JPS6196874A - Multiscan-type television receiver - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To prevent the occurrence of an abnormal high voltage due to the drift of transient states between a horizontal deflecting voltage and horizontal deflecting frequency by equaling approximately the transient states of the horizontal deflecting voltage and horizontal deflecting frequency when the horizontal frequency of an input signal is modified. CONSTITUTION:The transient characteristic of a horizontal deflecting voltage modified corresponding to the horizontal frequency of the input signal, that is, constants at charge and discharge of a capacitor 42 is matched to the transient characteristic of a system controlling the horizontal frequency, that is, an FVC31. Namely, a time constant of an LPF31b comprising the FVC31 is made equal to a constant at discharge of a capacitor 42. With this constitution, when the horizontal frequency of the input signal is modified from about 15.734kHz to about 31.468kHz at a time t1, the oscillation frequency of a VCO34 is changed from about 15.734kHz to about 31.468kHz due to the output voltage of the LPF31b from the time t1 to a time t'2, and simultaneously the horizontal deflecting voltage supplied to a fly-back transformer 41 is altered from 58V to 116V in the same manner.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、通常のテレビ放送の受像の他に、走査線数を
２倍に変換する変換装置等からの水平周波数の異なる映
像信号の受像を行なうことができるようにしたマルチ走
を形テレビジョン受像機に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention is applicable to the reception of video signals with different horizontal frequencies from a conversion device that doubles the number of scanning lines, etc., in addition to the reception of normal television broadcasts. The present invention relates to a multi-player television receiver that is capable of performing multiple functions.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

例えばＮＴＳ　Ｃ方式のテレビ信号においては、垂直周
波数が約６０８Ｚ、水平周波数が約１５．７５ｋＨｚで
画像が形成されている。これに対して演算処理等によ多
走査線数を２倍化し、受像される画質を向上させる変換
装置が提案されている。この装置を用いた場合、これか
ら出力される信号は垂直周波数が約６ｏＨｚに対して水
平周波数は約３１．５ｋＨｚになっている。For example, in an NTSC television signal, an image is formed with a vertical frequency of approximately 608Z and a horizontal frequency of approximately 15.75 kHz. In response, a conversion device has been proposed that doubles the number of scanning lines through arithmetic processing or the like to improve the quality of the received image. When this device is used, the signal outputted from this has a vertical frequency of about 6 ohtz and a horizontal frequency of about 31.5 kHz.

この他、所謂高解像度表示のコンピュータの出力信号に
おいては、水平周波数が約２４ｋＨｚのものがある。又
、所謂高品位テレビにおいては、水平周波数は約３３．
７５ｋＨｚが予定されている。このように水平周波数の
異なる種々の信号〈対して、これを単一の装置で受像で
きるようにしたマルチ走査形テレビジョン受像機が提案
されている。In addition, some computer output signals for so-called high-resolution display have a horizontal frequency of about 24 kHz. Also, in so-called high-definition televisions, the horizontal frequency is about 33.
75kHz is planned. A multi-scanning television receiver has been proposed that allows a single device to receive various signals having different horizontal frequencies.

まず初めに本願出願人が提案するマルチ走査形受像機に
ついて第４図乃至第６図を参照しながら説明する。First, a multi-scanning type receiver proposed by the applicant of the present invention will be explained with reference to FIGS. 4 to 6.

第４図に全体のブロック図を示す。この図において通常
のテレビ放送チューナあるいはビデオテ−プレコーダ、
ビデオディスクプレーヤ、衛星放送チューナや、一部の
パーソナルコンピュータ等からの通常のビデオ信号を受
像する場合には、入力端子（１）に供給されるビデオ信
号がビデオプロセス回路（２）を通じてＲＧＢプロセス
回路（３）に供給されて三原色信号が形成される。また
入力端子（４）に供給されるビデオ−ＲＧＢの切換信号
がＲＧＢプロセス回路（３１に供給され、これＫよって
選択されたビデオ信号からの三原色信号が出力回路（５
）を通じて陰極線管（６）に供給される。FIG. 4 shows an overall block diagram. In this figure, a normal television broadcast tuner or video tape recorder,
When receiving a normal video signal from a video disc player, satellite broadcast tuner, some personal computers, etc., the video signal supplied to the input terminal (1) passes through the video processing circuit (2) to the RGB processing circuit. (3) to form three primary color signals. In addition, the video-RGB switching signal supplied to the input terminal (4) is supplied to the RGB processing circuit (31), and the three primary color signals from the video signal selected by this K are output to the output circuit (5).
) is supplied to the cathode ray tube (6).

また入力端子（１）からのビデオ信号が同期分離回路（
力に供給され、垂直・水平の同期信号が分離される。さ
らに入力端子（４）からの切換信号が同期分離回路（７
）に供給され、これによって選択されたビデオ信号から
の垂直同期信号が垂直偏向回路（８）に供給され、形成
された垂直偏向信号が陰極線管（６）の垂直偏向ヨーク
（９１ＶＣ供給される。また同期分離回路（７）で選択
されたビデオ信号からの水平同期信号がＡＦＣ回路０■
及びモード検出回路（１１１に供給され、このＡＦＣ回
路α０）からの信号が水平発振回路（１ｚに供給される
と共に、モード検出回路（１１１がらの通常時の制御信
号が水平発振回路（１ｚに供給される。そしてこの水平
発振回路ａｚからの信号が水平偏向回路ａ３１に供給さ
れ、形成された水平偏向信号が陰極線管（６）の水平偏
向ヨークｆｉ４）Ｉｃ供給される。さらに水平偏向回路
ａ３１からの信号がフライバックトランス等の高圧発生
回路（１５１に供給され、形成された高圧が陰極線管（
６）の高圧端子（１６Ｊに供給されると共に、信号の一
部がＡＦＣ回路（１０１に供給される。In addition, the video signal from the input terminal (1) is transferred to the sync separation circuit (
vertical and horizontal synchronization signals are separated. Furthermore, the switching signal from the input terminal (4) is transmitted to the synchronous separation circuit (7).
), the vertical synchronizing signal from the selected video signal is supplied to the vertical deflection circuit (8), and the formed vertical deflection signal is supplied to the vertical deflection yoke (91VC) of the cathode ray tube (6). In addition, the horizontal synchronization signal from the video signal selected by the synchronization separation circuit (7) is transferred to the AFC circuit 0■
and the mode detection circuit (111), and the signal from this AFC circuit α0 is supplied to the horizontal oscillation circuit (1z), and the normal control signal from the mode detection circuit (111) is supplied to the horizontal oscillation circuit (1z). The signal from this horizontal oscillation circuit az is supplied to the horizontal deflection circuit a31, and the formed horizontal deflection signal is supplied to the horizontal deflection yoke fi4)Ic of the cathode ray tube (6). The signal is supplied to a high voltage generation circuit (151) such as a flyback transformer, and the generated high voltage is transmitted to a cathode ray tube (151).
6) is supplied to the high voltage terminal (16J), and part of the signal is supplied to the AFC circuit (101).

