JPS6187429A - 繰返し電圧発生回路 - Google Patents
繰返し電圧発生回路Info
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- JPS6187429A JPS6187429A JP59208791A JP20879184A JPS6187429A JP S6187429 A JPS6187429 A JP S6187429A JP 59208791 A JP59208791 A JP 59208791A JP 20879184 A JP20879184 A JP 20879184A JP S6187429 A JPS6187429 A JP S6187429A
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は基準周波数に同期した繰返し電圧を発生する回
路であり、カーブ・トレーサの如き半導体特性測定装置
において、外部電源周波数(基準周波数)と同相の繰返
し電圧である可変コレクタ電圧を発生する回路に利用で
きる。
路であり、カーブ・トレーサの如き半導体特性測定装置
において、外部電源周波数(基準周波数)と同相の繰返
し電圧である可変コレクタ電圧を発生する回路に利用で
きる。
半導体特性測定装置、特にカーブ・トレーサは、トラン
ジスタやダイオード等の基本的な半導体素子を測定する
のに有効な装置である。従来のカーブ・トレーサは第3
図に示す如き構成となっている。即ち、コレクタ電圧供
給回路10かもの正弦波電圧を変圧器12の1次巻線に
供給する。この変圧器12の2次巻線は複数のタップを
有し、選択整流回路14が測定レンジに応じてこれらタ
ップの1つを選択し、選択されたタップからの正弦波電
圧を整流する。選択整流回路14からの整流された電圧
は、リミッタ用抵抗器16を介して被測定トランジスタ
18のコレクタに供給する。なお、抵抗器16の値は測
定レンジに応じて切替える。変圧器12の2次巻線の下
端は、電流検出用抵抗器20を介して被測定トランジス
タ18のエミッタに接続すると共に接地する。まだ、ト
ランジスタ18のベースには、ステップ状に変化するバ
イアス信号を一バイアス供給回路22から蒜給する。な
お、第3図では被測定トランジスタ18がエミッタ接地
形式でカーブ・トレーサに接続されているが、ベース接
地形式又はコレクタ接地形式でもよい。電圧検出回路2
4は被測定、トランジスタ18のコレクタ及びエミッタ
間の電圧V。、を検出し、適当に分圧しだ後、増幅器2
6を介して表示器である陰極線管(CRT)28の水平
偏向板に夕電流■。を検出し、増幅器32を介してCR
T28の垂直偏向板に供給する。よって、CRT28に
トランジスタ18のV。E IC特性を表示すること
ができる。
ジスタやダイオード等の基本的な半導体素子を測定する
のに有効な装置である。従来のカーブ・トレーサは第3
図に示す如き構成となっている。即ち、コレクタ電圧供
給回路10かもの正弦波電圧を変圧器12の1次巻線に
供給する。この変圧器12の2次巻線は複数のタップを
有し、選択整流回路14が測定レンジに応じてこれらタ
ップの1つを選択し、選択されたタップからの正弦波電
圧を整流する。選択整流回路14からの整流された電圧
は、リミッタ用抵抗器16を介して被測定トランジスタ
18のコレクタに供給する。なお、抵抗器16の値は測
定レンジに応じて切替える。変圧器12の2次巻線の下
端は、電流検出用抵抗器20を介して被測定トランジス
タ18のエミッタに接続すると共に接地する。まだ、ト
ランジスタ18のベースには、ステップ状に変化するバ
イアス信号を一バイアス供給回路22から蒜給する。な
お、第3図では被測定トランジスタ18がエミッタ接地
形式でカーブ・トレーサに接続されているが、ベース接
地形式又はコレクタ接地形式でもよい。電圧検出回路2
4は被測定、トランジスタ18のコレクタ及びエミッタ
間の電圧V。、を検出し、適当に分圧しだ後、増幅器2
6を介して表示器である陰極線管(CRT)28の水平
偏向板に夕電流■。を検出し、増幅器32を介してCR
T28の垂直偏向板に供給する。よって、CRT28に
トランジスタ18のV。E IC特性を表示すること
ができる。
ところで、繰返し電圧を発生するコレクタ電圧供給回路
10は、第4図に示すように従来は構成されていた。即
ち、外部電源である商用電源からの正弦波電圧はスイッ
