JPS6162390A - Controller of brushless motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To select the resolver of pole number in response to the request of forming another signal except detecting the pole position by detecting the pole position of a brushless motorhaving pole number Pm by a resolver of the pole number Pr (where Pm, Pr are integer number not limited by the specific conditions). CONSTITUTION:In a controller, current command signals Iu, Iv, Iw of 2 cycles per one revolution are obtained in response to the rotation of a rotary angle thetam by a resolver 2 of pole number Pr=4 coupled with a brushless motor 1 having, for example, pole number Pm=4. The signals Iu, Iv, Iw are input to a drive circuit 3, which energizes an armature winding for generating the prescribed rotary magnetomotive force H to smoothly drive the motor 1. Since the function of the pole number Pm of the motor and the pole number Pr of the resolver coupled with the motor is not limited by the conditions of Pm=Pr, the resolver of the pole number in response to the request of forming another signal except detecting the pole position is selected.

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、ブラシレス電動機の制御装置に関し、特に極
数Ｐｍのブラシレス電動様の１１極位買を極数Ｐｒのレ
ゾルバを用いて検出し、駆動制御することを特徴とする
ブラシレス電動機の制御装置に関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to a control device for a brushless motor, and in particular detects an 11-pole voltage of a brushless motor with a pole number Pm using a resolver with a pole number Pr, The present invention relates to a control device for a brushless motor characterized by drive control.

［従来の技術］ ブラシレス電動１０として周知である回転界磁形同期電
動機は、消耗するブラシレスがなく、また保守を要する
整流子がない等の特長を有し、しかも従来の直流電８義
と同程度の制御性能を有することから、工作改械等の制
御用電動憬どして広く使用されている。[Prior Art] A rotating field type synchronous motor, known as a brushless electric motor 10, has features such as no brushless motor that wears out and no commutator that requires maintenance, and is comparable to a conventional DC electric motor. Because of its control performance, it is widely used as an electric lever for controlling machinery modification.

このブラシレス電動別は、永久磁石からなる界！＋ｔｌ
極を回転子とし、型費子巻線を固定子巻線として、この
固定子巻線に例えば三相交流電機子電流を流し、界ｆ８
極の主磁束及びこの主磁束と直交するｆｆｉ　Ｃ１子電
流によって回転子に回転力を発生させ、回転子を電）戊
子電流によって生じる回転磁界に同期させて回転させる
電動機である。This brushless motor is made up of permanent magnets! +tl
The poles are used as the rotor, the molded child windings are used as the stator windings, and a three-phase AC armature current is passed through the stator windings to create a field f8.
This is an electric motor that generates rotational force in the rotor using the main magnetic flux of the poles and the ffi C1 child current orthogonal to the main magnetic flux, and rotates the rotor in synchronization with the rotating magnetic field generated by the electric current.

次に、第１１図を参照して上記のブラシレス電動ｄにつ
いて具体的に説明する。Next, the above brushless electric motor d will be specifically explained with reference to FIG. 11.

図において、１は極数２の三相ブラシレス電動機であっ
て、この電動機１では固定子１−２及び回転子１−３を
有し、固定子１−２には三相型Ｉ幾子巻線１−２Ｕ、１
−２Ｖ、１−２Ｗが巻回されている。この電動機１では
、電機子巻線１−２Ｕ。In the figure, 1 is a three-phase brushless motor with two poles, and this motor 1 has a stator 1-2 and a rotor 1-3. 1-2U, 1
-2V, 1-2W are wound. In this electric motor 1, armature winding 1-2U.

１−２Ｖ、１−２Ｗにそれぞれ三和電別子電流ｉｕ、ｉ
ｖ、ｉｗを流して回転子１−３の界１１極の主磁束φ（
ｄ軸上）のベクトル方向と直交するｑ軸上に回転起磁力
Ｈを発生させている。なＪ３、以後の説明の便宜上、こ
の回転起磁力Ｈは等ｌｌｌ１ｉ電は予電流１ａによって
発生するものとする。この回転起磁力１」と上記主磁束
φとにより回転子１−３に回転力が発生し、ｎ転子１−
３が回転動作を行う。上記の主磁束φの位置を検出する
ために位置検出器２が設けられており、この位置検出器
２は上記回転起磁力Ｈが主磁束φの位置に対して常に電
気的に９０°　（−π／２）ずれるように主磁束φの位
置を検出して、図示していない駆動回路に制御信号（又
は電流指令信号）を与えて、電機子電流ｉｕ、ｉｖ、ｉ
ｗの切替動作、すなわら、整流作用を行わせるものであ
る。また、回転起磁力Ｈと主磁束φとの電気的９０°ず
れの状態を極数ｐｍのブラシレス電動別の回転子の機械
的回転角度Ｏｍの値で表わすと次の第１表で与えられる
。Sanwa Denbesshi currents iu and i at 1-2V and 1-2W, respectively.
v, iw to flow the main magnetic flux φ(
A rotational magnetomotive force H is generated on the q-axis, which is perpendicular to the vector direction (on the d-axis). For convenience of explanation below, it is assumed that this rotational magnetomotive force H is generated by the precurrent 1a. A rotational force is generated in the rotor 1-3 by this rotational magnetomotive force 1'' and the main magnetic flux φ, and a rotational force is generated in the rotor 1-3.
3 performs a rotating operation. A position detector 2 is provided to detect the position of the main magnetic flux φ, and this position detector 2 detects that the rotational magnetomotive force H is always electrically 90° (- The position of the main magnetic flux φ is detected so that the main magnetic flux φ is shifted from
This is to perform a switching operation of w, that is, a rectifying action. Further, the state of electrical deviation of 90° between the rotational magnetomotive force H and the main magnetic flux φ is expressed by the value of the mechanical rotation angle Om of the rotor for each brushless electric motor with the number of poles pm as shown in Table 1 below.

第１表 従来、極数Ｐｍのブラシレス電動はの主磁束φの位置を
検出する位置検出器２に極数ｐｒのレゾルバを用いた場
合には、一般にＰｍ−Ｐｎの関係で用いており、且つ、
レゾルバの励Ｉｌ電圧と検出信号とをアナログ技術例え
ばアナログ乗算回路又は同期整流回路などによって主磁
束φの位置検出機能のみしかもっていなかった。Table 1 Conventionally, when a resolver with the number of poles pr is used as the position detector 2 for detecting the position of the main magnetic flux φ of a brushless electric motor with the number of poles Pm, the relationship is generally Pm-Pn, and ,
Conventionally, only the position detection function of the main magnetic flux φ was provided by using an analog technology such as an analog multiplier circuit or a synchronous rectifier circuit to convert the excitation Il voltage of the resolver and the detection signal.

［発明が解決しようとする問題点］ 上記のように、位置検出器がＰｍ−Ｐｒという限定条件
をもち、主磁束φの位置検出機能のみを有する位置検出
器であると、例えば電動鍬の回転数の累積回転角度に応
じたパルス数のパルス列信号を必要とする場合には、極
数Ｐｒ　（＝Ｐｍ）の磁極位置検出用レゾルバと極数ｐ
ｒ／　　＜≠Ｐｍ）のパルス列信号用レゾルバとの２個
のレゾルバを併用しなければならない。従って、２個の
レゾルバを併用した検出器では、コストアップ、形状の
大形化及び配線本数の増加による信頼度の低下等の欠点
及び問題があった。[Problems to be Solved by the Invention] As mentioned above, if the position detector is a position detector that has the limiting condition of Pm-Pr and only has the function of detecting the position of the main magnetic flux φ, for example, the rotation of an electric hoe If you need a pulse train signal with a number of pulses corresponding to the cumulative rotation angle of the
r/<≠Pm), two resolvers must be used together, including a resolver for pulse train signals. Therefore, a detector using two resolvers in combination has drawbacks and problems such as increased cost, increased size, and reduced reliability due to increased number of wiring lines.

また、極数Ｐｍとｐｒとの組み合せて実現可能な値を第
２表に示す。Further, Table 2 shows values that can be realized by combining the pole numbers Pm and pr.

第２表 第２表に示すようにＰｍに合せてｐｒが表に示す範囲で
選定し、位置又は速度制御系に用いるインクルメンタル
信号、速度信号などが磁極位置検出器に用いるレゾルバ
からの検出信号を変換して（７られれば有効であること
は周知のことである。Table 2 As shown in Table 2, pr is selected within the range shown in the table according to Pm, and the incremental signals, speed signals, etc. used in the position or speed control system are the detection signals from the resolver used in the magnetic pole position detector. It is well known that it is valid if you convert (7).