さらに電源人力Ｑ７１からの商用電源が電源回路（１＆
に供給され、モード検出回路αＤからの信号に応じた通
常時の電圧が水平偏向回路（１３１に供給される。Furthermore, the commercial power supply from the power supply Q71 is supplied to the power supply circuit (1&
A normal voltage corresponding to a signal from the mode detection circuit αD is supplied to the horizontal deflection circuit (131).

また電源入力σηからの商用電源が他の電源回路（１９
に供給され、形成された電圧が他の回路へ供給される。Also, the commercial power from the power input ση is connected to other power supply circuits (19
and the voltage formed is supplied to other circuits.

これによって通常のビデオ信号の受像が行われる。これ
に対して一部のパーソナルコンピュータや、いわゆるキ
ャプテン復調器、テレテキスト復調器あるいは走査変換
装置等からのデジタルまたはアナログのＲ，Ｇ及びＢの
三原色信号（以下、ＲＧＢ信号という。）を受像する場
合には、入力端子（２ＯＲ）　（２０Ｇ）　（２０Ｂ）
　Ｋ供給されるデジタルのＦＬＧＢ信号と入力端子（２
１Ｒ）　（２１Ｇ）　（２１Ｂ）に供給されるアナログ
のＲＧＢ信号とが切換スイッチ（２２で選択されてＲＧ
Ｂプロセス回路（３）に供給され、入力端子（４）から
の切換信号で選択されて出方回路（５）Ｋ供給される。This allows normal video signal reception. On the other hand, it receives digital or analog R, G, and B primary color signals (hereinafter referred to as RGB signals) from some personal computers, so-called captain demodulators, teletext demodulators, or scan converters. In this case, input terminal (2OR) (20G) (20B)
K supplied digital FLGB signal and input terminal (2
The analog RGB signals supplied to 1R) (21G) and (21B) are selected by the selector switch (22)
It is supplied to the B process circuit (3), selected by a switching signal from the input terminal (4), and supplied to the output circuit (5) K.

また入力端子（２Ｏ８）からのデジタルの同期信号と入
力端子（２１Ｓ）からのアナログの同期信号とが切換ス
イッチので選択されて同期分離回路（刀に供給され、入
力端子（４）からの切換信号で選択されて垂直偏向回路
（８）及びＡＦＣ回路（１０１に供給される。さらに同
期分離回路（７）からの信号がモード検出回路ｆｆ１ｉ
Ｋ：供給され、水平同期信号の周波数に応じた制御信号
が形成されて水平発振回路（１２１、水平偏向回路ＯＪ
及び電源回路αｅに供給される。In addition, the digital synchronization signal from the input terminal (2O8) and the analog synchronization signal from the input terminal (21S) are selected by the changeover switch and supplied to the synchronization separation circuit (sword), and the switching signal from the input terminal (4) is selected and supplied to the vertical deflection circuit (8) and the AFC circuit (101).Furthermore, the signal from the synchronization separation circuit (7) is sent to the mode detection circuit ff1i.
K: Supplied, a control signal according to the frequency of the horizontal synchronization signal is formed, and the horizontal oscillation circuit (121, horizontal deflection circuit OJ
and is supplied to the power supply circuit αe.

これによってデジタルまたはアナログのＲＧＢ信号の受
像が行われる。さらに上述の通常のビデオ信号に重畳し
てＲＧＢ信号を表示するいわゆるスーツ２−インビーズ
の受像を行う場合には、入力端子（４）に供給される切
換信号がＲＧＢモードとされると共に、入力端子Ｉ２滲
に供給されるスーツソーインポーズされる信号の位置を
示すＹｓ倍信号びスーパーインポーズされる範囲を示す
Ｙｍ信号がＲＧＢプロセス回路（３）に供給され、これ
らのＹｓ　、　Ｙｍ信号の間にビデオ信号とＲＧＢ信号
との切換等が行われる。As a result, digital or analog RGB signals are received. Furthermore, when performing so-called suit 2-in-bead image reception in which RGB signals are displayed superimposed on the above-mentioned normal video signal, the switching signal supplied to the input terminal (4) is set to RGB mode, and the input A Ys multiplied signal indicating the position of the superimposed signal supplied to the terminal I2 and a Ym signal indicating the superimposed range are supplied to the RGB processing circuit (3), and these Ys and Ym signals are In the meantime, switching between the video signal and the RGB signal is performed.

以上のようＫして各種の信号の受像が行われる。As described above, various signals are received.

