JPS6139866A - インバ−タ - Google Patents
インバ−タInfo
- Publication number
- JPS6139866A JPS6139866A JP15832084A JP15832084A JPS6139866A JP S6139866 A JPS6139866 A JP S6139866A JP 15832084 A JP15832084 A JP 15832084A JP 15832084 A JP15832084 A JP 15832084A JP S6139866 A JPS6139866 A JP S6139866A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- snubber
- current
- diode
- current transformer
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/5157—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only wherein the extinguishing of every commutation element will be obtained by means of a commutation inductance, by starting another main commutation element in series with the first
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はスナバを具えるインバータにおけるスナバの
蓄積エネルギーの直流電源への帰遅手段の改良したイン
バータに関するものである。
蓄積エネルギーの直流電源への帰遅手段の改良したイン
バータに関するものである。
第1図は特願昭59−18553号(:示された従来の
インバータを示す回路図であり、自己消弧型スイッチン
グ素子をアーム素子としてハーフブリッジで示したもの
である。同図C二おいてP、Nは直流電源のそれぞれ正
極、負極、(IU) 、 (IX)はアーム素子である
ゲートターンオフサイリスタ(以下GTOと略記する)
であって、交互にオン。
インバータを示す回路図であり、自己消弧型スイッチン
グ素子をアーム素子としてハーフブリッジで示したもの
である。同図C二おいてP、Nは直流電源のそれぞれ正
極、負極、(IU) 、 (IX)はアーム素子である
ゲートターンオフサイリスタ(以下GTOと略記する)
であって、交互にオン。
オフするようにオン、オフ信号をそのゲートに受ける。
(2U)、 (2X)はリアクトルであって直列接続さ
れて、GTO(IU)とGTO(IX)間に挿入されて
いる。(3U)、 (3X)は帰還ダイオードであって
、帰還ダイオード(30)はGTO(IU)に逆並列に
接続され、帰還ダイオード((2)はG T O(IX
)に逆並列に接続されている。スナバ(4X)はスナバ
コンデンサ(41X)、スナバダイオード(42x)か
らなシ、GTO(IX)に並列接続されている。スナバ
(4U)のスナバダイオード(42U)のアノード側と
スナバ(4X)のスナバダイオード(,42X)のカソ
ード側とはダイオード回路(5)を介して接続されてい
る。このダイオード回路+51はそのカソード側をダイ
オード(42U)のアノード側に向けて挿入されている
。(61は変流器であって、ダイオード回路(5)に挿
入され、2次巻線の両端(ea)、 (eb)はそれぞ
れダイオード整流回路(7)のダイオード(7a)、
(7b)を介して直流電源の正極P1=接続され、かつ
ダイオード(7C)、 (7d)を介して直流電源の負
極Nに接続されている。
れて、GTO(IU)とGTO(IX)間に挿入されて
いる。(3U)、 (3X)は帰還ダイオードであって
、帰還ダイオード(30)はGTO(IU)に逆並列に
接続され、帰還ダイオード((2)はG T O(IX
)に逆並列に接続されている。スナバ(4X)はスナバ
コンデンサ(41X)、スナバダイオード(42x)か
らなシ、GTO(IX)に並列接続されている。スナバ
(4U)のスナバダイオード(42U)のアノード側と
スナバ(4X)のスナバダイオード(,42X)のカソ
ード側とはダイオード回路(5)を介して接続されてい
る。このダイオード回路+51はそのカソード側をダイ
オード(42U)のアノード側に向けて挿入されている
。(61は変流器であって、ダイオード回路(5)に挿
入され、2次巻線の両端(ea)、 (eb)はそれぞ
れダイオード整流回路(7)のダイオード(7a)、
(7b)を介して直流電源の正極P1=接続され、かつ
ダイオード(7C)、 (7d)を介して直流電源の負
極Nに接続されている。
次にこの装置の動作について第2図(al及び(blの
