JPS6176090A - Controller for elevator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To obtain an elevator which has good riding feeling by detecting a torque, calculating the variation in the constant of a motor from the torque, and correcting the constant of the motor, thereby accurately controlling the torque. CONSTITUTION:A torque detector 101 is mounted on the rotational shaft of an induction motor 99 to detect a torque and to form a torque signal TM. A calculator 103 inputs a slip angle frequency omegas, the torque signal TM and a magnetic flux signal phir<2>, and calculates a rotor circuit resistance Rr. The resistance Rr output from the calculator 103 is input to a controller 20, which calculates a torque component current It on the basis of the Rr.

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、乗かご駆動用に誘導電動機を用いたエレベー
タ−に係り、特に誘導電動機の制御にトランスベクトル
制御を用いたエレベータ−制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Application of the Invention] The present invention relates to an elevator that uses an induction motor to drive a car, and more particularly to an elevator control device that uses transvector control to control the induction motor.

〔発明の背景〕[Background of the invention]

エレベータ−の巻上機駆動用の電動機としては直流電動
機と３相誘導電動機とが用いられるが、高速で精度のよ
い制御が要求される場合には、従来から主として直流電
動機が用いられていた。Direct current motors and three-phase induction motors are used as electric motors for driving elevator hoisting machines, but when high-speed and precise control is required, direct current motors have traditionally been used.

しかして、近年に到り、半導体素子による電力用インバ
ータ装置の発達に伴ない、三相誘導電動機が広く用いら
れるようになり、特にインバータ装置によりトランスベ
クトル制御方式の制御を行なえば、３相誘導電動機によ
っても直流電動機と同等以上の特性が得られるため、こ
のトランスベクトル制御方式による３相誘導電動機を用
いたエレベータ−が主流となる方向になってきた。However, in recent years, with the development of power inverter devices using semiconductor elements, three-phase induction motors have become widely used. Since electric motors can provide characteristics equal to or better than those of DC motors, elevators using three-phase induction motors based on this transformer vector control system have become mainstream.

そこで、以下簡単に、このトランスベクトル制御方式の
原理について説明する。Therefore, the principle of this transvector control method will be briefly explained below.

誘導電動機の回転磁界の電気角速度をφとし、これと同
一の角速度で回転する座標系における固定子及び回転子
回路の関係式は、次のようになる。Letting the electrical angular velocity of the rotating magnetic field of the induction motor be φ, the relational expression between the stator and rotor circuits in a coordinate system rotating at the same angular velocity is as follows.

ここで、ｖｕ：固定子印加電圧ベクトル、Ｌ、。Here, vu: stator applied voltage vector, L.

：固定子電流ベクトル、ｔｇｒ：回転子電流ベクトル、
島：固定子抵抗、Ｒｒ二回転子抵抗、ノー＝固定子漏洩
インダクタンス、ｌｒ：回転子漏洩インダクタンス、Ｍ
ｏ：固定子と回転子間の相互インダクタンス、ｂ：回転
子の電気角速度、Ｐ：微分演算子買、ノ：虚数単位Ｖ−
１− 一方、固定子、回転子の鎖交磁束ベクトルをψεＳ、ψ
６ｒとすると （１１、（２）式の関係から、 電動機が発生するトルクＴ、は、 Ｔｇ　　＝　Ｊ’Ｐ　（ψｓｒ　　ｔｇｒ−ψｇｒ　ｔ
εｒ）　°°°゛°°°°゛°°°°（４）ここで、Ｐ
：電動機の極対数、ψετ、　ＬＥＴ　、各々ψ、ｒ１
番、ｒ　の共役複素数 ところで、以上の関係は、第２図に示すように、回転す
る座標系の直交座標軸をｒ、δとしたとき、実数部をｒ
軸に、虚数部はδ軸になる複素平面上のベクトルとして
表わされる。: stator current vector, tgr: rotor current vector,
Island: stator resistance, Rr two rotor resistance, no = stator leakage inductance, lr: rotor leakage inductance, M
o: Mutual inductance between stator and rotor, b: Electrical angular velocity of rotor, P: Differential operator, ノ: Imaginary unit V-
1- On the other hand, let the interlinkage magnetic flux vectors of the stator and rotor be ψεS, ψ
6r, then (11, from the relationship of equation (2), the torque T generated by the electric motor is Tg = J'P (ψsr tgr−ψgr t
εr) °°°゛°°°°゛°°°° (4) Here, P
: Number of pole pairs of the motor, ψετ, LET, ψ, r1, respectively
By the way, the above relationship is as shown in Figure 2. When the orthogonal coordinate axes of the rotating coordinate system are r and δ, the real part is r.
The imaginary part is expressed as a vector on the complex plane, which is the δ axis.

そこで、回転子鎖交磁束ベクトルψｇｒをγ軸上になる
ようすると、ψεｒは実数部のみとなる。以下ベクトル
２の実数部をＲ，（Ｚ）、虚数部Ｉｍ（Ｚ）とし、Ｚ　
：　Ｒｇ（Ｚ）十ノ°■罵（Ｚ）とする。Therefore, if the rotor flux linkage vector ψgr is set on the γ axis, ψεr has only the real part. Below, the real part of vector 2 is R, (Z), the imaginary part Im (Z), and Z
: Rg(Z) 10° ■Expletive(Z).