さらに上述の装置において水平偏向系は具体的には以下
のように構成される。第５図において、入力端子＠）を
介して同期分離回路（７）からの水平同期信号がモード
検出回路Ｑ／１１を構成する周波数−電圧変換回路（Ｆ
ＶＣ）　Ｃ３１１に供給されて水平周波数に応じた電圧
が形成される。この電圧が下限を定めるリミッタ回路Ｇ
ｚ、バッファアンプωを通じて水平発振回路０を構成す
る電圧制御発振器（■Ｃ０）（３４１に供給される。こ
の■ＣＯ（至）の発振出力が駆動回路ｃ３５１を通じて
水平偏向回路（１３１を構成するスイツチン少トランジ
スタ（イ）Ｋ供給される。Further, in the above-described apparatus, the horizontal deflection system is specifically configured as follows. In FIG. 5, the horizontal synchronization signal from the synchronization separation circuit (7) is transmitted via the input terminal @) to the frequency-voltage conversion circuit (F
VC) is supplied to C311 to form a voltage according to the horizontal frequency. Limiter circuit G where this voltage determines the lower limit
z, is supplied to the voltage controlled oscillator (■C0) (341) that constitutes the horizontal oscillation circuit 0 through the buffer amplifier ω.The oscillation output of this ■CO (to) is supplied to the switch pin that constitutes the horizontal deflection circuit (131) through the drive circuit c351. A small number of transistors (a) are supplied.

またＦＶＣ（３υからの電圧が上下限を定めるリミッタ
回路（３７）、利得制御（ＧＣ）アンプ（至）を通じて
電源回路（Ｉ８１を構成する例えばＹ−Ｚ型のＡ！ラメ
トリック電源回路（至）に供給される。この電源回路Ｃ
３１の出力電圧が分圧回路００を通じてＧＣアンプ（至
）に帰還されて出力電圧が安定化される。この出力電圧
がフライバックトランスθ１）Ｋ供給される。尚、（４
２け分圧回路（４１及びフライバックトランス（４１１
の接続点と接地との間に設けられた平滑用のコンデンサ
である。In addition, a power supply circuit (for example, a Y-Z type A! lametric power supply circuit (to) that constitutes I81 is connected to a power supply circuit (for example, a Y-Z type A! This power supply circuit C
The output voltage of 31 is fed back to the GC amplifier (to) through the voltage divider circuit 00, and the output voltage is stabilized. This output voltage is supplied to the flyback transformer θ1)K. Furthermore, (4
2-digit voltage divider circuit (41 and flyback transformer (411)
This is a smoothing capacitor installed between the connection point and ground.

このフライバックトランス（４１１に直列にトランジス
タ（至）が接続される。またこのトランジスタ（至）Ｋ
並列にダンノＲ−ダイオード＋４３）、共振コンデンサ
（４４）及び水平偏向ヨークＩと８字補正コンデンサ（
ハ）との直列回路が接続される。A transistor (to) is connected in series to this flyback transformer (411). Also, this transistor (to) K
In parallel with Danno R-diode +43), resonance capacitor (44), horizontal deflection yoke I and figure 8 correction capacitor (
A series circuit with c) is connected.

また水平同期信号がＡＦＣ回路ααを構成する検出回路
（４６）に供給されると共に、トランジスタ（３６１に
直列に設けられた分圧回路（４７）からの信号がロー・
ぐスフィルタ（ＬＰＦ）（４８を通じて検出回路（ハ）
に供給され、ＡＦＣ信号が形成される。この信号がロー
ノスフイルタ（ＬＰＦ）（柑を通じてｖｃｏ　Ｃ３４）
の制御端子に供給される。Further, the horizontal synchronizing signal is supplied to the detection circuit (46) constituting the AFC circuit αα, and the signal from the voltage dividing circuit (47) provided in series with the transistor (361) is low.
filter (LPF) (detection circuit (c) through 48
is supplied to form an AFC signal. This signal is passed through the Lono filter (LPF) (VCO C34 through the filter)
is supplied to the control terminal of

さらに共振コンデンサ（４４に並列にスイッチ回路６α
を通じてコンデンサ１５υ６ｚが接続される。また８字
補正コンデンサ（４５）に並列に、スイッチ回路６３）
を通じてコンデンサ（財）Ｉ！ｉ！１９が接続される。Furthermore, a resonant capacitor (switch circuit 6α in parallel with 44)
A capacitor 15υ6z is connected through the capacitor 15υ6z. In addition, a switch circuit 63) is connected in parallel to the figure 8 correction capacitor (45).
Through Capacitor (Incorporated) I! i! 19 are connected.

またＦＶＣ（（ｌ）からの電圧が、例えば入力水平周波
数の２０ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの電圧に相当する２値比
較の比較回路ωに供給されて２０ｋＨｚ以下、２０〜３
０ｋＨ２，３０ｋＨｚ以上の各範囲に相当する３値の比
較出力が形成され、この比較出力に応じてスイッチ回路
１５０１　、（至）に内蔵されたそれぞれ２個のスイッ
チが共にオフまたはいずれか一方がオンとなるように制
御が行われる３これＫよってこの水平偏向系においては
、■ＣＯ（至）にて入力水平同期信号に同期して１５〜
３４ｋＨｚに変化される発振信号が形成されて水平偏向
が行われると共に、電源回路０１にて水平周波数に応じ
て例えば５８〜１２３ケルトに変化される電圧が形成さ
れて、水平偏向の振幅が一定になるように制御が行われ
る。また共振コンデンサ（４４及び８字補正コンデンサ
（４５１に並列Ｋ、水平周波数の範囲に応じてコンデン
サ５１１５’ｚ及び６４１５５１が接続され、それぞれ
特性の補正が行われる。In addition, the voltage from the FVC ((l) is supplied to a comparator circuit ω for binary comparison corresponding to the input horizontal frequency voltages of 20 kHz and 30 kHz, for example, and
A three-value comparison output corresponding to each range of 0 kHz and 30 kHz or more is formed, and depending on this comparison output, both of the two switches built in the switch circuit 1501 (to) are turned off or one of them is turned on. Therefore, in this horizontal deflection system, control is performed so that
An oscillation signal varying to 34 kHz is formed to perform horizontal deflection, and a voltage varying from 58 to 123 cels, for example, depending on the horizontal frequency is generated in the power supply circuit 01, so that the amplitude of the horizontal deflection is constant. Control is performed to ensure that Further, a resonance capacitor (44) and a figure-8 correction capacitor (K in parallel to 451) are connected, and capacitors 5115'z and 641551 are connected in accordance with the horizontal frequency range, and the characteristics are corrected.