本発明の目的は、極数Ｐｍのブラシレスｆｆｉ　！１７
Ｊ　ｌ！の磁極、位置を検出する極数ｐｒのレゾルバを
用いた位置検出器を備えたことを特徴どするブラシレス
電ｆＩＪ機の制御装置を提供することにある。The object of the present invention is to provide a brushless ffi with a pole number of Pm! 17
Jl! An object of the present invention is to provide a control device for a brushless electric jet machine, characterized in that it is equipped with a position detector using a resolver with a number of poles pr for detecting magnetic poles and positions.

［問題点を解決するための手段］ 本願の第１の発明は、極数ｐｍを有するブラシレス電動
２動櫨１を駆動制御するブラシレス電動機の制御装置に
おいて、周波数ｆを有する二相正弦波信号ｅＸ、ｅＹを
出力しかつ前記信号ｅＸ、ｅＹの周期Ｔ０に対応した周
期Ｔｏ　　−Ｐｒ／Ｐｍ（ここでＰｒは後述のレゾルバ
の極数）を有するパルス列信号ＥＰ１を出力する励磁回
路４と、前記ブラシレス電動機１の回転子に連結されそ
の回転子の回転角θｍに応じた電気的位相角θｅ−θｍ
・Ｐｒ／Ｐｍと回転速度■ｍに応じた周波数（ｆ±Δｆ
）とを有する検出信号ｅａを出力する極数がＰｒのレゾ
ルバ２と、前記検出信号ｅＱを入力信号とし該検出信号
ｅｏの位相に対応するデジタル信号ＤＳ３を出力しつつ
前記検出信号ｅ、の位相に一致するように位相ロック・
ループ動作をする位相ロック・ループ回路５と、前記パ
ルス列信号ＥＰ１をラッチ信号としてデジタル信号ＤＳ
３を所定の周ＩＷＩＴｏ　　−Ｐｒ／Ｐｍで繰り返しラ
ッチしたデジタル信号ＤＳ５を出力するラッチ回路６と
、前記デジタル信号ＤＳ３をアドレス入力信号どしたと
きに周期がＴｏ　　−Ｐｒ／Ｐｍで位相が互いに前記ブ
ラシレス電動機の相数に応じた電気角度でずれた複数相
のデジタル正弦波信号を出力するようにメモリーされた
複数のメモリー部を備え前記デジタル信号ＤＳ５を前記
各メモリー部のアドレス入力信号として前記各メモリー
部からそのアドレス入力信号に応じた前記複数相のデジ
タル正弦波信号を出力するメモリー回路７と、前記複数
相のデジタル正弦波信号を入力信号として外部から与え
られるトルク指令信号Ｅｔと各々乗算して各々複数相の
電流指令信号を出力する電流指令信号形成回路８と、前
記複数相の電流指令信号を入力信号として前記ブラシレ
ス電動線に複数相の電義子電流を供給する駆動回路３と
を備えたことをＲ徴とづ“るものである。[Means for Solving the Problems] The first invention of the present application provides a control device for a brushless motor that drives and controls a brushless electric two-movement frame 1 having a pole number pm, in which a two-phase sine wave signal eX having a frequency f is used. , eY and outputs a pulse train signal EP1 having a period To -Pr/Pm (here Pr is the number of poles of a resolver described later) corresponding to the period T0 of the signals eX and eY; An electrical phase angle θe−θm connected to the rotor of the electric motor 1 and corresponding to the rotation angle θm of the rotor
・Frequency according to Pr/Pm and rotation speed ■m (f±Δf
), and a resolver 2 with a pole number Pr that outputs a detection signal ea having the detection signal eQ, and a phase of the detection signal e while outputting a digital signal DS3 corresponding to the phase of the detection signal eo using the detection signal eQ as an input signal. Phase lock to match
A phase-locked loop circuit 5 that performs a loop operation and a digital signal DS using the pulse train signal EP1 as a latch signal.
A latch circuit 6 outputs a digital signal DS5 repeatedly latched with a predetermined cycle IWITo -Pr/Pm; Each of the memories includes a plurality of memory sections stored in memory so as to output digital sine wave signals of a plurality of phases shifted by an electrical angle corresponding to the number of phases of the motor, and the digital signal DS5 is used as an address input signal for each of the memory sections. a memory circuit 7 that outputs the plurality of phase digital sine wave signals according to the address input signals from the section; and a memory circuit 7 that multiplies the plurality of phase digital sine wave signals by a torque command signal Et given from the outside as an input signal. A current command signal forming circuit 8 that outputs current command signals of a plurality of phases, respectively, and a drive circuit 3 that supplies a plurality of phases of electron current to the brushless electric line by using the current command signals of the plurality of phases as input signals. This is called the R sign.

本願の第２の発明は、極数Ｐｍを有するブラシレス電動
ＵＮ　１を駆動制御するブラシレス電動Ｉ；１の制御装
置において、周波数ｆを有する二相正弦波信号ｅＸ、ｅ
Ｙを出力しがっ該信号ｅＸ、ｅＹの位相に対応したデジ
タル信号ＤＳＩを出力する励磁回路４と、前記ブラシレ
ス電動１幾１の回転子に連結されてその回転子の回転角
θｍに応じた電気的位相角Ｏｅ＝θｍ−Ｐｒ／Ｐｍと回
転速度θｍに応じた周波数（ｆ±Δｆ）とを有１゛る検
出信号ｅ、を出力する４Ｕ＆Ｐｒのレゾルバ２と、前記
検出信号ｅｏの周期Ｔ　１０に対応した周期Ｔ　１Ｇ・
Ｐｒ／Ｐｍを有するパルス列信号ＥＰ３を出力しつつ前
記検出信号ｅｏの位相に一致するように位相ロック・ル
ープ動作をする位相ロック・ループ回路５と、前記パル
ス列信号ＥＰ３をラッチ信号としてデジタル信号ＤＳ１
を所定の周期Ｔ＋ｏ’Ｐｒ／Ｐｍで繰り返し、ラッチし
たデジタル信号［）Ｓ５を出力するラッチ回路６と、前
記デジタル信号ＤＳ１をアドレス入力信号としたときに
周期がＴＩ。The second invention of the present application provides a control device for a brushless electric motor I;1 that drives and controls a brushless electric motor UN1 having a number of poles Pm, in which two-phase sine wave signals eX and e having a frequency f are used.
an excitation circuit 4 which outputs a digital signal DSI corresponding to the phase of the signals eX and eY; A 4U&Pr resolver 2 that outputs a detection signal e having an electrical phase angle Oe=θm-Pr/Pm and a frequency (f±Δf) according to the rotation speed θm, and a period T of the detection signal eo. Period T corresponding to 10 1G・
A phase-locked loop circuit 5 performs a phase-locked loop operation to match the phase of the detection signal eo while outputting a pulse train signal EP3 having Pr/Pm, and a digital signal DS1 using the pulse train signal EP3 as a latch signal.
A latch circuit 6 repeats this at a predetermined period T+o'Pr/Pm and outputs a latched digital signal [)S5, and when the digital signal DS1 is used as an address input signal, the period is TI.

・Ｐｒ／Ｐｍで位相が互いに前記ブラシレス電動機の相
数に応じ／ｊ雷気気角度ずれた複数相のデジタル正弦波
信号を出力するようにメモリーされた複数のメモリー部
を備え前記デジタル信号ＤＳ５を前記各メモリー部のア
ドレス人カイ＝号として前記各メモリー部からそのアド
レス入力信号に応じた前記複数相のデジタル正弦波信号
を出力づ−るメモリー回路７と、前記複数相のデジタル
正弦波を入力信号として外部から与えられるトルク指令
信号Ｅｔと各々乗算して各々複数相の電流指令信号を出
力する電流指令信号形成回路８と、前記複数相の電流指
令信号を入力信号として前記ブラシレス電！ｌ１機に複
数相の電機子電流を供給する駆動回路３とを備えたこと
を特徴とするものである。・The digital signal DS5 is provided with a plurality of memory sections stored in memory so as to output digital sine wave signals of a plurality of phases whose phases are Pr/Pm shifted by an angle according to the number of phases of the brushless motor. a memory circuit 7 that outputs the plurality of phases of digital sine wave signals corresponding to the address input signals from each of the memory sections as an address signal of each of the memory sections; and inputs the plurality of phases of digital sine waves. A current command signal forming circuit 8 that outputs a plurality of phase current command signals by multiplying each by a torque command signal Et given from the outside as a signal; The present invention is characterized in that it is equipped with a drive circuit 3 that supplies armature currents of multiple phases to the L1 machine.