チ34を介して電源回路36及び可変変圧器38に供給
する。電源回路36は、種々の安定化された直流電圧を
各回路に供給するだめのものである。また、可変変圧*
38は電源電圧を可変して、第3図の変圧器12の1次
巻線に供給する。よって、変圧器12の2次巻線からは
外部電源周波数と同相で、振幅が可変変圧器38で制御
された繰返し正弦波電圧が得られる。
10は、第4図に示すように従来は構成されていた。即
ち、外部電源である商用電源からの正弦波電圧はスイッ
チ34を介して電源回路36及び可変変圧器38に供給
する。電源回路36は、種々の安定化された直流電圧を
各回路に供給するだめのものである。また、可変変圧*
38は電源電圧を可変して、第3図の変圧器12の1次
巻線に供給する。よって、変圧器12の2次巻線からは
外部電源周波数と同相で、振幅が可変変圧器38で制御
された繰返し正弦波電圧が得られる。
ところで、第4図に示した従来の繰返し電圧発生回路に
は種々の問題点がある。まず、商用電源の波形は完全な
正弦波ではなく、種々の歪を含んでいる。よって、カー
ブ・トレーサにおいて、被測定トランジスタに供給され
る繰返し電圧波形も完全な正弦波でないため、CRT2
8に表示される特性曲線の行き(整流された正弦波電圧
の上昇期間)のトレースと戻#)(整流された正弦波電
圧の下降期間)のトレースとが異なり、正確に被測定ト
ランジスタの特性が測定できない。この現象を便宜的に
表示歪と呼ぶ。また、商用電源電圧の振幅は正確ではな
く、ある一定の幅で変化するだめ、被測定トランジスタ
に供給される繰返し電圧の振幅も商用電源に応じて変化
し、正確な特性測定が困難になる。更に、第3図のカー
ブ・トレーサにデジタル・ストレージ回路を適用した場
合、即ち、電源検出回路24及び増幅器26の間、並び
に電源検出回路30及び増幅器32の間にA/D変換器
、デジタル・メモリ及びD/A変換器の組合せを接続し
た場合、A/D変換器のクロック周波数が商用電源周波
数と独立なので、A/D変換器の出力に電源のリップル
の影響が現われ、測定精度が低下する。
は種々の問題点がある。まず、商用電源の波形は完全な
正弦波ではなく、種々の歪を含んでいる。よって、カー
ブ・トレーサにおいて、被測定トランジスタに供給され
る繰返し電圧波形も完全な正弦波でないため、CRT2
8に表示される特性曲線の行き(整流された正弦波電圧
の上昇期間)のトレースと戻#)(整流された正弦波電
圧の下降期間)のトレースとが異なり、正確に被測定ト
ランジスタの特性が測定できない。この現象を便宜的に
表示歪と呼ぶ。また、商用電源電圧の振幅は正確ではな
く、ある一定の幅で変化するだめ、被測定トランジスタ
に供給される繰返し電圧の振幅も商用電源に応じて変化
し、正確な特性測定が困難になる。更に、第3図のカー
ブ・トレーサにデジタル・ストレージ回路を適用した場
合、即ち、電源検出回路24及び増幅器26の間、並び
に電源検出回路30及び増幅器32の間にA/D変換器
、デジタル・メモリ及びD/A変換器の組合せを接続し
た場合、A/D変換器のクロック周波数が商用電源周波
数と独立なので、A/D変換器の出力に電源のリップル
の影響が現われ、測定精度が低下する。
仮え、A/D変換器のクロック周波数を商用電源周波数
に同期させるには、専用の位相制御回路が必要となり、
カーブ・トレーサが高価となる。
に同期させるには、専用の位相制御回路が必要となり、
カーブ・トレーサが高価となる。
本発明は可変周波数信号発生器50と、この可変周波数
信号発生器の出力信号を分周して複数の分周出力信号を
発生する分周器52と、この分周器の所定の分周出力信
号の位相と電源周波数信号である基準周波数信号の位相
とを比較して、可変周波数信号発生器の発振周波数を制
御する位相比較器48と、分周器の分周出力信号に応じ
て入力電圧を正弦波等の所望波形に変換するため、ゲー
ト回路54〜60.アナログ・マルチプレクサ62及び
106、複数の抵抗器64〜78及び積分器80〜82
で構成された変換手段と、この変換手段の出力電圧に応
じた電圧と基準電圧VREFとを比較して変換手段の入
力電圧を発生する電圧比較器とを具えている。
信号発生器の出力信号を分周して複数の分周出力信号を
発生する分周器52と、この分周器の所定の分周出力信
号の位相と電源周波数信号である基準周波数信号の位相