タイムチャートを参照して説明する。第2図(a)にお
いて和、 TzはそれぞれG T O(IU) 、 (
IX)の第2期間、Iwは負荷(この例ではし負荷)に
流出する負荷電流、Iu、IzはそれぞれG T O(
IU) 、 (Ix)に流れる電流、Iud 、 Is
dはそれぞれ帰還ダイオード(3U)、 (3X)を流
れる電流、Vuc 、 VxCはそれぞれスナバコンデ
ンサ(41U) 、 (41X)の電圧、IDはダイ
オード回路(51、変流器(61を流れる電流を示して
いる。また、第2図(b)はG T O(117)がオ
フした時の変流器(5)の電圧及び電流の拡大波形を示
しておシ、VQTは変流器167の1次巻線の電圧であ
る。
タイムチャートを参照して説明する。第2図(a)にお
いて和、 TzはそれぞれG T O(IU) 、 (
IX)の第2期間、Iwは負荷(この例ではし負荷)に
流出する負荷電流、Iu、IzはそれぞれG T O(
IU) 、 (Ix)に流れる電流、Iud 、 Is
dはそれぞれ帰還ダイオード(3U)、 (3X)を流
れる電流、Vuc 、 VxCはそれぞれスナバコンデ
ンサ(41U) 、 (41X)の電圧、IDはダイ
オード回路(51、変流器(61を流れる電流を示して
いる。また、第2図(b)はG T O(117)がオ
フした時の変流器(5)の電圧及び電流の拡大波形を示
しておシ、VQTは変流器167の1次巻線の電圧であ
る。
今、時刻1.において、例えば今までオンしていたGT
O(IU)がターンオフされると、G T O(IU)
に流れていた電流Iuはスナバ(4U)に移り、スナバ
コンデンサ(41U)が充電され始める。この時、スナ
バコンデンサ(4X)のスナバコンデン+ (41X)
の電荷はダイオード回路(51−変流器(6)−ダイオ
ード(42U) −’)アクドル(γ)−交流出力端子
Uを通って図示しない負荷へ放電され、時刻t2で放電
が完了し、帰還ダイオード(3X)が導通し始める。こ
の間変流器(61の2次出力はダイオード整流回路(7
)のダイオード(7a) 、 (71:+)を通して直
流電源に返還されるため、変流器161の1次巻線間に
直流電源の電圧に比例した電圧が発生する。つづいて、
リアクトル(題)のエネルギーがリアクトル(2U)−
リアクトル(2X)−スナバダイオード(42X)−ダ
イオード回路+51−変流器(6)−スナバダイオード
(42U)の経路で直流電源へ帰還され、リアクトル(
2U)及び変流器161の電流は減衰する。時刻t3で
変流器(6)の鉄心が磁気飽和を生じると、変流器(6
1の電圧は逆極性に過電圧を一瞬発生するが、ダイオー
ド(7b) 。
O(IU)がターンオフされると、G T O(IU)
に流れていた電流Iuはスナバ(4U)に移り、スナバ
コンデンサ(41U)が充電され始める。この時、スナ
バコンデンサ(4X)のスナバコンデン+ (41X)
の電荷はダイオード回路(51−変流器(6)−ダイオ
ード(42U) −’)アクドル(γ)−交流出力端子
Uを通って図示しない負荷へ放電され、時刻t2で放電
が完了し、帰還ダイオード(3X)が導通し始める。こ
の間変流器(61の2次出力はダイオード整流回路(7
)のダイオード(7a) 、 (71:+)を通して直
流電源に返還されるため、変流器161の1次巻線間に
直流電源の電圧に比例した電圧が発生する。つづいて、
リアクトル(題)のエネルギーがリアクトル(2U)−
リアクトル(2X)−スナバダイオード(42X)−ダ
イオード回路+51−変流器(6)−スナバダイオード
(42U)の経路で直流電源へ帰還され、リアクトル(
2U)及び変流器161の電流は減衰する。時刻t3で
変流器(6)の鉄心が磁気飽和を生じると、変流器(6
1の電圧は逆極性に過電圧を一瞬発生するが、ダイオー
ド(7b) 。
(70)がオンして、端子(6a) 、 (6b)間の
電圧ヲ直流電源の電圧にクランプする働きをなす。この
逆電圧はスナバダイオード(42U)−リアクトル(2
U) −リアクトル(2x)−スナバダイオード(5)
のループの電流を増加させる働きをなすが、このループ
電圧降下が小さいために以後この電圧降下分の電圧で変
流器(61はリセットされ、またリアクトル(2U)及
び変流器(6)の電流の減衰時間も非常に長くなる。
電圧ヲ直流電源の電圧にクランプする働きをなす。この
逆電圧はスナバダイオード(42U)−リアクトル(2
U) −リアクトル(2x)−スナバダイオード(5)
のループの電流を増加させる働きをなすが、このループ
電圧降下が小さいために以後この電圧降下分の電圧で変
流器(61はリセットされ、またリアクトル(2U)及
び変流器(6)の電流の減衰時間も非常に長くなる。
時刻t4で負荷電流の極性が反転すると、負荷電流は端
子U−リアクトル(2X) −G T O(IX) O
経路で流れる。
子U−リアクトル(2X) −G T O(IX) O
経路で流れる。
従来のスナバエネルギーの帰還手段では以上のように変