［発明の作用］ 本願の第１（又は第２）の発明に係る主要部分の作用に
ついて説明する。先ず、励磁回路４がら出力されるパル
ス列信号ＥＰ１　（又はデジタル信号ＤＳ１）と位相ロ
ックループ回路５から出力されるデジタル信号ＤＳ３と
の関係において、検出信号ｅｏ　　（又は正弦波信号ｅ
Ｘ）の位相に対応した周期Ｔ１ｏ　（又はＴｏ）を有す
るデジタル信号Ｄ３３（又はＤＳＩ＞をラッチ回路６の
データ端子に入力し、正弦波信号ｅＸ、ｅＹ（又は検出
信号ｅａ　）の周期Ｔｏ　　（又はＴ、、）に対して周
期Ｔ。[Operation of the invention] The operation of the main parts according to the first (or second) invention of the present application will be explained. First, in the relationship between the pulse train signal EP1 (or digital signal DS1) outputted from the excitation circuit 4 and the digital signal DS3 outputted from the phase-locked loop circuit 5, the detection signal eo (or sine wave signal e
A digital signal D33 (or DSI> having a period T1o (or To) corresponding to the phase of T, , ) with period T.

・Ｐｒ／Ｐｍ（又はＴ＋ｎ・Ｐｒ／Ｐｍ）を有するパル
ス列信号ＥＰ１　（又はＥＰ３）をラッチ回路６のラッ
チ端子に入力することによりデジタル信号ＤＳ３　（又
はＤＳｌ）を周１１１ＩＴｏ　−Ｐｒ／Ｐｍ（又はＴＩ
。・Ｐｒ／Ｐｍ）でサンプリングしたデジタル信号ＤＳ
５がラッチ回路６がら出力される。・By inputting the pulse train signal EP1 (or EP3) having Pr/Pm (or T+n・Pr/Pm) to the latch terminal of the latch circuit 6, the digital signal DS3 (or DSl) is changed to 111ITo -Pr/Pm (or TI
.・Digital signal DS sampled at Pr/Pm)
5 is output from the latch circuit 6.

次に、メモリー回路７の各メモリー部には周期Ｔｏ　　
（又はＴ、Ｏ）で変化するデジタル信号ＤＳ３（又はＤ
Ｓｌ＞をアドレス入力信号したときに周期Ｔ０・Ｐｒ／
Ｐｍ（又はＴ＋ｏ”Ｐｒ／Ｐｍ）で、位相が互いにブラ
シレス電動園の相数に応じた電気的角度でずれた複数相
のデジタル正弦波信号を出力するようにメモリーされて
いる。従って、回転角θｍが変化しないときは各デジタ
ル正弦波信号は変化Ｕず所定の状態を維持したままであ
り、回転角θｍが成る回転速度θｍで変化するとぎには
、出力されるデジタル正弦波信号は回転角θｍの１回転
当りｐｍ／２サイクルの複数相のデジタル正弦波信号と
なり、これらが入力されて電流指令信号形成回路８から
複数相の所定の電流指令信号が出力される。Next, each memory section of the memory circuit 7 has a period To
(or T, O) changing digital signal DS3 (or D
When the address input signal is Sl>, the period T0・Pr/
Pm (or T+o"Pr/Pm), the memory is configured to output a multi-phase digital sine wave signal whose phases are mutually shifted by an electrical angle corresponding to the number of phases of the brushless motor drive. Therefore, the rotation angle When θm does not change, each digital sine wave signal does not change and maintains a predetermined state, and when it changes at the rotational speed θm that corresponds to the rotation angle θm, the output digital sine wave signal changes according to the rotation angle θm. A plurality of phase digital sine wave signals of pm/2 cycles per rotation of θm are obtained, and when these are inputted, a plurality of phases of predetermined current command signals are outputted from the current command signal forming circuit 8.

このようにして、極数ｐｍのブラシレス電ｆＪ］　８１
３１に極数ｐｒのレゾルバ２を連結して回転角θｍの１
回転当り、Ｐｍ／２サイクルの複数相の電流指令信号を
得て、駆動回路３を介して複数相の電典子電流を給電す
ることによりブラシレス電動懇１を駆動する。なお、０
内の文は発明２を示す。In this way, the brushless electric current fJ with the number of poles pm]81
31 is connected to the resolver 2 with the number of poles pr, and the rotation angle θm is 1.
A plurality of phase current command signals of Pm/2 cycles per rotation are obtained, and the brushless electric motor 1 is driven by supplying a plurality of phases of electric current through the drive circuit 3. In addition, 0
The text in the box indicates Invention 2.

［実施例］ 以下図面に基づいて、本発明の詳細な説明する。第１図
は、本願の発明の一実施例を示したものである。ここで
ブラシレス電１０　ｔｌｌの極数Ｐｍ−４で、レゾルバ
２の極数Ｐｒ＝２であるものとして説明する。図におい
て第１１図と対応する部分は同一符号を何して示してい
る。[Example] The present invention will be described in detail below based on the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the invention of the present application. Here, the description will be made assuming that the number of poles of the brushless electric current 10tll is Pm-4 and the number of poles of the resolver 2 is Pr=2. In the figure, parts corresponding to those in FIG. 11 are designated by the same reference numerals.

２は磁極位置検出器としてのレゾルバであって、回転ｌ
１ｉｌｌ　２−１をブラシレス電動機１の回転軸に連結
し、固定子には二相巻線の固定子巻線２−２゜２−３を
巻回し、各々周波数ｆ＠右づ°る二相正弦波信号ｅＸ　
、ｅＹで励磁され、回転子には検出巻線２−４を巻回し
該検出巻ｔＬ２２−４からは回転軸２−１の回転角θｍ
に対応しＩＣ電気的位相角０ｅ（＝θｍ−Ｐｍ／Ｐｒ＝
２−θｍ）を有し、回転速度■ｍに応じた周波数（ｆ±
Δ１゛）を有する検出信号ｅｏが出力されるようになっ
ている。2 is a resolver as a magnetic pole position detector, and the rotation l
1ill 2-1 is connected to the rotating shaft of the brushless motor 1, and two-phase stator windings 2-2 and 2-3 are wound around the stator, and the two-phase sine windings each have a frequency f@rightward. wave signal eX
, eY, and a detection winding 2-4 is wound around the rotor, and from the detection winding tL22-4, the rotation angle θm of the rotating shaft 2-1 is detected.
Corresponding to IC electrical phase angle 0e (=θm-Pm/Pr=
2-θm), and the frequency (f±
A detection signal eo having a value of Δ1゛) is output.

４は前記励磁回路であって、レゾルバ２の固定子巻線２
−２．２−３に各々二相正弦波信号ｅＸ。4 is the excitation circuit, which connects the stator winding 2 of the resolver 2.
-2. Two-phase sine wave signal eX in 2-3 respectively.

ｅＹを出力し、それとともに該信号ｅＸ、ｅＶの周期Ｔ
０に対してＴｏ　　−Ｐ　ｒ／　ｐｍ　（＝ＴＱ　／　
２　＞周期のパルス列信号ＥＰＩを出力するようになっ
ている。eY, and at the same time, the period T of the signals eX and eV
To −P r/pm (=TQ/
A pulse train signal EPI with a period of 2> is output.

５は位相ロックループ回路（以下、ＰＬＬ回路と称する
。）で、前記レゾルバ２の検出信号ｅ。5 is a phase locked loop circuit (hereinafter referred to as PLL circuit), which receives the detection signal e of the resolver 2;

を入力信号とし、該検出信号ｅｏの位相状態を表わすデ
ジタル信号ＤＳ３と該検出信号ｅｏの周期Ｔ１０に対し
て周期Ｔ＋ｏ　・Ｐ　ｒ／　ｐｍ　（−Ｔ１０　／　２
　）のパルス列信号ＥＰ３を出力するようになっている
。is an input signal, and the period T+o ・Pr/pm (-T10/2
) is designed to output a pulse train signal EP3.

６はラッチ回路であって、前記Ｆｒｌ＋　６ｆｔ回路４
から出力されるパルス列信号ＥＰ１の立ち下がり状ｇｆ
をラッチ信号とし、前記Ｐ　Ｌ　Ｌ、回路５から出力さ
れるデジタル信号ＤＳ３をデータ端子に人力することに
より該デジタル信号ＤＳ３を周！１ＪＴｏ／２で繰り返
しラッチしたデジタル信号ＤＳ５を出力するようになっ
ている。6 is a latch circuit, and the Frl+ 6ft circuit 4
The falling state gf of the pulse train signal EP1 output from
is used as a latch signal, and the digital signal DS3 outputted from the PLL circuit 5 is manually inputted to the data terminal to cycle the digital signal DS3! A digital signal DS5 repeatedly latched at 1JTo/2 is output.

７はメモリー回路であって、メモリー部７−１゜７−２
．７−３に予め正弦波ｓｉｎ　（θｍ／２）。7 is a memory circuit, and the memory section 7-1゜7-2
．． 7-3 is a sine wave sin (θm/2) in advance.