（３）式の回転子回路の関係は、 ０　＝　Ｒｒｉｘｒ　＋　）　（９’　　”　）φｇｒ
＋Ｐψ、、　　・−・・・−・−・−・−・−（５ｔこ
れに、ψｔｒの虚数部Ｉｎ（ψｇｒ）　＝　Ｏの条件を
代入すると、 であるから、 （２）式から ψｇｒ　＝　Ｍｏ　ｉｇｓ　＋　Ｃｌｒ　＋　Ｍｏ）Ｚ
ｇｒ　　・・・＝　・・・”・（８１１ｍ（ψεｒ）　
＝　ｏの関係を代入すると、■ｒｎ（ψｇ？）　＝　０
　＝Ｍｏ　Ｉｎ（’　ｉｓ　）＋（ｊｙ−ｔ−Ｍｏ　）
ＩｒｒＬ（’　ｔｒ）Ｒ，（ψＩ！ｒ）　＝Ｍｏ　Ｒｇ
（ｉｇ、ｒ）＋（ｊｒ＋Ｍｏ）Ｒｇ（Ｚｇｒ）−・”　
（Ｌｌこれに、（６）式の関係を代入すると、（４）式
は、整理すると次のようになる。The relationship of the rotor circuit in equation (3) is 0 = Rrixr + ) (9' ”)φgr
+Pψ,, ・−・・−・−・−・−・−(5t Substituting the condition of imaginary part In(ψgr) = O of ψtr into this, Since, from equation (2), ψgr = Mo igs + Clr + Mo)Z
gr...=...”・(811m(ψεr)
Substituting the relationship = o, ■rn(ψg?) = 0
=MoIn('is)+(jy-t-Mo)
IrrL('tr)R, (ψI!r) =Mo Rg
(ig, r) + (jr + Mo) Rg (Zgr) -・”
(Ll Substituting the relationship in equation (6) into this, equation (4) can be rearranged as follows.

Ｔ、　＝　−２ＰＩｍ（ψｔｒ　！　ｔｒ）　＝　−２
ＰＲｇ　（ψｓｒ’）Ｉｍ＜ｉｓｒ＞（９）式を代入す
るン Ｔ・＝ノ応（Ｒ１（ψ・・）■、（・・・）・・・・・
・・・・・・・・・・・・・α謙ｔ　ｙ　＋Ｍ□ ところで、固定子電流ベクトルｉｔｓは、ｔｇｒ　＝　
Ｒ４（’ｉＪ’）十ノ■ｍ（’ｇｚ）であるから、 ＋１４１式のηは、回転子鎖交磁束ベクトルψεｒとｉ
ｔｓとの位相角である。T, = −2PIm(ψtr!tr) = −2
PRg (ψsr')Im<isr> Substituting equation (9) N T・=ノ response(R1(ψ・・)■, (...)...
・・・・・・・・・・・・αKenty +M□ By the way, the stator current vector its is tgr =
Since R4 ('iJ') is 10 m ('gz), η in the +141 formula is the rotor flux linkage vector ψεr and i
This is the phase angle with respect to ts.

固定子巻線軸など回転しない座標軸をα、βと゛すると
、回転座標軸γ、δ上の上記ベクトルの諸量をα、β軸
上への投影したものがその軸方向成分トなる。ベクトル
υｇ、？、　ｉｓ、９のα、β軸成分を各々ＶαＪ’　
ｒ　ｖ／９１　＋　’αｓ、ｉβＩとするとここで、υ
Ｋｌ　ｌ　ｚｇ、ｔはυεＩ　＋　’ｇｊの共役複素数
ψ＝φｔ＋σ この関係を整理すると、次のようになる。If the coordinate axes that do not rotate, such as the stator winding axis, are α and β, then the axial components are the projections of the vectors on the rotating coordinate axes γ and δ onto the α and β axes. Vector υg,? , is, 9's α and β axis components are respectively VαJ'
If r v/91 + 'αs, iβI, here, υ
Kl l zg, t is the conjugate complex number ψ of υεI + 'gj = φt + σ When this relationship is rearranged, it becomes as follows.

１ｍ式へ（１４式の関係を代入すると、さらに、電動機
は３相電動機とすると、３相入力端子ａ、ｈ、ｔ：の各
相電流、電圧ｉｃＬ、　ｉｂ　、　ｉＣ。Substituting the relationship in Equation 14 into Equation 1m, and assuming that the motor is a three-phase motor, the currents and voltages of each phase of three-phase input terminals a, h, and t: icL, ib, and iC.

６α、　ｇｂ　、　ｇｃは、 ここで、 ０９式の金は、上記乙α、　ｖ（ｚなどの角周波数であ
る。6α, gb, gc are: Here, gold in formula 09 is the angular frequency of the above α, v(z, etc.).

電動機のすべりをＳとすると、回転子の電気角速度すは
、 δ＝（１−５）小（ｊ＞ｏ　＞・・・・・・・・・・・
・・・・・・・０９Ｍ＝（２−ｒ　）　妾（ａ＜ｏ　＞
・・・・・・・・・・・・・・・・・・四σ１式から、
ｐ　−０＝　ｓ÷　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・Ｑｌｌであり、Ｓ金はすべり角周
波数（電気角）である。If the slip of the electric motor is S, the electrical angular velocity of the rotor is δ=(1-5) small (j>o>・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・09M=(2-r) Concubine(a<o>
・・・・・・・・・・・・・・・・・・From the four σ1 formula,
p −0= s÷ ・・・・・・・・・・・・・・・
......Qll, and S gold is the slip angle frequency (electrical angle).

以上の関係から、次のことが明らかである。From the above relationship, the following is clear.

