JPS6139754A - 角度変調信号発生回路及びそれに関連する振幅及び位相変調信号発生回路 - Google Patents
角度変調信号発生回路及びそれに関連する振幅及び位相変調信号発生回路Info
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- JPS6139754A JPS6139754A JP16131385A JP16131385A JPS6139754A JP S6139754 A JPS6139754 A JP S6139754A JP 16131385 A JP16131385 A JP 16131385A JP 16131385 A JP16131385 A JP 16131385A JP S6139754 A JPS6139754 A JP S6139754A
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/365—Modulation using digital generation of the modulated carrier (not including modulation of a digitally generated carrier)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(4)発明の背景
本発明は所定の記号周波数−のデータ信号に応答してほ
ぼ一定の振幅を有するアナログの角度変調信号を発生す
る回路であって、qを2以上の整数として記号周波□数
1と同期して周波数−の第1のクロック信号を生ずるク
ロック回路と盲アドレス可能な記憶位置に角度変調信号
の変調パラメータを表わすディジタル数値を蓄わえる第
1.の読出し専用メモリと;前記第1のクロック信号に
より:パ制御され、予じめ定められた数の順次のデータ
記号に応答して上記第1の読出し専用メモリの記憶位置
から蓄わえられている値を読み出すためあアドレスを速
度9で生ずるアドレッシング回Mトi第1の読出し専用
メモリに接続されていて読み出゛−□された値を処理し
てアナログの角度変調信号番形成する信号プロセッサと
を具える角度変調信号発生回路に関するものである。
ぼ一定の振幅を有するアナログの角度変調信号を発生す
る回路であって、qを2以上の整数として記号周波□数
1と同期して周波数−の第1のクロック信号を生ずるク
ロック回路と盲アドレス可能な記憶位置に角度変調信号
の変調パラメータを表わすディジタル数値を蓄わえる第
1.の読出し専用メモリと;前記第1のクロック信号に
より:パ制御され、予じめ定められた数の順次のデータ
記号に応答して上記第1の読出し専用メモリの記憶位置
から蓄わえられている値を読み出すためあアドレスを速
度9で生ずるアドレッシング回Mトi第1の読出し専用
メモリに接続されていて読み出゛−□された値を処理し
てアナログの角度変調信号番形成する信号プロセッサと
を具える角度変調信号発生回路に関するものである。
このような回路は「アイ・イー・イー・イーFランザク
ションズ オン コミュニケーション4□′ズJ (
IEEE Transactions on Comm
unications )、1第(30M −26巻第
5号、1978年5月、第584〜542頁に載ってい
るド ヤーゲル(De 、7ager)とデツカ−(D
ekker )のTFM (Tamed Freque
ncyMoclulation )についての論文(第
15図参照)及−□び米国特許第4229821号(第
18図参照)から既知である。これらの既知の回路では
第1の読出し専用メモリに蓄わえられている値が2個の
変調パラメータ00S〔φQ〕及びsin (φ(t)
〕を表わす。但し、φ(1)は角度変調信号の位相であ
つ−゛て、こしは予じめ定められた数の順次のデータ記
号をフィルタリングしたものにより決まる。この読出し
専用メモリの後段の信号プロセッサでは、こわらの2個
の変調パラメータに対応するアナログ信号が2個のDA
(3回路(ディジタル−アナログ1′変換回路)により
得られる。そしてこれらの2個のアナログ信号が周波数
〒で不所望な信号成分及びその高調波を抑圧するための
2個の低域フィルタを介してアナログ直角変調回路に加
えらnlそこで2個の積変調器により位相が直交する2
個のパ搬送波と乗算され、これらの積変調器に接続され
”でいる加算器により角度変調信号が得られる。
ションズ オン コミュニケーション4□′ズJ (
IEEE Transactions on Comm
unications )、1第(30M −26巻第
5号、1978年5月、第584〜542頁に載ってい
るド ヤーゲル(De 、7ager)とデツカ−(D
ekker )のTFM (Tamed Freque
ncyMoclulation )についての論文(第
15図参照)及−□び米国特許第4229821号(第
18図参照)から既知である。これらの既知の回路では
第1の読出し専用メモリに蓄わえられている値が2個の
変調パラメータ00S〔φQ〕及びsin (φ(t)
〕を表わす。但し、φ(1)は角度変調信号の位相であ
つ−゛て、こしは予じめ定められた数の順次のデータ記
号をフィルタリングしたものにより決まる。この読出し
専用メモリの後段の信号プロセッサでは、こわらの2個
の変調パラメータに対応するアナログ信号が2個のDA
(3回路(ディジタル−アナログ1′変換回路)により
得られる。そしてこれらの2個のアナログ信号が周波数
〒で不所望な信号成分及びその高調波を抑圧するための
2個の低域フィルタを介してアナログ直角変調回路に加
えらnlそこで2個の積変調器により位相が直交する2
個のパ搬送波と乗算され、これらの積変調器に接続され
”でいる加算器により角度変調信号が得られる。
しかし、この既知の回路は、ディジタル信号処理部とア
ナログ信号処理部との間のインタフェースが第1の読出
し専用メモリの直後に位置してい□るため、蓄しいハイ
ブリッド構造を呈し、2個の信号径路の振幅及び位相特
性を等しくシ、またそこで生ずる不可避的な直流電圧オ
フセットを等しくシ、更に2個の搬送波の位相を正確に
直交させて不所望な振幅及び位相変動、不所望な側波帯
並1”びに不十分な搬送波抑圧がこの回路の出力の角度
変調信号内で生ずるのを防ぐために、特にアナログ部の
回路のインプリメンテーションに厳しい要求が課される
。
ナログ信号処理部との間のインタフェースが第1の読出
し専用メモリの直後に位置してい□るため、蓄しいハイ
ブリッド構造を呈し、2個の信号径路の振幅及び位相特
性を等しくシ、またそこで生ずる不可避的な直流電圧オ
フセットを等しくシ、更に2個の搬送波の位相を正確に
直交させて不所望な振幅及び位相変動、不所望な側波帯
並1”びに不十分な搬送波抑圧がこの回路の出力の角度
変調信号内で生ずるのを防ぐために、特にアナログ部の
回路のインプリメンテーションに厳しい要求が課される
。
上述した欠点を除く一つの方法はアナログ直角l゛変調
回路の構成要素(積変調器、搬送波発振器及び加算器)
をそれ自体は既知のディジタル等価物で置き換え、第1
のクロック信号の速度下で信号サンプルを処理するよう
にこれらの等価物を配置し、こうして得られたディジタ
ル直角変調回路を!□。
回路の構成要素(積変調器、搬送波発振器及び加算器)
をそれ自体は既知のディジタル等価物で置き換え、第1
のクロック信号の速度下で信号サンプルを処理するよう
にこれらの等価物を配置し、こうして得られたディジタ
ル直角変調回路を!□。
直接第1の読出し専用メモリに接続することであする。
こうするとディジタル部とアナログ部の間のインタフェ
ースは直角変調回路の出力側に移され、その結果唯一つ
のDAC回路でアナログの角度変調信号を得られるよう
になる。
ースは直角変調回路の出力側に移され、その結果唯一つ
のDAC回路でアナログの角度変調信号を得られるよう
になる。
こうすると大部分ディジタル構造になっており、従って
モノリシック集積化するのに適した回路が得られるが、
実際にはディジタル部とアナログ部の間のインタフェー
スとしてDAG回路が必要なことが一般にディジタル部
で使う最高データ記号速10度1を制限するように思わ
れる。加えて、高速DAO回路はモノリシック集積化す
るのにあまり適さず、モジュールとしても普通の論理機
能用のディジタル集積回路よりも比較的に高価である。
モノリシック集積化するのに適した回路が得られるが、
実際にはディジタル部とアナログ部の間のインタフェー
スとしてDAG回路が必要なことが一般にディジタル部
で使う最高データ記号速10度1を制限するように思わ
れる。加えて、高速DAO回路はモノリシック集積化す
るのにあまり適さず、モジュールとしても普通の論理機
能用のディジタル集積回路よりも比較的に高価である。
(B)発明の要旨
本発明の目的は、大部分ディジタル構造を有し、ディジ
タル信号処理部とアナログ信号処理部との間のインタフ
ェースとしてDAC回路を用いず、こ訃により広範囲な
データ記号周波数を取扱うことができ、加えて、モノリ
シック集積化するのに特2゛に適した章(1)の冑頭で
述べたタイプの回路を提供1するにある。
タル信号処理部とアナログ信号処理部との間のインタフ
ェースとしてDAC回路を用いず、こ訃により広範囲な
データ記号周波数を取扱うことができ、加えて、モノリ
シック集積化するのに特2゛に適した章(1)の冑頭で
述べたタイプの回路を提供1するにある。
この目的を達成するため、本発明によnば、前における
全位相変化量が高々πラジアンである角−゛度変調信号
に対し、信号プロセッサ内にゼロ交差発生器を入n1こ
のゼロ交差発生器が第1のクロック信号により制御され
、数値的な時間設定信号プリセット可能な時間遅延を有
するセットパルス“°゛を生じ、この遅延が時間設定信
号により決まる遅延回路と;第1のクロック信号により
制御され、ゼロ交差表示信号に応答してのみ遅延回路に
より生じたセットパルスを通すゲート回路と;このゲー
ト回路に接続され、このゲート回路を通り、自l゛己に
セットパルスが送られてきた瞬時にのみレベル遷移を生
ずる2レベル信号を発生する双安定パルス発生器とを具
え;この信号プロセッサが更に上記パルス発生器に結合
され、中心周波数が角度変調信号の搬送波周波数に対応
する帯域フィルタパを具えることを特徴系する。
全位相変化量が高々πラジアンである角−゛度変調信号
に対し、信号プロセッサ内にゼロ交差発生器を入n1こ
のゼロ交差発生器が第1のクロック信号により制御され
、数値的な時間設定信号プリセット可能な時間遅延を有
するセットパルス“°゛を生じ、この遅延が時間設定信
号により決まる遅延回路と;第1のクロック信号により
制御され、ゼロ交差表示信号に応答してのみ遅延回路に
より生じたセットパルスを通すゲート回路と;このゲー
ト回路に接続され、このゲート回路を通り、自l゛己に
セットパルスが送られてきた瞬時にのみレベル遷移を生
ずる2レベル信号を発生する双安定パルス発生器とを具
え;この信号プロセッサが更に上記パルス発生器に結合
され、中心周波数が角度変調信号の搬送波周波数に対応
する帯域フィルタパを具えることを特徴系する。
このような本発明は二進データ信号を送信するためのT
FM送信機の分野の研究に発し、上にこのような送信機
を述べてきたが、本発明はこれに限定されるものではな
い。蓋し、同じ原理が異なる゛。
FM送信機の分野の研究に発し、上にこのような送信機
を述べてきたが、本発明はこれに限定されるものではな
い。蓋し、同じ原理が異なる゛。
種類のデータ信号に適用でき、種々の変調方法に適用で
きるからである。このような変調方法には「アイ拳イー
・イー・イー トランザクションズオンコミュニケーシ
ョンズJ (IEEE Transactionson
Oommuniaations )第00M −29
巻第3号、 1l11981年8月、第212〜225
頁及び第226〜286頁に夫々載っているオーリン(
Au1in )、リドベック(Rydb6ck )及び
サンドベルブ(Sundberg )の論文並びにムイ
ルウイーク(Muilwijk )の論文に記載されて
いるn−PSK”(n進ディジタル位相変調)、n −
PROPM (n進パーシャルレスポンス連続位相変調
)及び0ORPSK(相関ディジタル位相変調)並びに
「アイ・イー・イー・イー トランザクションズ オン
コミュニケーションズJ (IEEETransac
tions on ”’(3ommunicat
ions )第(!OM −29巻第7号、1981’
年7月、第1044〜1050頁に載っている室田(M
urota )及び平手(Hirade )の論文に記
載されているGMSK (ガウシアン ミニマム シフ
トキーイング)がある。
きるからである。このような変調方法には「アイ拳イー
・イー・イー トランザクションズオンコミュニケーシ
ョンズJ (IEEE Transactionson
Oommuniaations )第00M −29
巻第3号、 1l11981年8月、第212〜225
頁及び第226〜286頁に夫々載っているオーリン(
Au1in )、リドベック(Rydb6ck )及び
サンドベルブ(Sundberg )の論文並びにムイ
ルウイーク(Muilwijk )の論文に記載されて
いるn−PSK”(n進ディジタル位相変調)、n −
PROPM (n進パーシャルレスポンス連続位相変調
)及び0ORPSK(相関ディジタル位相変調)並びに
「アイ・イー・イー・イー トランザクションズ オン
コミュニケーションズJ (IEEETransac
tions on ”’(3ommunicat
ions )第(!OM −29巻第7号、1981’
年7月、第1044〜1050頁に載っている室田(M
urota )及び平手(Hirade )の論文に記
載されているGMSK (ガウシアン ミニマム シフ
トキーイング)がある。
図面につき本発明の詳細な説明する。
−0−(りr水吟−
TFM信号の場合の振幅がほぼ一定の角度変調信号を発
生する回路の説明を与えたから、今度は第1・・1図に
つき、米国特許第4229821号から既知のTFM送
□信機の基本回路図を説明する。
生する回路の説明を与えたから、今度は第1・・1図に
つき、米国特許第4229821号から既知のTFM送
□信機の基本回路図を説明する。
この従来技術の送信機はデータ信号源1を具えるが、こ
のデータ信号源1はクロック信号源2により同期をとら
れる。記号速度−でT−夕信号源I1から取り出された
二進データ信号は差動エンコーディング回路8を1−で
振幅がほぼ一定で、位相が連続している角度変調信号を
発生する回路4に加える。この変調信号は出力回路5を
経て伝送チャネルに加えられる。出力回路5では電力増
幅と2″伝送チヤネルの周波数帯への変換が行なわnる
。゛第1自において、回路4は理想電圧制御発振器6を
具える周波数変調器により構成される。電圧制御発振器
6は静止周波数が索に所望の(中間)搬送波周波数f0
に等しく、ゲイン定数が常に ゛” ’/ V ” B
’eOに等しい。癲動符号化された二進デT −夕信号は前変調フィルタフを介し”てこの発振器6に
加えられる。この前変調フィルタフ□は六−レヤルレス
ポンスエンコーディングIm路8と伝達U数が第8のナ
イキスト判定法を満足する低域フイ゛。
のデータ信号源1はクロック信号源2により同期をとら
れる。記号速度−でT−夕信号源I1から取り出された
二進データ信号は差動エンコーディング回路8を1−で
振幅がほぼ一定で、位相が連続している角度変調信号を
発生する回路4に加える。この変調信号は出力回路5を
経て伝送チャネルに加えられる。出力回路5では電力増
幅と2″伝送チヤネルの周波数帯への変換が行なわnる
。゛第1自において、回路4は理想電圧制御発振器6を
具える周波数変調器により構成される。電圧制御発振器
6は静止周波数が索に所望の(中間)搬送波周波数f0
に等しく、ゲイン定数が常に ゛” ’/ V ” B
’eOに等しい。癲動符号化された二進デT −夕信号は前変調フィルタフを介し”てこの発振器6に
加えられる。この前変調フィルタフ□は六−レヤルレス
ポンスエンコーディングIm路8と伝達U数が第8のナ
イキスト判定法を満足する低域フイ゛。
ルタ9’とから成る□。エンコ”−デ゛イング回路8は
第1図では2個の遅延要素10 、xiを有するトラン
スバーサルフィルタにより構゛成されている。且遅−要
素は記号期間Tに等しG)時間遅延を生じ、′重み付は
因子゛が夫々%、5A9%である8個の重み′付は回路
12 、’18 、14を介して加算器15に接続され
ている。 ゛ 発i器6の出力側にはω。−2πfo(但し、f。
第1図では2個の遅延要素10 、xiを有するトラン
スバーサルフィルタにより構゛成されている。且遅−要
素は記号期間Tに等しG)時間遅延を生じ、′重み付は
因子゛が夫々%、5A9%である8個の重み′付は回路
12 、’18 、14を介して加算器15に接続され
ている。 ゛ 発i器6の出力側にはω。−2πfo(但し、f。
は(中間)搬送波周波数である)とした時 パs (t
) −sin (ω。t+φ(t) ) (1)
”’で表わされる振幅が一定で位相φ(1)が連
続な角度゛変調信号s ’(t)が生ずる′。米国特許
第41229821号′では゛、位相φ(1)と回路4
に加えられる差動符号化された二進データ信号b (t
)との間には瞬時t”−mTとt−mT+T(但しmは
整数)との間の記゛号期間Tに亘る位1の変化の量は次
式で与えられることが示されている。
) −sin (ω。t+φ(t) ) (1)
”’で表わされる振幅が一定で位相φ(1)が連
続な角度゛変調信号s ’(t)が生ずる′。米国特許
第41229821号′では゛、位相φ(1)と回路4
に加えられる差動符号化された二進データ信号b (t
)との間には瞬時t”−mTとt−mT+T(但しmは
整数)との間の記゛号期間Tに亘る位1の変化の量は次
式で与えられることが示されている。
φ(m’r+’r)−φ(mT)−(b(m+1)+2
b(m)+b(m−1))ff/8 、(2)
−但し、b’ (m) (b (m) −+1 )は記
号期間(mT、mT+T) ’・・でのデータ信号b
(t)の記号を表わす。加えて、この記号期間(mT、
m’l”+’[’ )内の瞬時tでの位相φ(1)の
紐形は第8のナイキスト判定法を満足する□低域フィル
タ9を具体的にどう選択したかに依存するが、各選択に
対しこの波形は前変調フィルタ□′7の出力側にある式
(2)に含まnる3個の順次のデータ記号b(m+1)
、 b(m) 、 b(m−1) ノル波すしたもの
により主とじて決まる。
b(m)+b(m−1))ff/8 、(2)
−但し、b’ (m) (b (m) −+1 )は記
号期間(mT、mT+T) ’・・でのデータ信号b
(t)の記号を表わす。加えて、この記号期間(mT、
m’l”+’[’ )内の瞬時tでの位相φ(1)の
紐形は第8のナイキスト判定法を満足する□低域フィル
タ9を具体的にどう選択したかに依存するが、各選択に
対しこの波形は前変調フィルタ□′7の出力側にある式
(2)に含まnる3個の順次のデータ記号b(m+1)
、 b(m) 、 b(m−1) ノル波すしたもの
により主とじて決まる。
こうして得られるTFMFM信号(t)は出力回路5の
実際の例で更に有効□に処理する上で望ましい種質′“
を多く有している。例えば、それは無線通信系で1使わ
される。第1図では、この出力回路5はミクサ段16、
搬送波源17及び帯域フィルタ18を具える周波数変換
器として構成されておシ、搬送波周波数f。が(中間)
搬送波周波数f。より高い−TFM信号S。(1)を得
るようになっている。ここで5o(t)は次式で表わさ
れる。
実際の例で更に有効□に処理する上で望ましい種質′“
を多く有している。例えば、それは無線通信系で1使わ
される。第1図では、この出力回路5はミクサ段16、
搬送波源17及び帯域フィルタ18を具える周波数変換
器として構成されておシ、搬送波周波数f。が(中間)
搬送波周波数f。より高い−TFM信号S。(1)を得
るようになっている。ここで5o(t)は次式で表わさ
れる。
s o (t ) =s in (ωo t+φ(t)
) (1)但し、ω。=2πfoこの目的で搬送波
源17は振幅□゛が一定で周波数がf。−foの搬送波
信号を発生し、これがミクサ段16で発振器6からのT
FM信号5(t)と混合される。その後で混合の結果生
じた産物のうち和の周波数(fo−f。) + fo−
foの方が帯域フィルタ18で選択される。このTFM
信号 11s(t)は振幅が一定であるから、出力回路
5の実例で高い電力効率を得るために非線形の振幅伝達
関数を有する回路要素を使用しても何の問題にもぶつか
らない。加えて、帯域フィルタ18は伝送チャネルに加
えるべき信号を選択するのに当って特2゛″別な厳しい
要求を満足する必要はない。蓋し、TFM信号5(t)
はコンパクトな電力密度スペクトルを有し、サイドロー
ブが相対的に低レベルであるからである。
) (1)但し、ω。=2πfoこの目的で搬送波
源17は振幅□゛が一定で周波数がf。−foの搬送波
信号を発生し、これがミクサ段16で発振器6からのT
FM信号5(t)と混合される。その後で混合の結果生
じた産物のうち和の周波数(fo−f。) + fo−
foの方が帯域フィルタ18で選択される。このTFM
信号 11s(t)は振幅が一定であるから、出力回路
5の実例で高い電力効率を得るために非線形の振幅伝達
関数を有する回路要素を使用しても何の問題にもぶつか
らない。加えて、帯域フィルタ18は伝送チャネルに加
えるべき信号を選択するのに当って特2゛″別な厳しい
要求を満足する必要はない。蓋し、TFM信号5(t)
はコンパクトな電力密度スペクトルを有し、サイドロー
ブが相対的に低レベルであるからである。
これと対称的に角度変調信号発生回路4の実際−□の例
ではアナログ回路(第1図には図示せず)に非常に厳し
い要求が課される。蓋し、発振器6の静止周波数とゲイ
ン定数とを夫々規定された値f。
ではアナログ回路(第1図には図示せず)に非常に厳し
い要求が課される。蓋し、発振器6の静止周波数とゲイ
ン定数とを夫々規定された値f。
及びiに保つのに必要だからである。
しかし、これらの問題は回路4を第2図に示す1′態様
で実現すれば克服できる。もつともこれまた米国特許第
4229821号から既知である。この実現では、TF
M信号5(t)を発生ずるために直角変調回路を用い、
前変調フィルタリングを実現するためにディジタル信号
処理技術を用いる。而し゛て第1図の前変調、フィルタ
フの所望のインパルス応答g(t)の高位の値、具体的
に云えばpを小さな奇数として長さpTの中心時間間隔
の値だけを用いる。
で実現すれば克服できる。もつともこれまた米国特許第
4229821号から既知である。この実現では、TF
M信号5(t)を発生ずるために直角変調回路を用い、
前変調フィルタリングを実現するためにディジタル信号
処理技術を用いる。而し゛て第1図の前変調、フィルタ
フの所望のインパルス応答g(t)の高位の値、具体的
に云えばpを小さな奇数として長さpTの中心時間間隔
の値だけを用いる。
第2図の回路4はクロック回路20を具えるが、2“(