５ｉｎ（（θｍ／２）＋（２π／３　））、ｓｉ口（（
θｍ／２）＋　（４π／３））のデジタル値が各々メモ
リーされていて、ラッチ回路６から出力されるデジタル
信号をアドレス入力信号として該アドレス入力信号に応
じて各々正弦波のデジタル信号［）ｕ＝ｓｉｎ（θｍ／
２）、Ｄｖ＝　５ｉｎ（（θｍ／２＞＋（２π／３））
、Ｄｗ＝　５ｉｎ（（Ｏｍ／２）＋＜４π／３））を出
力するようになっている。5in ((θm/2)+(2π/3)), si mouth ((
The digital values of θm/2)+(4π/3)) are stored in memory, and the digital signal output from the latch circuit 6 is used as an address input signal to generate a sine wave digital signal [) according to the address input signal. u=sin(θm/
2), Dv=5in ((θm/2>+(2π/3))
, Dw=5in ((Om/2)+<4π/3)).

８は電流指令信号形成回路であって、各メモリー部７−
１．７−２．７−３から入力されるデジタル信号Ｏｕ、
［）ｖ、［）ｗど経路９より入力されるトルク指令信号
Ｅ↑とを各々電流指令信号形成部８−１．８−２．８−
３で乗算してアナログ向の電流指令信号１ｕ、Ｉｖ、Ｉ
ｗを出力するようになっている。8 is a current command signal forming circuit, and each memory section 7-
1.7-2. Digital signal Ou input from 7-3,
The torque command signal E↑ input from the [)v, [)w path 9 and the current command signal forming section 8-1.8-2.8-
Multiply by 3 to obtain analog current command signals 1u, Iv, I
It is designed to output w.

３は駆動回路であって、前記電流指令信号形成部８−１
．８−２．８−３から出力される電流指令信号１ｕ、ｌ
ｖ、１ｗを入力信号として該信号Ｉｕ、［ｖ、Ｉｗの電
圧値に比例した電機子電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを前記ブラ
シレス電動様１の電刷子巻線１−２ｔＪ、１−２Ｖ、１
−２ＷＩＣ給電するようになっている。3 is a drive circuit, and the current command signal forming section 8-1
．． 8-2. Current command signals 1u, l output from 8-3
v, 1w as input signals, the armature currents iu, iv, iw proportional to the voltage values of the signals Iu, [v, Iw are applied to the electric brush windings 1-2tJ, 1-2V, 1 of the brushless motor 1.
-2WIC power is supplied.

次に、前述した励磁回路４の具体的構成を第２図を参照
して説明する。この励磁回路４は、図示のように一定周
波数に−ｆ（例えば１０Ｍ）１ｚ）のパルス列信号を出
力する発掘器４１と、該、パルス列信号を計数してＱ−
ｎビットのデジタル値を周期Ｔａで繰り返すデジタル信
号ＤＳ１を経路し２に出力すると共に周１！］　Ｔ　ｏ
　　ｅ、　Ｐ　ｒ　／　Ｐ　ｍ　（＝　Ｔ　ｏ　／２）
を有するパルス列信号ＥＰＩを経路Ｌ１に出力する計数
回路４２と、メモリー内に各々正弦波。Next, a specific configuration of the above-mentioned excitation circuit 4 will be explained with reference to FIG. 2. As shown in the figure, this excitation circuit 4 includes an excavator 41 that outputs a pulse train signal of -f (for example, 10M) 1z) at a constant frequency, and an excavator 41 that counts the pulse train signal and outputs a pulse train signal of -f (for example, 10M) 1z) at a constant frequency.
A digital signal DS1 that repeats an n-bit digital value with a cycle Ta is routed and output to 2, and the cycle 1! ] T o
e, P r / P m (= T o /2)
A counting circuit 42 outputs a pulse train signal EPI having a sine wave to the path L1, and a sine wave in the memory.

余弦波のデジタル値が予めメモリーされていて前記デジ
タル信号ＤＳＩがアドレス端子にアドレス入力信号とし
て入力された際に該アドレス入力信号に応じて各々正弦
波、余弦波のデジタル信号０８２−１．ＤＳ２−２を出
力するメモリー回路４３．４４と、前記デジタル信号Ｄ
Ｓ２−１．ＤＳ２−２を各々デジタル・アナログ変換（
以下、Ｄ／Ａ変換と称する。〉して二相正弦波信号ｅＸ
。A cosine wave digital value is stored in advance, and when the digital signal DSI is input as an address input signal to an address terminal, the sine wave and cosine wave digital signals 082-1 . Memory circuits 43 and 44 that output DS2-2 and the digital signal D
S2-1. Digital/analog conversion for each DS2-2 (
Hereinafter, this will be referred to as D/A conversion. > and two-phase sine wave signal eX
.

ｅＹを出力するデジタル・アナログ変換器（以下、Ｄ／
Ａ変換器と称する。）４５．４６とからなっている。A digital-to-analog converter (hereinafter referred to as D/
It is called A converter. ) 45.46.

第３図（ａ＞（ｂ）は前記デジタル信号ＤＳ１と二相正
弦波信号ｅＸ、ｅＹの関係を示す図でｄつって、横軸は
時間を軸を、縦軸はデジタル信号及び電圧値を表わす。FIG. 3 (a>(b) is a diagram showing the relationship between the digital signal DS1 and the two-phase sine wave signals eX and eY, where the horizontal axis represents time and the vertical axis represents the digital signal and voltage value. represent.

第３図（ａ）（ｂ）において、周期Ｔｏ間でデジタル信
号ＤＳ１は零（０）からデジタル値ＤＡに到達し、周！
’Ｊｌ　Ｔ　ｏ毎にこの状態を繰り返し、また、二相正
弦波信号ｅＸとｅＹとは互いに９０”位相ずれをもち、
周１’ＪＪＴｏ、周波数「０をもっており、従って、デ
ジタル信号ＤＳ１が二相正弦波信号ｅＸ　、ｅＹの位相
状態をデジタル値で表わしている。また、前記検出信号
ｅ。In FIGS. 3(a) and 3(b), the digital signal DS1 reaches the digital value DA from zero (0) during the period To, and the period!
This state is repeated every 'Jl To, and the two-phase sine wave signals eX and eY have a phase shift of 90'' from each other,
The period 1'JJTo has a frequency of 0, and therefore, the digital signal DS1 represents the phase state of the two-phase sine wave signals eX and eY as digital values.Furthermore, the detection signal e.

の位相ずれθｅ（＝２θｍ）の様子を第３図（ｂ）に示
ず。The state of the phase shift θe (=2θm) is not shown in FIG. 3(b).

第４図はＰＬＬ回路５の具体的構成の例を示したもので
ある。このＰＬＬ回路５は図示のようにレゾルバ′２の
検出信号ｅ１１と後述する正弦波信号ｅｏａどの位相差
を検出し、その位相差に比例した直流電圧信号ＥＰＤを
出力する位相検出器５１と、前記直流電圧信号ＥＰＤを
入力信号として比例・積分動作（ＰＩ動作と略す）特性
をもって増幅された直流電圧信号ＥＶＣＯを出力する増
幅器５２と、該直流電圧信号ＥＶＣＯを入力信号としそ
の直流電圧値に比例した周波数Ｋ（ｆ±Δ丁）を有する
パルス列信号ＥＰ２を出力する電圧制御発振器５３と、
該パルス列信号ＥＰ２を計数して検出信号ｅｏの周期Ｔ
　１０に相当する周期でデジタル値を零からＤ［３の間
を繰り３区しそのデジタル（Ｉ自が検出信号ｅｏの位相
状態を承りデジタル信号ＤＳ３を経路Ｌ３に出力すると
共に周ｌ１０］Ｔ１０に対して周期Ｔ１゜・Ｐｒ／Ｐｍ
（＝Ｔ１．／２）をもつパルス列信号ＥＰ３を経路り、
４に出力する計数回路５４と、メモリー内に正弦波デジ
タル値が予めメモリーされていて前記デジタル信号ＤＳ
３をアドレス端子へのアドレス入力信号として該アドレ
ス入力信号に応じて正弦波デジタル信号ＤＳ４を出力す
るメモリー回路５５と、該正弦波デジタル信号ＤＳ４を
入力信号とし該信号ＤＳ４をＤ／△変換して周期ＴＩ。FIG. 4 shows an example of a specific configuration of the PLL circuit 5. As shown in the figure, this PLL circuit 5 includes a phase detector 51 that detects a phase difference between a detection signal e11 of a resolver '2 and a sine wave signal eoa (described later), and outputs a DC voltage signal EPD proportional to the phase difference; An amplifier 52 which uses a DC voltage signal EPD as an input signal and outputs a DC voltage signal EVCO amplified with proportional-integral operation (abbreviated as PI operation) characteristics, and an amplifier 52 which uses the DC voltage signal EVCO as an input signal and outputs a DC voltage signal EVCO that is amplified with proportional-integral operation (abbreviated as PI operation) characteristics, a voltage controlled oscillator 53 that outputs a pulse train signal EP2 having a frequency K (f±Δt);
The period T of the detection signal eo is determined by counting the pulse train signal EP2.
The digital value is cycled from 0 to D[3 in a period corresponding to 10, and the digital value is divided into 3 sections. For the period T1゜・Pr/Pm
(=T1./2) through the pulse train signal EP3,
4, and a counting circuit 54 which outputs a sine wave digital value in the memory in advance and outputs the digital signal DS.
3 as an address input signal to an address terminal, and a memory circuit 55 that outputs a sine wave digital signal DS4 in accordance with the address input signal, and a memory circuit 55 that uses the sine wave digital signal DS4 as an input signal and converts the signal DS4 into D/Δ. Period TI.