ａ＃１機のトルクＴ、は、４３式のように回転子鎖交磁
束■（、、（ψεｒ）と電流ベクトルｔｅｘのＲ，（ψ
εｒ）との直交成分’ｍ（’ｇｊ）にて制御できる。ま
た、ＲＳ（ψεｒ）は、ｕ式から’ｇｒＯＬ（ψｃｒ）
との同相成分ａｔ　（’　ｇ＃）で制御でき、Ｉ７７Ｌ
（Ｌｇ＆）は、任３式に示すようにＲ。The torque T of the #1 machine is determined by the rotor linkage magnetic flux ■(,, (ψεr)) and the current vector tex R, (ψ
It can be controlled by the orthogonal component 'm ('gj) with εr). Also, RS (ψεr) can be calculated from the u equation as 'grOL (ψcr)
It can be controlled by the in-phase component at ('g#) with I77L
(Lg&) is R as shown in the 3rd formula.

（ψεｒ）とすべり角周波数（÷−ｂ）、電動機定数御
回路を作る。すなわち、各式のＲｅ（ψεｒ）　、　Ｒ
ｔ（’＃＃）　＋　Ｉ７７Ｌ（ｉｇ、ｒ）　＋　（Ｐ　
　”　）の各々に対応するΦｒ、Ｉｍｔ　’Ｉ！　＊ω
ｔの関係から成る回路を作り、さらに、α１式の関係に
て纂αＳ、ｔβＳに対応するＩＣ。(ψεr) and slip angle frequency (÷-b), create a motor constant control circuit. That is, Re(ψεr) of each formula, R
t('##) + I77L(ig, r) + (P
” ) corresponding to each of Φr, Imt 'I! *ω
Create a circuit consisting of the relationship t, and furthermore, create an IC that corresponds to the series αS and tβS using the relationship α1.

Ｉｔを、また、Ｒｅ式の関係にて、龜。、ｔｂ、ｔＣに
対応する■α、　ｒｂ、　ＩＣを求める。It is also, in relation to the Re expression, 龜. , tb, tC correspond to ■ α, rb, IC are determined.

このＩＣ，Ｉ、５　、　ＩＣは、電動様に流れて欲しい
電流すなわち、電流指令であるから、実際に流れている
電流と比較し、一致するように制御する。Since this IC, I, 5, IC is a current that is desired to flow like an electric motor, that is, a current command, it is compared with the current that is actually flowing and controlled so that it matches.

このようなトランスベクトル制御方式によるエレベータ
−制御装置の従来例を第３図に示す。A conventional example of an elevator control device using such a transvector control method is shown in FIG.

この第３図に示した制御装置は、駆動用３相誘導電＃Ｊ
＋機９９、速度検出器９３、減速機９２、平衡用おもり
９１、乗かご９０．電磁ブレーキ８９、交流１電源９４
、インバータ９５及び制御回路（第２図において、上記
以外の大部分からなる部分）から構成される。The control device shown in FIG.
+ machine 99, speed detector 93, speed reducer 92, balance weight 91, car 90. Electromagnetic brake 89, AC 1 power supply 94
, an inverter 95, and a control circuit (in FIG. 2, most of the parts other than those described above).

制御回路は、インバータ９５にて、電動機９９をベクト
ル制御する構成になっている。すなわち、磁束指令ΦＴ
を与えると、励Ｋｌｔ　？ａｔ流分制御回路１０にて所
要の励磁＠流を電動機に流すための励磁電流指令Ｉｍが
得られる。また、乗かごの速度を決める電動機の角速度
指令ω、を与えると、速度制御は、このωＡと速度検出
器９３の出力である電動機の角速度ωＲとの差を、比例
積分要素から成る伝達関数を有する速度制御回！１２に
よってすべり角周波数ωＳを求めることによって行なわ
れる。制御要素２０はこの０日と磁束指令Φｒとの積か
らトルク電流成分Ｉｔを求め、このＩｔと励磁電流成分
ＩｎＬとから合成電流Ｉ、を得る。The control circuit is configured to vector control the electric motor 99 using an inverter 95. That is, the magnetic flux command ΦT
If you give , the encouragement Klt ? The at flow control circuit 10 obtains an excitation current command Im for causing the required excitation current to flow through the motor. Furthermore, when an angular velocity command ω of the electric motor that determines the speed of the car is given, the speed control calculates the difference between this ωA and the angular velocity ωR of the electric motor, which is the output of the speed detector 93, using a transfer function consisting of proportional-integral elements. Have speed control times! This is done by finding the slip angular frequency ωS using 12. The control element 20 obtains a torque current component It from the product of this day 0 and the magnetic flux command Φr, and obtains a composite current I from this It and the excitation current component InL.

一方、ωＳとωＲとの和であるωは、電動機の電気的角
速度指令である。このωを積分して角度ψ（＝ωｔ＊ｔ
：時間）を求め、さらに、ＩｒｒＬトＩｔから角度ηを
求めたものとの和ψ＋ηを得る。これを関数発生器１４
へ入力し、Ｊ’ｊ＋％（ψ＋η）。On the other hand, ω, which is the sum of ωS and ωR, is an electrical angular velocity command of the electric motor. Integrate this ω to obtain an angle ψ(=ωt*t
: time) is determined, and the sum ψ+η of the angle η determined from IrrL and It is obtained. Function generator 14
J'j+%(ψ+η).