l υ ) このクロック回路20は第1図のクロック信号源1の整
数として周波数&を有する第1のクロック信号を生ずる
。加えて、回路4は2個の記憶部21(1)及び21(
2)を有する第1の読出し専用メモリ゛21を具える。
l υ ) このクロック回路20は第1図のクロック信号源1の整
数として周波数&を有する第1のクロック信号を生ずる
。加えて、回路4は2個の記憶部21(1)及び21(
2)を有する第1の読出し専用メモリ゛21を具える。
そのアドレス可能な記憶位置には2個の変調パラメータ
cos (φ(t)〕及び5in(φ(t)〕を表わす
ディジタル数値が夫々蓄わえられている。
cos (φ(t)〕及び5in(φ(t)〕を表わす
ディジタル数値が夫々蓄わえられている。
但し、φ(1)は式(1)で規定されるように所望のT
FM信号5(t)の位相である。この第1の読出し専用
メ゛。
FM信号5(t)の位相である。この第1の読出し専用
メ゛。
モリ21の記憶位置から蓄わえられている値を読み出す
ためのアドレスはアドレッシング回路22で作られる。
ためのアドレスはアドレッシング回路22で作られる。
アドレッシング回路22内では、第1図のエンコーディ
ング回路8の差動符号化された二進データ信号b(t)
がシフトレジスタ28に加゛えられる。シフトレジスタ
の内容は記号速度〒でシフトされる。このシフトレジス
タ28はp個の要素を具えるが、この要素の数はインパ
ルス応答g(t)の中心時間間隔の長さpTが限られる
記号期間の個数に等しく、第2図ではp −5が選ばれ
て!□゛いる。式(2)から結論されることは瞬時t
−mTと 1t−IQT+Tの間の位相φ(1)が量士
−よ艶大きくは変わらず、この時間間隔内では位相φ(
1)のモジュ02πの値が基準瞬時1−0においてφ(
1)を適当に選択すれば同じ位相カドラント(y−、(
7+1)−7(y−0,1,2又は8)に止まり、異な
る位相カドラントへの移行は瞬時t−m’r+’rにお
いてだけ行なわれることである。こうすると各位相カド
ラントにつき時間間隔(mT 、 mT + T )内
の位相φ(1)の形が全面的にtTの長さに限られたイ
ンバーIlルス応答g(t)とシフトレジスタ23に蓄
わえられているデータ記号の値b(m−2) 、 b(
m−1) s 1)(m) zb(m+1) 、 b(
m+2)とにより決まる。しかし、cos(φ(t)〕
と5in(φ(t)〕の値は関連する時間間隔に対し位
相φ(1)がどの位相カドラントに位置す、る゛かを示
す数y(m) (モジュロ4)に依存する。式(2)か
ら導びけることであるが、この数y(m)と、前の記号
期間の数y(m −1)との間及びデータ記号b(m−
x)とb(m)の間には下表工に従う関係が存在する。
ング回路8の差動符号化された二進データ信号b(t)
がシフトレジスタ28に加゛えられる。シフトレジスタ
の内容は記号速度〒でシフトされる。このシフトレジス
タ28はp個の要素を具えるが、この要素の数はインパ
ルス応答g(t)の中心時間間隔の長さpTが限られる
記号期間の個数に等しく、第2図ではp −5が選ばれ
て!□゛いる。式(2)から結論されることは瞬時t
−mTと 1t−IQT+Tの間の位相φ(1)が量士
−よ艶大きくは変わらず、この時間間隔内では位相φ(
1)のモジュ02πの値が基準瞬時1−0においてφ(
1)を適当に選択すれば同じ位相カドラント(y−、(
7+1)−7(y−0,1,2又は8)に止まり、異な
る位相カドラントへの移行は瞬時t−m’r+’rにお
いてだけ行なわれることである。こうすると各位相カド
ラントにつき時間間隔(mT 、 mT + T )内
の位相φ(1)の形が全面的にtTの長さに限られたイ
ンバーIlルス応答g(t)とシフトレジスタ23に蓄
わえられているデータ記号の値b(m−2) 、 b(
m−1) s 1)(m) zb(m+1) 、 b(
m+2)とにより決まる。しかし、cos(φ(t)〕
と5in(φ(t)〕の値は関連する時間間隔に対し位
相φ(1)がどの位相カドラントに位置す、る゛かを示
す数y(m) (モジュロ4)に依存する。式(2)か
ら導びけることであるが、この数y(m)と、前の記号
期間の数y(m −1)との間及びデータ記号b(m−
x)とb(m)の間には下表工に従う関係が存在する。
表 1
第2図では、シフトレジスタ28の中心要素の出力端子
をカドラントカウンタ24に接続している。
をカドラントカウンタ24に接続している。
カドラントカウンタ24の接続位置はカドラントカウン
タy(m) (モジュロ4)である。このカドラントカ
ウンタ24は修正されたモジュロ4アツプ/ダウンカウ
ンタとしてインプリメントされる。その係数位置y(m
)は上の表に従って前の計数位置y(m−1)・ 並
びにデータ記号b(m−1)及びb(m)に依存する。
タy(m) (モジュロ4)である。このカドラントカ
ウンタ24は修正されたモジュロ4アツプ/ダウンカウ
ンタとしてインプリメントされる。その係数位置y(m
)は上の表に従って前の計数位置y(m−1)・ 並
びにデータ記号b(m−1)及びb(m)に依存する。
1−□シフトレジスタ28の内容(5ビツト)とカドラ
ントカウンタ24の計数位置(2ビツト)は読み出しア
ドレスの第1の部分を形成し、バス回路25を介して読
出し専用メモリ21の両方の記憶部21(1)及び21
(2)に加えられる。これらの記″。
ントカウンタ24の計数位置(2ビツト)は読み出しア
ドレスの第1の部分を形成し、バス回路25を介して読
出し専用メモリ21の両方の記憶部21(1)及び21
(2)に加えられる。これらの記″。
境部21(1)及び21(2)は、各位相カドラント毎
゛に、夫々cos (φ(t)〕と5in(φ(t)〕
の信号サンプルを蓄わえ、1個の記号期間Tでの位相φ
(1)の形を蓄わえている。インパルス応答g(t)の
長すカpTで、シフトレジスタ23の要素の数がpであ
る場゛合は、位相φ(1)の2p個の形が1個の記号期
間T内であり得るが、本例ではp −5であり、従って
2p=82ある。2個の記憶部21 (1)及び21(
2)は各計数位置で1個の読出しパルスを生ずる補間回
路26によりサンプリング速度fsで読出されるlo。
゛に、夫々cos (φ(t)〕と5in(φ(t)〕
の信号サンプルを蓄わえ、1個の記号期間Tでの位相φ
(1)の形を蓄わえている。インパルス応答g(t)の
長すカpTで、シフトレジスタ23の要素の数がpであ
る場゛合は、位相φ(1)の2p個の形が1個の記号期
間T内であり得るが、本例ではp −5であり、従って
2p=82ある。2個の記憶部21 (1)及び21(
2)は各計数位置で1個の読出しパルスを生ずる補間回
路26によりサンプリング速度fsで読出されるlo。
このサンプリング速度fsについては次式が成立するO
但し、補間因子q1記号期間T当りの信号サンプ゛ルの
数は整数であり礪従って補間回路26はモジュロqカウ
ンタにより構成され、その計数入力端子がクロック回路
20からの速度fの第1のクロック信号を受は取り、そ
の計数位置が読出しアドレスの第2の部分とし゛C読出
し専用メモリ21のパ記憶部21(1)及び21(2)
に加えられる。この従1来技術の補間法についてのこれ
以上の詳細Oま前記米国特許第4229821号の参考
文献(9)及び(10)に見る゛ことができる。
数は整数であり礪従って補間回路26はモジュロqカウ
ンタにより構成され、その計数入力端子がクロック回路
20からの速度fの第1のクロック信号を受は取り、そ
の計数位置が読出しアドレスの第2の部分とし゛C読出
し専用メモリ21のパ記憶部21(1)及び21(2)
に加えられる。この従1来技術の補間法についてのこれ
以上の詳細Oま前記米国特許第4229821号の参考
文献(9)及び(10)に見る゛ことができる。
読出し専用メモリ21に信号プロセッサ27を1接続シ
、読出シ信号すンフ/I/CO8〔φ(m’r)+nT
s+す〕及び5in(φ(m’I’ )+n’I’s+
1〕(但し、n−Q、1s2t・・・・・・、 (q−
1))を処理してアナログのTFMFM信号(t)を形
成する。この信号プロセッサ2フではこれらの信号サン
プルが夫々DAC回路28及び29にカロ10えられる
。DAC回路2B及び29に加えらnる。
、読出シ信号すンフ/I/CO8〔φ(m’r)+nT
s+す〕及び5in(φ(m’I’ )+n’I’s+
1〕(但し、n−Q、1s2t・・・・・・、 (q−
1))を処理してアナログのTFMFM信号(t)を形
成する。この信号プロセッサ2フではこれらの信号サン
プルが夫々DAC回路28及び29にカロ10えられる
。DAC回路2B及び29に加えらnる。
DAC回路28及び29はクロック回路90により制御
される。サンプリング速度fs−〒及びその倍数での不
所望の信号成分を抑圧するために、2個5in(φ(m
T )+nTs十子〕を2個の低域フィルタ80゜31
を介して直角変調回路に、加え、そこで2個の種変調器
82.88により発振器6からの2個の位相が直角な搬
送波を乗算する。具体的にGま変調器82では5in(
ωo1)を乗算し、変調器83で&ま パCOS(ω。
される。サンプリング速度fs−〒及びその倍数での不
所望の信号成分を抑圧するために、2個5in(φ(m
T )+nTs十子〕を2個の低域フィルタ80゜31
を介して直角変調回路に、加え、そこで2個の種変調器
82.88により発振器6からの2個の位相が直角な搬
送波を乗算する。具体的にGま変調器82では5in(
ωo1)を乗算し、変調器83で&ま パCOS(ω。
t)を乗算する。これらの2個の種変調器 82.33
の出力信号を加算器84で加算すると次のような和信号
5(t)が得られる。
の出力信号を加算器84で加算すると次のような和信号
5(t)が得られる。
5(t) −cos(φ(t))sin(ωot)+5
in(φ(t))−cos(ω。t) (5) 。
in(φ(t))−cos(ω。t) (5) 。
こnは次のように書ける
5(t) −5in(ω。t+φ(t)) ’(6
)従って回路4の出力端子には所望の位相φ(1)を有
するTFM信号が得られる。
)従って回路4の出力端子には所望の位相φ(1)を有
するTFM信号が得られる。
第2図に示した例では確かにディジタル信号処理技術が
用いられている。しかし、それでも回路4は著しいハイ
ブリッド構造を有している。蓋し、ディジタル信号処理
部とアナログ信号処理部との間のインタフェースは信号
プロセッサ27の入力1゛部近傍にあるからである。第
2図ではこのインタフェースを一点鎖線に符号DAI
(Digital−Analog−Interface
)を付して示した。それ故第2図では、TFM信号内に
不所望な振幅及び位相変動、不所望なサイドローブ並び
に不十分な搬送波抑圧が生じ□。
用いられている。しかし、それでも回路4は著しいハイ
ブリッド構造を有している。蓋し、ディジタル信号処理
部とアナログ信号処理部との間のインタフェースは信号
プロセッサ27の入力1゛部近傍にあるからである。第
2図ではこのインタフェースを一点鎖線に符号DAI
(Digital−Analog−Interface
)を付して示した。それ故第2図では、TFM信号内に
不所望な振幅及び位相変動、不所望なサイドローブ並び
に不十分な搬送波抑圧が生じ□。
゛ないようにするために、アナログ回路機能の制御“に
非常に厳しい要求が課される。こnらの要求は特に関連
周波数帯に対し信号プロセッサ27での2個の信号径路
(28,80,82,84)及び(29,81,38,
84)の振幅及び位相特性−□を等しくすること、これ
らの2個の信号径路内で不可避的に生ずる電圧オフセッ
トを等しくすること並びに発振器6から出力される2個
の搬送波の位相の直交関係を正確にすることに関係する
。これらの要求は低域フィルタ80,81にとって就1
パ中関連周波数帯での群遅延時間を周波数に独立にし、
同じにしなければならないことを含意する。
非常に厳しい要求が課される。こnらの要求は特に関連
周波数帯に対し信号プロセッサ27での2個の信号径路
(28,80,82,84)及び(29,81,38,
84)の振幅及び位相特性−□を等しくすること、これ
らの2個の信号径路内で不可避的に生ずる電圧オフセッ
トを等しくすること並びに発振器6から出力される2個
の搬送波の位相の直交関係を正確にすることに関係する
。これらの要求は低域フィルタ80,81にとって就1
パ中関連周波数帯での群遅延時間を周波数に独立にし、
同じにしなければならないことを含意する。
フィルタ80.31を余り複雑にしないために、補間因
子qは十分高い値、例えば、q−8又はq−16に選ば
ねばならない。こうするとサンブリ゛1ング速度の半分
に等しいフィルタ30,81のしこnらの要求により生
ずる問題を除去する方法を第8図により示す。この第3
図は第2図の回路4の一変形例を示したもので、両方の
図面で対応4″する要素には同じ符号を与えである。第
3図が第□2図と異なる点は第2図のアナログの直角変
調回路(種変調器82及び83;搬送波発振器6;加算
器34)がそれ自体は既知のディジタルの等何物で置き
換えられていることである。この目的で゛第3図の信号
プロセッサ27はディジタル直角変調回路a5を具える
。このディジタル直角変調回路35は直接第1の読出し
専■メモリ21に接続され、第1のクロック信号の速度
3で生起する離数的な信号サンプルを処理するように配
置さnて゛いる。具体的に云うと、記憶部21(1)及
び21(2)から読出された離散的な信号サンプル00
S〔φ(ti))及び5in(φ(ti))にディジタ
ル乗算器86及び8フで夫々ディジタル搬送波源88(
これは第1のクロック信号と同期している)から送出さ
れる離散1′□的な搬送波信号サンプル5in(ω。1
1)及びCOS (ω。11)る。乗算器86.37の
ディジタル出力信号はディジタル加算器39で加え合わ
され、ディジタル“パ和信号s(t、−)を生ずる。こ
のディジタル和信号 l5(ti)は 5(tt) −5in(ωcti+φ(ti))
(7)として書き表わされ、DAC回路40に加えられ
る。−□DAC回路40はクロック回路20により制御
され、対応するTFM信号5(t)を生ずる。第8図の
回路4を第1図のTFM送信機で用いると、第2図の2
個の低域フィルタ80.81の機能は簡単に出力回路5
内の帯域フィルタ18で行なえる。 ゛′第8
図に示した回路の利点は信号プロセッサ27のディジタ
ル処理部とアナログ処理部との間のインタフェース(D
AI)が第2図のようにディジタル直角変調回路815
の入力側ではなく出力側に移ってお艶、この結果唯一つ
のDAC回路40だけでア15す。グのTFM信号5(
t)を得られることである。
子qは十分高い値、例えば、q−8又はq−16に選ば
ねばならない。こうするとサンブリ゛1ング速度の半分
に等しいフィルタ30,81のしこnらの要求により生
ずる問題を除去する方法を第8図により示す。この第3
図は第2図の回路4の一変形例を示したもので、両方の
図面で対応4″する要素には同じ符号を与えである。第
3図が第□2図と異なる点は第2図のアナログの直角変
調回路(種変調器82及び83;搬送波発振器6;加算
器34)がそれ自体は既知のディジタルの等何物で置き
換えられていることである。この目的で゛第3図の信号
プロセッサ27はディジタル直角変調回路a5を具える
。このディジタル直角変調回路35は直接第1の読出し
専■メモリ21に接続され、第1のクロック信号の速度
3で生起する離数的な信号サンプルを処理するように配
置さnて゛いる。具体的に云うと、記憶部21(1)及
び21(2)から読出された離散的な信号サンプル00
S〔φ(ti))及び5in(φ(ti))にディジタ
ル乗算器86及び8フで夫々ディジタル搬送波源88(
これは第1のクロック信号と同期している)から送出さ
れる離散1′□的な搬送波信号サンプル5in(ω。1
1)及びCOS (ω。11)る。乗算器86.37の
ディジタル出力信号はディジタル加算器39で加え合わ
され、ディジタル“パ和信号s(t、−)を生ずる。こ
のディジタル和信号 l5(ti)は 5(tt) −5in(ωcti+φ(ti))
(7)として書き表わされ、DAC回路40に加えられ
る。−□DAC回路40はクロック回路20により制御
され、対応するTFM信号5(t)を生ずる。第8図の
回路4を第1図のTFM送信機で用いると、第2図の2
個の低域フィルタ80.81の機能は簡単に出力回路5
内の帯域フィルタ18で行なえる。 ゛′第8
図に示した回路の利点は信号プロセッサ27のディジタ
ル処理部とアナログ処理部との間のインタフェース(D
AI)が第2図のようにディジタル直角変調回路815
の入力側ではなく出力側に移ってお艶、この結果唯一つ
のDAC回路40だけでア15す。グのTFM信号5(
t)を得られることである。
第8図の回路4は□主としてデイタタル構造をしている
にもかかわらず、実際にはインタフェースDA工にDA
O回路40を設けねばならないという要件が回路4を全
体として毎ノリシック集積化する′。
にもかかわらず、実際にはインタフェースDA工にDA
O回路40を設けねばならないという要件が回路4を全
体として毎ノリシック集積化する′。
トで障害になっている。これは特にデータ記号速1度−
が尚い場合にそ□うである。蓋し、高速のDAO回路は
モノリシック集積化するのにあまり適当ではなく、モジ
ュールとして普通の論理機能を行なうディジタル集積回
路よりも比例的に高価である゛からである。
が尚い場合にそ□うである。蓋し、高速のDAO回路は
モノリシック集積化するのにあまり適当ではなく、モジ
ュールとして普通の論理機能を行なうディジタル集積回
路よりも比例的に高価である゛からである。
p(り一竿−4!貝p害施例の説吸
第4図は第8図の回路4と第1図の出力回□路5のへ組
合わさった機能を果す本発明に係る回路415のブロッ
ク図である。これは主としてディジタル10構造をして
いるが、信号プロセッサ27のディジタル信号処理部と
□アナログ信号処理部との間のインタフェースDAIと
してDAC回路を用いることはしていない。ディジタル
信号処理部とアナログ信号処理部には第4図で夫々符号
27 (D)及び271′(A)を付しである。加えて
、第1図及び第8図の要素と対応する第4図の要素には
同じ符号を与えている。
合わさった機能を果す本発明に係る回路415のブロッ
ク図である。これは主としてディジタル10構造をして
いるが、信号プロセッサ27のディジタル信号処理部と
□アナログ信号処理部との間のインタフェースDAIと
してDAC回路を用いることはしていない。ディジタル
信号処理部とアナログ信号処理部には第4図で夫々符号
27 (D)及び271′(A)を付しである。加えて
、第1図及び第8図の要素と対応する第4図の要素には
同じ符号を与えている。
第4図では信号プロセッサ27のディジタル部27 (
D)にゼ四交差発生器41を入れである。こ′。
D)にゼ四交差発生器41を入れである。こ′。
のゼロ交差発生器41は遅延回路42を具えるが、゛こ
の遅延回路42は周波数&の第1のクロック信号によし
制御され、数値的に時間を設定する信号TSに応答して
セットパルスSPを生ずる。セットパルスSPはこの第
1のクロック信号に対して ″きさけ時間設定信号T
Sにより定まる。加えて、ゼロ交差発生器41はゲート
回路43を具えるが、このゲート回路48もこの第1の
クロック信号により制御され、ゼロ交差表示信号ZIに
応答して遅°゛延回路42が生じたセットパルスSPを
転送スる。
の遅延回路42は周波数&の第1のクロック信号によし
制御され、数値的に時間を設定する信号TSに応答して
セットパルスSPを生ずる。セットパルスSPはこの第
1のクロック信号に対して ″きさけ時間設定信号T
Sにより定まる。加えて、ゼロ交差発生器41はゲート
回路43を具えるが、このゲート回路48もこの第1の
クロック信号により制御され、ゼロ交差表示信号ZIに
応答して遅°゛延回路42が生じたセットパルスSPを
転送スる。
このゲート回路48に接続されて双安定パルス発生器4
4があり、2レベル信号を生ずる。そのレベルの変化は
セットパルスSPがゲート回路48により双安定パルス
発生器44に移された瞬時にの°5み生ずる。信号プロ
セッサ27のアナログ部27(A)は双安定パルス発生
器44に結合された帯域フィルター8を具える。このフ
ィルタの中心周波数はアナログTFM信号s o (t
)の搬送波周波数f。に対応する。この搬送波周波数
f0がディジタル部′“’ 27 (D)で用いられた
(中間)搬送波周波数f。ど異なる場合は、アナログ部
27 (A)は周波数変換器として働らき、第1図の出
力回路5と同じ構造となる。2個の搬送波周波数f。と
f。が等しい場合は、第4図でミクサ段16と搬送波源
17が省″かしい双安定パルス発生器44が直接帯域フ
ィルタ18に接続される。
4があり、2レベル信号を生ずる。そのレベルの変化は
セットパルスSPがゲート回路48により双安定パルス
発生器44に移された瞬時にの°5み生ずる。信号プロ
セッサ27のアナログ部27(A)は双安定パルス発生
器44に結合された帯域フィルター8を具える。このフ
ィルタの中心周波数はアナログTFM信号s o (t
)の搬送波周波数f。に対応する。この搬送波周波数
f0がディジタル部′“’ 27 (D)で用いられた
(中間)搬送波周波数f。ど異なる場合は、アナログ部
27 (A)は周波数変換器として働らき、第1図の出
力回路5と同じ構造となる。2個の搬送波周波数f。と
f。が等しい場合は、第4図でミクサ段16と搬送波源
17が省″かしい双安定パルス発生器44が直接帯域フ
ィルタ18に接続される。
ゼロ交差発生器41を制御するための2個の信号TSと
ZIは第4図では制御信号発生器45により得られる。
ZIは第4図では制御信号発生器45により得られる。
この制御信号発生器45はディジタ1゛ル直角変調回路
85を具えるが、このディジタル直角変調回路85は、
第8図におけるように、直接第1の読出し専用メモリ2
1に接続されている。
85を具えるが、このディジタル直角変調回路85は、
第8図におけるように、直接第1の読出し専用メモリ2
1に接続されている。
この場合、信号TS及びZIは直角変調回路35の出力
側に得られ、アナログTFM信号5(t)のサンシ゛応
する。第4図では回路35の出力信号は符号と大きさの
表示で得られるものと仮定している。サンプル5(ti
)の大きさl5(tl)1を表わすビットと、先行する
サンプル5(tl−1)の大きさl5(tl−1)1を
211表わすビット(後者のビットは第1のクロック信
1号の一周期一に等しい時間遅延を生ずる遅延回路46
により得られる)とは一つになって第2の読出し専用メ
モリ47に対するアドレスを形成する。
側に得られ、アナログTFM信号5(t)のサンシ゛応
する。第4図では回路35の出力信号は符号と大きさの
表示で得られるものと仮定している。サンプル5(ti
)の大きさl5(tl)1を表わすビットと、先行する
サンプル5(tl−1)の大きさl5(tl−1)1を
211表わすビット(後者のビットは第1のクロック信
1号の一周期一に等しい時間遅延を生ずる遅延回路46
