＣ全体の直流電圧増幅率を抑えるよう
にした。このため、垂直出力回路として汎用のＩＣを用
いることができ、しかもチャンネル切換時等に生じるＤ
Ｃバイアスの変動に基づくｖバウンシングを小さく抑え
ることができる。
第１図は本発明による垂直偏向回路の一実施例を示す電
気回路図、第２図はツェナーダイオードの一般的な特性
を示す特性図である。 （２）・・・ＤＣレベルシフト−路、（１６）・・・垂
直発振用ＩＣ（垂直発振回路）、（１７）・・・垂直ド
ライブ回路。 （２１）・・・カップリングコンデンサ、（２４）・・
・垂直出力用ＩＣ，（２５）・・・垂直偏向コイル、（
３１）・・・直流成分負帰還回路。
気回路図、第２図はツェナーダイオードの一般的な特性
を示す特性図である。 （２）・・・ＤＣレベルシフト−路、（１６）・・・垂
直発振用ＩＣ（垂直発振回路）、（１７）・・・垂直ド
ライブ回路。 （２１）・・・カップリングコンデンサ、（２４）・・
・垂直出力用ＩＣ，（２５）・・・垂直偏向コイル、（
３１）・・・直流成分負帰還回路。
Claims (2)
- （１）垂直発振回路の出力側に垂直ドライブ回路を経、
カップリングコンデンサを介して垂直出力用ＩＣを接続
してなり、この垂直出力用ＩＣの出力によって垂直偏向
コイルに垂直偏向電流を流すようにした垂直偏向回路に
おいて、前記カップリングコンデンサと垂直出力用ＩＣ
の間にＤＣレベルシフト回路を挿入し、このＤＣレベル
シフト回路の入力側に、前記垂直偏向コイル側から直流
電圧の一部を負帰還してなることを特徴とする垂直偏向
回路。 - （２）ＤＣレベルシフト回路は、増幅率を略１としたト
ランジスタ増幅回路を２段結合して入出力間を同相とし
、これらのトランジスタ増幅回路へ供給する直流電源電
圧の差を一定としてなる特許請求の範囲第１項記載の垂
直偏向回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14135585A JPS621374A (ja) | 1985-06-27 | 1985-06-27 | 垂直偏向回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14135585A JPS621374A (ja) | 1985-06-27 | 1985-06-27 | 垂直偏向回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS621374A true JPS621374A (ja) | 1987-01-07 |
Family
ID=15290047
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14135585A Pending JPS621374A (ja) | 1985-06-27 | 1985-06-27 | 垂直偏向回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS621374A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01294879A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-28 | Hitachi Condenser Co Ltd | エッチング廃液の再生処理法 |
| JPH04229774A (ja) * | 1990-04-27 | 1992-08-19 | Thomson Consumer Electron Inc | 偏向波形補正信号発生器 |
| JPH04280170A (ja) * | 1991-03-07 | 1992-10-06 | Mitsubishi Electric Corp | 受像管駆動回路 |
-
1985
- 1985-06-27 JP JP14135585A patent/JPS621374A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01294879A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-28 | Hitachi Condenser Co Ltd | エッチング廃液の再生処理法 |
| JPH04229774A (ja) * | 1990-04-27 | 1992-08-19 | Thomson Consumer Electron Inc | 偏向波形補正信号発生器 |
| JPH04280170A (ja) * | 1991-03-07 | 1992-10-06 | Mitsubishi Electric Corp | 受像管駆動回路 |
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