とを比較して、可変周波数信号発生器の発振周波数を制
御する位相比較器48と、分周器の分周出力信号に応じ
て入力電圧を正弦波等の所望波形に変換するため、ゲー
ト回路54〜60.アナログ・マルチプレクサ62及び
106、複数の抵抗器64〜78及び積分器80〜82
で構成された変換手段と、この変換手段の出力電圧に応
じた電圧と基準電圧VREFとを比較して変換手段の入
力電圧を発生する電圧比較器とを具えている。
本発明によれば、可変周波数信号発生器、分周器及び位
相比較器により位相ロック・ループを形成しており、分
周器の複数の分周出力信号は電源周波数に同期している
。これら分周出力信号に応じて変換手段により正弦波等
の所望波形の電圧を発生シティるので、被測定トランジ
スタに供給すれる正弦波電圧の歪は非常に少なく上述の
表示歪の問題が生じない。壕だ電源電圧及び周波数の変
動にかかわらず、電圧比較器により変換手段が発生する
正弦波繰返し電圧の振幅を基準電圧に応じた一定電圧に
保っているので、被測定トランジスタの特性を正確に測
定できる。更に可変周波数信号発生器及び分周器の出力
信号は電源周波数に同期しており、正弦波繰返し電圧を
発生する変換手段以外に、他の種々の回路、例えばA/
D変換器のクロック信号にも兼用できる。
相比較器により位相ロック・ループを形成しており、分
周器の複数の分周出力信号は電源周波数に同期している
。これら分周出力信号に応じて変換手段により正弦波等
の所望波形の電圧を発生シティるので、被測定トランジ
スタに供給すれる正弦波電圧の歪は非常に少なく上述の
表示歪の問題が生じない。壕だ電源電圧及び周波数の変
動にかかわらず、電圧比較器により変換手段が発生する
正弦波繰返し電圧の振幅を基準電圧に応じた一定電圧に
保っているので、被測定トランジスタの特性を正確に測
定できる。更に可変周波数信号発生器及び分周器の出力
信号は電源周波数に同期しており、正弦波繰返し電圧を
発生する変換手段以外に、他の種々の回路、例えばA/
D変換器のクロック信号にも兼用できる。
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施例を説明す
る。なお、この実施例では所望波形が正弦波である。第
1図は本発明の繰返し電圧発生回路を含んだカーブ・ト
レーサの一部を示すブロック図である。外部の商用電源
からの交流電圧は電源スィッチ34を介して電源回路3
6内の変圧器40の1次巻線に供給する。変圧器40の
複数の2次巻線を電源回路36内の直流電圧安定化回路
(図示せず)に接続して、各回路用の直流電圧を発生さ
せる。変圧器40の最下端の2次巻線における接地に対
する交流電圧を抵抗器42及び44により分圧する。電
圧比較器46はこの分圧された交流電圧と接地電圧とを
比較し、電源電圧が接地電圧と交差する毎にそのレベル
が反転するパルス信号f、を発生する。このパルス信号
fLは電源電圧と周波数及び位相が等しい基準信号であ
ることに注意されたい。
る。なお、この実施例では所望波形が正弦波である。第
1図は本発明の繰返し電圧発生回路を含んだカーブ・ト
レーサの一部を示すブロック図である。外部の商用電源
からの交流電圧は電源スィッチ34を介して電源回路3
6内の変圧器40の1次巻線に供給する。変圧器40の
複数の2次巻線を電源回路36内の直流電圧安定化回路
(図示せず)に接続して、各回路用の直流電圧を発生さ
せる。変圧器40の最下端の2次巻線における接地に対
する交流電圧を抵抗器42及び44により分圧する。電
圧比較器46はこの分圧された交流電圧と接地電圧とを
比較し、電源電圧が接地電圧と交差する毎にそのレベル
が反転するパルス信号f、を発生する。このパルス信号
fLは電源電圧と周波数及び位相が等しい基準信号であ
ることに注意されたい。
可変周波数信号発生器(VCO)50の発振周波数は・
2ルス信号fLの2” (rr :正の整数)であり、
例えば4096倍であシ、その出力信号、c 4096
f、)を分周器52であるカウンタのクロック端子に
供給する。分周器52はVCO50の出力信号を分周し
、周波数がパルス信号fLの16倍の信号16F、8倍
の信号「、4倍の信号賃、2倍の信号汀及び等しい信号
fを発生する。なお、16f、 8f。
2ルス信号fLの2” (rr :正の整数)であり、
例えば4096倍であシ、その出力信号、c 4096
f、)を分周器52であるカウンタのクロック端子に