により得られる)とは一つになって第2の読出し専用メ
モリ47に対するアドレスを形成する。
この第2の読出し専用メモリ47のアドレス可能′。
な記憶位置には瞬時tiにおける第1のりpツク信号の
パルスに対するセットパルスSPの時間遅延τ□(この
遅延はゼロ交差発生器41でセットざるべきものである
)を表わすディジタル数値を蓄わえる。速度〒でメモリ
47から読出された数値は時Il+間設定信号TSを形
成する。サンプル5(tl)の符号sgn (8(ti
))を表わすビットと先行するサンプル5(tl−i)
の符号sgn(s(ti−1))を表わすビット(後者
のビットも遅延回路46によシ得られる)とは符号検出
器48に加えられる。符号検出器48゛′の出力信号は
符号ビットが等しくない場合に論理値「1」をとる。こ
の符号検出器48の出力信号は瞬時t1.に続ぐ第1の
り四ツク信号の期間でのゼロ交差発生器41に対するゼ
ロ交差表示信号ZIを構成する。
″゛以下第4図の信号プロセッサ27
の動作と詳1細を第5図及び第6図につき説明する。
パルスに対するセットパルスSPの時間遅延τ□(この
遅延はゼロ交差発生器41でセットざるべきものである
)を表わすディジタル数値を蓄わえる。速度〒でメモリ
47から読出された数値は時Il+間設定信号TSを形
成する。サンプル5(tl)の符号sgn (8(ti
))を表わすビットと先行するサンプル5(tl−i)
の符号sgn(s(ti−1))を表わすビット(後者
のビットも遅延回路46によシ得られる)とは符号検出
器48に加えられる。符号検出器48゛′の出力信号は
符号ビットが等しくない場合に論理値「1」をとる。こ
の符号検出器48の出力信号は瞬時t1.に続ぐ第1の
り四ツク信号の期間でのゼロ交差発生器41に対するゼ
ロ交差表示信号ZIを構成する。
″゛以下第4図の信号プロセッサ27
の動作と詳1細を第5図及び第6図につき説明する。
第5図の時間線図aは次の波形、即ち、5(t) −5
in(ωt+φ(t)) (8) 。
in(ωt+φ(t)) (8) 。
第8図においてディジタル直角変調回路85の出力側に
ある対応する二進数をDAO回路40に加えることによ
り得られφ離散信号サンプルS (ti−1) #5(
tl) p 5(ti+1)とのグラフ表示である。
1゛しかし、DAO回路によるこのような完全なデ
ィジタル−アナログ変換は第4図では用いられておらず
、ゼロ交差が式(8)で定義されたようなアナログTF
M信号5(t)のゼロ交差に対応する2レベル信号がデ
ィジタル直角変調回路85の出力側にある“゛二進数か
ら導びかれる。第5図の時間線図すは線図aの信号5(
t)に対応し、次式、即ち、sgn(s(t)) −s
gn(sin(ω。t+φ(t ))) (9)で表
せる2レベル信号のグラフ表示である。式(8) ”″
で定義されるアナログのTFM信号5(t)は一定損1
閏の角度変調信号であゆ、信号5(t)のゼロ交差、従
って式(9)で定義される2レベル信号sgn(s(t
))のゼロ交差が信号5(t)の全ての本質的な情報を
含む。
ある対応する二進数をDAO回路40に加えることによ
り得られφ離散信号サンプルS (ti−1) #5(
tl) p 5(ti+1)とのグラフ表示である。
1゛しかし、DAO回路によるこのような完全なデ
ィジタル−アナログ変換は第4図では用いられておらず
、ゼロ交差が式(8)で定義されたようなアナログTF
M信号5(t)のゼロ交差に対応する2レベル信号がデ
ィジタル直角変調回路85の出力側にある“゛二進数か
ら導びかれる。第5図の時間線図すは線図aの信号5(
t)に対応し、次式、即ち、sgn(s(t)) −s
gn(sin(ω。t+φ(t ))) (9)で表
せる2レベル信号のグラフ表示である。式(8) ”″
で定義されるアナログのTFM信号5(t)は一定損1
閏の角度変調信号であゆ、信号5(t)のゼロ交差、従
って式(9)で定義される2レベル信号sgn(s(t
))のゼロ交差が信号5(t)の全ての本質的な情報を
含む。
この結果、所望のアナログTFM信号5(t)が式(9
)の−□2レベル信号Sgn(S(t))から導びける
。これはこの後者の信号を次式、即ち sgn(s(t)) −sgn(sin(ω。t+φ(
1)))”5in5(zt+φ(t)) + ・・−・
・) (10)C (但し、O,は値Q、 ===m 、の定数)で書けば
明らかとなる。情報を運ぶ時間と共に変動する位相φ(
1)が適当に帯域を制限した信号であシ、また搬送波゛
゛周波数ω。−2πfoを適当に選び、式(10)の右
辺の基本波成分と第8高調波成分との特別な重なり合い
が生じないようにしであると、所望の基本波頂5in(
ω。t+φ(t)〕が、式(9)及び(10)で定義さ
れる2レベル信号sgn(s(t):]を中心周波数が
搬送波周波パ数ω。に等しく、適当な帯域幅を有する帯
域フィル□りに加えることによし得られる。
)の−□2レベル信号Sgn(S(t))から導びける
。これはこの後者の信号を次式、即ち sgn(s(t)) −sgn(sin(ω。t+φ(
1)))”5in5(zt+φ(t)) + ・・−・
・) (10)C (但し、O,は値Q、 ===m 、の定数)で書けば
明らかとなる。情報を運ぶ時間と共に変動する位相φ(
1)が適当に帯域を制限した信号であシ、また搬送波゛
゛周波数ω。−2πfoを適当に選び、式(10)の右
辺の基本波成分と第8高調波成分との特別な重なり合い
が生じないようにしであると、所望の基本波頂5in(
ω。t+φ(t)〕が、式(9)及び(10)で定義さ
れる2レベル信号sgn(s(t):]を中心周波数が
搬送波周波パ数ω。に等しく、適当な帯域幅を有する帯
域フィル□りに加えることによし得られる。
こうして第4図の信号プロセッサ27で・はDAO回路
によるディジタル−アナログ変換がTFM信号5(t)
の信号サンプル5(t4)を表わす変調回路85の出カ
ニ進数への符号処理で置き換えられる。しかし、ゼロ交
差が十分正確にTFM信号5(t)のゼロ交差に対応す
る2レベル信号を得るためには、これらの出カニ進数の
符号ビットを用いたのでは不十分である。これは線図a
のサンプルs (ti :1 ) r ”’5(ti)
、5(ti+、)、・・・・・・に関連する符号ビット
を一すンプリング期間T8−−中保持することにより得
られる2レベル信号のグラフ表示である第5図の時間線
図Cから明らかである。第5図はまたTFM信号5(t
)のゼロ交差を決める際のこの不十分□な確度が隣接す
るサンプル5(tl) 、 5(ti+□)間の時間間
隔の持続時間T8が比例的に長いためであることも示し
ている。
によるディジタル−アナログ変換がTFM信号5(t)
の信号サンプル5(t4)を表わす変調回路85の出カ
ニ進数への符号処理で置き換えられる。しかし、ゼロ交
差が十分正確にTFM信号5(t)のゼロ交差に対応す
る2レベル信号を得るためには、これらの出カニ進数の
符号ビットを用いたのでは不十分である。これは線図a
のサンプルs (ti :1 ) r ”’5(ti)
、5(ti+、)、・・・・・・に関連する符号ビット
を一すンプリング期間T8−−中保持することにより得
られる2レベル信号のグラフ表示である第5図の時間線
図Cから明らかである。第5図はまたTFM信号5(t
)のゼロ交差を決める際のこの不十分□な確度が隣接す
るサンプル5(tl) 、 5(ti+□)間の時間間
隔の持続時間T8が比例的に長いためであることも示し
ている。
今度は変調回路85の出カニ進数が式(7)、即ち、S
(ti) −5in(ω。ti+φ(ti)) (1
1) ”’で与えられる関係を満足する信号サン
プルS(t、1) ’を表わすことを第4図の信号プロ
セッサ27で用いて2個の隣接するサンプル間の正弦波
補間によりTFM信号5(t)のゼロ交差を一層正確に
求める。
(ti) −5in(ω。ti+φ(ti)) (1
1) ”’で与えられる関係を満足する信号サン
プルS(t、1) ’を表わすことを第4図の信号プロ
セッサ27で用いて2個の隣接するサンプル間の正弦波
補間によりTFM信号5(t)のゼロ交差を一層正確に
求める。
このようなゼロ交差は、例えば、第5図の線図a゛での
s (tに□) 、 8(t)のような符号が反対の一
対の隣接サンプル間でしか生じないから、この補間はこ
のサンプル対に関連する符号ビットが等しくない、即ち
、符号検出器48が論理値「1」の信号ZIによし隣接
サンプル間で符号の変化があったご。
s (tに□) 、 8(t)のような符号が反対の一
対の隣接サンプル間でしか生じないから、この補間はこ
のサンプル対に関連する符号ビットが等しくない、即ち
、符号検出器48が論理値「1」の信号ZIによし隣接
サンプル間で符号の変化があったご。
とを示す時だけ用いれば足りる。以下に第6図につきこ
の正弦波補間を詳細に説明する。
の正弦波補間を詳細に説明する。
第6図の時間線図aは第5図の時間線図aの時間間隔(
ti−1+ tl)を拡大ひたスケールで示したもので
ありN TFM信号□5(t)のゼロ交差が瞬時を蒜t
。パで生じている。第6図のベクトル図すは第6図の時
間線図aの’I’FM信号5(t)に関連する一定振幅
の信号ベクトルの径路の極座標表示である。
ti−1+ tl)を拡大ひたスケールで示したもので
ありN TFM信号□5(t)のゼロ交差が瞬時を蒜t
。パで生じている。第6図のベクトル図すは第6図の時
間線図aの’I’FM信号5(t)に関連する一定振幅
の信号ベクトルの径路の極座標表示である。
TFM信号5(t)を・次式、即ち、
5(t) =Sin(ω。t+φ(t)) −ginθ
(t) (IJ)20で書くことにより角度θ(1)を
導入し、瞬時″It −tl−0+ t□ r tiで
の角度θ(1)の値をθ1−0tθ 、0・と書くと、
第6図の時間線図aでのサンプリング瞬時t−tl−0
に対する瞬時t−toでのゼロ交差の時間遅延τ、はT
FM信号5(t)の角周波′数ω一旦を−サンプリング
期間r[lsの持続時゛間i有する時間間隔(t・ 、
t・)中一定であると仮定することによりベクトル図す
から非常に良好な近似で導びける。これは第6図のベク
トル図すでの信・号ベクtルが円弧(θi−0.θi)
を一定の角速度ω1゛で通り、従って角θ。が次式、即
ち、 θ0−θ土−1+(0i−e土−1)T: (
18)で与えられることを含意する。
(t) (IJ)20で書くことにより角度θ(1)を
導入し、瞬時″It −tl−0+ t□ r tiで
の角度θ(1)の値をθ1−0tθ 、0・と書くと、
第6図の時間線図aでのサンプリング瞬時t−tl−0
に対する瞬時t−toでのゼロ交差の時間遅延τ、はT
FM信号5(t)の角周波′数ω一旦を−サンプリング
期間r[lsの持続時゛間i有する時間間隔(t・ 、
t・)中一定であると仮定することによりベクトル図す
から非常に良好な近似で導びける。これは第6図のベク
トル図すでの信・号ベクtルが円弧(θi−0.θi)
を一定の角速度ω1゛で通り、従って角θ。が次式、即
ち、 θ0−θ土−1+(0i−e土−1)T: (
18)で与えられることを含意する。
ゼロ交差は
5(t) −sinθ(t) m SiH6゜−0(1
4)の時、即ち、 θ。=−0,±π、±ztr + −−(is )
26の時化ずるから、−膜性を全く損なわずに値θ
。−dとすることができ、時間遅延τ、に対する次の関
係を式(18)から導びける。□ ベクトルθi−0及びθiは反対の符号を有し、大きさ
が0ラジアンとπラジアンの間の値に限られるから、式
(16)は次のように一般化できる。
4)の時、即ち、 θ。=−0,±π、±ztr + −−(is )
26の時化ずるから、−膜性を全く損なわずに値θ
。−dとすることができ、時間遅延τ、に対する次の関
係を式(18)から導びける。□ ベクトルθi−0及びθiは反対の符号を有し、大きさ
が0ラジアンとπラジアンの間の値に限られるから、式
(16)は次のように一般化できる。
第6図の時間線図でのサンプリング瞬時1−11に対す
る瞬時1 =1 でのゼロ交差の進みτ2についでも
同じような関係が導びける。
る瞬時1 =1 でのゼロ交差の進みτ2についでも
同じような関係が導びける。
原理的にはこれらの2個の式(17)及び(18)の各
々を時間遅延τ□の決定に使用することができる。
々を時間遅延τ□の決定に使用することができる。
しかし、角度θi−□及びθiの値が0ラジアンとπラ
ジアンの間で変われる場合は、値sinθi−□−8(
ti−1)及びsinθi= 5(ti)だけから′値
θi−0及び□゛θiを一義的に導びくことができない
。4 L/ 、 □0≦θ≦πに対し関係sinθ
−5in(π−θ)が成立するからである。この場合唯
一つの値θ、を求められるようにするためにはω。l
Ts及びφ(ti)についCの付加的情報が式(12)
、即ち θi−ω。ti+φ(t・)、、 (19)から
の関係のため与えられねばならない。なお、ここで t、−iT +−E−!− 1s 2 (20) である。第4図で用いられた離散信号サンプル5(t4
) −sinθ土を発生させる方法では量φ(ti)、
ω。及びT8が陽に第1図のエンコーディング回路3の
差動符号化された二進データ信号b(t)に関係づけら
れている。 □′ 第6図のベクトル−bから明らかなように、上述した不
明確さは角度θi−□及びθiにそれらが隣接する位相
カドラント内になけItばならないという条件を課する
ことによ抄防ぐことができる。こ1の条件は 〈 1θi−〇i−□1−π (21)という条件であ
る。即ち、−サンプリング期間−Ts−iの長さの時間
間隔(11−0,11)内での角度゛。
ジアンの間で変われる場合は、値sinθi−□−8(
ti−1)及びsinθi= 5(ti)だけから′値
θi−0及び□゛θiを一義的に導びくことができない
。4 L/ 、 □0≦θ≦πに対し関係sinθ
−5in(π−θ)が成立するからである。この場合唯
一つの値θ、を求められるようにするためにはω。l
Ts及びφ(ti)についCの付加的情報が式(12)
、即ち θi−ω。ti+φ(t・)、、 (19)から
の関係のため与えられねばならない。なお、ここで t、−iT +−E−!− 1s 2 (20) である。第4図で用いられた離散信号サンプル5(t4
) −sinθ土を発生させる方法では量φ(ti)、
ω。及びT8が陽に第1図のエンコーディング回路3の
差動符号化された二進データ信号b(t)に関係づけら
れている。 □′ 第6図のベクトル−bから明らかなように、上述した不
明確さは角度θi−□及びθiにそれらが隣接する位相
カドラント内になけItばならないという条件を課する
ことによ抄防ぐことができる。こ1の条件は 〈 1θi−〇i−□1−π (21)という条件であ
る。即ち、−サンプリング期間−Ts−iの長さの時間
間隔(11−0,11)内での角度゛。
変調信号5(t) ! 5in(ω。t+φ(t)〕の
全位相変化は高々πラジアンでなければならないと条件
である。
全位相変化は高々πラジアンでなければならないと条件
である。
式(19)及び(20)に基づき式(21)の条件は次
のように書ける。
のように書ける。
1ωoTs+φ(1i)−φ(ti−□)1 =π (
22)’I’FM信号5(t)の場合持続時間Tの一デ
ータ記号期波周波数f0の4倍に等しくすれば、整数q
の値にかかわらず、即ち、−データ記号期間T当りの信
号サンプルの数如何にかかわらず式(22)の条件が満
足させられる。
22)’I’FM信号5(t)の場合持続時間Tの一デ
ータ記号期波周波数f0の4倍に等しくすれば、整数q
の値にかかわらず、即ち、−データ記号期間T当りの信
号サンプルの数如何にかかわらず式(22)の条件が満
足させられる。
一すンプリング期間Ts内の’I’FM信号の5(t)
の2゛全位相変化に対し式(22)の条件を守れば、第
4図□の制御信号発生器45の第2の読出し専用メモリ
□47内に蓄わえられJサンプリング瞬時1−1・に対
する瞬時t−’toでのゼロ交差の遅れτ□を表わす数
値を求めるために式(17〕を使用できる。
の2゛全位相変化に対し式(22)の条件を守れば、第
4図□の制御信号発生器45の第2の読出し専用メモリ
□47内に蓄わえられJサンプリング瞬時1−1・に対
する瞬時t−’toでのゼロ交差の遅れτ□を表わす数
値を求めるために式(17〕を使用できる。
制御信号発生器45をディジタル回路で作るため、サン
プリング期間T は各々が であるようなサイズτ を有するに個のサブ期間Gご”
□分けらnる。Kは に−2に、 、 、 、(24) ・で
あるように選ぶ。但し、kは整数である。このサブ期間
τ。は時間遅延τ、の量子化単位を構成し、式(17)
から を表わすにビット二進数が第2の読出し専扇メモリ47
の対1θj−11+ Iθ11に対する記憶位置に蓄−
□゛わえられねばならないことが結論される。こnに”
対するアドレスは、前述したように、5inlei−□
1− l5(t4−t)1及び1sinθ□1−1s(
ti]を表わすビットにより一義的に形成される。
プリング期間T は各々が であるようなサイズτ を有するに個のサブ期間Gご”
□分けらnる。Kは に−2に、 、 、 、(24) ・で
あるように選ぶ。但し、kは整数である。このサブ期間
τ。は時間遅延τ、の量子化単位を構成し、式(17)
から を表わすにビット二進数が第2の読出し専扇メモリ47
の対1θj−11+ Iθ11に対する記憶位置に蓄−
□゛わえられねばならないことが結論される。こnに”
対するアドレスは、前述したように、5inlei−□
1− l5(t4−t)1及び1sinθ□1−1s(
ti]を表わすビットにより一義的に形成される。
この場合第4図のゼロ交差発生器41の遅延回−□路4
2はプリセット可能なにビットダウンカウンタにより構
成される。これはその計数入力端子でq 周波数が下で、クロック回路20により生ずる第2のク
ロック信号を受は取り、ゼロ位置に達した時出力パルス
を供給する。このダウンカウンタ42゛。
2はプリセット可能なにビットダウンカウンタにより構
成される。これはその計数入力端子でq 周波数が下で、クロック回路20により生ずる第2のク
ロック信号を受は取り、ゼロ位置に達した時出力パルス
を供給する。このダウンカウンタ42゛。
はブリセツティング回路421を具えるが、このブリセ
ツティング回路421は周波数が3でダウンカウンタ4
2をにビット二進数に対応する計数位置にセットする第
1のクロック信号により制御される。このにビット二進
数はサンプリング瞬時゛□t=tiで第2の読出し専用
メモリ41から時間設定信号TSとして読出さn1先行
するサンプリング瞬時t −’ei−0に対するI’F
M信号5(t)のゼロ交差の遅延τ1を表わす。瞬時1
−11でのプリセツティング動作の結果瞬時t −tl
+τ□において、ダウ2パンカウンタ42が出力パルス
を供給する。この出゛カパルスはセットパルスSPとし
てANDゲートにより構成されるゲート回路48の入力
端子に加えられる。このセットパルスSPは各サンプリ
ング期間において生ずるが、TFM信号5(t)が真実
ゼロ交差した時だけANDゲート48を通り抜ける。第
4図の符号検出器48が排他的論理和ゲートによりi成
される時は、サンプリング瞬時t−t4でのゼロ交差表
示信号2工のビットが、サンプリング瞬時1−1.−□
と1 = 11との間でTFM信号5(t)が真実゛ゼ
ロ交差した場合だけ、論理「1」ビットとなり、反対の
場合は論理「0」ビットとなる。信号ZIのビットはサ
ンプリング瞬時1−11で生じ、セットパルスSPはこ
の瞬時1−11後の全サンプリング期間中に生じ得るか
ら、排他的論理和ゲー) 48 ”の信号ZIはDフリ
、ツブフロップの形態をしたホールド回路431に加え
られる。このホールド回路481は速度ユの第1のりp
ツク信号によ抄制御され、出力端子(Q)がANDゲー
ト48の他方の入力端子に接続されている。サンプリン
グ瞬時t−t j:からスタートするサンプリング期間
において、 1ANDゲート43はこのサンプリング瞬
時1−11において信号ZIの論理「1」ビットが生ず
る場合?みセットパルスSPを通す。双安定パルス発生
器44が反転出力端子(Q)が信号入力端子(D)に7
′イードバツクJ妾続されているDフリップフロップに
より構成されている時は、ANDゲート43を通過した
セットパルスSPをDフリップフロップ44のクロック
入力端子(C)に加えると、出力端子(Q)に2レベル
信号が現われる。この2レベル信号の10レベル変化は
セットパルスSPがANDゲート48を通過する瞬時に
おいてのみ生ずる。こnから先の信号処理にとって何の
重要性もない−サンプリング期間Tsの一定の遅延を別
とすれば、Dフリップフロップ44のこの2レベル信号
のゼロ交差は非11常に良好な近似で所望のTFM信号
5(t)のゼロ交差に対応する。従って、この2レベル
信号はsgn(S(t))と書くことができる。式(1
0)の説明から結論されることであるが、このDフリッ
プフロップ44の2レベル信fを信号プロセッサ27の
72□。
ツティング回路421は周波数が3でダウンカウンタ4
2をにビット二進数に対応する計数位置にセットする第
1のクロック信号により制御される。このにビット二進
数はサンプリング瞬時゛□t=tiで第2の読出し専用
メモリ41から時間設定信号TSとして読出さn1先行
するサンプリング瞬時t −’ei−0に対するI’F
M信号5(t)のゼロ交差の遅延τ1を表わす。瞬時1
−11でのプリセツティング動作の結果瞬時t −tl
+τ□において、ダウ2パンカウンタ42が出力パルス
を供給する。この出゛カパルスはセットパルスSPとし
てANDゲートにより構成されるゲート回路48の入力
端子に加えられる。このセットパルスSPは各サンプリ
ング期間において生ずるが、TFM信号5(t)が真実
ゼロ交差した時だけANDゲート48を通り抜ける。第
4図の符号検出器48が排他的論理和ゲートによりi成
される時は、サンプリング瞬時t−t4でのゼロ交差表
示信号2工のビットが、サンプリング瞬時1−1.−□
と1 = 11との間でTFM信号5(t)が真実゛ゼ
ロ交差した場合だけ、論理「1」ビットとなり、反対の
場合は論理「0」ビットとなる。信号ZIのビットはサ
ンプリング瞬時1−11で生じ、セットパルスSPはこ
の瞬時1−11後の全サンプリング期間中に生じ得るか
ら、排他的論理和ゲー) 48 ”の信号ZIはDフリ
、ツブフロップの形態をしたホールド回路431に加え
られる。このホールド回路481は速度ユの第1のりp
ツク信号によ抄制御され、出力端子(Q)がANDゲー
ト48の他方の入力端子に接続されている。サンプリン
グ瞬時t−t j:からスタートするサンプリング期間
において、 1ANDゲート43はこのサンプリング瞬
時1−11において信号ZIの論理「1」ビットが生ず
る場合?みセットパルスSPを通す。双安定パルス発生
器44が反転出力端子(Q)が信号入力端子(D)に7
′イードバツクJ妾続されているDフリップフロップに
より構成されている時は、ANDゲート43を通過した
セットパルスSPをDフリップフロップ44のクロック
入力端子(C)に加えると、出力端子(Q)に2レベル