また上述の装置において垂直偏向系は具体的には以下の
ように構成される。第６図において、入力端子［Ｆ］■
を介して同期分離回路（力からの垂直同期信号が垂直偏
向回路（８）を構成する鋸歯状波発振器おυに供給され
、例えばコンデンサ６３を電流源−の電流で充放電して
鋸歯状波が形成される。この鋸歯状波が比較回路（財）
に供給され、所定の電圧範囲及びそれ以下または以上を
示す３値の比較出力が形成され、この比較出力がアツゾ
ダウンカウンタ（ＩＤＣ）（へ）の制御端子に供給され
る。このＵＤＣ［５１の計数端子に垂直同期信号が供給
される。このＩＤＣ鞄の計数値がＤＡ変換回路（ＤＡＣ
）　ｉｆ！ＩＤＫ供給され、変換されたアナログ値にて
電流源−が制御される。Further, in the above-described apparatus, the vertical deflection system is specifically configured as follows. In Figure 6, input terminal [F]■
The vertical synchronization signal from the synchronization separation circuit (power) is supplied to the sawtooth wave oscillator υ that constitutes the vertical deflection circuit (8). is formed. This sawtooth wave is the comparison circuit (goods).
A three-value comparison output indicating a predetermined voltage range and lower or higher voltage is formed, and this comparison output is supplied to a control terminal of an Atsuzo down counter (IDC). A vertical synchronization signal is supplied to the counting terminal of this UDC [51. The count value of this IDC bag is converted into a DA converter circuit (DAC).
) if! The current source is controlled by the analog value supplied and converted from the IDK.

このため鋸歯状波発振器［Ｆ］Ｄからは垂直同期信号の
周波数に依らず波高値（振幅）が所定の電圧範囲に制御
された鋸歯状波が取出される。この鋸歯状波が出力回路
面な通じて垂直偏向ヨーク（９）に供給される。さらに
この偏向ヨーク（９）に直列にコンデンサ（財）、抵抗
器［Ｆ］印の直列回路が接続され、この抵抗器（６１に
並列に分圧回路（７０）が接続される。この分圧回路面
の分圧出力が出力回路Ｆ）７）に供給される。Therefore, a sawtooth wave whose peak value (amplitude) is controlled within a predetermined voltage range is extracted from the sawtooth wave oscillator [F]D, regardless of the frequency of the vertical synchronization signal. This sawtooth wave is supplied to the vertical deflection yoke (9) through the output circuit. Further, a series circuit of a capacitor and a resistor marked [F] is connected in series to this deflection yoke (9), and a voltage dividing circuit (70) is connected in parallel to this resistor (61). The divided voltage output of the circuit plane is supplied to the output circuit F)7).

これ釦よって垂直周波数が変化しても常に一定振幅の垂
直偏向が行われる。さらに分圧回路頭を構成する一方の
抵抗器を可変とすることによシ、垂直偏向の振幅を任意
に制御することができる。This button always provides a constant amplitude of vertical deflection even if the vertical frequency changes. Furthermore, by making one of the resistors constituting the head of the voltage dividing circuit variable, the amplitude of the vertical deflection can be arbitrarily controlled.

さらに鋸歯状波発振器０３１）　−ＤＡＣ６６１の回路
がもう一組（発振器ヴ９〜ＤＡＣｆ７Ｇ　）設けられ、
この回路のＤＡＣ（７６１の出力値がピン歪補正信号の
形成回路σηに供給されると共に、例えば偏向ヨーク（
９）とコンデンサ關の接続中点からの垂直周期のパラボ
ラ信号が形成回路σＤに供給されて、ピン歪補正信号が
形成される。この信号がビン歪補正回路へ供給される。Furthermore, another set of sawtooth wave oscillator (031) - DAC661 circuits (oscillator V9 to DACf7G) is provided.
The output value of the DAC (761) of this circuit is supplied to the pin distortion correction signal forming circuit ση, and, for example, the deflection yoke (
9) and the vertically periodic parabolic signal from the connection midpoint between the capacitor and the capacitor are supplied to the forming circuit σD to form a pin distortion correction signal. This signal is supplied to the bin distortion correction circuit.

こうして上述の装置において、種々の異なる水平・垂直
の周波数に応じてそれに必要な水平・垂直の偏向が行わ
れると共に、各種の信号の受像が行われる。In this manner, in the above-described apparatus, the necessary horizontal and vertical deflections are performed in accordance with various different horizontal and vertical frequencies, and various signals are received.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problem that the invention seeks to solve]

この様なマルチ走査形テレビジョン受像機の市源回シの
構成図を第７図に示す。この第７図において、電源回路
Ｇ９の出力電圧は出カドランス（３９ａ）の二次巻線か
らダイオード（３９ｂ）を介して得られ、この出力電圧
がコンデンサ（４２及び負荷としてのフライバックトラ
ンス（４１）等に供給される。FIG. 7 shows a block diagram of the circuit of such a multi-scan television receiver. In FIG. 7, the output voltage of the power supply circuit G9 is obtained from the secondary winding of the output transformer (39a) via the diode (39b), and this output voltage is applied to the capacitor (42) and the flyback transformer (41) as the load. ) etc.

一方、ＦＶＣ（３］）は所定の時定数を有する単安定マ
ルチバイブレータ（３１ａ）と、この単安定マルチバイ
ブレータ（３１ａ）の出力信号を平滑化する例えば第８
図及び第９図に示す如きローフ４スフイルタ（ＬＰＦ）
　（３１ｂ）とより構成され、単安定マルチ・ずイブレ
ータ（３１ａ　）に供給される水平同期信号の周波数に
応じた電圧が出力される。第８図に示すＬＰＦ（３１ｂ
）は単安定マルチバイブレータ（３１ｂ）からの出力信
号が供給される入力端子ωが抵抗値Ｒ１＝１０にΩの抵
抗器剖及び容量Ｃ１＝３．３μＦのコンデンサりよりな
る直列回路を介して接地され、この抵抗器（８１）及び
コンデンサ曽の接続点よシ出力端子（ハ）が導出された
ものである。又、第９図に示すＬＰＦ（３１ｂ）は入力
端子額に得られる信号が抵抗値Ｒ２＝Ｒａ　＝　Ｒ４＝
　２．２　ｋＱの第１、第２及び第３の抵抗器（財）。On the other hand, FVC (3) includes a monostable multivibrator (31a) having a predetermined time constant and an eighth
Loaf 4 filter (LPF) as shown in Figure and Figure 9
(31b), and a voltage corresponding to the frequency of the horizontal synchronizing signal supplied to the monostable multi-zibrator (31a) is output. LPF (31b
), the input terminal ω to which the output signal from the monostable multivibrator (31b) is supplied is grounded via a series circuit consisting of a resistor with a resistance value R1 = 10Ω and a capacitor with a capacitance C1 = 3.3μF. The output terminal (c) is derived from the connection point between the resistor (81) and the capacitor. Furthermore, in the LPF (31b) shown in FIG. 9, the signal obtained at the input terminal has a resistance value R2=Ra=R4=
2.2 kQ first, second and third resistors.

