JPS6132915B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6132915B2 JPS6132915B2 JP55072387A JP7238780A JPS6132915B2 JP S6132915 B2 JPS6132915 B2 JP S6132915B2 JP 55072387 A JP55072387 A JP 55072387A JP 7238780 A JP7238780 A JP 7238780A JP S6132915 B2 JPS6132915 B2 JP S6132915B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- circuit
- inverter
- control signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000003079 width control Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、サイリスタを用いた電力変換装
置、特に直流を交流に変換し、負荷に安定した周
波数と電圧の電力を供給するために使用される正
弦波出力のインバータに関する。
置、特に直流を交流に変換し、負荷に安定した周
波数と電圧の電力を供給するために使用される正
弦波出力のインバータに関する。
従来から一般に正弦波出力のインバータ（以
下、単にインバータと称す。）とバツテリ、充電
機あるいは整流器を組み合わせ、商用電源の停電
やじよう乱にかかわらずに、コンピユータや通信
機等のオンライン機器に定電圧定周波の電力を供
給する交流電源装置がひろく用いられており、一
般にCVCFという。このCVCF装置の場合、たと
え半サイクルといえどもその出力電圧変動が負荷
によつて決まる許容変動巾、たとえば±10％をこ
えて変動することは許されないため、種々の工夫
が必要となる。
下、単にインバータと称す。）とバツテリ、充電
機あるいは整流器を組み合わせ、商用電源の停電
やじよう乱にかかわらずに、コンピユータや通信
機等のオンライン機器に定電圧定周波の電力を供
給する交流電源装置がひろく用いられており、一
般にCVCFという。このCVCF装置の場合、たと
え半サイクルといえどもその出力電圧変動が負荷
によつて決まる許容変動巾、たとえば±10％をこ
えて変動することは許されないため、種々の工夫
が必要となる。
出力電圧変動などのような場合に生じるかとい
うと、例えば第１図に示すように、インバータ１
に対し、３つの負荷２Ａ，２Ｂ，２Ｃがそれぞれ
ノーヒユーズブレーカ３Ａ，３Ｂ，３Ｃを通して
設読されているような場合において、負荷２Ａ，
２Ｂの負荷が運転中に負荷２Ｃの負荷を投入すれ
ば、負荷電流急変となるため、インバータ１の出
力電圧は過渡変動を生じる。
うと、例えば第１図に示すように、インバータ１
に対し、３つの負荷２Ａ，２Ｂ，２Ｃがそれぞれ
ノーヒユーズブレーカ３Ａ，３Ｂ，３Ｃを通して
設読されているような場合において、負荷２Ａ，
２Ｂの負荷が運転中に負荷２Ｃの負荷を投入すれ
ば、負荷電流急変となるため、インバータ１の出
力電圧は過渡変動を生じる。
また第２図に示すように、インバータ１Ａとイ
ンバータ１Ｂを強制転流回路付のサイリスタイン
タラプタSA，SBを通して並列運転し、１つの負
荷２へ給電し、通常は50％ずつの負荷を分担する
ようにしておき、もしいずれか１台のインバータ
が故障すれば、ただちにそのインタラブタをオフ
として、残つた１台のインバータにより運転を継
続するという、いわゆる並列冗長方式の場合、故
障機を切り落した時間に、他のインバータの負荷
が50％から100％に急変するため、大きな電圧変
動が生じる。
ンバータ１Ｂを強制転流回路付のサイリスタイン
タラプタSA，SBを通して並列運転し、１つの負
荷２へ給電し、通常は50％ずつの負荷を分担する
ようにしておき、もしいずれか１台のインバータ
が故障すれば、ただちにそのインタラブタをオフ
として、残つた１台のインバータにより運転を継
続するという、いわゆる並列冗長方式の場合、故
障機を切り落した時間に、他のインバータの負荷
が50％から100％に急変するため、大きな電圧変
動が生じる。
上記のいずれの場合も電圧変動を少くするに
は、 (a) インバータの主回路の内部インピーダンスを
少くすること、 (b) インバータの電圧制御系の応答を速くするこ
と、が有効な手段である。しかし、(a)の場合は
インバータの波形を正弦波にするためのフイル
ターのインピーダンスを少くするとか、インバ
ータ自身を多重方式としてインピーダンスの少
いフイルターでも、良好な歪が得られるように
するなどインバータ本体が高価となる。
は、 (a) インバータの主回路の内部インピーダンスを
少くすること、 (b) インバータの電圧制御系の応答を速くするこ
と、が有効な手段である。しかし、(a)の場合は
インバータの波形を正弦波にするためのフイル
ターのインピーダンスを少くするとか、インバ
ータ自身を多重方式としてインピーダンスの少
いフイルターでも、良好な歪が得られるように
するなどインバータ本体が高価となる。