信号が現われる。この2レベル信号の10レベル変化は
セットパルスSPがANDゲート48を通過する瞬時に
おいてのみ生ずる。こnから先の信号処理にとって何の
重要性もない−サンプリング期間Tsの一定の遅延を別
とすれば、Dフリップフロップ44のこの2レベル信号
のゼロ交差は非11常に良好な近似で所望のTFM信号
5(t)のゼロ交差に対応する。従って、この2レベル
信号はsgn(S(t))と書くことができる。式(1
0)の説明から結論されることであるが、このDフリッ
プフロップ44の2レベル信fを信号プロセッサ27の
72□。
ナログ部27 (A)内の帯域フィルタ18に直接加1
えることにより所望のTFM信号5(t)を得ることが
できる。但し、フィルタ18の中心周波数は搬送波周波
数f。に等しくシ、帯域幅はフィルタ18の出力信号s
o (t )内に過度の符号量干渉を導入するノ。
えることにより所望のTFM信号5(t)を得ることが
できる。但し、フィルタ18の中心周波数は搬送波周波
数f。に等しくシ、帯域幅はフィルタ18の出力信号s
o (t )内に過度の符号量干渉を導入するノ。
ことなく、所望のTFM信号5(t)がこの2レベル信
号に含まれる第3及びそれ以上高次の高調波成分から分
離さnるように選ぶ。この場合2個のTFM信号5(t
)及びS。(1)はいず0も同じ搬送波周波数fo=f
0を有する。第4図に示した搬送波周波数゛0foとf
。が等しくない場合は、このDフリップフロップ44の
2レベル信号を先ずミクサ段16及び搬送波源17によ
り周波数変換にかけ、その後で帯域フィルタ18にかけ
る。この時帯域フィルタ18の中心周波数は究局の’I
’FM信号S。(1)の搬15送波周波数f0に等しく
する。
号に含まれる第3及びそれ以上高次の高調波成分から分
離さnるように選ぶ。この場合2個のTFM信号5(t
)及びS。(1)はいず0も同じ搬送波周波数fo=f
0を有する。第4図に示した搬送波周波数゛0foとf
。が等しくない場合は、このDフリップフロップ44の
2レベル信号を先ずミクサ段16及び搬送波源17によ
り周波数変換にかけ、その後で帯域フィルタ18にかけ
る。この時帯域フィルタ18の中心周波数は究局の’I
’FM信号S。(1)の搬15送波周波数f0に等しく
する。
信号プロセッサ27のアナログ部27 (A)に対する
インタフェースDAIとしてDAC回路がないため、第
4図の回路415のディジタル信号処理部は広範囲のデ
ータ記号速度〒を処理でき、それでい゛゛て特に比較的
安価なモノリシック集積化するのに適している。加えて
アナログ部27 (A)自体の回路のインプリメンテー
ションもとりわけ厳しい要求を満足する必要がない。蓋
し、一定振幅のアナログ信号だけを処理するからである
。
インタフェースDAIとしてDAC回路がないため、第
4図の回路415のディジタル信号処理部は広範囲のデ
ータ記号速度〒を処理でき、それでい゛゛て特に比較的
安価なモノリシック集積化するのに適している。加えて
アナログ部27 (A)自体の回路のインプリメンテー
ションもとりわけ厳しい要求を満足する必要がない。蓋
し、一定振幅のアナログ信号だけを処理するからである
。
以上二進データ信号を送信するためのTFM送信機の場
合につき第4図の回路v5を説明してきたが、変調の分
野の当業者ならば、第5図及び第6図につき与えられた
説明を読んだ後、第4図で用いられる角度変調信号の発
生手順は一般に異なる1“種類のデータ信号とn −P
SK 、 n −PROPM及び00RPSKのような
広範囲の変調方法に適用できることを理解するであろう
。但し、式(21)及び(22)の条件を何時も満足す
るものとする。即ち、−サンプリング期間Ts内の角度
変調信号の全位相変イビが高々πラジアンであるとする
。
合につき第4図の回路v5を説明してきたが、変調の分
野の当業者ならば、第5図及び第6図につき与えられた
説明を読んだ後、第4図で用いられる角度変調信号の発
生手順は一般に異なる1“種類のデータ信号とn −P
SK 、 n −PROPM及び00RPSKのような
広範囲の変調方法に適用できることを理解するであろう
。但し、式(21)及び(22)の条件を何時も満足す
るものとする。即ち、−サンプリング期間Ts内の角度
変調信号の全位相変イビが高々πラジアンであるとする
。
C(3)第4図の実施例の変形例
第4図の回路415は非常に一般的な用途に適している
。しかし、第2の読出し専用メモリ47の記憶容量を比
較的大きくしなければならない。式2゛(23)〜(2
5)につき前述した説明から明らかなよ1うに、量子化
された時間遅延τ□≦TSを表わすにビット二進数を対
1θj−11+ lθ11に対する記憶位置に蓄わえね
ばならない。これに対するアドレスは1sinθ−1=
Is(ti−0]及びlsi、n0i+ ”””’ l
5Cji)1を表わすビットにより形成する。l5(t
i−□)1及びl5(ti)Iが各々7ビツトで表わさ
れ、サンプリング期間Tsかに=32個のサブ期間τ。
。しかし、第2の読出し専用メモリ47の記憶容量を比
較的大きくしなければならない。式2゛(23)〜(2
5)につき前述した説明から明らかなよ1うに、量子化
された時間遅延τ□≦TSを表わすにビット二進数を対
1θj−11+ lθ11に対する記憶位置に蓄わえね
ばならない。これに対するアドレスは1sinθ−1=
Is(ti−0]及びlsi、n0i+ ”””’ l
5Cji)1を表わすビットにより形成する。l5(t
i−□)1及びl5(ti)Iが各々7ビツトで表わさ
れ、サンプリング期間Tsかに=32個のサブ期間τ。
に分けられ、k−5である場合は、読出し専用メモリ4
7は5 X 214ビツトの記憶容量を有しなければな
らな゛。
7は5 X 214ビツトの記憶容量を有しなければな
らな゛。
い。
今度は第7図につきこの記憶容量を小さくする方法を説
明する。第7図は第4図の制御信号発生器45の一変形
例を示したもので、これらの2個の図面で対応する要素
には同じ符号を付しであるS第7図と第4図の、間の第
1の相違点は第7図で数に加えてm−フシアンの付加的
移相をも有するディジタル直角変調回路85を用いるこ
とである。
明する。第7図は第4図の制御信号発生器45の一変形
例を示したもので、これらの2個の図面で対応する要素
には同じ符号を付しであるS第7図と第4図の、間の第
1の相違点は第7図で数に加えてm−フシアンの付加的
移相をも有するディジタル直角変調回路85を用いるこ
とである。
記憶部21 (1)及び21 (2)から読み出した離
散パ的な信号サンプ/l/ C!O8(φ(ti))及
び5in(φ(ti)) ニ’00S(ω。11−、)
を乗算すると次のディジタル和信号が得られる。
散パ的な信号サンプ/l/ C!O8(φ(ti))及
び5in(φ(ti)) ニ’00S(ω。11−、)
を乗算すると次のディジタル和信号が得られる。
π
5(tl) −5in(ω。11−、+φ(ti))
(26)これは次の関係、即ち、 を用いて次のように書ける。
(26)これは次の関係、即ち、 を用いて次のように書ける。
5(tl) −sinθ1−5in(iH+φ(ti)
) (28)また、第7図が第4図と異なるもう一つの
点は制御゛御信号発生器45が量子化された時間遅延τ
、についての式(25)を一層直接的に用いることであ
る。
) (28)また、第7図が第4図と異なるもう一つの
点は制御゛御信号発生器45が量子化された時間遅延τ
、についての式(25)を一層直接的に用いることであ
る。
第7図では変調回路85の出力側に逆正弦形の変換回路
49を接続し、信号サンプル5(ti)の大きさl5(
ti)1−1sinθ11を対応する角度θiの大きざ
1θ11に変換する。第7図の回路はまた加算器50゛
を具え、式(25)の右辺の分母内にある和lθi−x
! −i−1θ11を形成する。読出し専用メモ1月+
7のアドレスは1θi−□1と和lθi−□1+1θ1
1とを表わすピットにより形成される。
49を接続し、信号サンプル5(ti)の大きさl5(
ti)1−1sinθ11を対応する角度θiの大きざ
1θ11に変換する。第7図の回路はまた加算器50゛
を具え、式(25)の右辺の分母内にある和lθi−x
! −i−1θ11を形成する。読出し専用メモ1月+
7のアドレスは1θi−□1と和lθi−□1+1θ1
1とを表わすピットにより形成される。
読出し専用メモリ47の記憶容量を小さくすることは変
調回路85もの搬送波信号の選択に基づいている。瞬時
1−1・での位相φ(1)をφ・と書くと、式(28)
に基づいて変調回路35の出力信号5(t)め値及び順
次の瞬時t・ 、t・、t・ 、・・・1“1−1
1 1+1 での区間(−π、π)における角度θ(1)の対応する
値について下記の表を作れる。
調回路85もの搬送波信号の選択に基づいている。瞬時
1−1・での位相φ(1)をφ・と書くと、式(28)
に基づいて変調回路35の出力信号5(t)め値及び順
次の瞬時t・ 、t・、t・ 、・・・1“1−1
1 1+1 での区間(−π、π)における角度θ(1)の対応する
値について下記の表を作れる。
表 ■
前述したように、TFM信号5(t)の位相φ(1)は
−゛データ記記号期間円内量iフシアンより大きくは変
わらない〔式(2)を参照〕から、−サンプリング式が
成立する。
−゛データ記記号期間円内量iフシアンより大きくは変
わらない〔式(2)を参照〕から、−サンプリング式が
成立する。
maxiφ・−φ・ 1≦−!−(29)1 ニー1
2q こnから和1θ1−if + +011につき次の関係
が成立する。
2q こnから和1θ1−if + +011につき次の関係
が成立する。
(1−′−)五≦1θ1−0l+lθil≦(1+H)
H(80)斯くしてこの和1θ1−0I+lθ11は値
−を中心として一フシアンの範囲で変わる。そして補間
因子が前π − 述した値q −8又はq=16の時、こnは 1″
1θ・ I++θ11の範囲よりずっと小さい。蓋し・
、これらの角度は各々0と一7ンアンの間で変わるから
である。第7図でこの後者の範囲内の値を再び7ビツト
二進数で表わすと、補間因子q −8の時相1θi−0
’ +’θ・1の値は5ビツト二進数により2パ同じ程
度の正確さで表わせる。第4図と同じょう゛にサンプル
期間Tsをに=82個のサブ期間τ。に分割すると、k
−5で第7図の読出し専用メモリ47は5×2 ビット
の記憶容量を有するだけで足りる。これは第4図と比較
して因子4だけ小さ一層いことを意味する。一般に、こ
の縮小因子は2の整数幅に等しい補間因子qの時−であ
る。
H(80)斯くしてこの和1θ1−0I+lθ11は値
−を中心として一フシアンの範囲で変わる。そして補間
因子が前π − 述した値q −8又はq=16の時、こnは 1″
1θ・ I++θ11の範囲よりずっと小さい。蓋し・
、これらの角度は各々0と一7ンアンの間で変わるから
である。第7図でこの後者の範囲内の値を再び7ビツト
二進数で表わすと、補間因子q −8の時相1θi−0
’ +’θ・1の値は5ビツト二進数により2パ同じ程
度の正確さで表わせる。第4図と同じょう゛にサンプル
期間Tsをに=82個のサブ期間τ。に分割すると、k
−5で第7図の読出し専用メモリ47は5×2 ビット
の記憶容量を有するだけで足りる。これは第4図と比較
して因子4だけ小さ一層いことを意味する。一般に、こ
の縮小因子は2の整数幅に等しい補間因子qの時−であ
る。
上述した例で、和1θi41 + 、+011について
の牙ラジアンの範囲を一層低い程度、例えば、82−2
5サブレンジの代りに8−28サブレンジに分割する゛
こともできる。これにより量子化された時間遅延τ□〔
式(25)で定義される〕の決定に入ってくる誤差は最
大でも2%以下である。しかし、この小さな誤差を甘受
するだけで読出し専用メモリ47の記憶容量は更に相当
に小さくなる。蓋し、こうl゛すると和1θi−□1+
1011の値は唯3ビットの二進数で表わすことができ
、この結果読出し専用メモIJ 47 ハ5 X 2
ビットの記憶容量を有するだけで足りるからである。
の牙ラジアンの範囲を一層低い程度、例えば、82−2
5サブレンジの代りに8−28サブレンジに分割する゛
こともできる。これにより量子化された時間遅延τ□〔
式(25)で定義される〕の決定に入ってくる誤差は最
大でも2%以下である。しかし、この小さな誤差を甘受
するだけで読出し専用メモリ47の記憶容量は更に相当
に小さくなる。蓋し、こうl゛すると和1θi−□1+
1011の値は唯3ビットの二進数で表わすことができ
、この結果読出し専用メモIJ 47 ハ5 X 2
ビットの記憶容量を有するだけで足りるからである。
今度は補間因子qをq −8がら、例えば、qmz’e
又はq−82に増すと、和1θ1.、I + Iθ11
をiフジアンに等しくセラ上でき、量子化された時間遅
延τ□は良好な近似で式(25)から導びかれる次の関
係で求められる。
又はq−82に増すと、和1θ1.、I + Iθ11
をiフジアンに等しくセラ上でき、量子化された時間遅
延τ□は良好な近似で式(25)から導びかれる次の関
係で求められる。
この時代(25)の代りに式(81)でτ、を決める際
に入ってくる最大誤差はこの値q=16又はq−32に
対し数パーセントにすぎない。しかし、式(81)から
結論されるととであるが、第7図の制御信号1゜発生器
45の構造は簡易化されて第8図に示す制御信号発生器
45となる。第8図の制御信号発生器が第7図のと異な
る点は加算器50がなく、読出し専用メモリ47に対す
るアドレスが10土−01を表わすビットにより形成さ
れることである。この1パ後者の表示につき7ビツト二
進数を再び使用すると、第8図の読出し専用メモリ47
は5×2 ビットの記憶容量を有するだけで足りる。
に入ってくる最大誤差はこの値q=16又はq−32に
対し数パーセントにすぎない。しかし、式(81)から
結論されるととであるが、第7図の制御信号1゜発生器
45の構造は簡易化されて第8図に示す制御信号発生器
45となる。第8図の制御信号発生器が第7図のと異な
る点は加算器50がなく、読出し専用メモリ47に対す
るアドレスが10土−01を表わすビットにより形成さ
れることである。この1パ後者の表示につき7ビツト二
進数を再び使用すると、第8図の読出し専用メモリ47
は5×2 ビットの記憶容量を有するだけで足りる。
上述したところから明らかなように、τ、を決める際の
確度と読出し専用メモリ47の記憶容量と゛の間のトレ
ードオフが可能である。
確度と読出し専用メモリ47の記憶容量と゛の間のトレ
ードオフが可能である。
C(4)第9図の実施例の説明
第9図は本発明に係る回路415のブロック図であるが
、これは多くの点で第7図に示した制御信号発生器45
を組み込んだ第4図の回路4Aの変゛形例と考えられる
。そn故、第4図、第7図及び第9図で対応する要素に
は同じ符号を与えである。
、これは多くの点で第7図に示した制御信号発生器45
を組み込んだ第4図の回路4Aの変゛形例と考えられる
。そn故、第4図、第7図及び第9図で対応する要素に
は同じ符号を与えである。
第4図と第9図が本質的に異なる点はゼロ交差発生器4
1を制御するための2個の信号TS及び2工を導びき出
す元の信号にある。
1を制御するための2個の信号TS及び2工を導びき出
す元の信号にある。
第4図及びその上述した変形例では2個の制御ナログT
FM信号5(t)のサンプルs(t・)がら導き出して
いる。そしてこわらの信号サンプルS〔訃〕のディジタ
ル表示を得るために、第4図及び第7図1゛の制御信号
発生器45は2個の記憶部21 (1)及び21 (2
)を有する第1の読出し専用メモリ21に接続されたデ
ィジタル直角変調回路85を具え、メモリ21のアドレ
ス可能な記憶位置に2、個の変調パラメータcos (
φ(ti))及び5in(φ(ti))を表わ″゛すデ
ィジタル数値を蓄わえている。但し、φ(t)1は所望
のTFM信号5(t)の位相である。
FM信号5(t)のサンプルs(t・)がら導き出して
いる。そしてこわらの信号サンプルS〔訃〕のディジタ
ル表示を得るために、第4図及び第7図1゛の制御信号
発生器45は2個の記憶部21 (1)及び21 (2
)を有する第1の読出し専用メモリ21に接続されたデ
ィジタル直角変調回路85を具え、メモリ21のアドレ
ス可能な記憶位置に2、個の変調パラメータcos (
φ(ti))及び5in(φ(ti))を表わ″゛すデ
ィジタル数値を蓄わえている。但し、φ(t)1は所望
のTFM信号5(t)の位相である。
これと対照的に、第9図では2個の制御信号TS及びZ
IをアナログTFM信号5(t)のサンプル5(ti)
から導き出すのではなく、次の関係即ち、 5(t
i) −sin’(θ(ti)) −sinθ1(12
)でこのサンプル5(ti)と対応している角度θ(t
i)−θiから導き出している。この目的で、第9図で
は第1の読出し専用メモリ21のアドレス10可能な記
憶位置に変調パラメータθ(ti)−θiを表わすディ
ジタル数値を蓄わえる。但し、角度θ(1)は所望のT
FM信号5(t)の偏角である。第9図で&ま読出し専
用メモリ21の出力側に符号及び大きさ表示で角度θi
が得らnるものとしている。大きさ1θ生1と符号sg
noiとを表わすビットから制御信号発生器45でゼロ
交差発生器41に対する2個の制御信号TS及びZIを
導き出す。この制御信号発生器45は第7図の制御信号
発生器45と同じ方法でこnらのビットを処理する。斯
くして第9”’図の回路415は第7図に示した制御信
号発生器4ぢを具える第4図の回路415よりも構造が
簡単となる。蓋し、第9図の制御信号発生器45は第7
図のように直角変調回路35及び変換回路49を用いな
いからである。
IをアナログTFM信号5(t)のサンプル5(ti)
から導き出すのではなく、次の関係即ち、 5(t
i) −sin’(θ(ti)) −sinθ1(12
)でこのサンプル5(ti)と対応している角度θ(t
i)−θiから導き出している。この目的で、第9図で
は第1の読出し専用メモリ21のアドレス10可能な記
憶位置に変調パラメータθ(ti)−θiを表わすディ
ジタル数値を蓄わえる。但し、角度θ(1)は所望のT
FM信号5(t)の偏角である。第9図で&ま読出し専
用メモリ21の出力側に符号及び大きさ表示で角度θi
が得らnるものとしている。大きさ1θ生1と符号sg
noiとを表わすビットから制御信号発生器45でゼロ
交差発生器41に対する2個の制御信号TS及びZIを
導き出す。この制御信号発生器45は第7図の制御信号
発生器45と同じ方法でこnらのビットを処理する。斯
くして第9”’図の回路415は第7図に示した制御信
号発生器4ぢを具える第4図の回路415よりも構造が
簡単となる。蓋し、第9図の制御信号発生器45は第7
図のように直角変調回路35及び変換回路49を用いな
いからである。
第9図においては構造の簡単さは第1の読出し専用メモ
リ21の記憶容量の相当の増大及□びアドレッシング回
路22の対応する拡張という犠牲を払ってはじめて達成
できるように思われる。蓋し、読出し専用メモリ21に
蓄わえられている値は 10TFM信号5(t)の偏角
θ(1)を表わし、この偏角θ(1)の表現は送信さる
べき記号速度1のデータ信号b(t)に依存する位相θ
(1)だけでなく、専ら(中間)搬送波信号の周波数f
により決まり、従ってこのデータ信号b(t)に依存
しない項ω。tをも゛含むからである。
リ21の記憶容量の相当の増大及□びアドレッシング回
路22の対応する拡張という犠牲を払ってはじめて達成
できるように思われる。蓋し、読出し専用メモリ21に
蓄わえられている値は 10TFM信号5(t)の偏角
θ(1)を表わし、この偏角θ(1)の表現は送信さる
べき記号速度1のデータ信号b(t)に依存する位相θ
(1)だけでなく、専ら(中間)搬送波信号の周波数f
により決まり、従ってこのデータ信号b(t)に依存
しない項ω。tをも゛含むからである。
しかし、驚くべきことに第9図において(中間)搬送波
信号を適当に選択すれば上述した問題を完全に除去でき
ることが判明した。これは特に第7図の説明で前述した
(中間)搬送波信号を選択す2“る場合に云える。この
選択は、式(26)〜(28)に1における位相φ(1
)の値との間に関係θ・−1−+φ・ (88) を作る。、この選択に対して与えられた表■から明らか
に、順次のサンプリング瞬時ti−0,t1゜t・、t
・、・・・・・・においてTFM信号5(t)−sin
(1(t))l+l 、]−+2 のサンプルを得るためには、C05(φ(t)〕及び5
in(φ(t)〕の蓄わえら・れている値は交互に用い
10絶対に同時に用いず、また一つおきのサンプリン
グ瞬時(表■で、ti、ti+8.ti+4.・・・・
・・)で008〔φ(t)〕及び5in(φ(t)〕の
蓄わえられている値は反転させられる。こうなるとこの
簡単なディジタル直角偏重プロセスを、偏角θ(1)の
値を表■の第8列に従って配置し、蓄わえることにより
第9図の第1の読出し専用メモリで実行することができ
る。偏角θ(1)のこれらの値は符号及び大きさ表示で
蓄わえられる。大きさ1θ(t)1は0とi7ンアンの
間で変わり、位相φ(1)の位相カドラントにづいての
両方の情報及び変調手順の符号反転は符号゛sgn(θ
(t)〕で表わされる。この結果、第9図の第1の読出
し専用メモリ21は一般的場合につき第4図の2個の記
憶部21 (1) +11 (2)の一方の記憶容量を
有するだけで足り、第4図のアドレッシング回路22を
何の修正も加えずにそのまま第9図でも使用することが
できる。
信号を適当に選択すれば上述した問題を完全に除去でき
ることが判明した。これは特に第7図の説明で前述した
(中間)搬送波信号を選択す2“る場合に云える。この
選択は、式(26)〜(28)に1における位相φ(1
)の値との間に関係θ・−1−+φ・ (88) を作る。、この選択に対して与えられた表■から明らか
に、順次のサンプリング瞬時ti−0,t1゜t・、t
・、・・・・・・においてTFM信号5(t)−sin
(1(t))l+l 、]−+2 のサンプルを得るためには、C05(φ(t)〕及び5
in(φ(t)〕の蓄わえら・れている値は交互に用い
10絶対に同時に用いず、また一つおきのサンプリン
グ瞬時(表■で、ti、ti+8.ti+4.・・・・
・・)で008〔φ(t)〕及び5in(φ(t)〕の
蓄わえられている値は反転させられる。こうなるとこの
簡単なディジタル直角偏重プロセスを、偏角θ(1)の
値を表■の第8列に従って配置し、蓄わえることにより
第9図の第1の読出し専用メモリで実行することができ
る。偏角θ(1)のこれらの値は符号及び大きさ表示で
蓄わえられる。大きさ1θ(t)1は0とi7ンアンの
間で変わり、位相φ(1)の位相カドラントにづいての
両方の情報及び変調手順の符号反転は符号゛sgn(θ
(t)〕で表わされる。この結果、第9図の第1の読出
し専用メモリ21は一般的場合につき第4図の2個の記
憶部21 (1) +11 (2)の一方の記憶容量を
有するだけで足り、第4図のアドレッシング回路22を
何の修正も加えずにそのまま第9図でも使用することが
できる。