供給する。分周器52はVCO50の出力信号を分周し
、周波数がパルス信号fLの16倍の信号16F、8倍
の信号「、4倍の信号賃、2倍の信号汀及び等しい信号
fを発生する。なお、16f、 8f。
4f及び2fの横線は入力信号に対し、位相反転された
ものであることを示す。位相比較器48はパルス信号f
Lと分周器52からの出力パルス信号fとの位相を比較
し、パルス信号fLとfとの位相が等しくなるように、
VCO50の発振周波数を制御する。よって、位相比較
器48、VCO50及び分周器52は位相ロック・ルー
プを形成L、分周器52の各出力パルスは交流電源に同
期する。
ものであることを示す。位相比較器48はパルス信号f
Lと分周器52からの出力パルス信号fとの位相を比較
し、パルス信号fLとfとの位相が等しくなるように、
VCO50の発振周波数を制御する。よって、位相比較
器48、VCO50及び分周器52は位相ロック・ルー
プを形成L、分周器52の各出力パルスは交流電源に同
期する。
分周器52の出力パルスをコード化する符号化回路は4
個の排他的オア・ゲート(XOR)54〜6゜を含んで
おり、X0R54はパルス信号16f及びnを受け、X
0R56はパルス信号l1及び7了を受け、X0R58
はパルス信号4f及び2fを受け、X0R60はパルス
信号2f及びfを受ける。よって、X0R60の出力パ
ルス信号Sはパルス信号f即ちf、よりも位相が90度
遅れ、X0R54〜58の出力パルス信号A−Cはパル
ス信号Sの90度(4分の1周期)毎にro 00J〜
rlllJにまたrl 11J〜ro 00Jに変化す
る3ピツトのデジタル信号となる。これら信号の位相関
係を第2図に示す。
個の排他的オア・ゲート(XOR)54〜6゜を含んで
おり、X0R54はパルス信号16f及びnを受け、X
0R56はパルス信号l1及び7了を受け、X0R58
はパルス信号4f及び2fを受け、X0R60はパルス
信号2f及びfを受ける。よって、X0R60の出力パ
ルス信号Sはパルス信号f即ちf、よりも位相が90度
遅れ、X0R54〜58の出力パルス信号A−Cはパル
ス信号Sの90度(4分の1周期)毎にro 00J〜
rlllJにまたrl 11J〜ro 00Jに変化す
る3ピツトのデジタル信号となる。これら信号の位相関
係を第2図に示す。
第1選択手段であるアナログ・マルチプレクサ62はX
0R54〜58からのデジタル信号A−Cにより、入力
端子■を出力端子0〜7の1つに選択的に接続する。即
ち、選択端子A−Cの信号がroooJのとき出力端子
Oを選択し、「001」のとき出力端子1を選択し、r
o l OJのとき出力端子2を選択し、以下同様にr
ollJ、 rlooJ、 rlolJ。
0R54〜58からのデジタル信号A−Cにより、入力
端子■を出力端子0〜7の1つに選択的に接続する。即
ち、選択端子A−Cの信号がroooJのとき出力端子
Oを選択し、「001」のとき出力端子1を選択し、r
o l OJのとき出力端子2を選択し、以下同様にr
ollJ、 rlooJ、 rlolJ。
rl 10J及びrl 11Jのとき夫々出力端子3,
4゜5.6及び7を選択する。マルチプレクサ62の出
力端子O〜7を夫々抵抗器64〜78の一端に接続し、
これら抵抗器の他端を積分器の入力端に接続する。この
積分器は、非反転入力端が接地された演算増幅器80、
並びにこの演算増幅器の反転入力端及び出力端間に接続
されたコンデンサ82により構成する。よって、選択さ
れた抵抗器64〜78の1つが入力抵抗器であるミラー
積分器となる。なお、これら抵抗器64〜78の値は例
えば、夫々15.OKΩ、16.9にΩ、19.IKΩ
、23.7にΩ。
4゜5.6及び7を選択する。マルチプレクサ62の出
力端子O〜7を夫々抵抗器64〜78の一端に接続し、
これら抵抗器の他端を積分器の入力端に接続する。この
積分器は、非反転入力端が接地された演算増幅器80、
並びにこの演算増幅器の反転入力端及び出力端間に接続
されたコンデンサ82により構成する。よって、選択さ
れた抵抗器64〜78の1つが入力抵抗器であるミラー
積分器となる。なお、これら抵抗器64〜78の値は例
えば、夫々15.OKΩ、16.9にΩ、19.IKΩ
、23.7にΩ。
31.6にΩ、51.IKΩ及び154にΩであり、コ
ンデンサ82の値は例えば0.1μFである。
ンデンサ82の値は例えば0.1μFである。