１晒及び側よりなる直列回路を介してバッファアンプ佑
ηに供給され、このバッファアンプ劫の出力信号が出力
端子（へ）に供給されると共に容量Ｃ２＝３．３μＦの
第１のコンデンサ（ハ）を介して第２及び第３の抵抗器
恕及び□□□の接続点に供給され、第１及び第２の抵抗
器（財）及び（へ）の接続点が容量Ｃ３＝２．２μＦの
第２のコンデンサ（へ）を介して接地されると共に第３
の抵抗器−及びバッファアンプのηの接続点が容１ｉｃ
４＝０．２２μＦの第３のコンデンサ（９０を介して接
地されたものである。The output signal of this buffer amplifier is supplied to the output terminal (to) through a series circuit consisting of two exposed terminals and a first capacitor (capacitance C2 = 3.3 μF). ) to the connection point of the second and third resistors 恕 and Grounded via the second capacitor (to) and the third
The connection point between the resistor and buffer amplifier η is 1ic.
4=0.22 μF third capacitor (grounded via 90).

このＦＶＣ１３１１を構成するＬＰＦ　（３１ｂ）の出
力電圧にてｖＣＯ（至）の発振周波数を決定するトラン
ジスタ（３４ａ）が制御されると共にこのＬＰＦ　（３
１ｂ）の出力電圧と、分圧回路（４０の分圧出力とがＧ
Ｃアンプ（支）にて比較され、その誤差電圧にて電源回
路（３９が水平周波数に応じて制御される。The transistor (34a) that determines the oscillation frequency of vCO (to) is controlled by the output voltage of the LPF (31b) that constitutes this FVC1311, and this LPF (3
The output voltage of 1b) and the divided voltage output of the voltage dividing circuit (40) are G.
The voltage is compared by the C amplifier (sub), and the power supply circuit (39) is controlled by the error voltage according to the horizontal frequency.

ところで、電源回路０１は負荷変動や所謂ＡＣ変動に対
して安定に動作するようになされており、ある程度の負
荷変動に対しては大容量例えば２００μＦのコンデンサ
（４２から負荷電流が供給される。従って、ダイオード
（３９ａ）を介してのコンデンサ（４２の充電時定数は
比較的小さく、コンデンサ（４ａのフライバックトラン
ス（４１）等を介しての放電時定数は比較的大きくなさ
れている。By the way, the power supply circuit 01 is designed to operate stably against load fluctuations or so-called AC fluctuations, and the load current is supplied from a large capacity capacitor (42) of, for example, 200 μF against load fluctuations to a certain extent. The charging time constant of the capacitor (42) via the diode (39a) is relatively small, and the discharging time constant of the capacitor (4a) via the flyback transformer (41) etc. is relatively large.

他方、ｖＣＯ（２）は入力信号の水平周波数の変化に早
く追従するようになされている。この為、第１０図Ａに
示す如（時刻ｔ１にて入力信号の水平周波数が約１５．
７３４　ｋＨｚから約３１．４６８ｋＨｚに変更された
場合には、ＶＣＯＣ３４＋の発振周波数が第１０図Ｂに
示す時刻ｔ１からｔ２にかげて約１５．７３４ｋＨｚか
ら約３１．４６８ｋＨｚに変更されると箕にフライバッ
クトランス（４１）に供給される水平偏向電圧が充電時
定数が比較的小さい為にＶＣＯＣ３４＋の発振周波数と
同様に第１０図Ｃに示す如く時刻ｔ１からｔ２にかげて
水平周波数約１５．７３４ｋＨｚに対応した５８Ｖかも
水平周波数約３１．４６８ｋＨｚに対応した１１６■に
変更される。然し乍ら、第８図Ａに示す如く時刻ｔ３に
て入力信号の水平周波数が約３１．４６８　ｋＨｚか゛
ら約１５．７３４１＜Ｈｚに変更された場合には、Ｖ　
ＣＯＣ３４１（７）発振周波数は第１Ｏ図Ｂに示す如（
時刻ｔ３からｔ４に゛かげて約３１．４６８ｋＨｚから
約１５．７３４　ｋＨｚに変更されるのであるが、フラ
イバックトランス（４１）に供給されろ水平偏向電圧は
放電時定数が比較的大きい為に第１０図Ｃに示す如く時
刻ｔ３からｔ５にかけて水平周波数３１．４６８ｋＨｚ
に対応した１１６■から水平周波数１５．７３４ｋＨｚ
に対応した５８Ｖに変更され、時刻ｔ４においては水平
偏向電圧が十分に下が９きらない。一般に、水平偏向電
流は水平偏向電圧に比例し、水平偏向周波数に反比例す
る。この為、入力゛信号の水平周波数が第１０図Ａに示
す如く時刻ｔ３にて約３１．４６８ｋＨｚから約１５．
７３４　ｋＨｚに変更されたとき、時刻ｔ４からｔ５に
かけて水平偏向周波数は第１０図Ｂに示す如くすでに約
１５．７３４　ｋＨｚに変更されているのであるが、水
平偏向電圧が第１０図Ｃに斜線にて示す如く５８Ｖに下
がりきらず、この時刻ｔ４から１５において、水平偏向
電流が増加し、異常高圧が発生し、プロテクタが働いて
しまい電源を再び投入しなければならない等の不都合が
あった。On the other hand, vCO(2) is designed to quickly follow changes in the horizontal frequency of the input signal. For this reason, as shown in FIG. 10A (at time t1, the horizontal frequency of the input signal is about 15.
When the oscillation frequency of VCOC34+ is changed from about 15.734 kHz to about 31.468 kHz from time t1 to t2 shown in FIG. Since the horizontal deflection voltage supplied to the back transformer (41) has a relatively small charging time constant, the horizontal frequency changes from time t1 to t2 to approximately 15.734kHz, similar to the oscillation frequency of VCOC34+, as shown in Figure 10C. The corresponding 58V is changed to 116V, which corresponds to a horizontal frequency of about 31.468kHz. However, if the horizontal frequency of the input signal is changed from approximately 31.468 kHz to approximately 15.7341<Hz at time t3 as shown in FIG. 8A, V
The oscillation frequency of COC341 (7) is as shown in Figure 1B (
The frequency is changed from about 31.468 kHz to about 15.734 kHz from time t3 to t4, but the horizontal deflection voltage supplied to the flyback transformer (41) has a relatively large discharge time constant, so As shown in Figure 10C, the horizontal frequency is 31.468kHz from time t3 to t5.
Horizontal frequency from 116■ corresponding to 15.734kHz
The horizontal deflection voltage is changed to 58V corresponding to the voltage, and at time t4, the horizontal deflection voltage is not sufficiently lower than 9V. Generally, horizontal deflection current is proportional to horizontal deflection voltage and inversely proportional to horizontal deflection frequency. Therefore, the horizontal frequency of the input signal changes from about 31.468 kHz to about 15.0 kHz at time t3, as shown in FIG. 10A.
When the frequency is changed to 734 kHz, the horizontal deflection frequency has already been changed to about 15.734 kHz from time t4 to t5 as shown in Figure 10B, but the horizontal deflection voltage is changed to the diagonal line in Figure 10C. As shown in Figure 2, the voltage did not drop to 58V, and from time t4 to time t15, the horizontal deflection current increased, an abnormally high voltage was generated, the protector was activated, and the power had to be turned on again.