に記号周期Tの半分に等しく、この事実を用いて第1の
読出し専用メモリ21に蓄わえられている符号sgn(
θ(t)〕で変調手順の符号反転を適合させTf−−(
34) があり、変調手順の符号反転1ら・整数である補間因子
qにつき第1の読出し専用メモリ21で陰に行なうこと
ができることを含意する(スペクト′□□ルの重なり合
いを防ぐためにq>2とする。式 (10)についての
前記説明参照)。
読出し専用メモリ21に蓄わえられている符号sgn(
θ(t)〕で変調手順の符号反転を適合させTf−−(
34) があり、変調手順の符号反転1ら・整数である補間因子
qにつき第1の読出し専用メモリ21で陰に行なうこと
ができることを含意する(スペクト′□□ルの重なり合
いを防ぐためにq>2とする。式 (10)についての
前記説明参照)。
注意すべきことは第1の読出し専用メモリ21での記憶
の配置について第9図で用いられる手順は二進データ信
号についての前述したTFM変調方′法に限られるもの
ではなく、種々のタイプのデータ信号及びn −PSK
、 n −PROPM及び0ORPSKのような広範
囲の変調方法について一般的に用いられることである。
の配置について第9図で用いられる手順は二進データ信
号についての前述したTFM変調方′法に限られるもの
ではなく、種々のタイプのデータ信号及びn −PSK
、 n −PROPM及び0ORPSKのような広範
囲の変調方法について一般的に用いられることである。
但し、式(21)及び(22)の条件を満足する、即ち
、−サンプリング期間τ8内での偏角θ(1)の変化は
高々πラジアンであるとする0C(5)第10図の実施
例の説明 第10図は第9図の回路v5よりも構造が一層簡単な本
発明に係る回路415のブロック図である。
、−サンプリング期間τ8内での偏角θ(1)の変化は
高々πラジアンであるとする0C(5)第10図の実施
例の説明 第10図は第9図の回路v5よりも構造が一層簡単な本
発明に係る回路415のブロック図である。
両方の図面で対応する要素には同じ符号が与えら15れ
ている。
ている。
こn進達べてきた回路415では、ゼロ交差発生器41
の制御のための2′個の信号TS及びZIをTFM信号
5(t)のサンプル5(ti)又は’I’FM信号5(
t)の偏角θ(1)の対応するサンプルθ(11)から
導き出゛している。これらの2個の制御信号を導き出す
たlめに、制御信号発生器を第1の読出し専用メモリ2
1に接続するが、このメモリ21には第4図及びその変
形例の場合は変調パラメータC05(φ(ti))及び
5in(φ(ti))を表わす値を蓄わえ、第9図の゛
場合は変調パラメータθ(ti)を表わす値を蓄わえる
0 第4図及び第9図と第10図との本質的相違点は、第1
0図ではゼロ交差発生器41の2個の制御信号TS及び
ZIが第1の読出し専用メモ1J2110に蓄わえられ
ている変調パラメータから制御信号発生器45を介して
得られるのではなく、こわらの制御信号自体が変調パラ
メータとして第1の読出し専用メモリ21に蓄わえられ
ていることである。こうすると必要な要素の数が相当に
少なくな′す、特F必要な記憶容量が全体として少なく
なる。
の制御のための2′個の信号TS及びZIをTFM信号
5(t)のサンプル5(ti)又は’I’FM信号5(
t)の偏角θ(1)の対応するサンプルθ(11)から
導き出゛している。これらの2個の制御信号を導き出す
たlめに、制御信号発生器を第1の読出し専用メモリ2
1に接続するが、このメモリ21には第4図及びその変
形例の場合は変調パラメータC05(φ(ti))及び
5in(φ(ti))を表わす値を蓄わえ、第9図の゛
場合は変調パラメータθ(ti)を表わす値を蓄わえる
0 第4図及び第9図と第10図との本質的相違点は、第1
0図ではゼロ交差発生器41の2個の制御信号TS及び
ZIが第1の読出し専用メモ1J2110に蓄わえられ
ている変調パラメータから制御信号発生器45を介して
得られるのではなく、こわらの制御信号自体が変調パラ
メータとして第1の読出し専用メモリ21に蓄わえられ
ていることである。こうすると必要な要素の数が相当に
少なくな′す、特F必要な記憶容量が全体として少なく
なる。
蓋し、第10図の回路4乃は第9図のように第2の読出
し専用メモリ47を具える制御信号発生器45を用いな
いからである。
し専用メモリ47を具える制御信号発生器45を用いな
いからである。
第10図で採られた手法は、第9図で行なわれ2゛る搬
送波信号の選択の場合−記号間隔(mT、mT+T)“
内での瞬時1−11十τ□でのゼロ交差発生器41の出
力側でのゼロ交差の発生は究局的にはこの時アドレッシ
ング回路22のシフトレジスタ28内ニするデータ記号
b(m+4) 、 b(m+1) j b(m) l
’b(m−1) 、 b(m−2)により完全に決ま
ることを考慮したことに基づいている。 、 ・事
実ゼロ交差の量子化された時間遅延τ、は関係により式
(25)で決まり、このゼロ交差は条件sgnθ−@
sgnθ・(36) 1.1−1 が満足される時だけ生ずる。そして偏角θi−□、θi
自体は式(88) 、即ち
15θ・=−1−+φ・ (87)l
2 1 の関係で決まる。第2図で詳述したように一記号間隔(
mT 、 mT+T)内で位相φ土のモジュロ2πの値
は各位相カドラント毎にこの時シフトレジスタ、2″2
3内にあるデータ記号b(m+2) 、 b(m+1)
、b(m)’。
送波信号の選択の場合−記号間隔(mT、mT+T)“
内での瞬時1−11十τ□でのゼロ交差発生器41の出
力側でのゼロ交差の発生は究局的にはこの時アドレッシ
ング回路22のシフトレジスタ28内ニするデータ記号
b(m+4) 、 b(m+1) j b(m) l
’b(m−1) 、 b(m−2)により完全に決ま
ることを考慮したことに基づいている。 、 ・事
実ゼロ交差の量子化された時間遅延τ、は関係により式
(25)で決まり、このゼロ交差は条件sgnθ−@
sgnθ・(36) 1.1−1 が満足される時だけ生ずる。そして偏角θi−□、θi
自体は式(88) 、即ち
15θ・=−1−+φ・ (87)l
2 1 の関係で決まる。第2図で詳述したように一記号間隔(
mT 、 mT+T)内で位相φ土のモジュロ2πの値
は各位相カドラント毎にこの時シフトレジスタ、2″2
3内にあるデータ記号b(m+2) 、 b(m+1)
、b(m)’。
b(m−1) 、 b(m−2)と長さ5Tに限られた
第4図の前変調フィルタフの所望のインパルス応答g(
t)の形とにより十分に決まり、またこの位相カドラン
トのモジュロ4の数y(m)は先行する数y(m−1)
と表Iのデータ記号b(m) 、 b(m−1)とによ
り決まる位相φiのとり得る値とこの結果としての偏角
θi−0,θiの値のこの知識により式(85)に従っ
て時間遅延τ、を計算でき、それを時間設定信号TSと
して蓄わえ、また条件(86)を満足させ、それンゼロ
交差表示信号2工として蓄わえることができる。
第4図の前変調フィルタフの所望のインパルス応答g(
t)の形とにより十分に決まり、またこの位相カドラン
トのモジュロ4の数y(m)は先行する数y(m−1)
と表Iのデータ記号b(m) 、 b(m−1)とによ
り決まる位相φiのとり得る値とこの結果としての偏角
θi−0,θiの値のこの知識により式(85)に従っ
て時間遅延τ、を計算でき、それを時間設定信号TSと
して蓄わえ、また条件(86)を満足させ、それンゼロ
交差表示信号2工として蓄わえることができる。
第10図で再びサンプリング期間T8をに一82個のサ
ブ期間τ。に分割し、従って時間遅延τ□をに一5ピッ
゛トの二進数で表わすと、第1の読出し専用メモリ21
の各記憶位置に2個の信号TS及びZIを表わす(k+
1) −6ビツトが蓄わえられる。前に繰ね返し述べた
値q=8(補間因子)の場合は、第10図の第1の読出
し専用メモリ21が10ビット幅のアドレスを有し、従
って第10図では全記憶容量が第1の読出し専用メモリ
21の6X2ビットの記憶容量に等しい記憶容量だけで
足りるg以前の節C(8)及び0(4)で述べたように
第9図の第1の読出し専用メモリ21はq −8の時こ
れまた10ビット幅のアドレスを有し、従って、7ビツ
トの二進数により所望のlθi1の表現を得るのに各記
憶位置に対し7+1−sビットだけが必要で、第9図の
第1の読出し専用メモリ21の記憶容量はこの時8X2
1°ピツ)ですむ。しかし、第9図の回路は時間遅延τ
、を蓄わえるための第2の絖出し専用メモリ47も必要
とし、c(a)節の説明力)ら萌らかなように値に−8
2,q−8の場合、たとえ式(25)によりτ、を決め
る際に2チよね小さし)誤差が許容できるとしてもこの
第2の読出し専用メモリ47は5 X 2”ピッtの記
憶容量を必要とし、この場合ですら第9図の必要な全記
憶容量は 1″18X2”ピッ)になる。この結果、
第9図と比較すると、必要な全記憶容量は第10図に示
した手法を用いることにより2倍以上小さくなる。
ブ期間τ。に分割し、従って時間遅延τ□をに一5ピッ
゛トの二進数で表わすと、第1の読出し専用メモリ21
の各記憶位置に2個の信号TS及びZIを表わす(k+
1) −6ビツトが蓄わえられる。前に繰ね返し述べた
値q=8(補間因子)の場合は、第10図の第1の読出
し専用メモリ21が10ビット幅のアドレスを有し、従
って第10図では全記憶容量が第1の読出し専用メモリ
21の6X2ビットの記憶容量に等しい記憶容量だけで
足りるg以前の節C(8)及び0(4)で述べたように
第9図の第1の読出し専用メモリ21はq −8の時こ
れまた10ビット幅のアドレスを有し、従って、7ビツ
トの二進数により所望のlθi1の表現を得るのに各記
憶位置に対し7+1−sビットだけが必要で、第9図の
第1の読出し専用メモリ21の記憶容量はこの時8X2
1°ピツ)ですむ。しかし、第9図の回路は時間遅延τ
、を蓄わえるための第2の絖出し専用メモリ47も必要
とし、c(a)節の説明力)ら萌らかなように値に−8
2,q−8の場合、たとえ式(25)によりτ、を決め
る際に2チよね小さし)誤差が許容できるとしてもこの
第2の読出し専用メモリ47は5 X 2”ピッtの記
憶容量を必要とし、この場合ですら第9図の必要な全記
憶容量は 1″18X2”ピッ)になる。この結果、
第9図と比較すると、必要な全記憶容量は第10図に示
した手法を用いることにより2倍以上小さくなる。
0 (6)第10図に示した実施例の実際のインプリメ
′第10図に示したタイプの回路を実際に作るに当つ°
C1信号プロセッサ27のディジタル部27(D)の出
力側でのゼロ交差の時間遅延τ□を決める時2%以下の
最大誤差が許容可能とすると、必要な全記憶容量は一層
小さくなる。
′第10図に示したタイプの回路を実際に作るに当つ°
C1信号プロセッサ27のディジタル部27(D)の出
力側でのゼロ交差の時間遅延τ□を決める時2%以下の
最大誤差が許容可能とすると、必要な全記憶容量は一層
小さくなる。
この目的で一記号間隔(mT、 mT+’l’)内のT
FM信号5(t)の位相φ(1)の瘤が主として式(2
)内にある8個の順次のデータ記号b(m+1) l
b(m)’ l b(m−1’)のフィルタしたものに
より決まるという事実−を用いる。この時シフトレジス
タ23の長さが短かくなり、シフトレジスタ内には3個
の記号b(nz−1)。
FM信号5(t)の位相φ(1)の瘤が主として式(2
)内にある8個の順次のデータ記号b(m+1) l
b(m)’ l b(m−1’)のフィルタしたものに
より決まるという事実−を用いる。この時シフトレジス
タ23の長さが短かくなり、シフトレジスタ内には3個
の記号b(nz−1)。
b(m) 、 b(m−1)だけが存在する。しかし、
前述した回路と”対照的に第10図の実際的なインブリ
メ1゛ンテーションでは第1図の前変調フィルタフのパ
ルス応答g(t)を限る中心区間pTがシフトレジスタ
23の8個の要素で選ばれるのではなく、pT−3Tよ
りずっと大きく、例えば、pT−7Tである。
前述した回路と”対照的に第10図の実際的なインブリ
メ1゛ンテーションでは第1図の前変調フィルタフのパ
ルス応答g(t)を限る中心区間pTがシフトレジスタ
23の8個の要素で選ばれるのではなく、pT−3Tよ
りずっと大きく、例えば、pT−7Tである。
p −7の時−記号期間T内で位相φ(1)がと□り待
合形の数は2p−2−128に達する。しかし、こ1れ
らの128個の位相φ(1)の形は2 =8個の主トラ
ジエクトリ上に分散させらnる。各□トラジエクトリは
関連する記号区間内の位相変化φ(mT + T)−φ
(mT )の量についての式(2)でのt)(m+1)
’ 。
合形の数は2p−2−128に達する。しかし、こ1れ
らの128個の位相φ(1)の形は2 =8個の主トラ
ジエクトリ上に分散させらnる。各□トラジエクトリは
関連する記号区間内の位相変化φ(mT + T)−φ
(mT )の量についての式(2)でのt)(m+1)
’ 。
b(m) 、 b(m−1)の8通りの可能な組合せの
一つに対応する。16個の可能なφ(1)の形が各主ト
ラジエクトリに対し各瞬時tにおいてこれらの16個の
可能な位相φ(1)の平均値を求めることによ妙得られ
る特性位相7(t)の両側に狭い帯域を形成するも第1
1図においては、第1の位相カドラント(Ol−)での
8個の可能な組合せb(m+1) y b(m) +b
(m−1)に対するこの特性位相φ(1)の形が実線に
よレボされ、各特性位相φ(1)に関連する16個の可
能な位相φ(1)の狭い帯域の境界が破線によりポされ
ている。位相φ(1)と組合せb(m+i) + b(
m) +b(m−1) −−1e+1m−を及びb(”
1) t b(m) 1b(m−1)=’+11−11
+1に対する位相φ(t) (7)帯域の境界が実際上
十分に一致し、φ(t)−一が成立す鳴 る。従つそ、第11図は7個の異なる位相φ(t)L”
か示さない。特性位相φ(1)に対する位相φ(1)の
1・帯域の標準偏差の最大値は□ラジアンより小さい。
一つに対応する。16個の可能なφ(1)の形が各主ト
ラジエクトリに対し各瞬時tにおいてこれらの16個の
可能な位相φ(1)の平均値を求めることによ妙得られ
る特性位相7(t)の両側に狭い帯域を形成するも第1
1図においては、第1の位相カドラント(Ol−)での
8個の可能な組合せb(m+1) y b(m) +b
(m−1)に対するこの特性位相φ(1)の形が実線に
よレボされ、各特性位相φ(1)に関連する16個の可
能な位相φ(1)の狭い帯域の境界が破線によりポされ
ている。位相φ(1)と組合せb(m+i) + b(
m) +b(m−1) −−1e+1m−を及びb(”
1) t b(m) 1b(m−1)=’+11−11
+1に対する位相φ(t) (7)帯域の境界が実際上
十分に一致し、φ(t)−一が成立す鳴 る。従つそ、第11図は7個の異なる位相φ(t)L”
か示さない。特性位相φ(1)に対する位相φ(1)の
1・帯域の標準偏差の最大値は□ラジアンより小さい。
式(85)で時間遅延τ を求め、条件(86)を満足
するための先行する節D(5)で述べた計算をして1゛
位相φiの代りにサンプリング瞬時t−ti−1Tト”
’での特性位相ホt)の値V・を用いる。式(35)で
時間遅延τ□を計算する際節D(5)ではそこに含まれ
る式(8))の値θi−’x及びθiが既知の値φi−
x及びφiにより十分に求まるものと仮定している。′
この1仮定は同じ記号間隔(=’1’2mT・十T)内
の値゛φi−x及びφ1については絶対的に正しい。し
かし・φ1−01がこの記号間隔内に位置し、φ土が次
の記号間隔(m’[’+1’ 、 mT+2T)内に位
置する場合は部分的に尼か正しくない。しかし、既に繰
り返し述べた値 1゛K −82、q’m 8の場合は
この事実は量子化された時間遅延τ□を求める際に何の
付加的誤差を導入するものではないことが判明している
。蓋し、所定ノ組合セb(m+1) # b(m) e
b(m−1) %従って記号間隔(mT 、 mT+
T)内に特性位相#(1)を有する″□所定の主トラジ
ェクト、すに対し、次の記号間隔 1(mT+T 、
mT+2T)では2個の異なδ主トラジェクトリしか可
能ではないからである。この最後の間隔内での主トラジ
ェクトリは組合せb(m+2) 1b(m+1) 、
b(m) テ決マルカ、ココテ記号b (m+1 )
l”b(m)は既に与えられており、記号b(m +
2)は値+1又は−1をとり得るからである。式(2)
から瞬時t −mT + 2 Tにおけるこれらの2個
の主トラジェでは2個の可能な値鮭がずっと小さな差を
示す。
するための先行する節D(5)で述べた計算をして1゛
位相φiの代りにサンプリング瞬時t−ti−1Tト”
’での特性位相ホt)の値V・を用いる。式(35)で
時間遅延τ□を計算する際節D(5)ではそこに含まれ
る式(8))の値θi−’x及びθiが既知の値φi−
x及びφiにより十分に求まるものと仮定している。′
この1仮定は同じ記号間隔(=’1’2mT・十T)内
の値゛φi−x及びφ1については絶対的に正しい。し
かし・φ1−01がこの記号間隔内に位置し、φ土が次
の記号間隔(m’[’+1’ 、 mT+2T)内に位
置する場合は部分的に尼か正しくない。しかし、既に繰
り返し述べた値 1゛K −82、q’m 8の場合は
この事実は量子化された時間遅延τ□を求める際に何の
付加的誤差を導入するものではないことが判明している
。蓋し、所定ノ組合セb(m+1) # b(m) e
b(m−1) %従って記号間隔(mT 、 mT+
T)内に特性位相#(1)を有する″□所定の主トラジ
ェクト、すに対し、次の記号間隔 1(mT+T 、
mT+2T)では2個の異なδ主トラジェクトリしか可
能ではないからである。この最後の間隔内での主トラジ
ェクトリは組合せb(m+2) 1b(m+1) 、
b(m) テ決マルカ、ココテ記号b (m+1 )
l”b(m)は既に与えられており、記号b(m +
2)は値+1又は−1をとり得るからである。式(2)
から瞬時t −mT + 2 Tにおけるこれらの2個
の主トラジェでは2個の可能な値鮭がずっと小さな差を
示す。
これはq=8、従ってTf3−、の場合は第11図が(
85)で求めるさ、τ□の値に対するb(m+2)の影
響はに=64の時−個のサブ期間τ。よりも小さく、異
なる値τ、内で2〜3個の場合だけのように見える。例
えば、組合せb(m+2) 、 b(m+1) 、 b
(m) 。
85)で求めるさ、τ□の値に対するb(m+2)の影
響はに=64の時−個のサブ期間τ。よりも小さく、異
なる値τ、内で2〜3個の場合だけのように見える。例
えば、組合せb(m+2) 、 b(m+1) 、 b
(m) 。
b(m−1)が+11.+l + +1 j +1(7
)時は事実そ゛□パうである。しかし、この組合せが±
1.−1. ’+1 + −1の場合はそうではない
。K−32の時b(m+2)の影響は時間遅延τ□の値
の差内にこわらのベースを一切生じない。従って、最大
誤差は2係より小さい。この結果は特性位相φ(1)を
用いる時8個の要素のシフトレジスタ28について成立
するだけでなく、位相φ(1)自体を用いる時D(5)
で述へた5個の要素のシフトレジスタ23についても成
立する。蓋し、後者の場合記号b(m+2)は既に与え
られており、この結果次の記号間隔5 ′。
)時は事実そ゛□パうである。しかし、この組合せが±
1.−1. ’+1 + −1の場合はそうではない
。K−32の時b(m+2)の影響は時間遅延τ□の値
の差内にこわらのベースを一切生じない。従って、最大
誤差は2係より小さい。この結果は特性位相φ(1)を
用いる時8個の要素のシフトレジスタ28について成立
するだけでなく、位相φ(1)自体を用いる時D(5)
で述へた5個の要素のシフトレジスタ23についても成
立する。蓋し、後者の場合記号b(m+2)は既に与え
られており、この結果次の記号間隔5 ′。
(mT+T 、 mT+2T)内の特性位相φ(1)を
有する主トラジエクトリも知らnるがらである。記号す
、(m+3 )の値+1又は−1はこの与えらnた主ト
ラジエクトリの特性位相φ(1)の両側の狭い帯域内で
2個の可能な位相φ(1)を生じ、こnらの2個めにお
いてこの瞬時での記号b(m + 2)の値+1又は−
1についての2個の可能な値φi間の差と同じ低い値を
有する。これも第11図がら明らかである。
有する主トラジエクトリも知らnるがらである。記号す
、(m+3 )の値+1又は−1はこの与えらnた主ト
ラジエクトリの特性位相φ(1)の両側の狭い帯域内で
2個の可能な位相φ(1)を生じ、こnらの2個めにお
いてこの瞬時での記号b(m + 2)の値+1又は−
1についての2個の可能な値φi間の差と同じ低い値を
有する。これも第11図がら明らかである。
第10図の回路−の実際上のインプリメンテ−1パジョ
ンにこ当って3個の要素しか持た。いシフトレジスタ2
8を用いる、従って8個の特性位相φ(1)を用いると
、上述した値q−8及びに−82を用いる時、ゼロ交差
の量子化された時間遅延τ□での最大誤差は2チより小
さくなる。この場合第1の′警世し専用メモリ21は8
ビツトだけのアドレスを有し、必要な全記憶容量は6X
2 −1536ビツトにしかならない。これは先行する
節D(5)で述べた場合と比較して因子4だけ小さい。
ンにこ当って3個の要素しか持た。いシフトレジスタ2
8を用いる、従って8個の特性位相φ(1)を用いると
、上述した値q−8及びに−82を用いる時、ゼロ交差
の量子化された時間遅延τ□での最大誤差は2チより小
さくなる。この場合第1の′警世し専用メモリ21は8
ビツトだけのアドレスを有し、必要な全記憶容量は6X
2 −1536ビツトにしかならない。これは先行する
節D(5)で述べた場合と比較して因子4だけ小さい。
時間遅延τ、を導入する回路42としてプリセット可能
なカウンタをf@1いるため、この回路415の実際的
なインプリメンテーションはデータ記号速遣〒と十分に
同期して働らき、この結果広範囲な記号速度を回路の調
整を必要とすることなく処理できる。こうするとこの、
回路4乃のディジタル信1″号処理部がモノリシック集
積化するのに特に魅力的なものとなる。
なカウンタをf@1いるため、この回路415の実際的
なインプリメンテーションはデータ記号速遣〒と十分に
同期して働らき、この結果広範囲な記号速度を回路の調
整を必要とすることなく処理できる。こうするとこの、
回路4乃のディジタル信1″号処理部がモノリシック集
積化するのに特に魅力的なものとなる。
許容可能な最高の記号速度ではプリセット可能なカウン
タ42に対する(第2の)クロック信号q の周波数下により支配される。後者自体は時間;゛延τ
、の最小のサブM間τ。−Kqを決める。値 ゛に−8
2及びq −8の時、18,432 MHzのクロッ2
KHzとなる。これは例えばnMO8技術でモノリシ
ック集積化できる範囲内である( nMO8技術を用い
ることはそれが低消費電力である点で魅力的である)。
タ42に対する(第2の)クロック信号q の周波数下により支配される。後者自体は時間;゛延τ
、の最小のサブM間τ。−Kqを決める。値 ゛に−8
2及びq −8の時、18,432 MHzのクロッ2