また、(b)の場合は、あまり制御装置の応答を
早くすると、不安定となるので、おのずと限界
がある。
早くすると、不安定となるので、おのずと限界
がある。
この発明はこのような点を改良するためになさ
れたもので、インバータの出力電圧の変動の原因
となる出力電流の変化をとらえ、これを電圧制御
系に与えることにより、予想される電圧変動にほ
ぼ見合つた分だけ、インバータの電圧制御信号を
予測的に変化させることにより、負荷電流の急変
による出力電圧変動が生じる前にそれを抑制しよ
うというものである。しかもこのような制御は一
種の正帰還作用となり、制御系が不安定となるこ
とを防ぐため、このような作用を或る定められた
電流値以上の大きな変化に対してのみ作用させる
ことにより、正帰還作用が連続して作用すること
を防止して、安定性を確保している。
れたもので、インバータの出力電圧の変動の原因
となる出力電流の変化をとらえ、これを電圧制御
系に与えることにより、予想される電圧変動にほ
ぼ見合つた分だけ、インバータの電圧制御信号を
予測的に変化させることにより、負荷電流の急変
による出力電圧変動が生じる前にそれを抑制しよ
うというものである。しかもこのような制御は一
種の正帰還作用となり、制御系が不安定となるこ
とを防ぐため、このような作用を或る定められた
電流値以上の大きな変化に対してのみ作用させる
ことにより、正帰還作用が連続して作用すること
を防止して、安定性を確保している。
以下第３図及び第４図により、本発明の一実施
例を詳細に説明する。
例を詳細に説明する。
第３図において、インバータ１はブレーカ３
Ａ，３Ｂを通して負荷２Ａ，２Ｂに負荷電流を供
給している。インバータ１は直流を交流に変換す
るスイツチング回路の部分とその出力を正弦波に
変換するフイルターから成るものであつて、いわ
ゆる多重パルス巾変調インバータなどである。発
振器１３の出力はリングカウンタ１４により多相
信号となり、リングカウンタの出力位相を基準と
して、位相制御回路６がパルス巾制御信号を発生
する。そのパルス巾は電圧制御の増巾器１０の出
力により決まる。増巾器１０は電圧基準ＶRと電
圧検出回路１２から送られてくる帰還信号の電圧
ＶFを一致させるようにいわゆる定電圧制御を行
なう。
Ａ，３Ｂを通して負荷２Ａ，２Ｂに負荷電流を供
給している。インバータ１は直流を交流に変換す
るスイツチング回路の部分とその出力を正弦波に
変換するフイルターから成るものであつて、いわ
ゆる多重パルス巾変調インバータなどである。発
振器１３の出力はリングカウンタ１４により多相
信号となり、リングカウンタの出力位相を基準と
して、位相制御回路６がパルス巾制御信号を発生
する。そのパルス巾は電圧制御の増巾器１０の出
力により決まる。増巾器１０は電圧基準ＶRと電
圧検出回路１２から送られてくる帰還信号の電圧
ＶFを一致させるようにいわゆる定電圧制御を行
なう。
この発明では増巾器１０の定電圧制御の他に加
算回路９に予測制御信号の電圧が附加されてい
る。
算回路９に予測制御信号の電圧が附加されてい
る。
第４図に示すように時間toにおいて負荷電流が
急増すると、変流器４と電流検出回路５により、
それを直流信号として検出し、フイルター回路７
に与える。フイルター回路７の伝達特性は微分要
素と一次おくれフイルターを組合せたもの、例え
ばT1S／（１＋T2S）とし、T1＝100ms、T2＝０
〜1msとしておくと、その出力として第４図に示
した三角波状の電圧Esのような予測制御信号が
得られる。予測制御信号の電圧Esの波高値はイ
ンバータ１から出力される負荷電流ＩLの変化量
に比例する。負荷電流ＩLの変化量が小さいとき
は、インバータ１の出力電圧の変化も小さいの
で、増巾器１０による通常の制御だけで良いから
負荷電流ＩLの変化量がある基準値I1を越えたと
きのみ予測制御動作をさせるべく、判断回路１１
において基準値I1と予測制御信号の電圧Esを比較
し、予測制御信号の電圧Esが基準値ＩLより大と
なつたとき判断回路１１の中の時限要素MS1を作
動させて時間ＴAだけアナログゲート８に開くよ
うに指令を与え、予測制御信号の電圧Esを時間
toから時間toの期間について加算回路９に加え
る。
急増すると、変流器４と電流検出回路５により、
それを直流信号として検出し、フイルター回路７
に与える。フイルター回路７の伝達特性は微分要
素と一次おくれフイルターを組合せたもの、例え
ばT1S／（１＋T2S）とし、T1＝100ms、T2＝０
〜1msとしておくと、その出力として第４図に示
した三角波状の電圧Esのような予測制御信号が
得られる。予測制御信号の電圧Esの波高値はイ
ンバータ１から出力される負荷電流ＩLの変化量
に比例する。負荷電流ＩLの変化量が小さいとき
は、インバータ１の出力電圧の変化も小さいの
で、増巾器１０による通常の制御だけで良いから
負荷電流ＩLの変化量がある基準値I1を越えたと
きのみ予測制御動作をさせるべく、判断回路１１
において基準値I1と予測制御信号の電圧Esを比較
し、予測制御信号の電圧Esが基準値ＩLより大と
なつたとき判断回路１１の中の時限要素MS1を作
動させて時間ＴAだけアナログゲート８に開くよ
うに指令を与え、予測制御信号の電圧Esを時間