積分器の出力信号Qをピーク値検出器を介して電圧比較
器に供給する。このピーク検出器はダイオード86、コ
ンデンサ88、抵抗器90及び92により構成する。電
圧比較器84は、積分器の出力信号Qのピーク値と基準
電圧vR1,とを比較し、それらの差である出力電圧は
抵抗器94及び96により分圧されて、反転増幅器98
及び非反転増幅器100に供給される。なお、反転増幅
8398の入力抵抗器102及び帰還抵抗器104の値
は等(−い。増幅器98及び100の出力電圧は第2選
択手段である電子スイッチ106を介してマルチプレク
サ620入力端子■に供給する。まだ、電子スイ、・チ
106をパルス信号Sによシ制御する。これら回路素子
54〜82及び106は変換手段を構成する。
器に供給する。このピーク検出器はダイオード86、コ
ンデンサ88、抵抗器90及び92により構成する。電
圧比較器84は、積分器の出力信号Qのピーク値と基準
電圧vR1,とを比較し、それらの差である出力電圧は
抵抗器94及び96により分圧されて、反転増幅器98
及び非反転増幅器100に供給される。なお、反転増幅
8398の入力抵抗器102及び帰還抵抗器104の値
は等(−い。増幅器98及び100の出力電圧は第2選
択手段である電子スイッチ106を介してマルチプレク
サ620入力端子■に供給する。まだ、電子スイ、・チ
106をパルス信号Sによシ制御する。これら回路素子
54〜82及び106は変換手段を構成する。
よって、第2図に示す如く、時点To” T+の4分の
1周期は、スイッチ106により非反転増幅器lOOの
出力信号がマルチプレクサ620入力端子Iに供給され
る。まだ、パルス信号A−Cにより、この4分の1周期
を8等分して抵抗器64〜78を順次選択するので、積
分器の出力信号Qは正弦波の4分の1周期となる。次に
時点T1〜T2の期間は、反転増幅器98の出力電圧が
マルチプレクサ62の入力端子■に供給され、またこの
期間を8等分して抵抗器78〜64を順次選択する。
1周期は、スイッチ106により非反転増幅器lOOの
出力信号がマルチプレクサ620入力端子Iに供給され
る。まだ、パルス信号A−Cにより、この4分の1周期
を8等分して抵抗器64〜78を順次選択するので、積
分器の出力信号Qは正弦波の4分の1周期となる。次に
時点T1〜T2の期間は、反転増幅器98の出力電圧が
マルチプレクサ62の入力端子■に供給され、またこの
期間を8等分して抵抗器78〜64を順次選択する。
以下、同様な動作により積分器の出力信号Qは電源周波
数と同相な繰返し正弦波電圧になる。なお、ピーク検出
器86〜92と電圧比較器84とにより、積分器の入力
電圧を制御してこの正弦波電圧Qの振幅を一定に保持し
ているので、外部商用電源の周波数及び振幅の変動に正
弦波電圧Qの振幅は影響されない。
数と同相な繰返し正弦波電圧になる。なお、ピーク検出
器86〜92と電圧比較器84とにより、積分器の入力
電圧を制御してこの正弦波電圧Qの振幅を一定に保持し
ているので、外部商用電源の周波数及び振幅の変動に正
弦波電圧Qの振幅は影響されない。
積分器の出力電圧Qは、電子スイッチ108及び可変増
幅器(高調波歪を除去するローパス・フィルタを含んで
いる)110を介して変圧器12の1次巻線に供給する
。この変圧器12の2次巻線の後段の回路は第3図の回
路と同じでもよい。
幅器(高調波歪を除去するローパス・フィルタを含んで
いる)110を介して変圧器12の1次巻線に供給する
。この変圧器12の2次巻線の後段の回路は第3図の回
路と同じでもよい。
なお、第1図の回路では、位相比較器48の出力電圧を
抵抗器116〜120により分圧した基準電圧と比較器
112及び114により比較している。即ち、比較器1
12は位相比較器48の出力電圧が所定上限電圧よりも
低いか否かを判断し、比較器114は位相比較器48の
出力電圧が所定下限電圧よりも高いか否かを判断してい
る。そして、位相比較器48の出力電圧が所定下限値以
上でかつ所定上限値以下の場合にスイッチ108が増幅
器80を選択し、それ以外の場合にスイッチ108が接
地を選択する。よって、変換手段の発生する正弦波電圧
Qの位相が、外部電源の位相と所定値以上界なった場合
、この正弦波電圧Qを後段に供給するのを阻止して、精
度の下った測定を行なわないようにする。
抵抗器116〜120により分圧した基準電圧と比較器