KHzとなる。これは例えばnMO8技術でモノリシ
ック集積化できる範囲内である( nMO8技術を用い
ることはそれが低消費電力である点で魅力的である)。
遅延回路42内のカウンタが−高いクロック周波数で動
作するように強いられることを防ぐ方法は2個以上のカ
ウンタをマルチプレクスすることに10より与えられる
。2個のカウンタをマルチプレクスする一例をゼロ交差
発生器41につき第12[1′にプルツク図で示す。第
12図の遅延回路42は2個のプリセット可能な(k−
1)ビットダウンカウンタ42 (1)及び42(2)
を具えるが、こnらのダの周波数を有するクロック信号
を受は取る。1ダウンカウンタ42 (2)に対するク
ロック信号はダウンカウンタ42 (1)に対するクロ
ック信号を時間211T τ。−11だけ遅延させたものである。2個のブリ1セ
ツティング回路421 (1)及び421 (2)を速
度&の第1のクロック信号により制御し、2個のカウン
タ42 (1)及び42 (2)をにビット時間設定信
号TSの(k−1)個の上位のピッ(に対応す6計数位
置にセットする。カウンタ42 (1)及び42 (2
)の夫々のセットパルスSP (1)及び5P(2)を
スイッチ51に加えるが、このスイッチ51は時間設定
信号の最下位のビットにより制御され、このビットが論
理値「1」の時セットパルスSP ”□(2)を通し、
従って論理値「0」の時セットパルスSP (1)を通
す。スイッチ51は、例えば、2個のANDゲート52
及び58、ORゲート54並びにインバータ55により
形成され、こnらを第12図に示すように既知の態様で
接続する。 τ0は時間遅延τ□の量子化単位で
あるから、時間設定信号TSの最下位ビットは、τ□が
τ。の奇数倍の時論理値「1」をとり、τ□がτ。の偶
数倍の時論理値「0」をとる。第1の場合はセットパル
スSP (2)がANDゲ噌目3迄送られ、第2の場合
°□はセットパルスsp (1)がANDゲート43迄
送られる。カウンタ42 (2)用のクロック信号がカ
ウンタ42 (1)用のクロック信号に対し遅延τ。を
有し、時間設定信号TSの最下位ビットによりスイッチ
51が上述したように制御されるため、ANDゲート4
8′に加えられるセットパルスSPはいつも適尚な瞬時
に生ずる。これを−例につき詳しく述べる。K =32
の場合、TSはに一4ビットの二進数である。
作するように強いられることを防ぐ方法は2個以上のカ
ウンタをマルチプレクスすることに10より与えられる
。2個のカウンタをマルチプレクスする一例をゼロ交差
発生器41につき第12[1′にプルツク図で示す。第
12図の遅延回路42は2個のプリセット可能な(k−
1)ビットダウンカウンタ42 (1)及び42(2)
を具えるが、こnらのダの周波数を有するクロック信号
を受は取る。1ダウンカウンタ42 (2)に対するク
ロック信号はダウンカウンタ42 (1)に対するクロ
ック信号を時間211T τ。−11だけ遅延させたものである。2個のブリ1セ
ツティング回路421 (1)及び421 (2)を速
度&の第1のクロック信号により制御し、2個のカウン
タ42 (1)及び42 (2)をにビット時間設定信
号TSの(k−1)個の上位のピッ(に対応す6計数位
置にセットする。カウンタ42 (1)及び42 (2
)の夫々のセットパルスSP (1)及び5P(2)を
スイッチ51に加えるが、このスイッチ51は時間設定
信号の最下位のビットにより制御され、このビットが論
理値「1」の時セットパルスSP ”□(2)を通し、
従って論理値「0」の時セットパルスSP (1)を通
す。スイッチ51は、例えば、2個のANDゲート52
及び58、ORゲート54並びにインバータ55により
形成され、こnらを第12図に示すように既知の態様で
接続する。 τ0は時間遅延τ□の量子化単位で
あるから、時間設定信号TSの最下位ビットは、τ□が
τ。の奇数倍の時論理値「1」をとり、τ□がτ。の偶
数倍の時論理値「0」をとる。第1の場合はセットパル
スSP (2)がANDゲ噌目3迄送られ、第2の場合
°□はセットパルスsp (1)がANDゲート43迄
送られる。カウンタ42 (2)用のクロック信号がカ
ウンタ42 (1)用のクロック信号に対し遅延τ。を
有し、時間設定信号TSの最下位ビットによりスイッチ
51が上述したように制御されるため、ANDゲート4
8′に加えられるセットパルスSPはいつも適尚な瞬時
に生ずる。これを−例につき詳しく述べる。K =32
の場合、TSはに一4ビットの二進数である。
τ−6τ 及びτ、=7τ0の場合TSは夫々「001
10」及び「00111」の形をとる。11゛いずれの
場合もカウンタ42 (1)及び42 (2)がTSの
4個の高位のビット「0011」に対応する計数位置3
にセットされ、こnらのカウンタ42(1) 142
(2)が3クロツクパルス(クロック期間2τ。)後1
個のセットパルスを生ずる。SP (1)’は瞬時ti
+ 6τ。に生じ% SP (2)は瞬時ti+7τ0
に生ずる。τ□−6τ。の場合TSの最下位ビットは「
0」であり、従って、スイッチ51は瞬時ttl +
6 r oでのSP (1)を転送する。τ、=7τ0
の場合は、TSの最下位ビットは「1」で、従ってスイ
ッチ451は瞬時ti + 7τ0でのSP (2)を
転送Iする。
10」及び「00111」の形をとる。11゛いずれの
場合もカウンタ42 (1)及び42 (2)がTSの
4個の高位のビット「0011」に対応する計数位置3
にセットされ、こnらのカウンタ42(1) 142
(2)が3クロツクパルス(クロック期間2τ。)後1
個のセットパルスを生ずる。SP (1)’は瞬時ti
+ 6τ。に生じ% SP (2)は瞬時ti+7τ0
に生ずる。τ□−6τ。の場合TSの最下位ビットは「
0」であり、従って、スイッチ51は瞬時ttl +
6 r oでのSP (1)を転送する。τ、=7τ0
の場合は、TSの最下位ビットは「1」で、従ってスイ
ッチ451は瞬時ti + 7τ0でのSP (2)を
転送Iする。
クロック速度が前述した値18.482 MHzの場合
、nMO8技術でモノリシック集積化できるが、カウン
タ42 (1)と42 (2)とをマルチプレクスす″
ることにより最高位の許容可能な記号速度ITを値72
KHzから値144 KH2に高めることができる。
、nMO8技術でモノリシック集積化できるが、カウン
タ42 (1)と42 (2)とをマルチプレクスす″
ることにより最高位の許容可能な記号速度ITを値72
KHzから値144 KH2に高めることができる。
同じように、4個のプリセット可能な(k−2)ビット
ダウンカウンタ42 (、)を設け、これらの号TSの
(k−2)個の高位のビットによりセットし、更に時間
設定信号TSの2個の下位のビットにより制御すること
により許容可能な記号速度−を再度2倍にすることがで
きる。
ダウンカウンタ42 (、)を設け、これらの号TSの
(k−2)個の高位のビットによりセットし、更に時間
設定信号TSの2個の下位のビットにより制御すること
により許容可能な記号速度−を再度2倍にすることがで
きる。
C(ワ)電力密度スペクトル
第18図はいくつかのタイプのTFM送信機の出力信号
の正規化された周波数1(f 、+ fo) ’I’l
の関数としてのスペクトル電力密度旦を示したものであ
る021) 第18図の曲iaは前変調フィルタ7のインシフ1ルス
応答g(t )の持続時間が無限である理想的な場合の
第1図の回路4の出力側でのスペクトル−を示す。回路
4を第2図で用いる場合はインパルス応答g(t)の持
続時間を成る程度短かくしなければならないが、それに
はこのインパルス応答g(t)の高位の値は長さ3Tの
中央区間にあり、長さ7 T’の中央区間の外ではゼロ
値から極く少ししかずれていないという事実を利用する
。インパルス応答g(t)の持続時間のこのような短縮
化の第2図の回路4の出力側でのスペクトル−に及ぼす
影響を第13図では7Tで限った場合につき曲線すで、
5Tで限った場合につき曲線Cで示す。曲1+ aに対
するこれらの曲線す及び0のずれはl(f’、f。)’
[”+が′1を越える周波数に対し真実重要である。し
かし、゛+(f−fo)TIがほぼ値1.5の周波数f
に対しては、こワラの曲線す及びOのスペクトル−のレ
ベルは搬送波周波数f のレベルよりも夫々約80 d
B及び70 dB低い。スペクトル主ローブの実際の周
一数帯の外側に残る電力が隣の□伝送チャネル内に生″
□゛する乱れは曲線Cの場合でも無線通信系での実際1
の用途の大部分にとって十分低い。(注意すべきことは
第13図の曲線a、b及び0は既に米国特許第4229
821号から既知なことである。第10図参照)、。
の正規化された周波数1(f 、+ fo) ’I’l
の関数としてのスペクトル電力密度旦を示したものであ
る021) 第18図の曲iaは前変調フィルタ7のインシフ1ルス
応答g(t )の持続時間が無限である理想的な場合の
第1図の回路4の出力側でのスペクトル−を示す。回路
4を第2図で用いる場合はインパルス応答g(t)の持
続時間を成る程度短かくしなければならないが、それに
はこのインパルス応答g(t)の高位の値は長さ3Tの
中央区間にあり、長さ7 T’の中央区間の外ではゼロ
値から極く少ししかずれていないという事実を利用する
。インパルス応答g(t)の持続時間のこのような短縮
化の第2図の回路4の出力側でのスペクトル−に及ぼす
影響を第13図では7Tで限った場合につき曲線すで、
5Tで限った場合につき曲線Cで示す。曲1+ aに対
するこれらの曲線す及び0のずれはl(f’、f。)’
[”+が′1を越える周波数に対し真実重要である。し
かし、゛+(f−fo)TIがほぼ値1.5の周波数f
に対しては、こワラの曲線す及びOのスペクトル−のレ
ベルは搬送波周波数f のレベルよりも夫々約80 d
B及び70 dB低い。スペクトル主ローブの実際の周
一数帯の外側に残る電力が隣の□伝送チャネル内に生″
□゛する乱れは曲線Cの場合でも無線通信系での実際1
の用途の大部分にとって十分低い。(注意すべきことは
第13図の曲線a、b及び0は既に米国特許第4229
821号から既知なことである。第10図参照)、。
先行する節0(6)で既に述べた第10図の回路415
の実際のインプリメンテーションは3個の要素しかない
シフトレジスタ23を用い、第11図に示すように第1
の位相カドラント(0,−g)につきこのシフトレジス
タ28内でのデータ記号 10b(m+i) + b(
m) I b(m−i)の8通りの可能な紹合せに対し
7個の異なる形の特性位相$(1)を用いている。これ
らの特性位相$(1)はインパルス応答g(t)の持続
時間を長ざ7Tの中央区間に限り、128通りの可能な
位相φ(1)の形を8個の主トタ゛ジエクトリ上に分散
させ、各主トラジエクトリ毎に位相φ(i、)の16個
の可能な形の平均値として特性位相ホt)を求めること
により得られる。第2図の回路4が3個の要素しか持た
ないシフトレジスタと特性位相1(t)とを用いる、即
ち、cos (φ(t)〕゛及びs j−n(φ(t)
〕を変調パラメータとし゛C第1の読゛出し専用メモリ
の記憶部21 (1)及び21 (2)に蓄わえている
と、第2図の回路4の出力側でのスベクトル〒は第13
図の曲fidで示したようなものとなる。この結果、こ
の特性位相<11(t)を用い右とI(f −fo)T
Iが0.6を越える値を有する周波数fで曲線aの理想
的場合のスペクトルがらずれ始めるが、約1.5の値1
(f −fo)TIでもなお搬送波周波数f。のレベル
よりも約60 (iB低いレベルを有するスペクトルが
得られる。・スペクトル主ローブの10周波数帯の外側
に残る電力は、第18図から明らかなように、遮断周波
数がl (f −fo)TIが0.8と0.9の間の値
を有する周波数5にある帯域フィルタで抑圧することが
できる。而してこの帯域フィルタを用いることにより生
ずる角度変調信号の撮゛゛幅のふらつきを小1さくする
ために、このフィルタは通過帯域内でできるだけ平坦な
応答を有するようにしなければならない。
の実際のインプリメンテーションは3個の要素しかない
シフトレジスタ23を用い、第11図に示すように第1
の位相カドラント(0,−g)につきこのシフトレジス
タ28内でのデータ記号 10b(m+i) + b(
m) I b(m−i)の8通りの可能な紹合せに対し
7個の異なる形の特性位相$(1)を用いている。これ
らの特性位相$(1)はインパルス応答g(t)の持続
時間を長ざ7Tの中央区間に限り、128通りの可能な
位相φ(1)の形を8個の主トタ゛ジエクトリ上に分散
させ、各主トラジエクトリ毎に位相φ(i、)の16個
の可能な形の平均値として特性位相ホt)を求めること
により得られる。第2図の回路4が3個の要素しか持た
ないシフトレジスタと特性位相1(t)とを用いる、即
ち、cos (φ(t)〕゛及びs j−n(φ(t)
〕を変調パラメータとし゛C第1の読゛出し専用メモリ
の記憶部21 (1)及び21 (2)に蓄わえている
と、第2図の回路4の出力側でのスベクトル〒は第13
図の曲fidで示したようなものとなる。この結果、こ
の特性位相<11(t)を用い右とI(f −fo)T
Iが0.6を越える値を有する周波数fで曲線aの理想
的場合のスペクトルがらずれ始めるが、約1.5の値1
(f −fo)TIでもなお搬送波周波数f。のレベル
よりも約60 (iB低いレベルを有するスペクトルが
得られる。・スペクトル主ローブの10周波数帯の外側
に残る電力は、第18図から明らかなように、遮断周波
数がl (f −fo)TIが0.8と0.9の間の値
を有する周波数5にある帯域フィルタで抑圧することが
できる。而してこの帯域フィルタを用いることにより生
ずる角度変調信号の撮゛゛幅のふらつきを小1さくする
ために、このフィルタは通過帯域内でできるだけ平坦な
応答を有するようにしなければならない。
第10図の回路V5を実用的にインプリメントするにあ
たってもこの特性位相$(1)を用いる。しパかし、今
度はディジタル信号処理部27 (D)の出l力側で2
レベル信号のゼロ交差の時間遅延τ□を求めるためであ
る。ディジタル部27 (D)の出力側でのこの2レベ
ル信号のスペクトル〒はゼロ交差の決定にあたっての正
確さにより影響される雑音′指数を有する。その効果は
DAC回路の正確ざが有限なことにより生ずる雑音指数
と比較される。サンプリング期間Tsが分割されるサブ
期間τ。の数Kを大きくすればゼロ交差の正確さが高く
な、す、従ってスペクトル〒の雑音指数は低くなる。サ
ブ゛期間τ。は時間遅延τ、の決定にあたっての量子化
で与えられる。ここでC3は比例定数であり、信号のタ
イプに依存する。’I’FM信号の場合この足継c。
たってもこの特性位相$(1)を用いる。しパかし、今
度はディジタル信号処理部27 (D)の出l力側で2
レベル信号のゼロ交差の時間遅延τ□を求めるためであ
る。ディジタル部27 (D)の出力側でのこの2レベ
ル信号のスペクトル〒はゼロ交差の決定にあたっての正
確さにより影響される雑音′指数を有する。その効果は
DAC回路の正確ざが有限なことにより生ずる雑音指数
と比較される。サンプリング期間Tsが分割されるサブ
期間τ。の数Kを大きくすればゼロ交差の正確さが高く
な、す、従ってスペクトル〒の雑音指数は低くなる。サ
ブ゛期間τ。は時間遅延τ、の決定にあたっての量子化
で与えられる。ここでC3は比例定数であり、信号のタ
イプに依存する。’I’FM信号の場合この足継c。
は送信すべきデータ記号の値+1と−1がTFMの信号
統計に基づいて等確率(ランダムデータ信号)“で生起
する時値0.5をとる。従つ”C次式が成立すする。
統計に基づいて等確率(ランダムデータ信号)“で生起
する時値0.5をとる。従つ”C次式が成立すする。
NF−−(89)
4に
繰り返し述べた値に−32を用いると、雑音指数1NF
TFMは搬送周波数f。のレベルよりも約42 dB低
くなる。この値は実際に見出されており、第18図に破
線で示す・。
TFMは搬送周波数f。のレベルよりも約42 dB低
くなる。この値は実際に見出されており、第18図に破
線で示す・。
この雑音指数の−42dBという値は第・10図のアナ
ログ信号処理部27 (A)での周波数変換にあ1“た
って帯域幅を適当に選択した帯域フィルタ18を用いn
ば更に下げることができる。(−8dB点での)帯域幅
が記号速度−の約2倍である適当な水晶フィルタ18を
用いると、第10図の回路v5の出力側でのTFM信号
S。(1)の雑音指数が搬15送波周波数f。のレベル
よりも約65 dB低いことが実際に見出された。この
雑音指数の−65dBという値も第18図に、破線で示
している。
ログ信号処理部27 (A)での周波数変換にあ1“た
って帯域幅を適当に選択した帯域フィルタ18を用いn
ば更に下げることができる。(−8dB点での)帯域幅
が記号速度−の約2倍である適当な水晶フィルタ18を
用いると、第10図の回路v5の出力側でのTFM信号
S。(1)の雑音指数が搬15送波周波数f。のレベル
よりも約65 dB低いことが実際に見出された。この
雑音指数の−65dBという値も第18図に、破線で示
している。
C(8)非常に高い記号速度の場合の実際のインブリ1
例えば、衛星通信で用いられるような80ないし40
MHzのオーダーといった非常に高い記号速4ろは非常
に魅力的である。このような回路415を実際にインプ
リメントするにあたってもシフトレジスタ23が8個し
か要素を有しないとか、時間遅延τ□が特性位相賀t)
に基づいて決まるとか、フィルタ18の帯域幅を適当に
して電力スペクドパ0 (6) 、 (7)で述べた手
法を用いる。必要なりロック信号として高い周波数が占
えられた時は、論理回路(ゲート、フリップフロップ、
カウンタ)は非飽和のバイポーラ論理、例えば、ECL
ファミリ 1−(エミッタ結合論理)で作ると好適であ
る。このインプリメンテーションにあたっては第14図
のブロック図に示した手法を用いると有利である。
例えば、衛星通信で用いられるような80ないし40
MHzのオーダーといった非常に高い記号速4ろは非常
に魅力的である。このような回路415を実際にインプ
リメントするにあたってもシフトレジスタ23が8個し
か要素を有しないとか、時間遅延τ□が特性位相賀t)
に基づいて決まるとか、フィルタ18の帯域幅を適当に
して電力スペクドパ0 (6) 、 (7)で述べた手
法を用いる。必要なりロック信号として高い周波数が占
えられた時は、論理回路(ゲート、フリップフロップ、
カウンタ)は非飽和のバイポーラ論理、例えば、ECL
ファミリ 1−(エミッタ結合論理)で作ると好適であ
る。このインプリメンテーションにあたっては第14図
のブロック図に示した手法を用いると有利である。
これは2点で第10図と異なる。
先ず、第14図では既に詳述した計数技術が固パ定遅延
線と組合わさつ′Cいる回路42により時間1遅延が導
入される。範囲(0,7τ )の値τ、を導入するため
に回路42は夫々時間遅延τ。、2τ。。
線と組合わさつ′Cいる回路42により時間1遅延が導
入される。範囲(0,7τ )の値τ、を導入するため
に回路42は夫々時間遅延τ。、2τ。。
4τ。を生ずる8個の遅延線5f3+57+58の直列
回路を具える。これらの時間遅延は時間設定信号□号T
Sの3個の下位のビットの制御の下に関連するスイッチ
561,571.581により挿入されたりされなかっ
たりする。このようなビットの論理値「1」は関連する
スイッチを開いて対応する遅延線を挿入する。8τ。の
倍数に等しい値τ、を゛□導入するために、回路42は
プリセット可能な(k−3)ビットダウンカウンタ59
を具える。このカウンタ59は遅延g 56 、57
、58の直列回路を介してその計数入力端子に第10図
の第259はプリセツティング回路591を有するが、
このプリセツティング回路591は周波数3の第1のク
ロック信号により制御され、ダウンカウンタ59を時間
設定信号TSの(k−3)個の高位のピ“ットに対応す
る計数位置にプリセットする。−例1に基づき第14図
の回路42が何時も適当な瞬時11千τ□においてセッ
トパルスSPをANDゲート48に運ぶことを示す。K
=82の場合時間設定信号TSはに一5ビットを有する
二進数であり、時間遅延がτ、=28τ。、τ、−19
τ0及びτ、−4τ。
回路を具える。これらの時間遅延は時間設定信号□号T
Sの3個の下位のビットの制御の下に関連するスイッチ
561,571.581により挿入されたりされなかっ
たりする。このようなビットの論理値「1」は関連する
スイッチを開いて対応する遅延線を挿入する。8τ。の
倍数に等しい値τ、を゛□導入するために、回路42は
プリセット可能な(k−3)ビットダウンカウンタ59
を具える。このカウンタ59は遅延g 56 、57
、58の直列回路を介してその計数入力端子に第10図
の第259はプリセツティング回路591を有するが、
このプリセツティング回路591は周波数3の第1のク
ロック信号により制御され、ダウンカウンタ59を時間
設定信号TSの(k−3)個の高位のピ“ットに対応す
る計数位置にプリセットする。−例1に基づき第14図
の回路42が何時も適当な瞬時11千τ□においてセッ
トパルスSPをANDゲート48に運ぶことを示す。K
=82の場合時間設定信号TSはに一5ビットを有する
二進数であり、時間遅延がτ、=28τ。、τ、−19
τ0及びτ、−4τ。
の場合夫々「10111」、「10011」及び「o
010 oJの形をとる。第1と第2の場合力ウジタ5
9はTSのに−8−2個の高位のビット「10」に対応
する計数位置にセットされ、2り10ロツクパルス・(
クロック周期−MM−8τ。)後このカウンタはセット
パルスSPを生ずる。第1の場合TSの8個の下位のビ
ット「111」は全てのスイッチ561,571,58
1を開き、カウンタ59は7τ0の遅延を伴なっ工クロ
ツク信号を受は取不;従ってspは瞬時t1. + 7
τ。+2(8τo)−ti−1−28τ。
010 oJの形をとる。第1と第2の場合力ウジタ5
9はTSのに−8−2個の高位のビット「10」に対応
する計数位置にセットされ、2り10ロツクパルス・(
クロック周期−MM−8τ。)後このカウンタはセット
パルスSPを生ずる。第1の場合TSの8個の下位のビ
ット「111」は全てのスイッチ561,571,58
1を開き、カウンタ59は7τ0の遅延を伴なっ工クロ
ツク信号を受は取不;従ってspは瞬時t1. + 7
τ。+2(8τo)−ti−1−28τ。
において生ず□る。第2の場合はTSの8個の下位のビ
ット「011」はスイッチ561,571だけを開き、
カウンタ59は遅延8讐。を伴なってクロック信号を受
は取る。従ってspは瞬時 ′。
ット「011」はスイッチ561,571だけを開き、
カウンタ59は遅延8讐。を伴なってクロック信号を受
は取る。従ってspは瞬時 ′。
ti+ aτ。+2(8τ。)−ti+19τ。におい
て生ずする。第8の場合はTSの2個の高位のビット「
00」がカウンタ59を計数位置Oにプリセットし、T
S3□個め下位のビットl−1’OOJがスイッチ58