本発明は斯かる点に鑑み入力信号の水平周波数が変更さ
れても異常高圧が発生することのないものを得ることを
目的とする。In view of the above, an object of the present invention is to obtain an apparatus in which abnormally high voltage does not occur even if the horizontal frequency of the input signal is changed.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

本発明は入力信号の水平周波数を電圧に変換し、この電
圧で水平偏向周波数及び水平偏向電圧を切り換えて異な
る水平周波数のビデオ信号を受像するようにしたマルチ
走査形テレビジョン受像機において、入力信号の水平周
波数に応じて変更される水平偏向電圧の過渡特性を水平
偏向周波数を制御する系の過渡特性に合せるようにした
マルチ走査形テレビジョン受像機である。The present invention converts the horizontal frequency of an input signal into a voltage, and uses this voltage to switch the horizontal deflection frequency and horizontal deflection voltage to receive video signals of different horizontal frequencies. This is a multi-scan type television receiver in which the transient characteristics of the horizontal deflection voltage, which is changed according to the horizontal frequency of the system, are matched to the transient characteristics of the system that controls the horizontal deflection frequency.

〔作用〕[Effect]

斯かる構成に依れば、入力信号の水平周波数が変更され
たとき、水平偏向電圧の過渡状態が水平偏向周波数を制
御する系の過渡状態に対応し、異常高圧の発生が防止さ
れる。According to such a configuration, when the horizontal frequency of the input signal is changed, the transient state of the horizontal deflection voltage corresponds to the transient state of the system that controls the horizontal deflection frequency, and the generation of abnormally high voltage is prevented.

〔実施例〕〔Example〕

以下、第１図及び第２図を参照しながら本発明マルチ走
査形テレビジョン受像機の一実施例について説明しよう
。この第１図及び第２図において第４図乃至第１０図と
対応する部分に同一符号を付してその詳細な説明は省略
する。Hereinafter, an embodiment of the multi-scan television receiver of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 and 2. In FIGS. 1 and 2, parts corresponding to those in FIGS. 4 to 10 are designated by the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted.

本例においては入力信号の水平周波数に応じて変更され
る水平偏向電圧の過渡特性、即ちコンデンサ（４２の充
電時定数及び放電時定数を水平偏向周波数を制御する系
、即ちＦＶＣＣ３１１の過渡特性に合せるようになす。In this example, the transient characteristics of the horizontal deflection voltage that is changed according to the horizontal frequency of the input signal, that is, the charging time constant and the discharging time constant of the capacitor (42), are adjusted to the transient characteristics of the system that controls the horizontal deflection frequency, that is, the FVCC311. Do it like this.

即ち、Ｆ　Ｖ　Ｃ６１）を構成するＬＰＦ（３１ｂ）を
第１図に示す如く第８図に示すものと同様に構成し、こ
のＬＰＦ　（３１ｂ）を構成するコンデンサ＠の容量Ｃ
１を１０μＦとなし、とのＬＰＦ　（３１ｂ）の時定数
をコンデンサＱｌ１３の放電時定数に等しくなす。その
他水平偏向系、垂直偏向系、ビデオ信号処理系等は第４
図乃至第７図に示すマルチ走査形テレビジョン受像機と
同様に構成する。That is, the LPF (31b) constituting F V C61) is configured as shown in FIG. 1 in the same manner as that shown in FIG. 8, and the capacitance C
1 is set to 10 μF, and the time constant of the LPF (31b) is set equal to the discharge time constant of the capacitor Ql13. Other horizontal deflection systems, vertical deflection systems, video signal processing systems, etc.
The configuration is similar to the multi-scan television receiver shown in FIGS. 7 to 7.