流器(6)のリセット動作がスナバダイオード(42U
) 、 (42X)、リアクトル(2U) 、 (2X
)及びダイオード回路(51の電圧降下分で行なわれる
ためにリセット期間が長くなシ、このリセット動作が時
刻t1までに終了していないと、変流器(6)が磁気飽
和を生じる時刻t3が短くなシ、スナバエネルギーの帰
還効果が低下jる欠点があった。
流器(6)のリセット動作がスナバダイオード(42U
) 、 (42X)、リアクトル(2U) 、 (2X
)及びダイオード回路(51の電圧降下分で行なわれる
ためにリセット期間が長くなシ、このリセット動作が時
刻t1までに終了していないと、変流器(6)が磁気飽
和を生じる時刻t3が短くなシ、スナバエネルギーの帰
還効果が低下jる欠点があった。
この発明は、上記した従来の欠点を除去するためになさ
れたもので、前記従来のダイオード回路を自己消弧型半
i体スイッチ回路としたことにより、変流器(5)のリ
セット電圧を大きくできて、リセット期間を短縮するこ
とができるインバータを提供するものである。
れたもので、前記従来のダイオード回路を自己消弧型半
i体スイッチ回路としたことにより、変流器(5)のリ
セット電圧を大きくできて、リセット期間を短縮するこ
とができるインバータを提供するものである。
第3図はこの発明の一実施例を第1図と同様にハーフブ
リッジについて示したものであって、第1図のダイオー
ド回路(5)を自己消蔭型半導体スイッチ叫の回路(本
実施例ではゲートターンオフサイリスタ)なしている。
リッジについて示したものであって、第1図のダイオー
ド回路(5)を自己消蔭型半導体スイッチ叫の回路(本
実施例ではゲートターンオフサイリスタ)なしている。
この実施例の動作について第4図(a)の波形タイムチ
ヤード及び同図161の波形拡大図を参照して説明する
。
ヤード及び同図161の波形拡大図を参照して説明する
。
今、時刻t1において、第2の状態にあったGTO(I
U)がターンオフされるとG T O(IU)に流れて
いた電流がスナバ(4U)に移シ、スナバコンデンサ(
41U)が充電され始める。この時G T O(1のが
ターンオンされスナバ(4X)のスナバコンデンサ(4
1x)の電荷はGTo(10)−変流器(6)−ダイオ
ード(42U)−リアクトル(2U)−交流出力端子(
U)を通って、図示しない負荷へ放電され、時刻t2に
おいて放電が完了し、ダイオード(42X)と帰還ダイ
オード(3X)が導通し始める。このG T O(10
)を流れる電流(以下、帰還電流と云う)Ioは変流器
(6)の2次側に取出され、ダイオード整流回路(7)
を通して直流電源に帰還される。時刻t2以後はリアク
トル(75J)の電流がリアクトル(2x)−ダイオー
ド(42X’) −G T 0(10)−変流器(6)
−ダイt−)’ (42U)の経路で、変流器(6)の
2次巻線端に接続されたダイオード(7a)、 (71
))を介して直流電源へ帰還される。
U)がターンオフされるとG T O(IU)に流れて
いた電流がスナバ(4U)に移シ、スナバコンデンサ(
41U)が充電され始める。この時G T O(1のが
ターンオンされスナバ(4X)のスナバコンデンサ(4
1x)の電荷はGTo(10)−変流器(6)−ダイオ
ード(42U)−リアクトル(2U)−交流出力端子(
U)を通って、図示しない負荷へ放電され、時刻t2に
おいて放電が完了し、ダイオード(42X)と帰還ダイ
オード(3X)が導通し始める。このG T O(10
)を流れる電流(以下、帰還電流と云う)Ioは変流器
(6)の2次側に取出され、ダイオード整流回路(7)
を通して直流電源に帰還される。時刻t2以後はリアク
トル(75J)の電流がリアクトル(2x)−ダイオー
ド(42X’) −G T 0(10)−変流器(6)
−ダイt−)’ (42U)の経路で、変流器(6)の
2次巻線端に接続されたダイオード(7a)、 (71
))を介して直流電源へ帰還される。
時刻t3に奢いて、帰還電流IoがONなると、リアク
トル(2U)の電流も0になり、負荷電流はダイオード
(3X) 、リアクトル(2X)の経路で流れる。変流
器(6)の動作は時刻t3の直後では従来の回路(第1
図)のものと同様に一瞬、直流電源にクランプされた電
圧を発生し、続いてスナバダイオード(42U) 、リ
アクト” (2U)、(2X) 、 スナt<ダイオー
ド(42X) 、 G T O(10)の電圧降下分で
リセットされる。時刻t4でGTO(10)をターンオ
フすると、変流器(6)の1次側は開放されるために、
変流器(6)の励磁電流は変流器(6)の2次側端子に
接続されたダイオード(7b)、 (7c)を介して直
流電源へ返還される。このため、変流器(6)の2次端
には逆極性に直流電源の電圧が印加される。時刻t5に
おいて励磁電流が0に減少すると、変流器(6)の印加
電圧はONなる。 □ このように変流器“(6)のリセット動作が短時間にか