1だけを開く。従ってカウンタ59は遅延4τ。を伴な
ってクロック信号を受は取す、SPは瞬時ti+4τ。
て生ずする。第8の場合はTSの2個の高位のビット「
00」がカウンタ59を計数位置Oにプリセットし、T
S3□個め下位のビットl−1’OOJがスイッチ58
1だけを開く。従ってカウンタ59は遅延4τ。を伴な
ってクロック信号を受は取す、SPは瞬時ti+4τ。
。
において生ずる。
これらの手法のため、記号速度−−40MM2並びに値
に=82及びq = 8にすると第10図のカウンタ4
2に必要な10.24 GHzの値ではな(,1111
,280H2の値を有するカウンタ59のクロックを有
し、遅延線56,57.58は適当な長さの簡単なス)
IJツブ遅延線の形で作れる。 □本例では第
1のクロック速度−の値はa 20 ymfとなるが、
第10図ではこれは第1の読出し専用メモリ21のサイ
クル時間の値がJl 25 nsになることを含意する
。第2に、第10図は必要゛なアクセス時間を数nsの
オーダーという非常に短い時間にすることによ′り生ず
る問題を防ぐ方法を示す。パこの目的で、第14図の第
1の読出し専用メモリー21は各々が同じ内容は有し、
各々がそのアドレス入力端子をアドレスディストピユー
タ60の個別の出力端子に接続しているr個の読出し専
用メモリ、21 (1) 、・・・・・・l 21 (
r)により構成されている。このアドレスディストリビ
ュータ60は周波数3の第1のクロック信号により制御
され、巡回的にアドレッシング回路22により発生させ
られた8ビツトアドレスをこの周波数〒でそのr個の出
力端子に分配する。従って、r個の読出し専用゛パメモ
リ21 (1) 、・・・・・・、 21 (r)の各
々はr倍低い周波数↓でアドレスされる。読出し専用メ
モリT 21 (1) 、・・・・・・、 2.1 (r、)か
ら読出されたa制御信号TS及びZ工の値は必要な速度
〒でマルチプレクサ61を介してゼロ交差発生器41に
与えらnる。パマルチプレクサ61も周波数1の第1の
クロック信号により制御され、r個の入力端子が夫々の
読出し専用メモリ21 (1) 、・・・・・・、 2
1 (r)の読出し出力端子に接続されている。rの値
は実際に得られる読出し専用メモリのサイクル時間の3
,12 り ”’nsという必要なサイクル時間に対す
る比により決まる。
に=82及びq = 8にすると第10図のカウンタ4
2に必要な10.24 GHzの値ではな(,1111
,280H2の値を有するカウンタ59のクロックを有
し、遅延線56,57.58は適当な長さの簡単なス)
IJツブ遅延線の形で作れる。 □本例では第
1のクロック速度−の値はa 20 ymfとなるが、
第10図ではこれは第1の読出し専用メモリ21のサイ
クル時間の値がJl 25 nsになることを含意する
。第2に、第10図は必要゛なアクセス時間を数nsの
オーダーという非常に短い時間にすることによ′り生ず
る問題を防ぐ方法を示す。パこの目的で、第14図の第
1の読出し専用メモリー21は各々が同じ内容は有し、
各々がそのアドレス入力端子をアドレスディストピユー
タ60の個別の出力端子に接続しているr個の読出し専
用メモリ、21 (1) 、・・・・・・l 21 (
r)により構成されている。このアドレスディストリビ
ュータ60は周波数3の第1のクロック信号により制御
され、巡回的にアドレッシング回路22により発生させ
られた8ビツトアドレスをこの周波数〒でそのr個の出
力端子に分配する。従って、r個の読出し専用゛パメモ
リ21 (1) 、・・・・・・、 21 (r)の各
々はr倍低い周波数↓でアドレスされる。読出し専用メ
モリT 21 (1) 、・・・・・・、 2.1 (r、)か
ら読出されたa制御信号TS及びZ工の値は必要な速度
〒でマルチプレクサ61を介してゼロ交差発生器41に
与えらnる。パマルチプレクサ61も周波数1の第1の
クロック信号により制御され、r個の入力端子が夫々の
読出し専用メモリ21 (1) 、・・・・・・、 2
1 (r)の読出し出力端子に接続されている。rの値
は実際に得られる読出し専用メモリのサイクル時間の3
,12 り ”’nsという必要なサイクル時間に対す
る比により決まる。
C(9)振幅が一定でない信号qための回路の使用これ
迄に述べた本発明の諸実施例はいずれも所定の記号速度
のデータ信号に応答し゛C一定振幅の1アナログの角度
変調信号°を発生することに関するものである。しかし
、本発明はデータ信号に応答してアナログの振幅変調信
号又は振幅及び位相変調信号を発生する回路で用いるの
にも適している。
迄に述べた本発明の諸実施例はいずれも所定の記号速度
のデータ信号に応答し゛C一定振幅の1アナログの角度
変調信号°を発生することに関するものである。しかし
、本発明はデータ信号に応答してアナログの振幅変調信
号又は振幅及び位相変調信号を発生する回路で用いるの
にも適している。
但し、このような変調信号が同じ搬送波周波数を11有
し、同じ一定の振幅を有する2個の位相変調信号を加え
合わせることにより得られる場合である。
し、同じ一定の振幅を有する2個の位相変調信号を加え
合わせることにより得られる場合である。
このような送信機の基本回路図は英国特許願第2095
492A号(1982年9月29日公告)から既知であ
るが、以下に第15図につき説明す′5る。
492A号(1982年9月29日公告)から既知であ
るが、以下に第15図につき説明す′5る。
5(t) −A(t)cos(ω。t+φ(t))
(410)の形の振幅及び位相変調信号を発生するため
に、第15図の送信機は情報を担う振@A(t)及び情
報゛を担う位相φ(1)を表わす信号を夫々生ずる2個
の信号源62及び68を具える。但し、A(t)はIA
(t] = 1であるように正規化しておく。加えて、
この送信機は変調段64を具え、この変調し64が2個
の位相変調器65及び66を有し、そこで5発振器67
から来る搬送波5in(ω。t)が2個の異なる信号α
(1)及びβ(1)により位相変調される。これらの位
相変調器65及び66の出力信号2.(1)及び22(
1)は夫々次式で与えられる。
(410)の形の振幅及び位相変調信号を発生するため
に、第15図の送信機は情報を担う振@A(t)及び情
報゛を担う位相φ(1)を表わす信号を夫々生ずる2個
の信号源62及び68を具える。但し、A(t)はIA
(t] = 1であるように正規化しておく。加えて、
この送信機は変調段64を具え、この変調し64が2個
の位相変調器65及び66を有し、そこで5発振器67
から来る搬送波5in(ω。t)が2個の異なる信号α
(1)及びβ(1)により位相変調される。これらの位
相変調器65及び66の出力信号2.(1)及び22(
1)は夫々次式で与えられる。
変調信号α(1)及びβ(1)は信号変換段68により
信号源62及び63の出力信号A(t)及びφ(1)が
ら導びかれる。信号変換段68では信号A(t)が15
arcsin発生器69に加えられ、信号arcsin
A(t)が形成され、これが加算器7o及び減算器7
1により夫々信号φ(1)に加えられたり差し引かれた
りする。こうすると加算器7oの出方側に信号α(1)
が得られ、減算器71の出方側に信号β(1)が得ら゛
。
信号源62及び63の出力信号A(t)及びφ(1)が
ら導びかれる。信号変換段68では信号A(t)が15
arcsin発生器69に加えられ、信号arcsin
A(t)が形成され、これが加算器7o及び減算器7
1により夫々信号φ(1)に加えられたり差し引かれた
りする。こうすると加算器7oの出方側に信号α(1)
が得られ、減算器71の出方側に信号β(1)が得ら゛
。
α(t)=φ(t) + arcsin A(t)
’IC’f−’) ” (If(t) −
ar。6、。A(t) (42)式(42)に基づき、
位相変調信号2□(1)及びz、(t)は次のように書
ける。
’IC’f−’) ” (If(t) −
ar。6、。A(t) (42)式(42)に基づき、
位相変調信号2□(1)及びz、(t)は次のように書
ける。
これらの信号z (t)及びz、(t)は2□(1)が
らz、(t)を差し引くことにより出力段72で−っに
されるIn式(43)に簡単な三角法の変換を施すと差
信号はZ□(t) −Z2(t)−25in(arcs
inA(t)) a cos(ω。t+φ(t)) (
44)として書ける。従って次式が成立する。
らz、(t)を差し引くことにより出力段72で−っに
されるIn式(43)に簡単な三角法の変換を施すと差
信号はZ□(t) −Z2(t)−25in(arcs
inA(t)) a cos(ω。t+φ(t)) (
44)として書ける。従って次式が成立する。
2□。t)−22(t)−2A(t) *cos(a+
。、”$(t)) (45)”斯くして一定の因子2を
別として出方段72の出力側に式(40)で与えられる
所望の振幅及び位相変調信号s(、t)が得られる〇 電力効率を高くするために、出力段72は第1’図に示
したような構造とする。信号2.(1)及び 12.(
1)はD級増幅器78及び74に加える。従ってそれら
の出力側に現われる2レベル信号Sgn(Z、(t))
及びSgn(Z2(t))で表わせる。そしてこれらの
ゼロ交差が式(43)で与えられる位相変調信号2.(
1)及びZ、(t)のゼロ交差に対応する。これらの2
レベル信号は減算器75で一つにされ18レベル信号 sgn(Z、(t))−sgn(Z、(t))
(46)を生ずる。これを中心周波数が搬送波周波数f
0に等しい帯域フィルタ16に加える。節C(1)で式
(10)を導き出す際述べた条件で式(46)の8レベ
ル−信号は項 C’i(zz(t)−Zg(t))−201A(t)
・C08(ω。t+φ(t)) (47)を含むこと
を示せる。帯域フィルタ76でこれを選択できるが、こ
れは因子2C,を別にして、式(40)で与えられる所
望の信号5(t)に対応する。
。、”$(t)) (45)”斯くして一定の因子2を
別として出方段72の出力側に式(40)で与えられる
所望の振幅及び位相変調信号s(、t)が得られる〇 電力効率を高くするために、出力段72は第1’図に示
したような構造とする。信号2.(1)及び 12.(
1)はD級増幅器78及び74に加える。従ってそれら
の出力側に現われる2レベル信号Sgn(Z、(t))
及びSgn(Z2(t))で表わせる。そしてこれらの
ゼロ交差が式(43)で与えられる位相変調信号2.(
1)及びZ、(t)のゼロ交差に対応する。これらの2
レベル信号は減算器75で一つにされ18レベル信号 sgn(Z、(t))−sgn(Z、(t))
(46)を生ずる。これを中心周波数が搬送波周波数f
0に等しい帯域フィルタ16に加える。節C(1)で式
(10)を導き出す際述べた条件で式(46)の8レベ
ル−信号は項 C’i(zz(t)−Zg(t))−201A(t)
・C08(ω。t+φ(t)) (47)を含むこと
を示せる。帯域フィルタ76でこれを選択できるが、こ
れは因子2C,を別にして、式(40)で与えられる所
望の信号5(t)に対応する。
但し、0□=iは式(10)と同じ定数であり、従つ2
パて一定因子2C□は重要ではない。
パて一定因子2C□は重要ではない。
節C(1)〜C(6)を考えると明らかに第15図の送
信機は非常に厳しい要求をアナログ回路機能の制御に課
し、それ故このような送信機をデータ信号を送信するの
に使用する場合各位相変調信号2□(1)22(1)を
発生させるのに本発明に係る回路を用いると有利である
。
信機は非常に厳しい要求をアナログ回路機能の制御に課
し、それ故このような送信機をデータ信号を送信するの
に使用する場合各位相変調信号2□(1)22(1)を
発生させるのに本発明に係る回路を用いると有利である
。
送信すべきデータ信号と、所望の変調信号5(t)の振
幅A’(t )及び位相φ(1)の形との間の関係は変
調方法により決まる。この変調方法は普通2次元゛。
幅A’(t )及び位相φ(1)の形との間の関係は変
調方法により決まる。この変調方法は普通2次元゛。
の信号配置により決まり、この配置ではいくつかの離散
した点が記号瞬時t−mTにおける振幅−位相対A(t
) 、φ(1)の値を表わす。なおその変調方法で用い
られるフィルタは第1のナイキスト判定法を満足するも
のと仮定する。第16図では、ビ1″ット速度−で二進
データ信号を送信する場合の2個の既知の16点配誼が
示されている。記号は4個の順次のピット(カッドピッ
F)の群により形成され、これらのピットが記号速度−
で送信される。第16図のaは毎秒9600ビツトの速
度で2パデータを送信する場合の0OITT勧告v、2
9によお既知のAM −PI配装を示し、bは、代りに
、「ベル システム テクニカル ジャーナルJ (’
I’heBell System Technical
Journal )第52巻第6号、1979年7−
8月、第927〜965頁に5載っている) シニ(T
oschini)、ギトリy (Gitlin)及びワ
インスタイン(Weinstein)の論文に述べられ
ている既知のQAM (直角振幅変調)配置を示したも
のである。図a及びbのA(t)の数値は相対振幅であ
る。蓋し、A(t)はIA(t]≦1となるよう”。
した点が記号瞬時t−mTにおける振幅−位相対A(t
) 、φ(1)の値を表わす。なおその変調方法で用い
られるフィルタは第1のナイキスト判定法を満足するも
のと仮定する。第16図では、ビ1″ット速度−で二進
データ信号を送信する場合の2個の既知の16点配誼が
示されている。記号は4個の順次のピット(カッドピッ
F)の群により形成され、これらのピットが記号速度−
で送信される。第16図のaは毎秒9600ビツトの速
度で2パデータを送信する場合の0OITT勧告v、2
9によお既知のAM −PI配装を示し、bは、代りに
、「ベル システム テクニカル ジャーナルJ (’
I’heBell System Technical
Journal )第52巻第6号、1979年7−
8月、第927〜965頁に5載っている) シニ(T
oschini)、ギトリy (Gitlin)及びワ
インスタイン(Weinstein)の論文に述べられ
ている既知のQAM (直角振幅変調)配置を示したも
のである。図a及びbのA(t)の数値は相対振幅であ
る。蓋し、A(t)はIA(t]≦1となるよう”。
に正規化されているからである。−記号間隔(mT t
mT+T)内の瞬時tの振幅−位相対A(t) 、φ(
1)の形は第1のナイキスト判定法を満足するフィルタ
特性の選択に依存する。なおRacos (Ra1se
d−cosine )特性のクラスが大規模に使用され
る。鍔えば、ラッキー(Lucky)、ザルy (Sa
ltz)及びウェルトン ジュニア(Weldon J
r)の本「プリンシプルス オブ データ コミュニケ
ーション」(Principles of Data
Qommunication)、ニューヨーク、マグロ
−ヒル社、1968年の第50〜5120頁を参照され
たい。この場合もフィルタリング動゛作のためにディジ
タル信号処理技術を用いる時は、所望のインパルス応答
の高位の値だけが長さpT(但しp−8又はp−5)の
中心区間で使用される。
mT+T)内の瞬時tの振幅−位相対A(t) 、φ(
1)の形は第1のナイキスト判定法を満足するフィルタ
特性の選択に依存する。なおRacos (Ra1se
d−cosine )特性のクラスが大規模に使用され
る。鍔えば、ラッキー(Lucky)、ザルy (Sa
ltz)及びウェルトン ジュニア(Weldon J
r)の本「プリンシプルス オブ データ コミュニケ
ーション」(Principles of Data
Qommunication)、ニューヨーク、マグロ
−ヒル社、1968年の第50〜5120頁を参照され
たい。この場合もフィルタリング動゛作のためにディジ
タル信号処理技術を用いる時は、所望のインパルス応答
の高位の値だけが長さpT(但しp−8又はp−5)の
中心区間で使用される。
第17図のブロック図は第16図のaに示すAM −P
I構成を有し、第15図の原理を用いる変調信号S(り
を発生するデータ送信で本発明がどのように使用できる
かを示、す。前述した第4図及び第5図の要素に対応す
る第17図の要素には同じ10符号を与えである。
I構成を有し、第15図の原理を用いる変調信号S(り
を発生するデータ送信で本発明がどのように使用できる
かを示、す。前述した第4図及び第5図の要素に対応す
る第17図の要素には同じ10符号を与えである。
第17図の送信機では、り四ツク信号源2がデータ信号
源1の同期をとり、二進データ信号がピット速度±でエ
ンコーディング回路77に加えられる。エンコーディン
グ回路7)は4ビツトシフ15トレジスタ78を具え、
このシフトレジスタが直列形態でこのピット流を受は取
り、これをカッドピットa(m)に分け、このカットピ
ットが4個のシ態で得られる。しかし、これらのカッド
ピットは2″なお第16図のaの信号点ム(mT) 、
φ(m’r)を表わ′さない。蓋し、勧告v、29の符
号化規則は、各カッドビットa(m)の第2.第8及び
第4ビツトが先行する記号瞬時t−mT−Tにおける絶
対位相変化を決めることを含んでいるからである。第1
6図1のaで第2.第8及び第4ビツトが絶対位相φ(
mT)を表わし、第1ビツトがこの絶対位相φ(m’l
’)に関連する相対振幅A(mT)を表わすカッドビッ
トb(m)を得るために、エンコーディング回路77は
また変換器フ9を具えるが、この変換器79はカッド1
0ビツトa(m)に応答して順次の位相変化を累積し、
カッドビットa(m)の第2.第8及び第4ビツトで絶
対位相φ(mT)として−結果キジュロ2πを表わす。
源1の同期をとり、二進データ信号がピット速度±でエ
ンコーディング回路77に加えられる。エンコーディン
グ回路7)は4ビツトシフ15トレジスタ78を具え、
このシフトレジスタが直列形態でこのピット流を受は取
り、これをカッドピットa(m)に分け、このカットピ
ットが4個のシ態で得られる。しかし、これらのカッド
ピットは2″なお第16図のaの信号点ム(mT) 、
φ(m’r)を表わ′さない。蓋し、勧告v、29の符
号化規則は、各カッドビットa(m)の第2.第8及び
第4ビツトが先行する記号瞬時t−mT−Tにおける絶
対位相変化を決めることを含んでいるからである。第1
6図1のaで第2.第8及び第4ビツトが絶対位相φ(
mT)を表わし、第1ビツトがこの絶対位相φ(m’l
’)に関連する相対振幅A(mT)を表わすカッドビッ
トb(m)を得るために、エンコーディング回路77は
また変換器フ9を具えるが、この変換器79はカッド1
0ビツトa(m)に応答して順次の位相変化を累積し、
カッドビットa(m)の第2.第8及び第4ビツトで絶
対位相φ(mT)として−結果キジュロ2πを表わす。
この時第1の読出し専用メモリ21のアドレスはアドレ
ッシング回路22によりこnらのカッド15ビツトb(
m)から導びかれるが、このアドレッシング回路22の
構造は既に詳しく述べである。第17図で所望のインパ
ルス応答を限る中心区間に対し長さpT −8Tを選ぶ
。従って、シフトレジスタ28は8要素の長さと4ビツ
トの幅を有する。し2゛かし、前述したTFM送信機で
用いられるカドラン1トカウンタ24は第17図では存
在していない。
ッシング回路22によりこnらのカッド15ビツトb(
m)から導びかれるが、このアドレッシング回路22の
構造は既に詳しく述べである。第17図で所望のインパ
ルス応答を限る中心区間に対し長さpT −8Tを選ぶ
。従って、シフトレジスタ28は8要素の長さと4ビツ
トの幅を有する。し2゛かし、前述したTFM送信機で
用いられるカドラン1トカウンタ24は第17図では存
在していない。
蓋し、瞬時t−mTとt−mT+’jの間の位相φ(1
)は第16図のaから明らかなようにずっと同じ位相カ
ドラント内にとどまるとは限らないからであ゛る。第1
6図のaには時間間隔3T内の振幅−位相対A(t)
、φ(1)の可能な軌跡、の一つが破線で表わされてい
る。シフトレジスタ23 (12ビツト)の内容とモジ
ュロqカウンタ26(補間因子q−8の時3ビツト)の
計数位置とは第1の読出し専用10メモリ21のアドレ
スを計数し、このメモリ21がサンプリング速度fs−
〒で読出される。第1の読出し専用メモリ21に接続さ
れて2個の信号プロセッサ27 (DI)及び27 (
D2)があり、読出された値を処理して2レベル信号s
gn(Z□(t)〕及び1′sgn(Z2(t))を形
成し、これらの2レベル信号が出力段27 (A)で第
15図の出力段72におけるように処理される。
)は第16図のaから明らかなようにずっと同じ位相カ
ドラント内にとどまるとは限らないからであ゛る。第1
6図のaには時間間隔3T内の振幅−位相対A(t)
、φ(1)の可能な軌跡、の一つが破線で表わされてい
る。シフトレジスタ23 (12ビツト)の内容とモジ
ュロqカウンタ26(補間因子q−8の時3ビツト)の
計数位置とは第1の読出し専用10メモリ21のアドレ
スを計数し、このメモリ21がサンプリング速度fs−
〒で読出される。第1の読出し専用メモリ21に接続さ
れて2個の信号プロセッサ27 (DI)及び27 (
D2)があり、読出された値を処理して2レベル信号s
gn(Z□(t)〕及び1′sgn(Z2(t))を形
成し、これらの2レベル信号が出力段27 (A)で第
15図の出力段72におけるように処理される。
第1の読出し専用メモリ21に蓄わえられていル値は第
17図で使用される信号プロセッサ272′□(91・
) (DI) 、 27 (D2) +7)タイプに依存し
て種々のタイプの変調パラメータを表わせる。第17図
のこれらの信号プロセッサが第4図の信号プロセッサ2
7 (D)と類似した構造である時は、ゼロ交差発生器
41のための2個の制御信号TS及びZIが弐′(48
)で与えらnる付和変調信号z (t)及びz2(t)
のサンプル2□(ti)及び2.(1,)から導びかれ
る。
17図で使用される信号プロセッサ272′□(91・
) (DI) 、 27 (D2) +7)タイプに依存し
て種々のタイプの変調パラメータを表わせる。第17図
のこれらの信号プロセッサが第4図の信号プロセッサ2
7 (D)と類似した構造である時は、ゼロ交差発生器
41のための2個の制御信号TS及びZIが弐′(48
)で与えらnる付和変調信号z (t)及びz2(t)
のサンプル2□(ti)及び2.(1,)から導びかれ
る。
これらの制御信号は制御信号発生器45内で第1の読出
し専用メモリ21に接続されたディジタル直角変調回路
85により得られる。この場合プロ1゜セッサ27 (
DI)のための変調パラメータcos(α(ti))及
び5in(α(ti))並びにブ0セッサ27 (D2
) ノたメツ変調パラメータcos〔β(ti))及び
sin (β(ti))を表わすディジタル数値が第1
7図の第1の読出し専用メモリ21に蓄ゎえられる。パ
但、し、α(1)及びβ(1)は式(42)で振幅−位
相対A(t) tφ(1)の値から計算された信号2
(1)及びz、(t)の位相である。
し専用メモリ21に接続されたディジタル直角変調回路