１周波数（「±Δｆ）を右するアナログ口の正弦波信号
ｅｏａを出力するＤ／Ａ変換器５６とからなっている。It consists of a D/A converter 56 that outputs an analog sine wave signal eoa having one frequency (±Δf).

第５図（ａ）（ｂ）はデジタル信号０８３と検出信号ｅ
ｏ及びアナログ正弦波信号ｅｎ　ａとの関係を示すもの
で、横軸は時間ｔを、縦軸はデジタル値及び電圧値を示
す。図において、曲線イ（実線で示す）は、回転角θｍ
が成る点で停止している状態にあるとき信号ｅｏ　、ｅ
ｏ　ａが周期Ｔｌ。Figures 5(a) and 5(b) show the digital signal 083 and the detection signal e.
It shows the relationship between o and the analog sine wave signal en a, where the horizontal axis shows time t, and the vertical axis shows digital values and voltage values. In the figure, curve A (shown as a solid line) represents the rotation angle θm
When the signals eo and e are stopped at a point where
o a is the period Tl.

（周波数ｆ）をもつことを示し、次に曲線口（点線で示
ず）はレゾルバ２の回転磁界（励磁電圧である二相正弦
波信号ｅＸ　、ｅＹによって生ずる）の回転方向と反対
方向に回転角θｍが成る回転速ｅ、■ｍで回転している
状態にあるとき信号ｅＱ。(frequency f), and then the curved line (not shown by the dotted line) rotates in the opposite direction to the rotation direction of the rotating magnetic field of the resolver 2 (generated by the two-phase sine wave signals eX and eY, which are excitation voltages). Signal eQ when rotating at rotational speed e, ■m where angle θm is formed.

ｅｏａが周１１］Ｔ＋＋（周波数ｆ＋八ｆ）をもつこと
を示し、更に、曲線ハ（一点鎖線で示ず）は、レゾルバ
２の回転磁界の回転方向と同一方向に回転角θｍが成る
回転速度白ｍで回転している状態にあるとき信号ｅＱ　
、ｅＱ　ａは周期Ｔ１２　（周波数ｆ−Δｆ）をもつこ
とを示ず。It shows that eoa has a circumference of 11]T++ (frequency f+8f), and furthermore, the curve C (not shown by the dashed line) is the rotational speed at which the rotational angle θm is in the same direction as the rotational direction of the rotating magnetic field of the resolver 2. When the white m is rotating, the signal eQ
, eQ a does not indicate that it has a period T12 (frequency f - Δf).

従って、このＰＬＬ回路５は検出信号ｅＱが入力される
と位相検出器５１でアナログ正弦波信号ｅｏａどの位相
差を検出し、その位相片が零になるようＰＬＬ回路５の
各部が動作し、アナログ正弦波信号ｅｏａが検出信号ｅ
０にＰＬＬ動作を行う。またデジタル信号ＤＳ３は、検
出信号ｅｏの位相を示すデジタル値をもつことになる。Therefore, when the detection signal eQ is input to this PLL circuit 5, the phase detector 51 detects the phase difference of the analog sine wave signal eoa, and each part of the PLL circuit 5 operates so that the phase piece becomes zero, The sine wave signal eoa is the detection signal e
Performs PLL operation at 0. Further, the digital signal DS3 has a digital value indicating the phase of the detection signal eo.

次に、第１発明の主要部であるレゾルバ２、励磁回路４
、ＰＬＬ回路５、ラッチ回路６、メモリー回路７及び電
流指令信号形成回路８からなる回路における回転角θｍ
とデジタル信号Ｑｕ、［）ｖ。Next, the resolver 2 and the excitation circuit 4, which are the main parts of the first invention, will be described.
, a rotation angle θm in a circuit consisting of a PLL circuit 5, a latch circuit 6, a memory circuit 7, and a current command signal forming circuit 8.
and digital signal Qu, [)v.

Ｑｗ及び電流指令信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの関係を第６
図の各信号の動作波形図及び第７図の動作特性図を用い
て説明する。The relationship between Qw and current command signals Iu, Iv, and Iw is shown in the sixth
This will be explained using the operation waveform diagram of each signal shown in the figure and the operation characteristic diagram shown in FIG.

第６図（ａ）〜（ｆ）は、横軸に時間ｔを、縦軸に各信
号のデジタル値及び電圧値をとっている。In FIGS. 6(a) to 6(f), the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents the digital value and voltage value of each signal.

第６図（ａ）は回転角θｍが０ｍ１で停止しているとき
のデジタル信号ＤＳ１とＤＳ３との関係を示し、第６図
（ｂ）は正弦波信号ｅＸと検出信号ｅＯとの関係を示し
、回転角０ｍ１即ち霜気的位相θｅ／２だけ正弦波信号
ｅＸを基準どして検出信号ｅ、が移相していることを示
す。第６図（Ｃ）（ｄ）（ｅ）はメモリー回路７の各メ
モリー部７−１．７−２．７−３のアドレス端子にデジ
タル信号ＤＳ３をラッチしないでそのままアドレス入力
信号したとき各メモリー部７−１．７−２．７−３から
出力される各正弦波デジタル信号Ｄｕ。FIG. 6(a) shows the relationship between the digital signals DS1 and DS3 when the rotation angle θm is stopped at 0 m1, and FIG. 6(b) shows the relationship between the sine wave signal eX and the detection signal eO. , indicates that the detection signal e is phase-shifted with respect to the sine wave signal eX by a rotation angle of 0 m1, that is, a frost phase θe/2. 6(C), (d), and (e) show that when the address input signal is directly input to the address terminal of each memory section 7-1.7-2.7-3 of the memory circuit 7 without latching the digital signal DS3, each memory Each sine wave digital signal Du output from section 7-1.7-2.7-3.

Ｑｖ、Ｑｗの仮想的動作波形を示したもので、この場合
には、周期Ｔ１゜（＝Ｔｏ　）に２゛リイクル（Ｐｍ／
Ｐｒ＝２のとき）のデジタル信号が出力されることを示
している。第６図（ｆ）はパルス列信号ＥＰＩの出力状
態を示し、周ｉ！ＪＩＴｏ／２（Ｐｍ／Ｐｒ＝２のとき
）を有して繰り返し出力されるパルス列信号ＥＰ１波形
の立ち下がり時、叩ら時間ｔ１　、　ｔ２　、・・・で
ラッチ回路６のデータ端子に入力されたデジタル信号Ｄ
Ｓ３をラッチする。従って、第６図（Ｃ）〜（ｆ）にお
いて、時間ｔ１　、　ｔ２　、・・・でデジタル信号Ｄ
Ｓ３をラッチしたデジタル信号ＤＳ５がラッチ回路６か
ら出力され正弦波デジタル信号［）Ｕ、［）Ｖ、［）Ｗ
の値は図示の点Ｕ１．Ｖ１．Ｗｌの値を持続してメモリ
ー回路７から出力される。回転角θｍを０ｍ１より大き
くすると、第６図（ａ）〜（ｆ）から解るようにパルス
列信号ＥＰＩのラッチ時の各正弦波デジタル信号Ｑｕ、
Ｑｖ、Ｑｗの値である点Ｕ１゜Ｖｌ、Ｗｌは、第６図（
ｃ）〜（ｅ）の仮想的動作波形上に沿って変化する。This shows hypothetical operation waveforms of Qv and Qw. In this case, 2° recycle (Pm/
This shows that a digital signal (when Pr=2) is output. FIG. 6(f) shows the output state of the pulse train signal EPI, and shows the period i! At the falling edge of the pulse train signal EP1 waveform that is repeatedly output with JITo/2 (when Pm/Pr=2), the pulse train signal is input to the data terminal of the latch circuit 6 at hitting times t1, t2,... digital signal D
Latch S3. Therefore, in FIGS. 6(C) to (f), the digital signal D at times t1, t2, . . .
The digital signal DS5 obtained by latching S3 is output from the latch circuit 6, and the sine wave digital signals [)U, [)V, [)W]
The value of point U1. V1. The value of Wl is maintained and outputted from the memory circuit 7. When the rotation angle θm is made larger than 0 m1, as can be seen from FIGS. 6(a) to (f), each sine wave digital signal Qu when the pulse train signal EPI is latched,
The points U1°Vl, Wl, which are the values of Qv and Qw, are shown in Fig. 6 (
It changes along the virtual operation waveforms c) to (e).