つ確実に行なわれるために、スナノく一エネルギーの帰
還効果が向上できる。
トル(2U)の電流も0になり、負荷電流はダイオード
(3X) 、リアクトル(2X)の経路で流れる。変流
器(6)の動作は時刻t3の直後では従来の回路(第1
図)のものと同様に一瞬、直流電源にクランプされた電
圧を発生し、続いてスナバダイオード(42U) 、リ
アクト” (2U)、(2X) 、 スナt<ダイオー
ド(42X) 、 G T O(10)の電圧降下分で
リセットされる。時刻t4でGTO(10)をターンオ
フすると、変流器(6)の1次側は開放されるために、
変流器(6)の励磁電流は変流器(6)の2次側端子に
接続されたダイオード(7b)、 (7c)を介して直
流電源へ返還される。このため、変流器(6)の2次端
には逆極性に直流電源の電圧が印加される。時刻t5に
おいて励磁電流が0に減少すると、変流器(6)の印加
電圧はONなる。 □ このように変流器“(6)のリセット動作が短時間にか
つ確実に行なわれるために、スナノく一エネルギーの帰
還効果が向上できる。
またG T O(10)の電圧は変流器(6)の1次電
圧程度(一般に変流器の巻線比は1以下)を考慮すれば
よく、電流のターンオフの能力については電流のO近辺
でしゃ断するために小さなしゃ断簡力を有するものでよ
いため、G T O(IU)、 (IX)に比べて非常
に小さな定格のもので済む。
圧程度(一般に変流器の巻線比は1以下)を考慮すれば
よく、電流のターンオフの能力については電流のO近辺
でしゃ断するために小さなしゃ断簡力を有するものでよ
いため、G T O(IU)、 (IX)に比べて非常
に小さな定格のもので済む。
なお、上記実施例では自己消弧型半導体回路部としてG
TOを使用したものを示したが、トランジスタ、 M
OSFET 、 S I Tなどの自己消弧型半導体ス
イッチを使用したものであってもよい。またGTO(1
のに簡単のため、スナバ及び逆並列ダイオードを省略し
て説明したが、付属されたものであってもよい。
TOを使用したものを示したが、トランジスタ、 M
OSFET 、 S I Tなどの自己消弧型半導体ス
イッチを使用したものであってもよい。またGTO(1
のに簡単のため、スナバ及び逆並列ダイオードを省略し
て説明したが、付属されたものであってもよい。
第4図(al、(b)の動作説明では遅相負荷時(=お
ける動作を説明したが、進相負荷時も正常に動作できる
。例えばダイオード(3X) 、リアクトル(2X)を
介して負荷へ正極性の電流を供給している状態でGTO
(lU)のターンオンするとき、スナバコンデンサ(4
1U)が放電し、スナバコンデンサ(41X)が充電さ
れるが、このときも変流器(6)を介してスナバのエネ
ルギは直流電源へ帰還される。GTO(10)のターン
オンのタイミングはGTO(IU)のターンオンに合わ
せればよい。
ける動作を説明したが、進相負荷時も正常に動作できる
。例えばダイオード(3X) 、リアクトル(2X)を
介して負荷へ正極性の電流を供給している状態でGTO
(lU)のターンオンするとき、スナバコンデンサ(4
1U)が放電し、スナバコンデンサ(41X)が充電さ
れるが、このときも変流器(6)を介してスナバのエネ
ルギは直流電源へ帰還される。GTO(10)のターン
オンのタイミングはGTO(IU)のターンオンに合わ
せればよい。
また変流器(6)のリセット動作が早いために、高周波
変調制御(PWM)を行うインバータにも容易に適用で
きる。
変調制御(PWM)を行うインバータにも容易に適用で
きる。
上記実施例のインバータ主回路は帰還ダイオード(3U
)、 C3X)がG T OQty)、 (lx) ニ
逆並列接続されているが、本発明は第5図に示す如く、
GTO(IU)とリアクトル(2U)、 (2X) f
)直列体、G’l’O(1x)とリアクトル(2U)、
(2X)の直列体L:対して並列接続されてい・るイ
ンバータ主回路の場合に実施して同様の効果を得る。
)、 C3X)がG T OQty)、 (lx) ニ
逆並列接続されているが、本発明は第5図に示す如く、
GTO(IU)とリアクトル(2U)、 (2X) f
)直列体、G’l’O(1x)とリアクトル(2U)、
(2X)の直列体L:対して並列接続されてい・るイ
ンバータ主回路の場合に実施して同様の効果を得る。
な招、上記実施例はハーフブリッジで説明したが、これ
を多数並列接続して多相インバータを構成しても同じ効
果が得られる。
を多数並列接続して多相インバータを構成しても同じ効
果が得られる。
また、インバータの自己消弧型スイッチング素子として
、GTOの場合を例にとり説明したが、トランジスタ、
SIT 、5ITE等の自己消弧能力を持つスイッチン
グ素子であれば良い。
、GTOの場合を例にとり説明したが、トランジスタ、
SIT 、5ITE等の自己消弧能力を持つスイッチン