ｃｏｔ　（ψ＋η）を発生させる。これらと、先に求め
た合成電流指令Ｉ♂との積をとり、ＩＣ，Ｉｔの２相の
電流指令を得る。そして、鱈式で示したマトリクス〔Ｃ
２〕の関係を満足する２相−３相変換回路１６にてＩＣ
，■βの電流指令を３相電流指令■α、ＩＡ。cot (ψ+η) is generated. The product of these and the previously obtained composite current command I♂ is taken to obtain the two-phase current commands of IC and It. Then, the matrix [C
IC in the 2-phase to 3-phase conversion circuit 16 that satisfies the relationship 2]
, ■β current commands as three-phase current commands ■α, IA.

ＩＣに変換する。この電流指令と電動機９９の電流を電
流検出器９６．９７．９８で検出したものと比較する。Convert to IC. This current command is compared with the current of the motor 99 detected by the current detectors 96, 97, and 98.

その出力をパルス制御するヒステリシスコンパレータ８
１，８２，８３へ入カシ、ソの出力でインバータ９５の
出力を制御する。Hysteresis comparator 8 that pulse-controls its output
The output of the inverter 95 is controlled by the inputs to 1, 82, and 83, and the outputs of .

従って、このトランスベクトル制御方式によれば、誘導
電動機のトルクと速度を任意に制御することができるか
ら、直流電動機を用いた場合と同等以上の高精度のエレ
ベータ−を誘導電動機を用いて得ることができる。Therefore, according to this transformer vector control method, since the torque and speed of the induction motor can be controlled arbitrarily, it is possible to obtain an elevator using an induction motor with a high precision equivalent to or higher than that using a DC motor. I can do it.

１−かじながら、このような従来のトランスベクトル制
御方式では次のような問題点がある。However, such conventional transformer vector control systems have the following problems.

すなわち、上記したように、このトランスベクトル制御
方式では、電動機のトルクを制御する電り予じめ計測し
である定数ＦＬｒ　、　１ｒ、　Ｍ６　　に基づいて電
流成分Ｉｔ　　が算出されるようになっているのである
。That is, as described above, in this transformer vector control method, the current component It is calculated based on the constants FLr, 1r, and M6 that are measured in advance to control the torque of the electric motor. It is.

しかしながら、電動機は運転中に大きな温度変化を繰り
返し、特に回転子は大きな温度変化を生じており、この
為、上記した電動機の定数、特に回転子抵抗Ｒ，も運転
中大きく変化している。However, the electric motor repeatedly undergoes large temperature changes during operation, and the rotor in particular undergoes large temperature changes. Therefore, the constants of the electric motor described above, especially the rotor resistance R, also change significantly during operation.

そこで、第３図のシステムにおいて、全体の制御のため
にマイクロコンピュータによルティジタル制御方式を適
用するなどして、温度変化などによる外乱の影響を受け
ないようにし、正しいトルク指令が常に与えられるよう
にしたとしても、上記した電動機の定数が温度変化など
の外乱によって変化したのでは、高精度の制御を行なう
ことができなくなってしまう。つまり、上記したトルク
指令は、予じめ想定しである電動機の定数を基にして算
出されるから、これの演算をいくら正しく行なったとし
ても、電動機の定数が変化していたのでは意味のないも
のとなり、結局、高精度でのトルク制御は得られな（な
ってしまうのである。Therefore, in the system shown in Figure 3, a multi-digital control method is applied to the microcomputer for overall control to avoid the influence of disturbances such as temperature changes, and to ensure that the correct torque command is always given. Even if the above-mentioned constants of the motor change due to disturbances such as temperature changes, highly accurate control will not be possible. In other words, the torque command mentioned above is calculated based on the constants of the electric motor that are assumed in advance, so no matter how accurately this calculation is performed, it would be meaningless if the constants of the electric motor changed. In the end, highly accurate torque control cannot be achieved.

ここで、第３図の従来のエレベータ−制御装置において
、電動機９９の定数が温度変化等により変化した場合を
考える。Here, consider a case where the constant of the electric motor 99 changes due to a change in temperature or the like in the conventional elevator control system shown in FIG.

速度制御回路が比例積分制御系になっていると、角速度
指令ωＡが一定の定常速度運転時、電動機の回転子角速
度ωＲとωＡは等しい。When the speed control circuit is a proportional-integral control system, the rotor angular speeds ωR and ωA of the motor are equal during steady speed operation with a constant angular speed command ωA.

このとき、すべり角速度ωＳは一定であり、ωも一定に
なる。回転子抵抗Ｒｒが増加した場合、この平衡状態が
とのよ５ＪＣ変化するか考える。At this time, the slip angular velocity ωS is constant, and ω also becomes constant. Consider whether this equilibrium state changes by 5JC when the rotor resistance Rr increases.

定常状態においては、（３）式でｐ＝Ｑとおけばよい。In a steady state, it is sufficient to set p=Q in equation (3).

＋２１　、　（３＋式から、０１１式の関係を考慮して
ψεｒ。+21, (From equation 3+, considering the relationship of equation 011, ψεr.

ｉｅｒを求めると、 （２）、の式を（４）式へ代入して整理すると、いま、
第３図の制御回路では、電動機の電流が充分に帰還制御
されているものとすると、Ｉ、　　が０４式のｌ’ｇＪ
Ｐｌに相当する。When calculating ier, substituting equation (2) into equation (4) and rearranging it, we now get
In the control circuit shown in Fig. 3, assuming that the motor current is sufficiently feedback-controlled, I, is l'gJ of equation 04.
Corresponds to Pl.