toから時間toの期間について加算回路９に加え
る。
予測制御信号の電圧Esは経時的に減衰する
が、電圧制御の増巾器１０の出力がバツクアツプ
することになるのでインバータ制御系の制御動作
について何ら支障はない。
が、電圧制御の増巾器１０の出力がバツクアツプ
することになるのでインバータ制御系の制御動作
について何ら支障はない。
また、一般に従来より負荷電流の変化を打ち消
すように予測制御する手段は、負荷電流の増加に
より電圧が上昇し、その結果再び負荷電流が増加
するという正帰還になるという怖れが多く、あま
り強く作用させることができないという欠点があ
つたが、負荷電流ＩLの変化量が所定の基準値以
下の場合、予測制御信号の電圧Esを増巾器１０
の電圧制御の出力に加えないので、従来の如き不
都合はなく充分強い予測制御信号の電圧Esによ
る正帰還を作用させることができる。
すように予測制御する手段は、負荷電流の増加に
より電圧が上昇し、その結果再び負荷電流が増加
するという正帰還になるという怖れが多く、あま
り強く作用させることができないという欠点があ
つたが、負荷電流ＩLの変化量が所定の基準値以
下の場合、予測制御信号の電圧Esを増巾器１０
の電圧制御の出力に加えないので、従来の如き不
都合はなく充分強い予測制御信号の電圧Esによ
る正帰還を作用させることができる。
以上の説明は、インバータに応用した場合につ
いてのものであるが、この発明はインバータに限
定されるものでなくインバータ以外の定電圧特性
を必要とする各種電力変換装置に応用し得ること
は勿論である。
いてのものであるが、この発明はインバータに限
定されるものでなくインバータ以外の定電圧特性
を必要とする各種電力変換装置に応用し得ること
は勿論である。
以上のように、この発明によれば負荷電流の変
化量が所定の基準値より大きいときに所定期間ア
ナログゲートを開いて増巾器の定電圧制御出力に
予測制御信号を加えるように構成したので、負荷
電流の急変時位相制御回路は負荷電流の変化量に
対応して負荷電流の変化を相殺するように予測的
に制御されるという効果がある。
化量が所定の基準値より大きいときに所定期間ア
ナログゲートを開いて増巾器の定電圧制御出力に
予測制御信号を加えるように構成したので、負荷
電流の急変時位相制御回路は負荷電流の変化量に
対応して負荷電流の変化を相殺するように予測的
に制御されるという効果がある。
第１図、第２図はインバータの一般的な使い方
を示す構成図、第３図は本発明をインバータに応
用した場合の構成図、第４図は第３図の動作を説
明するためのタイミングチヤート図である。 図中、１はインバータ、２Ａ，２Ｂは負荷、５
は電流検出回路、６は位相制御回路、７はフイル
ター回路、８はアナログゲート、９は加算回路、
１０は増巾器、１１は判断回路、１３は発振器、
１４はリングカウンタである。尚、図中同一符号
は、同一又は相当部分を示す。
を示す構成図、第３図は本発明をインバータに応
用した場合の構成図、第４図は第３図の動作を説
明するためのタイミングチヤート図である。 図中、１はインバータ、２Ａ，２Ｂは負荷、５
は電流検出回路、６は位相制御回路、７はフイル
ター回路、８はアナログゲート、９は加算回路、
１０は増巾器、１１は判断回路、１３は発振器、
１４はリングカウンタである。尚、図中同一符号
は、同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- １ 電圧検出回路からの帰還信号と電圧基準信号
とを一致させるように定電圧制御を行なう増巾器
からの出力によりパルス巾制御信号を発する位相
制御回路でインバータを駆動し、負荷を制御する
負荷変動補償装置において、上記インバータから
出力される負荷電流の変化量に応じて変化する波
高値を有し、経時的に減衰する予測制御信号を出
力するフイルタ回路と、上記フイルタ回路からの
予測制御信号が所定レベルを越えたとき時限要素
を動作させて所定時間だけアナログゲートに開く
よう指令する判断回路と、上記判断回路からの指
令により上記フイルタ回路からの上記予測制御信
号を上記所定時間だけ出力するアナログゲート
と、上記増巾器の出力側に配置され、上記アナロ
グゲートからの上記予測制御信号を上記所定時間
だけ上記増巾器からの出力に加える加算回路とを
設け、上記負荷電流の変化による出力電圧の過渡
変化が現われる前に上記インバータの内部発生電
圧を予測制御することにより出力電圧の過渡変動
を少くすることを特徴とする負荷変動補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7238780A JPS5779A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Load fluctuation compensator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7238780A JPS5779A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Load fluctuation compensator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5779A JPS5779A (en) | 1982-01-05 |