グ素子であれば良い。
また、上記実施例における帰還用の変流器な介して取出
されるスナバエネルギーは他の電源に返還するようにし
ても良いことは明らかである。
されるスナバエネルギーは他の電源に返還するようにし
ても良いことは明らかである。
以上のようにこの発明によれば、変流器(6)の1次側
に自己消弧型半導体回路σ〔を接続して、変流器(6)
のリセット動作を変流器(6)の2次側で行なわせるよ
うに構成したので、変流器(6)のリセットが短時間に
かつ確実に行え、変流器(6)が小型にでき、マタイン
バータのスイッチング周波数を増加できる。
に自己消弧型半導体回路σ〔を接続して、変流器(6)
のリセット動作を変流器(6)の2次側で行なわせるよ
うに構成したので、変流器(6)のリセットが短時間に
かつ確実に行え、変流器(6)が小型にでき、マタイン
バータのスイッチング周波数を増加できる。
第1図は従来のインバータの主回路を示す回路図、第2
図(a)は上記インバータの動作を説明するための波形
タイムチャート、第2図(blは上記波形タイムチャー
トの部分拡大図、第3図はこの発明の実施例を示す回路
図、第4図(a)は上記実施例のインバータの動作を説
明するための波形タイムチャート、第4図(1)lは第
4図(a)の波形タイムチャートの部分拡大図、第5図
は本発明の他の実施例の1回路図である。 図において、IU、IX・・・ゲートターンオフサイリ
スタ、2U、2X・・・リアクトル、3U、3X・・・
帰還ダイオード、4U、4X・・・スナバ、6・・・変
流器、7・・・ダイオード整流回路、10・・・ゲート
ターンオフサイリスタ。 なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
図(a)は上記インバータの動作を説明するための波形
タイムチャート、第2図(blは上記波形タイムチャー
トの部分拡大図、第3図はこの発明の実施例を示す回路
図、第4図(a)は上記実施例のインバータの動作を説
明するための波形タイムチャート、第4図(1)lは第
4図(a)の波形タイムチャートの部分拡大図、第5図
は本発明の他の実施例の1回路図である。 図において、IU、IX・・・ゲートターンオフサイリ
スタ、2U、2X・・・リアクトル、3U、3X・・・
帰還ダイオード、4U、4X・・・スナバ、6・・・変
流器、7・・・ダイオード整流回路、10・・・ゲート
ターンオフサイリスタ。 なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 自己消弧型スイッチング素子をアーム素子とし、少なく
とも正および負側の各アーム素子に対して直列のリアク
トルを有し、スナバコンデンサとスナバーダイオードの
直列体からなるスナバを、上記正負アームのそれぞれに
並列に設け、上記スナバの蓄積エネルギーを変流器から
整流回路を介して直流電源に電流帰還させるインバータ
において、上記両スナバの各ダイオードとコンデンサの
中間接続点間に帰還用自己消弧型スイッチング素子と変
流器の一次側とを直列接続して、この直列接続体を上記
両スナバのダイオードと上記正および負側のリアクトル
とで電流が環流する閉回路を形成するように挿入し、こ
の変流器の二次側から上記両スナバの蓄積エネルギを直
流電源に電流帰還する整流回路を備え、上記アーム素子
の自己消弧型スイッチング素子のオン、オフのタイミン
グに合せて上記帰還用自己消弧型スイッチング素子をオ
ンさせて上記スナバのエネルギーの帰還が終了するとオ
フさせることを特徴とするインバータ。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15832084A JPS6139866A (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | インバ−タ |
US06/720,962 US4710862A (en) | 1984-07-27 | 1985-04-08 | Inverter |
DE19853518478 DE3518478A1 (de) | 1984-07-27 | 1985-05-23 | Inverter |
CH2939/85A CH668518A5 (de) | 1984-07-27 | 1985-07-08 | Inverter. |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15832084A JPS6139866A (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | インバ−タ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6139866A true JPS6139866A (ja) | 1986-02-26 |
JPH036739B2 JPH036739B2 (ja) | 1991-01-30 |