また、ψｇｒはｔｉＪＩを基準ベクトルと考えると、（
ハ）式から から、 ここで、（至）、＠式のＲｒ　ｂ”ＩＥ　３図のＲ，と
相違しλやηとなると制御回路では、Ｉ、とψｅτとは
りの位相差を有するものとしているが実際のψげはηで
はなくλの位相差になる。Also, considering tiJI as the reference vector, ψgr is (
From the equation (c), here, (to), Rr of the @formula b”IE Unlike R in Figure 3, when λ and η, in the control circuit, I and ψeτ are assumed to have a large phase difference. However, the actual ψ deviation is the phase difference of λ, not η.

もし、電動機の実際の抵抗の方が大きいとλくηとなる
ので１ｔε、ＰＩ　＝ＬでもトルクＴ、は変化し、λ＝
４５°のときＴ４は最大になり、それ以下ではλに対し
単調増加、以上では単調減少になる。そしてψｉｒは、
λに対して単調減少である。If the actual resistance of the motor is larger, λ will be η, so even if 1tε, PI = L, the torque T will change, and λ =
T4 is at its maximum at 45°, below which T4 monotonically increases with respect to λ, and above it monotonically decreases. And ψir is
It is monotonically decreasing with respect to λ.

このように、温度変化などにより電動機の定数が変化す
れば、実際に得られているトルクＴ−が変化してしまう
のである。In this way, if the constants of the motor change due to temperature changes, the actually obtained torque T- will change.

しかして、エレベータ−の制御では、特にその起動、停
止時における乗心地を良好に保つため、良く知られてい
るよ５にトルク補償を行ない、これにより乗かごの加速
度が滑らかに変化されるようにしているが、このとき、
上記したようにトルク制御が不充分になると乗心地を悪
化させ、かっ充分な着床特性が得られなくなってしまう
。Therefore, in elevator control, in order to maintain good riding comfort, especially when starting and stopping, torque compensation is performed as well known in 5, so that the acceleration of the car changes smoothly. However, at this time,
As described above, if the torque control becomes insufficient, the riding comfort deteriorates, and sufficient landing characteristics cannot be obtained.

従って、従来の誘導電動機を用いたエレベータ−では、
たとえトランスベクトル制御を適用したとしても充分な
トルク制御が得られず、エレベータ−の乗心地などを充
分良好に保つことができないという欠点があった。Therefore, in an elevator using a conventional induction motor,
Even if transvector control is applied, sufficient torque control cannot be obtained and the ride quality of the elevator cannot be maintained sufficiently.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、トラ
ンスベクトル制御を適用して常に正確に誘導電動機のト
ルク制御を行ない、良好な乗心地を有するエレベータ−
を得ることができるようにしたエレベータ−制御装置を
提供するにある。An object of the present invention is to eliminate the drawbacks of the prior art described above, apply transformer vector control to always accurately control the torque of an induction motor, and provide an elevator with good riding comfort.
An object of the present invention is to provide an elevator control device that allows the user to obtain the following functions.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

この目的を達成するため、本発明は、エレベータ−の巻
上機用誘導電動機のトルクを直接検出し、検出したトル
クからこの電動機の定数変化を算定し、トランスベクト
ル制御の基礎データとして設定しである電動機定数を補
正するようにした点を特徴とする。すなわち、このよう
な制御装置では、所要の制御が適正に行なわれた場合、
トルク指令に相当するすべり角周波数的は、電動機の負
荷トルクに比例して変化する。そこで、本発明では、ト
ルク検出手段を設げて電動機のトルクＴＭを検出し、こ
のトルク１゛ＭとωＳとを比較することにより電動機の
定数変化を補正し、制御性能を向上させるようにしたも
ので、まず、上記の （１３、αｊ、翰式からψ＝ωとおくとＴ、＝２Ｐ（Ｆ
Ｌ、（ψｇｒ））””　　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（至）Ｒｒ すべり角周波数ＳωとトルクＴ、は比例する。定常速度
運転時は、検出トルクＴＭとＴ−は等しくなるので。In order to achieve this object, the present invention directly detects the torque of an induction motor for an elevator hoisting machine, calculates a constant change of this motor from the detected torque, and sets it as basic data for transformer vector control. The feature is that certain motor constants are corrected. In other words, in such a control device, if the required control is performed properly,
The slip angle frequency corresponding to the torque command changes in proportion to the load torque of the electric motor. Therefore, in the present invention, a torque detection means is provided to detect the torque TM of the electric motor, and by comparing this torque 1゛M and ωS, the constant change of the electric motor is corrected, and the control performance is improved. First, if we set ψ = ω from the above (13, αj, Kan formula, then T, = 2P (F
L, (ψgr))””・・・・・・・・・・・・・・・
...... (To) Rr Slip angular frequency Sω and torque T are proportional. During steady speed operation, the detected torques TM and T- are equal.

Ｓω ＴＭ＝２Ｐ（Ｒ，（ψｇｒ））２Ｔ−・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・翰を求めておき、Ｒｒが変
化した後は、Ｓωに比例してＲ，を求め、補正を行なう
のである。Sω TM=2P(R, (ψgr))2T−・・・・・・・・・
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

〔発明の実施例〕[Embodiments of the invention]

以下、本発明によるエレベータ−制御装置の詳細を実施
例によって説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The details of the elevator control device according to the present invention will be explained below using examples.