85により得られる。この場合プロ1゜セッサ27 (
DI)のための変調パラメータcos(α(ti))及
び5in(α(ti))並びにブ0セッサ27 (D2
) ノたメツ変調パラメータcos〔β(ti))及び
sin (β(ti))を表わすディジタル数値が第1
7図の第1の読出し専用メモリ21に蓄ゎえられる。パ
但、し、α(1)及びβ(1)は式(42)で振幅−位
相対A(t) tφ(1)の値から計算された信号2
(1)及びz、(t)の位相である。
しかし為代りに第17図の信号プロセッサは第9図の信
号プロセッサ27 (D)又は第10図の信″。
号プロセッサ27 (D)又は第10図の信″。
号プロセッサ27 (D)と類似の構造とすることが1
できる。第1の場合は、第17図の読出し専用メモリ2
1に蓄わえられている値はプロセッサ27(Dl)のた
めの変調パラメータθ、(ti)及びプロセッサ27
(D2)のための変調パラメータθ2(ti)の1値を
表わす。但し、パラメータθ□(ti)′Nびθ、(t
i)は関係 で対応する信号2□(1)及び2.(1)の偏角であり
、従って式(48)に基づいて計算できる。第2の場合
は、ゼロ交差発生器41のための制御信号TS及びZI
自体が変調パラメータとして第17図の読出し専用メモ
リ21内に蓄わえられる。但し、信号プ150セッサ2
7 (Dl) 、 !! ? (D2)の各々のための
これらの制御信号TS及びZIは式(35)及び(86
)を瞬時t1−□及びtlにおける夫々の偏角θ□(1
)及びθ、(t)の値に連層することにより節C(5)
で述べた態様で求まる。
20
できる。第1の場合は、第17図の読出し専用メモリ2
1に蓄わえられている値はプロセッサ27(Dl)のた
めの変調パラメータθ、(ti)及びプロセッサ27
(D2)のための変調パラメータθ2(ti)の1値を
表わす。但し、パラメータθ□(ti)′Nびθ、(t
i)は関係 で対応する信号2□(1)及び2.(1)の偏角であり
、従って式(48)に基づいて計算できる。第2の場合
は、ゼロ交差発生器41のための制御信号TS及びZI
自体が変調パラメータとして第17図の読出し専用メモ
リ21内に蓄わえられる。但し、信号プ150セッサ2
7 (Dl) 、 !! ? (D2)の各々のための
これらの制御信号TS及びZIは式(35)及び(86
)を瞬時t1−□及びtlにおける夫々の偏角θ□(1
)及びθ、(t)の値に連層することにより節C(5)
で述べた態様で求まる。
20
第1図は米国特許第4229821号に開示されている
TFM送信機の基本ブロック図、第2図はこれまた上記
米国特許第4229821号に開示されている第1図の
送信機で用いるのに適したTFM信号発生回路の実用的
な例のブロック図、 第3図はディジタル直角変調回路を用いる第2図の回路
の一変形例のブロック図、 第4図は本発明に係るTFM信号発生回路の第1゛′。 の実施例のブロック図、 第5図は第4図に示す回路の動作を説明するための時間
線図、 第6図は第4図の回路の動作を説明するための時間線図
及びベクトル図、 第7図及び第8図は第4図の回路で用いられる制御信号
発生器の変形例のブロック図、第9図は本発明に係るT
FM信号発生回路の第2の実施例のブロック図、 第10図は第3の実施例のブロック図、″゛第11図は
第10図の回路の実用的な実例で用lいられるTFM信
号の特性位相の時間線図、第12図は記号周波数が高い
場合に第10図の回路で用いられるゼロ交差発生器のブ
ロック図、第13図はTFM送信機の種々のタイプの電
力密−・度スペクトルの略式説明図、 第14図は非常に高い記号周波数に適した第10図の回
路の一変形例のブロック図、 第15図は英国特許項第2095492A号による一定
振幅の2個の位相変調信号を一つにするl・・ことによ
り振幅及び位相変調信号を発生するデータ送信機の基本
ブロック図、 第16図はデータ信号の振幅及び位相変調の2個の従来
技術の16点信号配置の説明図、第17図は2個の一定
振幅の位相変調信号を発1゛生ずるのに本発明回路を用
いる第15図に示した原理で動作するデータ送信機のブ
ロック図である。 1・・・データ信号源 2・・・りpツク信号源
8・・・差動エンコーディング回路 4・・・角度変調信号発生回路 ′
・・5・・・出力回路 6・・・電圧制御発
振器 17・・・前変調フィルタ 8・・・パーシャルレスポンスエンコープィンク回路9
・・・低域フィルタ 10.11・・・遅延要素
12.1a 、14+・・・重み付は回路15・・・加
算器 −16・・・ミクサ段 17
・・・搬送波源18・・・帯域フィルタ 2o・
・・クロック回路21・・・第1のROM
22・・・ア下レッシング回路23・・・シフトレジス
タ 24川カドラントカウンタ25・・・バス回路
26・・・補間回路27・・・信号プロセッ
サ 28.29・・・DAC回路80.81・・・低
域フィルタ s2,8’8・・・種変調器84・・・
加算器 85・・・ディジタル直角変−回路 86.87・・・ディジタル乗算器 38・・・ディジタル搬送波源89]・・ディジタル加
算器40・・・DAC回路 41・・・ゼロ交
差発生器42・・・遅延回路 □ 421・・・プリセツティング回路48・・・ゲー
ト回路 481・・・ホールド回路 −・・・
44・・・双安定パルス発生器45・・・制御信号発生
器 146・・・遅延回路 47・・・第2の
ROM48・・・符号検出器 49・・・変換回
路50・・・加算器 51・・・スイッチ
52.58 ・・・ AND ゲ − ト
54 ・・・ ORゲ − ト
・55・・・インバータ 56.
57.58・・・遅延線561.571,581・・・
スイッチ 59・・・カウンタ591・・・ブリセツテ
ィング回路 60・・・アドレスディストリビュータ61・・・マル
チプレクサ 62 、 Ll・・・信号源 l1
164・・・変調段 65.66・・・位相
変調器67・・・発振器 68・・・信号変
換段69・・・arcsin発生器 70・・・加
算器71・・・減算器 72・・・出力段
78.74・・・D級増幅器 75・・・減算器7
6・・・帯域フ、イルタ 77・・・エンコープ
イア”Do路78・・・4ビツトシフトレジスタ 79・・・変換器 Uつ −で 口° D ロ ロ +口1 +口(
TFM送信機の基本ブロック図、第2図はこれまた上記
米国特許第4229821号に開示されている第1図の
送信機で用いるのに適したTFM信号発生回路の実用的
な例のブロック図、 第3図はディジタル直角変調回路を用いる第2図の回路
の一変形例のブロック図、 第4図は本発明に係るTFM信号発生回路の第1゛′。 の実施例のブロック図、 第5図は第4図に示す回路の動作を説明するための時間
線図、 第6図は第4図の回路の動作を説明するための時間線図
及びベクトル図、 第7図及び第8図は第4図の回路で用いられる制御信号
発生器の変形例のブロック図、第9図は本発明に係るT
FM信号発生回路の第2の実施例のブロック図、 第10図は第3の実施例のブロック図、″゛第11図は
第10図の回路の実用的な実例で用lいられるTFM信
号の特性位相の時間線図、第12図は記号周波数が高い
場合に第10図の回路で用いられるゼロ交差発生器のブ
ロック図、第13図はTFM送信機の種々のタイプの電
力密−・度スペクトルの略式説明図、 第14図は非常に高い記号周波数に適した第10図の回
路の一変形例のブロック図、 第15図は英国特許項第2095492A号による一定
振幅の2個の位相変調信号を一つにするl・・ことによ
り振幅及び位相変調信号を発生するデータ送信機の基本
ブロック図、 第16図はデータ信号の振幅及び位相変調の2個の従来
技術の16点信号配置の説明図、第17図は2個の一定
振幅の位相変調信号を発1゛生ずるのに本発明回路を用
いる第15図に示した原理で動作するデータ送信機のブ
ロック図である。 1・・・データ信号源 2・・・りpツク信号源
8・・・差動エンコーディング回路 4・・・角度変調信号発生回路 ′
・・5・・・出力回路 6・・・電圧制御発
振器 17・・・前変調フィルタ 8・・・パーシャルレスポンスエンコープィンク回路9
・・・低域フィルタ 10.11・・・遅延要素
12.1a 、14+・・・重み付は回路15・・・加
算器 −16・・・ミクサ段 17
・・・搬送波源18・・・帯域フィルタ 2o・
・・クロック回路21・・・第1のROM
22・・・ア下レッシング回路23・・・シフトレジス
タ 24川カドラントカウンタ25・・・バス回路
26・・・補間回路27・・・信号プロセッ
サ 28.29・・・DAC回路80.81・・・低
域フィルタ s2,8’8・・・種変調器84・・・
加算器 85・・・ディジタル直角変−回路 86.87・・・ディジタル乗算器 38・・・ディジタル搬送波源89]・・ディジタル加
算器40・・・DAC回路 41・・・ゼロ交
差発生器42・・・遅延回路 □ 421・・・プリセツティング回路48・・・ゲー
ト回路 481・・・ホールド回路 −・・・
44・・・双安定パルス発生器45・・・制御信号発生
器 146・・・遅延回路 47・・・第2の
ROM48・・・符号検出器 49・・・変換回
路50・・・加算器 51・・・スイッチ
52.58 ・・・ AND ゲ − ト
54 ・・・ ORゲ − ト
・55・・・インバータ 56.
57.58・・・遅延線561.571,581・・・
スイッチ 59・・・カウンタ591・・・ブリセツテ
ィング回路 60・・・アドレスディストリビュータ61・・・マル
チプレクサ 62 、 Ll・・・信号源 l1
164・・・変調段 65.66・・・位相
変調器67・・・発振器 68・・・信号変
換段69・・・arcsin発生器 70・・・加
算器71・・・減算器 72・・・出力段
78.74・・・D級増幅器 75・・・減算器7
6・・・帯域フ、イルタ 77・・・エンコープ
イア”Do路78・・・4ビツトシフトレジスタ 79・・・変換器 Uつ −で 口° D ロ ロ +口1 +口(
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、所定の記号周波数1/Tのデータ信号に応答してほ
ぼ一定の振幅を有するアナログの角度変調信号を発生す
る回路であつて、qを2以上の整数として記号周波数1
/Tと同期して周波数q/Tの第1のクロック信号を生
ずるクロック回路と;アドレス可能な記憶位置に角度変
調信号の変調パラメータを表わすディジタル数値を蓄わ
える第1の読出し専用メモリと;前記第1のクロック信
号により制御され、予じめ定められた数の順次のデータ
記号に応答して上記第1の読出し専用メモリの記憶位置
から蓄わえられている値を読み出すためのアドレスを速
度q/Tで生ずるアドレッシング回路と;第1の読出し
専用メモリに接続されていて読み出された値を処理して
アナログの角度変調信号を形成する信号プロセッサとを
具える角度変調信号発生回路において、第1のクロック
信号の一周期T/qにおける全位相変化量が高々πラジ
アンである角度変調信号に対し、信号プロセッサ内にゼ
ロ交差発生器を入れ、このゼロ交差発生器が第1のクロ
ック信号により制御され、数値的な時間設定信号に応答
して第1のクロック信号に対して高々T/qのプリセッ
ト可能な時間遅延を有するセットパルスを生じ、この遅
延が時間設定信号により決まる遅延回路と;第1のクロ
ック信号により制御され、ゼロ交差表示信号に応答して
のみ遅延回路により生じたセットパルスを通すゲート回
路と;このゲート回路に接続され、このゲート回路を通
り、自己にセットパルスが送られてきた瞬時にのみレベ
ル遷移を生ずる2レベル信号を発生する双安定パルス発
生器とを具え;この信号プロセッサが更に上記パルス発
生器に結合され、中心周波数が角度変調信号の搬送波周
波数に対応する帯域フィルタを具える角度変調信号発生
回路。 2、第1の読出し専用メモリに蓄わえられている値が、
φ(t)を角度変調信号の位相として、変調パラメータ
cos〔φ(t)〕及びsin〔φ(t)〕を表わし、
信号プロセッサがまた時間設定信号及びゼロ交差表示信
号を生ずる制御信号発生器を具備し、この制御信号発生
器が直接第1の読出し専用メモリに接続され、アナログ
の角度変調信号を表わすディジタル信号をサンプル速度
q/Tで生ずるディジタル直角変調回路を具え、更にア
ドレス可能な記憶位置に、時間設定信号のディジタル数
値を蓄わえる第2の読出し専用メモリと、ゼロ交差表示
信号を生ずる符号検出器と、直角変調回路により生じた
ディジタル信号を1サンプル期間T/qだけ遅延させる
遅延回路とを具え、ディジタル信号のサンプル及び遅延
させられたディジタル信号の同時に生起するサンプルの
夫々の大きさのビットを一つにして第2の読出し専用メ
モリに対するアドレスを構成し、これらの2個のサンプ
ルの夫々の符号ビットが符号検出器に対する入力信号を
構成することを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の
角度変調信号発生回路。 3、第1の読出し専用メモリに蓄わえられている値が、
θ(t)=ω_Ct+φ(t)を搬送波周波数ω_C及
び位相φ(t)を有するアナログの角度変調信号の偏角
として変調パラメータθ(t)を表わし、信号プロセッ
サがまた時間設定信号及びゼロ交差表示信号を生ずる制
御信号発生器を具備し、この制御信号発生器がアドレス
可能な記憶位置に時間設定信号のディジタル数値を蓄わ
える第2の読出し専用メモリと、ゼロ交差表示信号を生
ずる符号検出器と、第1の読出し専用メモリのディジタ
ル出力信号を期間T/qだけ遅延させる遅延回路と、デ
ィジタル出力信号のサンプル及び遅延させられたディジ
タル出力信号の同時に生起するサンプルの夫々の大きさ
のビットに応答してディジタル和信号を形成する加算器
とを具え、ディジタル和信号のサンプル及び遅延させら
れたディジタル信号の同時に生起するサンプルの夫々の
大きさのビットを一つにして第2の読出し専用メモリに
対するアドレスを構成し、遅延させられないディジタル
出力信号と遅延させられたディジタル出力信号の同時に
生起するサンプルの夫々の符号ビットが符号検出器に対
する入力信号を構成することを特徴とする特許請求の範
囲第1項記載の角度変調信号発生回路。 4、第1の読出し専用メモリに蓄わえられている値がア
ナログの角度変調信号の変調パラメータとして時間設定
信号及びゼロ交差表示信号を表わし、信号プロセッサ内
のゼロ交差発生器を直接第1の読出し専用メモリに接続
したことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の角度
変調信号発生回路。 5、時間設定信号がにビットで量子化される特許請求の
範囲第1項記載の角度変調信号発生回路において、ゼロ
交差発生器の遅延回路がプリセット可能なKビットダウ
ンカウンタにより構成され、このダウンカウンタが第1
のクロック信号により制御され、このダウンカウンタを
時間設定信号のにビットに対応する計数位置にセットす
るプリセツテイング回路を有し、このダウンカウンタが
その計数入力端子でクロック回路により生じ且つK=2
kとして周波数Kq/Tを有する第2のクロック信号を
受け取り、そのゼロ位置に達した時出力パルスを生じ、
この出力パルスがセットパルスとしてゲート回路に加え
られることを特徴とする角度変調信号発生回路。 6、時間設定信号がkビットで量子化される特許請求の
範囲第1項記載の角度変調信号発生回路において、ゼロ
交差発生器の遅延回路をnを1≦n≦kの整数として2
^n個のプリセット可能な(k−n)ビットダウンカウ
ンタと2^n個の入力端子を有するスイッチとにより構
成し、ダウンカウンタが各々第1の制御信号により制御
され、各ダウンカウンタを時間設定信号の(k−n)個
の高位のビットに対応する計数位置にセットするプリセ
ツテイング回路を具え、計数入力端子でクロック回路に
より生じ且つK=2^kとして周波数Kq/2^nT及
び夫々の相互の遅延T/Kqを有する第2のクロック信
号を受け取り、これらのダウンカウンタが計数位置0に
達した時スイッチの夫々の入力端子に1個の出力パルス
を加え、このスイッチが時間設定信号のn個の下位のビ
ットにより制御され、これらのnビットに対応する入力
端子にある出力パルスだけをセットパルスとしてゲート
回路に加えることを特徴とする角度変調信号発生回路。 7、時間設定信号がkビットで量子化される特許請求の
範囲第1項記載の角度変調信号発生回路において、ゼロ
交差発生器の遅延回路をプリセット可能な(k−n)ビ
ットダウンカウンタで構成し、このダウンカウンタの計
数入力端子がクロック回路により生じ且つ周波数Kq/
2^nTを有する第2のクロック信号を値T/Kqから
値2^n^−^1T/Kq迄毎回因子2だけ増大する夫
々の時間遅延を有するn個の挿入可能な遅延線の直列回
路を介して受け取り、ここでnを 1<n<kの整数とし且つK=2^kとし、このダウン
カウンタが第1のクロック信号により制御されこのダウ
ンカウンタを時間設定信号の(k−n)個の高位のビッ
トに対応する計数位置にセットするプリセツテイング回
路を具え、前記直列回路が時間設定信号のn個の下位の
ビットに対応する時間遅延を挿入するためのスイッチン
グ手段を具え、ダウンカウンタがゼロ位置に達した時出
力パルスを生じ、この出力パルスがセットパルスとして
ゲート回路に加えられることを特徴とする角度変調信号
発生回路。 8、第1の読出し専用メモリを各々が同じ内容を有し、
各々がr個の出力端子を有するアドレスデイストリビユ
ータに接続されたアドレス入力端子とr個の入力端子を
有するマルチプレクサに接続された読出し出力端子を有
するr個の読出し専用メモリから組み立てられており、
このアドレスデイストリビユータとこのマルチプレクサ
とがいずれも第1のクロック信号により制御され、巡回
的に読出しアドレスをr個の読出し専用メモリに分配し
、巡回的にr個の読出し専用メモリから読み出された値
を多重化する特許請求の範囲第4項記載の角度変調信号
発生回路。 9、同じ搬送波周波数と同じほぼ一定の振幅を有する2
個の異なる位相変調信号を加えることにより所定の記号
速度1/Tのデータ信号に応答して振幅及び位相変調信
号を発生する回路において、これらの2個の位相変調信
号の各々を特許請求の範囲第1項ないし第7項のいずれ
か一項に記載の回路で発生させ、この後者の回路にクロ
ック回路、アドレッシング回路及び帯域フィルタを共通
に持たせたことを特徴とする振幅及び位相変調信号発生
回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL8402319 | 1984-07-23 | ||
NL8402319A NL8402319A (nl) | 1984-07-23 | 1984-07-23 | Inrichting voor het genereren van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van constante amplitude in responsie op datasignalen. |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6139754A true JPS6139754A (ja) | 1986-02-25 |
JPH0683277B2 JPH0683277B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=19844253
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60161313A Expired - Lifetime JPH0683277B2 (ja) | 1984-07-23 | 1985-07-23 | 角度変調信号発生回路及びそれに関連する振幅及び位相変調信号発生回路 |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4672634A (ja) |
EP (1) | EP0170324B1 (ja) |
JP (1) | JPH0683277B2 (ja) |
AU (1) | AU578571B2 (ja) |
CA (1) | CA1243080A (ja) |
DE (1) | DE3568926D1 (ja) |
DK (1) | DK163701C (ja) |
NL (1) | NL8402319A (ja) |
Families Citing this family (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1984
- 1984-07-23 NL NL8402319A patent/NL8402319A/nl not_active Application Discontinuation
-
1985
- 1985-07-09 EP EP85201154A patent/EP0170324B1/en not_active Expired
- 1985-07-09 DE DE8585201154T patent/DE3568926D1/de not_active Expired
- 1985-07-16 US US06/755,640 patent/US4672634A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-07-18 CA CA000487086A patent/CA1243080A/en not_active Expired
- 1985-07-19 DK DK330185A patent/DK163701C/da not_active IP Right Cessation
- 1985-07-22 AU AU45241/85A patent/AU578571B2/en not_active Ceased
- 1985-07-23 JP JP60161313A patent/JPH0683277B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0170324A1 (en) | 1986-02-05 |
DK163701C (da) | 1992-08-10 |
DK330185D0 (da) | 1985-07-19 |
CA1243080A (en) | 1988-10-11 |
AU4524185A (en) | 1986-01-30 |
EP0170324B1 (en) | 1989-03-15 |
NL8402319A (nl) | 1986-02-17 |
AU578571B2 (en) | 1988-10-27 |
DK330185A (da) | 1986-01-24 |
US4672634A (en) | 1987-06-09 |
DE3568926D1 (en) | 1989-04-20 |
JPH0683277B2 (ja) | 1994-10-19 |
DK163701B (da) | 1992-03-23 |
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