Family
ID=15669056
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15832084A Granted JPS6139866A (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | インバ−タ |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4710862A (ja) |
JP (1) | JPS6139866A (ja) |
CH (1) | CH668518A5 (ja) |
DE (1) | DE3518478A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0817986B2 (ja) * | 1990-02-16 | 1996-02-28 | ベロイト・テクノロジーズ・インコーポレイテッド | 被覆装置 |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3513239A1 (de) * | 1985-04-11 | 1986-10-30 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Beschaltungsnetzwerk zur rueckfuehrung der beschaltungsenergie fuer halbleiterschalter (z.b. gto-thyristoren, leistungsthyristoren) |
DE3717488A1 (de) * | 1987-05-23 | 1988-12-01 | Asea Brown Boveri | Ausschalt-entlastungsnetzwerk fuer wechselrichter mit gto-thyristoren |
AT389406B (de) * | 1987-10-19 | 1989-12-11 | Elin Union Ag | Schaltungsanordnung fuer einen dreipunktwechselrichterschaltpol |
CH674687A5 (ja) * | 1987-12-07 | 1990-06-29 | Bbc Brown Boveri & Cie | |
JP2585739B2 (ja) * | 1988-08-12 | 1997-02-26 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
US4922401A (en) * | 1989-05-22 | 1990-05-01 | International Fuel Cells | Inverter circuit utilizing the reverse voltage capabilities of symmetrical gate turn off thyristors |
JP3325030B2 (ja) * | 1991-06-06 | 2002-09-17 | 三菱電機株式会社 | 3レベルインバータ装置 |
DE4229771A1 (de) * | 1992-09-05 | 1994-03-10 | Asea Brown Boveri | Rückspeisefähige Beschaltung für Zweipunkt- und Dreipunkt-Wechselrichter sowie Verfahren zur Rückspeisung der Beschaltungsenergie |
DE4444465C1 (de) * | 1994-11-29 | 1996-05-02 | Licentia Gmbh | Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter |
JP3286673B2 (ja) * | 1997-01-24 | 2002-05-27 | 浩 坂本 | 充電器用のコンバータ回路 |
US5874826A (en) * | 1997-10-29 | 1999-02-23 | Lucent Technologies Inc. | Encapsulated modular boost converter and method of manufacture therefor |
US6038157A (en) * | 1998-05-28 | 2000-03-14 | Inductotherm Corp. | Fault tolerant power supply circuit |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4336587A (en) * | 1981-06-29 | 1982-06-22 | Boettcher Jr Charles W | High efficiency turn-off loss reduction network with active discharge of storage capacitor |