第１図は本発明の一実施例で、誘導電動機９９の回転軸
に取付けられ、この電動機が発生しているトルクを検出
してトルク信号’ｔ’Ｍを発生するトルク検出器１０１
と、すべり角周波数ω８、トルク信号ＴＭ、磁束信号Φ
２ｒと（７）式の関係から回転子回路抵抗ＦＬ、を計算
して出力する演算回路１０３とを設け、この演算回路１
０３から出力される回転子回路抵抗Ｒｒを制御要素２０
に入力し、この制御要素２０はこのＲ，に基づいてトル
ク成分電流Ｉｔを計算するようになっており、その他は
第３図の従来例と同じである。FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, in which a torque detector 101 is attached to the rotating shaft of an induction motor 99 and detects the torque generated by the motor to generate a torque signal 't'M.
, slip angular frequency ω8, torque signal TM, magnetic flux signal Φ
An arithmetic circuit 103 is provided which calculates and outputs the rotor circuit resistance FL from the relationship between 2r and equation (7).
The rotor circuit resistance Rr output from the control element 20
, and this control element 20 calculates the torque component current It based on this R, and the rest is the same as the conventional example shown in FIG.

なお、この第１図に示した実施例の中で第３図の従来例
と同じ部分については、いずれも同じ動作をするもので
あるから、その説明については省略する。It should be noted that the parts in the embodiment shown in FIG. 1 that are the same as those in the conventional example shown in FIG. 3 operate in the same way, so their explanation will be omitted.

従って、この＠１図の実施例においては、トルク検出器
１０１によって運転中の負荷トルク（これは電動機９９
が発生しているトルクに等しい）ＴＭを常時検出し、こ
れに基づいて電動機９９０回転子回路抵抗（２次抵抗）
　Ｒ−ｒを計算し、これにより制御要素２０でトルク成
分′を流Ｉｔ算出の基礎定数となっているデータＲｒが
、エレベータ−運転中に補正されてゆくように構成され
ていることＫなる。Therefore, in the embodiment shown in FIG. @1, the torque detector 101 detects the load torque during operation (this
TM (equal to the torque being generated) is constantly detected, and based on this, the motor 990 rotor circuit resistance (secondary resistance)
The control element 20 calculates the torque component 'R-r, and thereby the data Rr, which is a basic constant for calculating the torque component 'It, is configured to be corrected during elevator operation.

以上の補正は、定常速度運転中に行う。すなわち、適当
な時間々隔でＲｒを頭次補正すると、それに伴って、■
ｔ、η、■Ｉが変化するから当然電動機の発生トルクも
変化する。このために、ωｔも微少変化するので、最適
なＲ，の値が得られる。The above corrections are performed during steady speed operation. In other words, if Rr is corrected at appropriate time intervals,
Since t, η, and ■I change, naturally the torque generated by the electric motor also changes. For this reason, since ωt also changes slightly, an optimal value of R can be obtained.

負荷が変化するとすべり角周波数ωＳが変化するが、か
ご形回転子の場合、このω５の値によってもＲ，７ｂ″
−変化するから制御要素１０２の出力に対応して求めた
Ｉｔ、を使用すれば、このωｔの変化にも対応すること
ができ、制御性能が向上する。When the load changes, the slip angular frequency ωS changes, but in the case of a squirrel cage rotor, the value of ω5 also changes R,7b″
By using It, which is determined in accordance with the output of the control element 102, it is possible to respond to changes in ωt, improving control performance.

ところで、この第１図の実施例において、トルク検出器
１０１で検出されてくる信号Ｔ、は電動機９９の回転軸
に現われてくるトルクで、この電動機が実際に発生して
いるトルクＴ］！！ではない。By the way, in the embodiment shown in FIG. 1, the signal T detected by the torque detector 101 is the torque appearing on the rotating shaft of the electric motor 99, and is the torque T] which this electric motor actually generates! ! isn't it.

しかしながら、電動機の機械的損失は一般にかなり少な
いので、これによるトルクＴＦは無視でき、従って、定
速運転中の場合には、電動機９９９軸トルクＴＭと実ト
ルクＴ、とは等しいものとして扱ってよく、上記（至）
式におけるトルク１’Ｍとしては検出したトルクＴＭを
そのまま使用してもほとんど問題はない。However, since the mechanical loss of an electric motor is generally quite small, the resulting torque TF can be ignored. Therefore, during constant speed operation, the electric motor 999 shaft torque TM and the actual torque T can be treated as equal. , above (to)
There is almost no problem even if the detected torque TM is used as it is as the torque 1'M in the equation.

一方、加速時、或いは減速時には、電動機９９の回転子
による慣性能率Ｊ、のため、 となり、　Ｔ、：ｉ’、として扱ったのでは誤差か甚だ
しくなる。On the other hand, during acceleration or deceleration, due to the inertia factor J due to the rotor of the electric motor 99, it becomes as follows, and treating it as T, :i' would result in a serious error.

そこで、第１図の実施例では、演算回路１０３に回転子
角速度ωＲを入力し、微小時間ΔｔごとのωＲの変化分
ΔωＲから÷を演算し、次のＣ３３式により実トルクＴ
、を演算するようになっているうそして、この実トルク
ＴＥを（７）式におけるトルクＴＭの代りに使用して回
転子抵抗Ｒｒを算出するようになっている。Therefore, in the embodiment shown in FIG. 1, the rotor angular velocity ωR is input to the arithmetic circuit 103, and ÷ is calculated from the change ΔωR in ωR for every minute time Δt, and the actual torque T
, and this actual torque TE is used in place of the torque TM in equation (7) to calculate the rotor resistance Rr.

従って、この第１図の実施例によれば、過渡状態でも常
に正確にＲｒを求めることができ、トルク制御を極めて
正確に行なうことができる。Therefore, according to the embodiment shown in FIG. 1, Rr can always be accurately determined even in a transient state, and torque control can be performed extremely accurately.