第７図（ａ）〜（Ｃ）は、トルク指令信号Ｅｔを一定値
としたときの回転角θｍに対応した電流指令信号Ｉｕ、
Ｉｖ、Ｉｗの電圧値の変化を示づ動作特性である。同図
において、回転角θｍが半回転（Ｒ／２＝π）の変化を
したどきに電流指令信号１ｕ、ｌｖ、Ｉｗは１サイクル
の変化を示すので、極数Ｐｍ＝４のブラシレス電動ｆｉ
ｌ　１を駆動する条件を満足している。FIGS. 7(a) to (C) show the current command signal Iu corresponding to the rotation angle θm when the torque command signal Et is a constant value,
This is an operating characteristic showing changes in voltage values of Iv and Iw. In the figure, the current command signals 1u, lv, and Iw show changes of one cycle when the rotation angle θm changes by half a rotation (R/2=π), so the brushless electric fi with the number of poles Pm=4
The conditions for driving l1 are satisfied.

以上説明したように第１図に承り本実施例によれば極数
Ｐｍ＝４のブラシレス電動ｔ１１に連結した極数Ｐｒ＝
２のレゾルバ２を用いて回転角θｍの回転に応じて１回
転当り２サイクルの電流指令信号１　ｕ　、　　Ｉ　Ｖ
、　　Ｉ　Ｗ′４ｉ：１８コトカｒキル１７）テ、これ
ら信号１ｕ、ｌｖ、）ｗを駆動回路３に入力して、この
駆動回路３から所定の回転起磁力Ｈを発生する電機子電
流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電！７Ｊ礪１の型別子巻線に給電
することにより電動礪１を円滑に駆動することかできる
。As explained above, according to FIG. 1, according to this embodiment, the number of poles Pr= connected to the brushless electric motor t11 with the number of poles Pm=4
Using the resolver 2 of 2, current command signals 1 u , I V of 2 cycles per rotation are generated according to the rotation of the rotation angle θm.
, I W'4i: 18 Kotoka r Kill 17) Te, these signals 1u, lv, )w are input to the drive circuit 3, and the armature current iu, which generates a predetermined rotational magnetomotive force H from this drive circuit 3, Electric iv, iw! By supplying power to the type winding of the 7J basin 1, the electric basin 1 can be smoothly driven.

第８図は本発明に係るブラシレス電動はの制御装置の第
２の発明の一実施例を示したものである。FIG. 8 shows an embodiment of the second invention of the control device for a brushless electric stove according to the present invention.

本実施例の制御装置においては、励磁回路４は、パルス
列信号ＥＰ１の代りに経路Ｌ２にデジタル信号ＤＳ１を
出力し、このデジタル信号ＤＳ１をラッチ回路６のデー
タ端子に入力し、また、ＰＬＬ回路５はデジタル信号Ｄ
Ｓ３の代りに経路Ｌ４にパルス列信号ＥＰ３を出力し、
このパルス列信号ＥＰ３をラッチ回路６のラッチ端子に
入力した点で前述した第１図の実施例と相違し、その他
の点は同様の構成となっている。In the control device of this embodiment, the excitation circuit 4 outputs the digital signal DS1 to the path L2 instead of the pulse train signal EP1, inputs this digital signal DS1 to the data terminal of the latch circuit 6, and also outputs the digital signal DS1 to the data terminal of the latch circuit 6. is the digital signal D
Output the pulse train signal EP3 to the path L4 instead of S3,
This embodiment differs from the previously described embodiment shown in FIG. 1 in that this pulse train signal EP3 is input to the latch terminal of the latch circuit 6, and the other points have the same structure.

第８図の各部の信号の変化する動作波形を第９図（ａ）
〜（ｆ）に示す。第９図（ａ）〜（ｆ）においては、横
軸に時間ｔをとり、Ｍｉ軸に各信号のデジタル値及び電
圧値をとっている。第９図（ａ＞は回転角θｍがθｍｉ
ｏで停止しているときのデジタル信号ＤＳ１及びＤＳ３
の関係を示している。第９図（ｂ）は正弦波信号ｅＸと
検出信号ｅｏとの関係を示し、回転角θｍｉｏ即ち電気
的位相θｅ／２だけ正弦波信号ｅＸｆｊ−基ｔ１（とし
て移相していることを示す。第９図（ｃ）（ｄ）（ｅ）
はメモリー回路７の各メモリー部７−１．７−２゜７−
３の各アドレス端子にデジタル信号ＤＳ３をラッチしな
いでそのまま入力信号したとき各メモリー部から出力さ
れる各正弦波デジタル信号Ｄｕ。Figure 9(a) shows the changing operating waveforms of the signals of each part in Figure 8.
- Shown in (f). In FIGS. 9(a) to 9(f), the horizontal axis represents time t, and the Mi axis represents the digital value and voltage value of each signal. Figure 9 (a> indicates that the rotation angle θm is θmi
Digital signals DS1 and DS3 when stopped at o
It shows the relationship between FIG. 9(b) shows the relationship between the sine wave signal eX and the detection signal eo, and shows that the phase is shifted by the rotation angle θmio, that is, the electrical phase θe/2 as the sine wave signal eXfj−base t1. Figure 9(c)(d)(e)
is each memory section 7-1.7-2゜7- of the memory circuit 7
Each sine wave digital signal Du is output from each memory section when the digital signal DS3 is directly inputted to each address terminal of 3 without being latched.

［）Ｖ、［）Ｗの仮想的動作波形を示したもので、この
場合には、周期Ｔ０に２サイクル（Ｐｍ／Ｐｒ＝２のと
き）のデジタル信号が出力されることを示している。第
９図（ｆ）はパルス列信号ＥＰ３の出力状態を示し、こ
の信号ＥＰ３は周期］−１゜／２　（Ｐｍ／Ｐｒ＝２の
とぎ）を有して繰返し出力され、該信号ＥＰ３波形の立
ち下がり時、即ち「、１間ｔｌＯ，ｔｌｌ、　ｔ１２．
・・・でラッチ回路６はそのデータ端子に入力されたデ
ジタル信号ＤＳ１をラッチする。従って、第９図（Ｃ）
〜（ｆ）にＪ５いて、　４時間ｔ１０．　ｔｌｌ、　ｔ
１２．・・・でデジタル信号ＤＳＩをラッチしたデジタ
ル信号ＤＳ５がラッチ回路６から出力され、正弦波デジ
タル信号Ｑｕ、［）ｖ。This shows hypothetical operation waveforms of [)V and [)W, and in this case, it shows that a two-cycle digital signal (when Pm/Pr=2) is output in period T0. FIG. 9(f) shows the output state of the pulse train signal EP3, and this signal EP3 is repeatedly output with a period of −1°/2 (Pm/Pr=2 intervals), and the rising edge of the signal EP3 waveform When falling, that is, ", 1 interval tlO, tll, t12.
..., the latch circuit 6 latches the digital signal DS1 input to its data terminal. Therefore, Fig. 9(C)
~ (f) J5, 4 hours t10. tll, t
12. A digital signal DS5 obtained by latching the digital signal DSI is output from the latch circuit 6, and a sine wave digital signal Qu, [)v.

ＤＷの１ｉｔ（ハ図示の点Ｕ１０．Ｖ１０．Ｗ１０（７
）値を持続してメモリー回路７から出力される。回転角
θｍをθｍｉｏより大きくすると、第９図（ａ）〜（ｆ
）から解るようにパルス列信号ＥＰ３のラッチ時の各正
弦波デジタル信号Ｄｕ、　Ｄｖ、［）ｗの値である点ｕ
ｉ、ｖｉ、ｗｉは第９図（ｃ）＝（ｅ）の仮想的動作波
形上に沿って変化する。1it of DW (C) Point U10.V10.W10 (7
) value is outputted from the memory circuit 7. When the rotation angle θm is made larger than θmio, Fig. 9(a) to (f
), the point u which is the value of each sine wave digital signal Du, Dv, [)w when the pulse train signal EP3 is latched
i, vi, and wi change along the virtual operation waveform shown in FIG. 9(c)=(e).