JPS5863076A (ja) * | 1981-10-05 | 1983-04-14 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 電力用半導体スイツチ素子の保護回路 |
US4611267A (en) * | 1985-02-25 | 1986-09-09 | General Electric Company | Snubber arrangements with energy recovery for power converters using self-extinguishing devices |
-
1984
- 1984-07-27 JP JP15832084A patent/JPS6139866A/ja active Granted
-
1985
- 1985-04-08 US US06/720,962 patent/US4710862A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-05-23 DE DE19853518478 patent/DE3518478A1/de active Granted
- 1985-07-08 CH CH2939/85A patent/CH668518A5/de not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0817986B2 (ja) * | 1990-02-16 | 1996-02-28 | ベロイト・テクノロジーズ・インコーポレイテッド | 被覆装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CH668518A5 (de) | 1988-12-30 |
US4710862A (en) | 1987-12-01 |
DE3518478C2 (ja) | 1993-05-19 |
DE3518478A1 (de) | 1986-02-06 |
JPH036739B2 (ja) | 1991-01-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPS6139866A (ja) | インバ−タ | |
US20050180176A1 (en) | Welding set with quasi-resonant soft-switching inverter | |
JP3582643B2 (ja) | 昇圧形dc−dcコンバータ | |
US4639850A (en) | Power converter device | |
US6914788B2 (en) | Power supply apparatus | |
EP0012648B1 (en) | Single-pole commutation circuit | |
JP2004056971A (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP2000152624A (ja) | トランス絶縁型dc−dcコンバータ | |
RU2110881C1 (ru) | Резонансный преобразователь с широтно-импульсной модуляцией | |
JP2000184710A (ja) | トランス絶縁型dc−dcコンバータ | |
JP3275856B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP2948863B2 (ja) | インバータ | |
JPH0320046Y2 (ja) | ||
JPS63110961A (ja) | インバ−タ | |
JPH05115178A (ja) | 電力変換装置 | |
JPS62230368A (ja) | インバ−タ | |
JPH0833313A (ja) | 電力変換装置のスナバ回路 | |
JPS63133874A (ja) | インバ−タ | |
SU756579A1 (ru) | Преобразователь постоянного напряжения в переменное1 2 | |
JPS62230367A (ja) | インバ−タ | |
JPH0336221Y2 (ja) | ||
JPH04364326A (ja) | 過電圧抑制装置 | |
JP3216327B2 (ja) | スナバエネルギの回生回路 | |
JPH0311193B2 (ja) | ||
JPH03117371A (ja) | インバータ |