| JPS6132915B2 true JPS6132915B2 (ja) | 1986-07-30 |
Family
ID=13487813
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7238780A Granted JPS5779A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Load fluctuation compensator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5779A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04272051A (ja) * | 1991-02-27 | 1992-09-28 | Mitsubishi Materials Corp | リフト装置の位置検出装置 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60126179U (ja) * | 1984-02-03 | 1985-08-24 | 株式会社 森本製作所 | ミシンの上糸保持装置 |
| JPH0830991B2 (ja) * | 1986-03-10 | 1996-03-27 | 勲 高橋 | 制御遅れ補償装置 |
| US5994755A (en) | 1991-10-30 | 1999-11-30 | Intersil Corporation | Analog-to-digital converter and method of fabrication |
| JP4935379B2 (ja) * | 2007-01-26 | 2012-05-23 | 富士通株式会社 | 電源装置および通信機器 |
| JP5401729B2 (ja) * | 2010-01-31 | 2014-01-29 | 国立大学法人 長崎大学 | 電力変換装置の制御回路および制御方法 |
-
1980
- 1980-05-29 JP JP7238780A patent/JPS5779A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04272051A (ja) * | 1991-02-27 | 1992-09-28 | Mitsubishi Materials Corp | リフト装置の位置検出装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5779A (en) | 1982-01-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4859932B2 (ja) | 瞬時電圧低下・停電対策機能を有する電力変換システムの制御装置および制御方法 | |
| JPS6132915B2 (ja) | ||
| JPS6122766A (ja) | 安定化給電装置 | |
| JPS6022591B2 (ja) | 転流失敗を防止する回路 | |
| US4339705A (en) | Thyristor switched inductor circuit for regulating voltage | |
| JPS6232811B2 (ja) | ||
| JP2830619B2 (ja) | 静止形無効電力補償装置 | |
| JPS5937653B2 (ja) | 無停電電源装置 | |
| JPH0715875A (ja) | 無効電力補償装置の制御装置 | |
| JPH11313449A (ja) | シングルコンバージョン方式ｕｐｓ | |
| JP2588954B2 (ja) | 静止形無効電力補償装置用制御回路 | |
| JP3057332B2 (ja) | 無瞬断電源切替方法および無瞬断無停電電源装置 | |
| JPH04317523A (ja) | 電圧変動補償装置 | |
| JPS605779A (ja) | インバ−タ装置の制御電源回路 | |
| JP2001005541A (ja) | 自動電圧調整装置 | |
| JPS63206165A (ja) | 無停電電源装置 | |
| JP3058928B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPS6315822B2 (ja) | ||
| JPS62135269A (ja) | 突入電流防止回路 | |
| JPH0559671B2 (ja) | ||
| JP3750799B2 (ja) | 直並列式電源装置の制御回路 | |
| JP2792085B2 (ja) | 無効電力補償装置の制御方式 | |
| JPH09191567A (ja) | 自励式交直変換器の制御装置 | |
| JP3228033B2 (ja) | 無効電力補償装置の直流中間電圧の制御方法 | |
| JPH0295172A (ja) | 無停電電源装置 |