斯かる構成に依れば、第２図Ａに示す如く時刻ｔ１にて
入力信号の水平周波数が約１５．７３４　ｋＨｚから約
３１．４６８ｋＨｚ　Ｉｃ変更された場合、時定数がコ
ンデンサ（４カの放電時定数に等しくなされたＬＰＦ　
（３１ｂ）の出力電圧によ６　ｖｃｏ（ロ）の発振周波
数が第２図Ｂに示す如く時刻ｔ１からｔ２にかけて約１
５．７３４　ｋＨｚから約３１．４６８　ｋＨｚに変更
されると共にフライバックトランス０υに供給される水
平偏向電圧がｖＣＯ（２）の発振周波数と同様に第２図
ＣＫ示す如く時刻ｔ１から１２にかけて水平周波数的１
５．７３４ｋＨｚに対応した５８Ｖから水平周波数的３
１．７３４　ｋＨｚに対応した１１６ＶＫ変更される。According to this configuration, when the horizontal frequency of the input signal is changed from about 15.734 kHz to about 31.468 kHz Ic at time t1 as shown in FIG. LPF made equal to the time constant
Depending on the output voltage of (31b), the oscillation frequency of 6vco (b) changes to about 1 from time t1 to t2 as shown in Figure 2B.
The horizontal deflection voltage is changed from 5.734 kHz to approximately 31.468 kHz, and the horizontal deflection voltage supplied to the flyback transformer 0υ increases in horizontal frequency from time t1 to time t12 as shown in Figure 2 CK, similar to the oscillation frequency of vCO(2). Target 1
Horizontal frequency 3 from 58V corresponding to 5.734kHz
Changed to 116VK corresponding to 1.734 kHz.

又、第２図Ａに示す如く時刻ｔ３にて入力信号の水平周
波数が約３１．４６８　ｋＨｚが約１５．７３４　ｋＨ
ｚに変更された場合、時定数がコンデンサ（４２１の放
電時定数に等しくなされたＬＰＦ　（３１ｂ）の出力電
圧によシＶＣＯ（２）の発振周波数が第２図ＢＫ示す如
く時刻ｔ３からｔ５にかけて約３１．４６８　ｋＨｚか
ら約１５．７３４　ｋＨｚ　Ｋ変更されると共にフライ
バックトランス（４１）に供給される水平偏向電圧がｖ
ＣＯ（２）の発振周波数と同様に第２図Ｃに示す如く時
刻ｔ３からｔ５にかけて水平周波数的３１．４６８　ｋ
Ｈｚに対応した１１６ｖから水平周波数的１５．７３４
　ｋＨｚに対応した５８Ｖに変更される。従って、入力
信号の水平周波数が変更された場合に水平偏向電圧と水
平偏向周波数との過渡状態が略等しくなシ、水平偏向電
圧と水平偏向周波数との過渡状態のずれによる異常高圧
の発生が防止される。Also, as shown in FIG. 2A, at time t3, the horizontal frequency of the input signal changes from about 31.468 kHz to about 15.734 kHz.
When the time constant is changed to z, the oscillation frequency of the VCO (2) changes from time t3 to t5 as shown in FIG. The horizontal deflection voltage supplied to the flyback transformer (41) is changed from about 31.468 kHz to about 15.734 kHz.
Similar to the oscillation frequency of CO(2), the horizontal frequency is 31.468 k from time t3 to t5 as shown in Figure 2C.
116v corresponding to Hz to 15.734 horizontal frequency
Changed to 58V corresponding to kHz. Therefore, when the horizontal frequency of the input signal is changed, the transient state between the horizontal deflection voltage and the horizontal deflection frequency is approximately equal, and the occurrence of abnormally high voltage due to a deviation in the transient state between the horizontal deflection voltage and the horizontal deflection frequency is prevented. be done.

以上述べた如く本例のマルチ走査形テレビジョン受像機
に依れば、入力信号の水平周波数を電圧に変換し、この
電圧で水平偏向周波数及び水平偏向電圧を切り換えて異
なる水平周波数のビデオ信号を受像するようにしたマル
チ走査形テレビジョン受像機において、入力信号の水平
周波数に応じて変更される水平偏向電圧の過渡特性を水
平偏向周波数を制御する系の過渡特性に合せるようにし
た為、入力信号の水平周波数が変更されたとき、水平偏
向電圧と水平偏向周波数との過渡状態が略等しくなシ、
水平偏向電圧と水平偏向周波数との過渡状態のずれによ
る異常高圧の発生が防止できる利益がある。As described above, according to the multi-scanning television receiver of this example, the horizontal frequency of the input signal is converted into a voltage, and this voltage is used to switch the horizontal deflection frequency and the horizontal deflection voltage to generate video signals of different horizontal frequencies. In a multi-scanning television receiver designed to receive images, the transient characteristics of the horizontal deflection voltage, which changes according to the horizontal frequency of the input signal, are matched to the transient characteristics of the system that controls the horizontal deflection frequency. When the horizontal frequency of the signal is changed, the transient state between the horizontal deflection voltage and the horizontal deflection frequency is approximately equal,
This has the advantage of preventing the occurrence of abnormally high voltage due to a shift in the transient state between the horizontal deflection voltage and the horizontal deflection frequency.

尚、上述実施例においてはＬＰＦ　（３１ｂ）として抵
抗器Ｌ８１）とコンデンサ３ツとによるＬ型−膜構成の
ものの場合について述べたけれども、第９図に示すもの
と同様に第３図に示す如く第１．第２及び第３のコンデ
ンサ（ハ）、嗟及び軸の容量ＣＩ　＋　Ｃ２及びＣ３を
夫々３３μＦ、２２μＦ及び２．２μＦとした３次のア
クティブフィルタにて構成するようにしても上述実施例
と同様の作用効果を得ることができることは容易に理解
できよう。又、本発明は上述実施例に限らず本発明の要
旨を逸脱することなくその他種々の構成を取り得ること
は勿論である。In the above embodiment, the LPF (31b) has an L-shaped film configuration consisting of a resistor L81) and three capacitors, but the LPF (31b) is similar to the one shown in FIG. 3 as shown in FIG. 1st. Even if the second and third capacitors (c) are configured with third-order active filters in which the capacitances CI + C2 and C3 of the second and third capacitors are 33 μF, 22 μF, and 2.2 μF, respectively, the result is the same as in the above embodiment. It is easy to understand that it is possible to obtain the following effects. Furthermore, it goes without saying that the present invention is not limited to the above-described embodiments, and can take various other configurations without departing from the gist of the present invention.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