次に、第４図は本発明の他の一実施例で、トルク検出器
１０１を電磁ブレーキ８９と減速機９２との間、すなわ
ち、第１図の実施例のよ５に、トルク検出器１０１を電
磁ブレーキ８９に対して電動機９９側、つまり駆動側に
設けるのではなくて、トルク検出器１０１を電磁ブレー
キ８９に対して負荷側に設け、これにより乗かご起動時
での、乗かご９００重量と平衡用おもり９１０重量との
アンバランスによるトルクを打消して滑らかな起動を行
なわせる、いわゆる負荷補償が得られるようにしたもの
で、１０４は負荷補償用のトルクＴｃを演算するための
制御要素である。Next, FIG. 4 shows another embodiment of the present invention, in which the torque detector 101 is placed between the electromagnetic brake 89 and the reduction gear 92, that is, as in the embodiment of FIG. Instead of providing the torque detector 101 on the electric motor 99 side, that is, the drive side, with respect to the electromagnetic brake 89, the torque detector 101 is provided on the load side with respect to the electromagnetic brake 89. It is designed to cancel out the torque due to the unbalance between the balance weight 910 and the weight of the balance weight 910 to achieve a smooth start-up, so-called load compensation. 104 is a control element for calculating the torque Tc for load compensation. It is.

制御要素１０４は乗かご９ｏが電磁ブレーキ８９によっ
て停止されているとき、トルク検出器１０１によって検
出されているトルクＴＭを取り込み、このトルクＴＭに
等しい大きさで、かつ、このトルクＴＭの回転方向と反
対のトルクを電動機９９に発生させるために必要な負荷
補償トルク信号Ｔｃを発生する働きをする。When the car 9o is stopped by the electromagnetic brake 89, the control element 104 takes in the torque TM detected by the torque detector 101, and has a magnitude equal to this torque TM and a rotation direction of this torque TM. It functions to generate a load compensation torque signal Tc necessary for causing the electric motor 99 to generate an opposite torque.

この制御要素１０４の出力であるＴ、は速度制御回路１
２の出力に加算され、すべり角周波数ωＩとの和がとら
れるようになっており、このため、速度制御とは独立に
負荷補償のためのトルク制御が行なわれる。すなわち、
電磁ブレーキ８９によって乗かと９０が停止していると
きにトルク検出器１０１によって検出される信号は、乗
かご９ｏの重量（乗客を含む）とおもり９１０重量との
アンバランスによるトルクを表わしている。そして、こ
の信号Ｔｃは、角速度指令ωＡ及び電動機の角速度ωＲ
がいずれも零になっている乗かご停止時でも、すべり角
周波数ω８と−して入力されているから、このときには
、電動機９９は停止したままでこのトルク信号Ｔｃに見
合った大きさのトルクを発生する。T, which is the output of this control element 104, is the speed control circuit 1
2 and the sum with the slip angular frequency ωI is calculated. Therefore, torque control for load compensation is performed independently of speed control. That is,
The signal detected by the torque detector 101 when the car 90 is stopped by the electromagnetic brake 89 represents the torque due to the imbalance between the weight of the car 9o (including passengers) and the weight of the weight 910. This signal Tc is the angular velocity command ωA and the angular velocity ωR of the electric motor.
Even when the car is stopped when both are zero, the slip angular frequency ω8 is inputted as -, so at this time, the electric motor 99 remains stopped and generates a torque corresponding to this torque signal Tc. Occur.

従って、この状態では、乗かと９０の重量がどのように
なっていても、電磁ブレーキ８９を開放したときには乗
かご９０は停止したままに保たれ、乗がご９００重量と
おもり９１０重量がアンバランスになっていても乗かご
９０が動き出す虞れはない。Therefore, in this state, no matter what the weight of the passenger car 90 is, when the electromagnetic brake 89 is released, the passenger car 90 remains stopped, and the weight of the passenger car 900 and the weight of the weight 910 are unbalanced. Even if it is, there is no risk that the car 90 will start moving.

そこで、電磁ブレーキ８９を開放したあと、角速度指令
ωＡを所要の運転パターンにしたがって滑らかに立ち上
げてやれば、速度制御動作が開始され、上記したアンバ
ランスによるショックを生じることなく、充分に滑らか
な始動を行なわせることができ、従って、この実施例に
よれば、乗かごに荷重検出器を用いることなく負荷補償
機能が得られることになる。Therefore, after releasing the electromagnetic brake 89, if the angular velocity command ωA is smoothly started according to the required operation pattern, the speed control operation will be started, and the speed control operation will be sufficiently smooth without causing the shock due to the imbalance described above. Therefore, according to this embodiment, a load compensation function can be obtained without using a load detector in the car.

なお、電磁ブレーキ８９が開放されているときには、ト
ルク検出器１０１により検出されるのは軸トルクＴ、と
なるから、上記した負荷補償動作以外のトルク制御動な
どはこの第４図の実施例も第１図の実施例と同じであり
、従って、その説明は省略する。Note that when the electromagnetic brake 89 is released, the shaft torque T is detected by the torque detector 101, so torque control operations other than the above-mentioned load compensation operation also apply to the embodiment shown in FIG. This is the same as the embodiment shown in FIG. 1, and therefore its description will be omitted.