第１０図＜ａ）〜（ｃ）はトルク指令信号Ｅｔを一定値
としたときの回転角Ｏｍに対応した電流指令信号１ｕ、
ｌｖ、Ｉｗの電圧値の変化を示す動作特性である。同図
において、回転角θｍが半回転（Ｐ／２＝π）の変化を
したときに電流指令信号１ｕ、ｌｖ、１ｗは１　＋Ｊイ
クルの変化を示すので、極数Ｐｍ＝４のブラシレス電動
！ｉｕ　１を駆動する条件を満足している。Fig. 10 <a) to (c) shows the current command signal 1u corresponding to the rotation angle Om when the torque command signal Et is a constant value;
These are operating characteristics showing changes in voltage values of lv and Iw. In the figure, when the rotation angle θm changes by half a rotation (P/2=π), the current command signals 1u, lv, and 1w show a change of 1+J cycles, so the brushless electric motor with the number of poles Pm=4! The conditions for driving iu1 are satisfied.

以上説明したように、第８図の本実施例によっても第１
図に示した第１の実施例と同様にブラシレス電動ｇ１１
を円滑に駆動することができる。なお、ここで注意しな
ければならないことは第７図と第１０図とに示した各動
作特性を比較すれば解るように回転角θｍに対応するｒ
ｒＸ流指令信号１ｕ。As explained above, the present embodiment shown in FIG.
Similar to the first embodiment shown in the figure, the brushless electric g11
can be driven smoothly. What must be noted here is that r, which corresponds to the rotation angle θm, can be seen by comparing the operating characteristics shown in Figures 7 and 10.
rX flow command signal 1u.

Ｉｖ、Ｉｗの出力状態が異なっていることである。The difference is that the output states of Iv and Iw are different.

以上の説明において、３個のメモリー部７−１゜７−２
．７−３からなるメモリー回路７．３・個の電流指令信
号形成部８−１．８−２．８−３からなる電流指令信号
形成回路８を用いて説明したが、２個のメモリー部７−
１．７−２とからなるメしリー回路７．２個の電流指令
信号形成部８−１゜８−２からなる電流指令信号形成回
路８を用いて電流指令信号１ｕ、Ｉｖ、１ｗを出力し、
この２つの電流指令信号１ｕ、　　Ｉｖからベクトル合
成回路を用いて電流１ｉ令信号１ｗを１５ることは容易
に得ることができる。従って上記のようむ構成をしった
ものも本願の請求範囲に入る。In the above explanation, three memory units 7-1, 7-2
．． Although the explanation has been made using the current command signal forming circuit 8 consisting of 3 current command signal forming sections 8-1.8-2.8-3, the memory circuit 7. −
1. Output current command signals 1u, Iv, 1w using a current command signal forming circuit 8 consisting of two current command signal forming sections 8-1 and 8-2. death,
From these two current command signals 1u and Iv, a current 1i order signal 1w can be easily obtained using a vector synthesis circuit. Therefore, devices having the above configuration also fall within the scope of the claims of the present application.

また、メモリー回路７の２つの各メモリー部７−１．７
−２に、そのアドレス端子へのアドレス人力信＠ＤＳ３
（又はＤＳｌ）に応じて正弦波及び余弦波状のデジタル
値を出力するように予めデジタル値をメモリーさせてお
き、デジタル信号１〕Ｓ５に応じて各々正弦波状のデジ
タル信号Ｄα、余弦波状のデジタル信号Ｄβを出力し、
これらのデジタル信号Ｄα、Ｄβを各々電流指令信号形
成部８−１．８−２に入力することにより二相型：Ａ；
指令信号Ｉα、Ｉβを得、さらにこれら信号【α。In addition, each of the two memory sections 7-1.7 of the memory circuit 7
-2, address human power input to that address terminal @DS3
Digital values are stored in advance so as to output sine wave and cosine wave digital values according to (or DSl), and a sine wave digital signal Dα and a cosine wave digital signal are respectively output according to the digital signal 1] S5. Output Dβ,
By inputting these digital signals Dα and Dβ to the current command signal forming section 8-1, 8-2, two-phase type:
Command signals Iα and Iβ are obtained, and these signals [α.

Ｉβを周知の二相・三相変換器に入力して三相電流指令
信号１ｕ、ｌｖ、１ｗを得るようにした、即ち２つの電
流指令信号形成部８−１．８−２と二相・三相変換器と
からなる電流指令信号形成回路から三相電流指令信号１
ｕ、ｌｖ、１ｗを得るようにしてもよい。従って上記の
ような構成をもったものも本願の請求範囲に入る。Iβ is input to a well-known two-phase/three-phase converter to obtain three-phase current command signals 1u, lv, and 1w. A three-phase current command signal 1 is generated from a current command signal forming circuit consisting of a three-phase converter.
You may also obtain u, lv, and 1w. Therefore, devices having the above configuration also fall within the scope of the claims of the present application.

また、上記実施例では三相ブラシレス電動機の制御装置
について述べたが、本発明は二相ブラシレス電８はの制
御装置にも適用することができる。Furthermore, although the above embodiment describes a control device for a three-phase brushless motor, the present invention can also be applied to a control device for a two-phase brushless motor 8.

また、上記実施例ではレゾルバとして、二相励磁・−相
出力巻線タイプのレゾルバを用いて説明したが、−相励
磁・二相出力巻線タイプのレゾルバと、その２つの出力
巻線の一方の端子に抵抗器を直列接続し、他方の出力巻
線の一方の端子にコンデンサを直列に接続し、２つの出
力巻線の他方の端子を相互に接点し、また、前記抵抗器
とコンデンサを直列に接続して、２つの出力巻線の相互
接続点と前記抵抗器と、コンデンサの相互接続点とから
検出信号ｅ０を得るようにしたレゾルバも同様な動作を
得ることができるので、本発明で使用することができる
。In the above embodiment, a two-phase excitation/-phase output winding type resolver was used as the resolver, but a -phase excitation/two-phase output winding type resolver and one of its two output windings were used. A resistor is connected in series to the terminals of the output winding, a capacitor is connected in series to one terminal of the other output winding, the other terminals of the two output windings are connected to each other, and the resistor and the capacitor are connected in series. A resolver connected in series to obtain the detection signal e0 from the interconnection point of the two output windings, the resistor, and the capacitor can also obtain a similar operation, so the present invention It can be used in

［発明の効果］ 以上説明したように本願の第１．第２の発明に係るブラ
シレス電動機の制御装置によれば、従来必要であったブ
ラシレス電動機の極数Ｐｍとこれに連結されたレゾルバ
の極数ｐｒとの関係がト）ｍ＝Ｐｒという条件に１１１
約されず、例えば第２表で表するような極数関係でブラ
シレス電動機とレゾルバを選択して使用することができ
る。従って、本発明によれば磁極位置検出以外の別の信
号の形成の要求に応じた極数のレゾルバを選択でさ、法
ｒｄ１極位置検出以外の別の信号°の形成の自由度が大
になる利点がある。[Effects of the Invention] As explained above, the first aspect of the present application. According to the control device for a brushless motor according to the second aspect of the present invention, the relationship between the number of poles Pm of the brushless motor and the number of poles pr of the resolver connected thereto, which was conventionally required, is 111 under the condition that m=Pr.
For example, a brushless motor and a resolver can be selected and used according to the pole number relationship shown in Table 2. Therefore, according to the present invention, by selecting a resolver with the number of poles that corresponds to the request for forming a signal other than magnetic pole position detection, the degree of freedom in forming a signal other than magnetic pole position detection is increased. There are some advantages.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明に係るブラシレス電動機の制御装置の第
１実施例のブロック図、第２図は第１図における励磁回
路の実施例を示ずブロック図、第３図は第２図を説明す
るためのＯ」作波形図、第４図は第１図におけるＰＬＬ
回路の実施例を示すブロック図、第５図は第４図を説明
するための動作波形図、第６図は第１図を説明するため
の動作波形図、第７図は第１図を説明するための特性図
、第８図は本発明に係るブラシレス電動機のル制御装置
の第２実施例のブロック図、第９図は第８図を説明する
ための動作波形図、第１０図は第８図を説明するための
特性図、第１１図はブラシレス電動礪の概略＋ｍ成を示
す説明図である。 １・・・ブラシレス電ｉＥＩ＋　ＵＮ、２・・・レゾル
バ、３・・・駆動回路、４・・・励磁回路、５・・・Ｐ
ＬＬ回路、６・・・ラッチ回路、７・・・メモリー回路
、７−１．７−２゜７−３・・・メモリー部、８・・・
電流指令信号形成回路、８−１．８−２．８−３・・・
電流指令信号形成部。 茨）１図 ヒｒＩ　　　　９５７ 第８図Fig. 1 is a block diagram of a first embodiment of a control device for a brushless motor according to the present invention, Fig. 2 is a block diagram not showing the embodiment of the excitation circuit in Fig. 1, and Fig. 3 explains Fig. 2. Figure 4 shows the PLL in Figure 1.
A block diagram showing an example of the circuit, FIG. 5 is an operating waveform diagram to explain FIG. 4, FIG. 6 is an operating waveform diagram to explain FIG. 1, and FIG. 7 is an explanation of FIG. 1. FIG. 8 is a block diagram of a second embodiment of the control device for a brushless motor according to the present invention, FIG. 9 is an operation waveform diagram for explaining FIG. 8, and FIG. FIG. 8 is a characteristic diagram for explaining the characteristic diagram, and FIG. 11 is an explanatory diagram schematically showing the +m configuration of the brushless electrically operated armature. 1... Brushless electric iEI+ UN, 2... Resolver, 3... Drive circuit, 4... Excitation circuit, 5... P
LL circuit, 6...Latch circuit, 7...Memory circuit, 7-1.7-2゜7-3...Memory section, 8...
Current command signal forming circuit, 8-1.8-2.8-3...
Current command signal forming section. Thorn) Figure 1 HirI 957 Figure 8