本発明マルチ走査形テレビジョン受像機に依れば、入力
信号の水平周波数が変更されたとき、水平偏向電圧と水
平偏向周波数との過渡状態が略等しくなり、水平偏向電
圧と水平偏向周波数との過渡状態のずれによる異常高圧
の発生が防止できる利益がある。According to the multi-scanning television receiver of the present invention, when the horizontal frequency of the input signal is changed, the transient states of the horizontal deflection voltage and the horizontal deflection frequency become approximately equal, and the horizontal deflection voltage and the horizontal deflection frequency become substantially equal. This has the advantage of preventing the occurrence of abnormally high pressure due to shifts in transient conditions.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明マルチ走査形テレビジョン受像機の要部
の一実施例を示す回路図、第２図は第１図の説明に供す
る路線図、第３図は本発明の要部の他の実施例を示す回
路図、第４図はマルチ走査形テレビジョン受像機の例を
示すブロック図、第５図及び第７図は夫々第４図の水平
偏向系及び電源回りを抜き出して示す構成図、第６図は
第４図の垂直偏向系を抜き出して示す構成図、第８図及
び第９図は夫々ＦｖＣを構成するＬＰＦの具体回路を示
す回路図、第１０図は第８図及び第９図の説明に供する
路線図である。 （３１）はＦＶＣｌ（３１ａ）は単安定マルチバイブレ
ータ、（３１ｂ）はＬＰＦ’、（財）はＶＣＯｌＧりは
駆動回路、■はスイッチングトランジスタ、弼はＧＣア
ンプ、ｔ３９は電源回路、（３９ａ）は出カドランス、
（３９ｂ）はダイオード、（４１）はフライバックトラ
ンス、（４２，す、（ハ）。 （へ）及び艶は夫々コンデンサ、□□□は入力端子、侶
り。 （財）、（ハ）及び□□□は夫々抵抗器、□は出力端子
、のηはバッファアンプでアル。 第１図　　　　　　　第３図 θθ 第８図　　　　　　　第９図 」正続ネｉ″ｌ１ｊＥマ竿 昭和５９年１２月　２４日 特許庁長官　　志　賀　　　学　　　殿昭和５９年　特
　許　願　第２１８０８６号１′（、補止をするイず 事件との関係　　　特許出願人 住　所　東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２
１８）ソニー株式会社 代表取締役　大　負′　典　雄 ４、代理人 ６、袖正により増加する発明の数 １−　？＋ｌｉ　Ｉヒの対象　　　明細７１）の発明の
ｒｉ’ｆｊ細な説明の欄及び同曲。 （１１明細書中、第６頁２０行［利得制御（ＧＣ）アン
プ（３８）　Ｊとあるを１−制御アンプ（３８）　Ｊに
訂正する。 （２）同、第７頁３行及び第１２頁１３行ｒｃｃアンプ
（３８）Ｊとあるを夫々［制御アンプ（３８）　Ｊに訂
正する。 （３）同、第１３頁１５行「第８図Ａ」とあるを１−第
１Ｏ図Ａ」に訂正する。 （４１図面中、第５図、第６図及び第７図を夫々別紙の
ように訂正する。 以上FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the essential parts of the multi-scanning television receiver of the present invention, FIG. 2 is a route diagram for explaining FIG. 1, and FIG. 4 is a block diagram showing an example of a multi-scanning television receiver, and FIGS. 5 and 7 are configurations showing the horizontal deflection system and power supply area extracted from FIG. 4, respectively. 6 is a configuration diagram showing the vertical deflection system extracted from FIG. 9 is a route map for explaining FIG. 9. FIG. (31) is FVCl (31a) is monostable multivibrator, (31b) is LPF', VCOlG is drive circuit, ■ is switching transistor, 2 is GC amplifier, t39 is power supply circuit, (39a) is Exit cadence,
(39b) is a diode, (41) is a flyback transformer, (42, S, (c). □□□ is a resistor, □ is an output terminal, and η is a buffer amplifier. Fig. 1 Fig. 3 θθ Fig. 8 Fig. 9 Manabu Shiga, Director General of the Patent Office, Patent Application No. 218086, 1' (1981) (Relationship with the case of supplementary Izu) Patent Applicant Address: 6-7-35, Kitashina, Tokyo Parts Ward, Name ( 2
18) The number of inventions will increase due to Sony Corporation Representative Director Norio Dai' 4, Agent 6, and Sode Masaru 1-? +li Object of I ri'fj Detailed explanation column of the invention of Specification 71) and the same song. (In the same specification, page 6, line 20 [Gain control (GC) amplifier (38) J] is corrected to 1 - control amplifier (38) J. (2) Same, page 7, line 3 and 12 Page 13, line 13, RCC amplifier (38) J is corrected to [control amplifier (38) J. (3) Page 13, line 15, "Figure 8 A" is replaced with 1-1O, Figure A.'' (Among the 41 drawings, Figures 5, 6, and 7 are corrected as shown in the attached sheet.)

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 入力信号の水平周波数を電圧に変換し、該電圧で水平偏
向周波数及び水平偏向電圧を切り換えて異なる水平周波
数のビデオ信号を受像するようにしたマルチ走査形テレ
ビジョン受像機において、上記入力信号の上記水平周波
数に応じて変更される上記水平偏向電圧の過渡特性を上
記水平偏向周波数を制御する系の過渡特性に合せるよう
にしたことを特徴とするマルチ走査形テレビジョン受像
機。In a multi-scan television receiver that converts the horizontal frequency of an input signal into a voltage and switches the horizontal deflection frequency and horizontal deflection voltage using the voltage to receive video signals of different horizontal frequencies, A multi-scan television receiver, characterized in that the transient characteristics of the horizontal deflection voltage, which is changed according to the horizontal frequency, are matched to the transient characteristics of a system for controlling the horizontal deflection frequency.