112及び114により比較している。即ち、比較器1
12は位相比較器48の出力電圧が所定上限電圧よりも
低いか否かを判断し、比較器114は位相比較器48の
出力電圧が所定下限電圧よりも高いか否かを判断してい
る。そして、位相比較器48の出力電圧が所定下限値以
上でかつ所定上限値以下の場合にスイッチ108が増幅
器80を選択し、それ以外の場合にスイッチ108が接
地を選択する。よって、変換手段の発生する正弦波電圧
Qの位相が、外部電源の位相と所定値以上界なった場合
、この正弦波電圧Qを後段に供給するのを阻止して、精
度の下った測定を行なわないようにする。
上述は本発明の好適な実施例について説明したが、本発
明の要旨を逸脱することなく種々の変更及び変形が可能
である。例えば、電圧比較器84の前段にはピーク値検
出器以外に平均値検出器、実効値検出器等も利用できる
。また、電圧比較器840反転出力信号及び非反転出力
信号を直接スイッチ106に供給してもよい。更に、変
換手段の抵抗器の数を更に増やすと共に、符号化回路5
4〜60及びマルチプレクサ62を変更して、正弦波電
圧Qを発生するときの傾きを一層細分化してもよい。ま
た、抵抗器64〜78の値及び数を変更さすることによ
り三角波等の種々の波形も発生できる。
明の要旨を逸脱することなく種々の変更及び変形が可能
である。例えば、電圧比較器84の前段にはピーク値検
出器以外に平均値検出器、実効値検出器等も利用できる
。また、電圧比較器840反転出力信号及び非反転出力
信号を直接スイッチ106に供給してもよい。更に、変
換手段の抵抗器の数を更に増やすと共に、符号化回路5
4〜60及びマルチプレクサ62を変更して、正弦波電
圧Qを発生するときの傾きを一層細分化してもよい。ま
た、抵抗器64〜78の値及び数を変更さすることによ
り三角波等の種々の波形も発生できる。
上述の如く本発明によれば、外部電源の波形に影響され
ない歪の少ない繰返し正弦波電圧を所定振幅でかつ外部
電源と同相で発生できる。よって、カーブ・トレーサに
利用した場合、表示歪がなく、電源リップルに影響され
ず、正確な測定が可能となる。
ない歪の少ない繰返し正弦波電圧を所定振幅でかつ外部
電源と同相で発生できる。よって、カーブ・トレーサに
利用した場合、表示歪がなく、電源リップルに影響され
ず、正確な測定が可能となる。
第1図は本発明の好適な一実施例のブロック図、第2図
は第1図の動作を説明する波形図、第3図は繰返し電圧
発生回路を含むカーブ・トレーサのブロック図、第4図
は従来の繰返し電圧発生回路のブロック図である。 図において、48は位相比較器、50は可変周波数信号
発生器、52は分周器、54〜8o及び106は変換手
段、84は電圧比較器である。
は第1図の動作を説明する波形図、第3図は繰返し電圧
発生回路を含むカーブ・トレーサのブロック図、第4図
は従来の繰返し電圧発生回路のブロック図である。 図において、48は位相比較器、50は可変周波数信号
発生器、52は分周器、54〜8o及び106は変換手
段、84は電圧比較器である。
Claims (1)
- 可変周波数信号発生器と、該可変周波数信号発生器の出
力信号を分周して複数の分周出力信号を発生する分周器
と、該分周器の所定の分周出力信号の位相と基準周波数
信号の位相とを比較して、上記可変周波数信号発生器の
発振周波数を制御する位相比較器と、上記分周器の分周
出力信号に応じて入力電圧を所望波形に変換する変換手
段と、該変換出段の出力電圧に応じた電圧と基準電圧と
を比較して、上記変換手段の入力電圧を発生する電圧比
較器とを具え、上記変換手段から上記基準周波数信号に
同期した繰返し電圧を得ることを特徴とする繰返し電圧
発生回路。
Priority Applications (9)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59208791A JPS6187429A (ja) | 1984-10-04 | 1984-10-04 | 繰返し電圧発生回路 |
NL8502385A NL8502385A (nl) | 1984-10-04 | 1985-08-30 | Inrichting voor het meten van de karakteristieken van elektronische inrichtingen. |