ところで、この第４図の実施例における制御要素１０４
の出力であるＴｃは、負荷トルクに見合った値となって
いる。従って、乗かご走行中もそのまま入力しておけば
、これにより速度側ａｌＫとって外乱となる負荷トルク
分の補償が行なわれるため、速度制御系による制御の内
容は主として加減速トルクの制御だけとなって制御が容
易になり、かつ精度も向上する。しかして、起動時及び
停止付近の一方、もしくはそれらの双方でだけ信号Ｔｃ
を使用するようにしてもよいのは勿論である。By the way, the control element 104 in the embodiment of FIG.
The output Tc has a value commensurate with the load torque. Therefore, if the input is kept as is while the car is running, this will compensate for the load torque that is a disturbance to the speed side alK, so the content of control by the speed control system is mainly limited to control of acceleration/deceleration torque. This makes control easier and improves accuracy. Therefore, the signal Tc is generated only at the time of startup and/or near the stop.
Of course, it is also possible to use .

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上説明したように、本発明によれば、温度変化などに
よってエレベータ−駆動用電動機の回転子回路抵抗など
の定数が変化しても、その変化に対応してトルク成分電
流算出の基礎となる定数の補正が自動的に行なわれるか
ら、従来技術の欠点を除き、トランスベクトル制御の利
点が充分に活かされ、高精度のトルク制御が可能になり
、乗心地の良いエレベータ−を得るのに極めて有効なエ
レベータ−制御装置を容易に提供することができる。As explained above, according to the present invention, even if constants such as the rotor circuit resistance of the elevator-driving motor change due to temperature changes, etc., the constants that serve as the basis for calculating the torque component current can be adjusted in response to the changes. Since the correction is performed automatically, the advantages of transvector control are fully utilized while eliminating the disadvantages of the conventional technology, enabling highly accurate torque control, which is extremely effective in obtaining a comfortable elevator ride. It is possible to easily provide a suitable elevator control device.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明によるエレベータ−制御装置の一実施例
を示すブロック図、第２図は誘導或動機のトランスベク
トル制−の原理を説明するためのベクトル図、第３図は
トランスベクトル制御による従来のエレベータ−制（至
）装置を示すブロック図、第４図は本発明の他の一実施
例を示すブロック図である。 １０・・・・・・励磁電流分制御回路、１２・・・・・
・速度制御回路、１４・・・・・・関数発生器、１６・
・・・・・２相−３相変換回路、２０・・・・・・制御
要素、８９・・・・・・電磁ブレーキ、９０・・・・・
・乗かご、９１・・・・・・平衡用おもり、９２・・・
・・・減速機、９３・・・・・・速度検出器、９４・・
・・・・交流電源、９５・・・・・・インバータ、９６
〜９８・・・・・・電流検出器、９９・・・・・・駆動
用誘導電動機、１０１・・・・・・ト、ルク検出器、１
０３・・・・・・演算回路、１０４・・・・・・制御要
素、ωＳ・・・・−・すべり角周波数、Φｒ・・・・・
・磁束指令、ω・・・・・・回転磁界の電気角速度、ｂ
、ωＲ・・・・・・回転子の電気角速度。Fig. 1 is a block diagram showing an embodiment of an elevator control device according to the present invention, Fig. 2 is a vector diagram for explaining the principle of transvector control of an induction motor, and Fig. 3 is a vector diagram for explaining the principle of transvector control of an induction motor. FIG. 4 is a block diagram showing a conventional elevator system. FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. 10... Excitation current control circuit, 12...
・Speed control circuit, 14...Function generator, 16.
...2-phase to three-phase conversion circuit, 20 ... Control element, 89 ... Electromagnetic brake, 90 ...
・Car, 91... Balance weight, 92...
...Reducer, 93...Speed detector, 94...
...AC power supply, 95...Inverter, 96
~98... Current detector, 99... Drive induction motor, 101... Torque detector, 1
03...Arithmetic circuit, 104...Control element, ωS...--Slip angle frequency, Φr...
・Magnetic flux command, ω... Electrical angular velocity of rotating magnetic field, b
, ωR...Electrical angular velocity of the rotor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、乗かごの駆動をトランスベクトル制御による誘導電
動機で行ない、乗かごの停止保持を電磁ブレーキで行な
う方式のエレベーターにおいて、上記誘導電動機の回転
軸と乗かご駆動系のシーブの回転軸との間のトルク伝達
系に設置されたトルク検出手段と、該トルク検出手段に
より検出した上記誘導電動機のトルク値とこの電動機に
対して与えられているトルク指令値との比較によりこの
電動機の特性定数に対する補正値を算出する演算手段と
を設け、この補正値に基づいて上記誘導電動機に対する
トランスベクトル制御のための制御回路定数を補正する
ように構成したことを特徴とするエレベーター制御装置
。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記トルク検出手
段が上記電磁ブレーキの回転軸と乗かご駆動系のシーブ
の回転軸との間に設置されており、上記電磁ブレーキに
よる停止トルク発生時に上記トルク検出手段で検出した
トルク値によつて乗かごの負荷を検出し、負荷補償制御
を行なうように構成したことを特徴とするエレベーター
制御装置。[Scope of Claims] 1. In an elevator in which the car is driven by an induction motor using transvector control, and the car is kept stopped by an electromagnetic brake, the rotating shaft of the induction motor and the sheave of the car drive system are provided. This is determined by comparing the torque value of the induction motor detected by the torque detection means installed in the torque transmission system between the rotating shaft of the motor and the torque command value given to the motor. An elevator control device comprising: a calculation means for calculating a correction value for a characteristic constant of an electric motor, and configured to correct a control circuit constant for transformer vector control of the induction motor based on the correction value. . 2. In claim 1, the torque detection means is installed between the rotating shaft of the electromagnetic brake and the rotating shaft of the sheave of the car drive system, and when the stopping torque is generated by the electromagnetic brake, the torque detecting means An elevator control device characterized in that it is configured to detect a load on a car based on a torque value detected by a torque detection means and perform load compensation control.