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）極数Ｐｍを有するブラシレス電動機１を駆動制御
するブラシレス電動機の制御装置において、周波数ｆを
有する二相正弦波信号ｅＸ、ｅＹを出力しかつ前記信号
ｅＸ、ｅＹの周期Ｔ＿０に対応した周期Ｔ＿０・Ｐｒ／
Ｐｍ（ここでＰｒは後述のレゾルバの極数）を有するパ
ルス列信号ＥＰ１を出力する励磁回路４と、前記ブラシ
レス電動機１の回転子に連結されその回転子の回転角θ
ｍに応じた電気的位相角θｅ＝θｍ・Ｐｒ／Ｐｍと回転
速度■ｍに応じた周波数（ｆ±Δｆ）とを有する検出信
号ｅ＿０を出力する極数Ｐｒのレゾルバ２と、前記検出
信号ｅ＿０を入力信号とし該検出信号ｅ＿０の位相に対
応するデジタル信号ＤＳ３を出力しつつ前記検出信号ｅ
＿０の位相に一致するように位相ロック・ループ動作を
する位相ロック・ループ回路５と、前記パルス列信号Ｅ
Ｐ１をラッチ信号としてデジタル信号ＤＳ３を所定の周
期Ｔ＿０・Ｐｒ／Ｐｍで繰り返しラッチしたデジタル信
号ＤＳ５を出力するラッチ回路６と、前記デジタル信号
ＤＳ３をアドレス入力信号としたときに周期がＴ＿０・
Ｐｒ／Ｐｍで位相が互いに前記ブラシレス電動機の相数
に応じた電気角度でずれた複数相のデジタル正弦波信号
を出力するようにメモリーされた複数のメモリー部を備
え前記デジタル信号ＤＳ５を前記各メモリー部のアドレ
ス入力信号として前記各メモリー部からそのアドレス入
力信号に応じた前記複数相のデジタル正弦波信号を出力
するメモリー回路７と、前記複数相のデジタル正弦波信
号を入力信号として外部から与えられるトルク指令信号
Ｅｔと各々乗算して各々複数相の電流指令信号を出力す
る電流指令信号形成回路８と、前記複数相の電流指令信
号を入力信号として前記ブラシレス電動機に複数相の電
機子電流を供給する駆動回路３とを備えたことを特徴と
するブラシレス電動機の制御装置。(1) A brushless motor control device that drives and controls a brushless motor 1 having a number of poles Pm, which outputs two-phase sine wave signals eX and eY having a frequency f and whose period corresponds to the period T_0 of the signals eX and eY. T_0・Pr/
An excitation circuit 4 that outputs a pulse train signal EP1 having a pulse train signal EP1 having a pulse train Pm (where Pr is the number of poles of a resolver described later), and an excitation circuit 4 that is connected to the rotor of the brushless motor 1 and has a rotation angle θ of the rotor.
A resolver 2 with a pole number Pr that outputs a detection signal e_0 having an electrical phase angle θe=θm·Pr/Pm corresponding to m and a frequency (f±Δf) corresponding to a rotational speed ■m, and the detection signal e_0 is an input signal, and outputs the digital signal DS3 corresponding to the phase of the detection signal e_0.
A phase-locked loop circuit 5 that performs a phase-locked loop operation to match the phase of _0, and the pulse train signal E.
A latch circuit 6 outputs a digital signal DS5 by repeatedly latching a digital signal DS3 at a predetermined cycle T_0·Pr/Pm using P1 as a latch signal, and a latch circuit 6 that outputs a digital signal DS5 that repeatedly latches a digital signal DS3 at a predetermined cycle T_0·Pr/Pm, and when the digital signal DS3 is used as an address input signal, the cycle is T_0·Pr/Pm.
The digital signal DS5 is stored in each of the memories, and the digital signal DS5 is stored in each of the memories. a memory circuit 7 for outputting the plurality of phases of digital sine wave signals according to the address input signals from each memory section as an address input signal of the section; a current command signal forming circuit 8 that outputs a plurality of phase current command signals by multiplying each by a torque command signal Et; and supplying a plurality of phases of armature current to the brushless motor using the plurality of phase current command signals as input signals. A control device for a brushless motor, comprising a drive circuit 3. （２）極数Ｐｍを有するブラシレス電動機１を駆動制御
するブラシレス電動機の制御装置において、周波数ｆを
有する二相正弦波信号ｅＸ、ｅＹを出力しかつ該信号ｅ
Ｘ、ｅＹの位相に対応したデジタル信号ＤＳ１を出力す
る励磁回路４と、前記ブラシレス電動機１の回転子に連
結されてその回転子の回転角θｍに応じた電気的位相角
θｅ＝θｍ・Ｐｒ／Ｐｍと回転速度■ｍに応じた周波数
（ｆ±Δｆ）とを有する検出信号ｅ＿０を出力する極数
がＰｒのレゾルバ２と、前記検出信号ｅ＿０の周期Ｔ＿
１＿０に対応した周期Ｔ＿１＿０・Ｐｒ／Ｐｍを有する
パルス列信号ＥＰ３を出力しつつ前記検出信号ｅ＿０の
位相に一致するように位相ロック・ループ動作をする位
相ロック・ループ回路５と、前記パルス列信号ＥＰ３を
ラッチ信号としてデジタル信号ＤＳ１を所定の周期Ｔ＿
１＿０・Ｐｒ／Ｐｍで繰り返し、ラッチしたデジタル信
号ＤＳ５を出力するラッチ回路６と、前記デジタル信号
ＤＳ１をアドレス入力信号としたときに周期がＴ＿１＿
０・Ｐｒ／Ｐｍで位相が互いに前記ブラシレス電動機の
相数に応じた電気角度でずれた複数相のデジタル正弦波
信号を出力するようにメモリーされた複数のメモリー部
を備え前記デジタル信号ＤＳ５を前記各メモリー部のア
ドレス入力信号として前記各メモリー部からそのアドレ
ス入力信号に応じた前記複数相のデジタル正弦波信号を
出力するメモリー回路７と、前記複数相のデジタル正弦
波を入力信号として外部から与えられるトルク指令信号
Ｅｔと各々乗算して各々複数相の電流指令信号を出力す
る電流指令信号形成回路８と、前記複数相の電流指令信
号を入力信号として前記ブラシレス電動機に複数相の電
機子電流を供給する駆動回路３とを備えたことを特徴と
するブラシレス電動機の制御装置。(2) A brushless motor control device that drives and controls a brushless motor 1 having a number of poles Pm, which outputs two-phase sine wave signals eX and eY having a frequency f, and outputs the signal e
An excitation circuit 4 that outputs a digital signal DS1 corresponding to the phases of A resolver 2 with a pole number Pr that outputs a detection signal e_0 having a frequency (f±Δf) according to Pm and a rotational speed m, and a period T_ of the detection signal e_0.
a phase-locked loop circuit 5 that performs a phase-locked loop operation to match the phase of the detection signal e_0 while outputting a pulse train signal EP3 having a period T_1_0·Pr/Pm corresponding to the pulse train signal EP3; The digital signal DS1 is used as a latch signal at a predetermined period T_
A latch circuit 6 repeatedly outputs the latched digital signal DS5 at 1_0·Pr/Pm, and when the digital signal DS1 is used as an address input signal, the period is T_1_
The digital signal DS5 is provided with a plurality of memory sections stored in memory so as to output digital sine wave signals of a plurality of phases whose phases are shifted from each other by an electrical angle corresponding to the number of phases of the brushless motor at 0.Pr/Pm. a memory circuit 7 that outputs the plurality of phases of digital sine wave signals corresponding to the address input signals from each memory section as an address input signal of each memory section; a current command signal forming circuit 8 that outputs a plurality of phase current command signals by multiplying each by a torque command signal Et, and outputs a plurality of phase armature currents to the brushless motor using the plurality of phase current command signals as input signals; A control device for a brushless motor, characterized in that it is equipped with a drive circuit 3 for supplying power to the brushless motor.