GB08522462A GB2165363B (en) | 1984-10-04 | 1985-09-11 | Waveform generator and apparatus for measuring characteristics of electronic devices |
DE19853533636 DE3533636C2 (de) | 1984-10-04 | 1985-09-20 | Vorrichtung zum Messen von Kenndaten elektronischer Bauelemente |
US06/780,957 US4727318A (en) | 1984-10-04 | 1985-09-27 | Apparatus for measuring characteristics of electronic devices |
CA000491897A CA1242813A (en) | 1984-10-04 | 1985-09-30 | Apparatus for measuring characteristics of electronic devices |
FR8514776A FR2571501B1 (fr) | 1984-10-04 | 1985-10-04 | Appareil de mesure des caracteristiques de dispositifs electroniques |
US07/074,910 US4782290A (en) | 1984-10-04 | 1987-07-17 | Apparatus for measuring characteristics or electronic devices |
CA000547089A CA1248600A (en) | 1984-10-04 | 1987-09-16 | Sine-wave generator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59208791A JPS6187429A (ja) | 1984-10-04 | 1984-10-04 | 繰返し電圧発生回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6187429A true JPS6187429A (ja) | 1986-05-02 |
JPH0349215B2 JPH0349215B2 (ja) | 1991-07-26 |
Family
ID=16562170
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59208791A Granted JPS6187429A (ja) | 1984-10-04 | 1984-10-04 | 繰返し電圧発生回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6187429A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2619633A1 (fr) * | 1987-08-18 | 1989-02-24 | Sony Tektronix Corp | Appareil de mesure des caracteristiques de dispositifs electroniques |
-
1984
- 1984-10-04 JP JP59208791A patent/JPS6187429A/ja active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2619633A1 (fr) * | 1987-08-18 | 1989-02-24 | Sony Tektronix Corp | Appareil de mesure des caracteristiques de dispositifs electroniques |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0349215B2 (ja) | 1991-07-26 |
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---|---|---|---|
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