JPS61286899A - 電子楽器 - Google Patents
電子楽器Info
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- JPS61286899A JPS61286899A JP60130521A JP13052185A JPS61286899A JP S61286899 A JPS61286899 A JP S61286899A JP 60130521 A JP60130521 A JP 60130521A JP 13052185 A JP13052185 A JP 13052185A JP S61286899 A JPS61286899 A JP S61286899A
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- JP
- Japan
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- frequency
- musical
- digital filter
- octave
- waveform data
- Prior art date
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電子楽器に関し、特に自然楽器音を記録した記
憶装置の波形読み出しを行って楽器音を再生する電子楽
器に関する。
憶装置の波形読み出しを行って楽器音を再生する電子楽
器に関する。
電子楽器が取扱う範囲の全音域の各半音ごとに一波長も
しくは複数波長を半導体メモリに記憶しておき、特定の
サンプル時間で読み出すもの、あるいは上記範囲の特定
の一音もしくは複数音の１波長もしくは複数波長を上記
メモリに記憶しておき可変サンプル時間で読み出すよう
にした楽音発生方法は従来から行われていた。
しくは複数波長を半導体メモリに記憶しておき、特定の
サンプル時間で読み出すもの、あるいは上記範囲の特定
の一音もしくは複数音の１波長もしくは複数波長を上記
メモリに記憶しておき可変サンプル時間で読み出すよう
にした楽音発生方法は従来から行われていた。
このような楽音発生方法を使用した電子楽器では特定の
読み出しレート（サンプル時間）で読み出すようにした
ものや、そのピッチを変える（可変サンプル時間）ため
に電子楽器の鍵盤等ピツチ検出部の各々に対応した波形
データを持ったものは、ピッチが下がる程メモリのアド
レス量が大きくなり、膨大なメモリ量を必要とするとい
う問題点がある。
読み出しレート（サンプル時間）で読み出すようにした
ものや、そのピッチを変える（可変サンプル時間）ため
に電子楽器の鍵盤等ピツチ検出部の各々に対応した波形
データを持ったものは、ピッチが下がる程メモリのアド
レス量が大きくなり、膨大なメモリ量を必要とするとい
う問題点がある。
またアドレス量の極めて長い波長を帯域制限してメモリ
に記憶しておき、このサンプル値を適当に間引いて特定
のサンプル時間で出力する方法も考案されている。この
方法によっても音程を正確に再現するには膨大なアドレ
ス量を必要とし、さらに広い音域を発音させることは困
難であるので、特に高次の倍音まで含ませる必要のある
音色を発音させる場合に高い音程の音を発音させる時に
生ずる折返し誤差という問題点がある。
に記憶しておき、このサンプル値を適当に間引いて特定
のサンプル時間で出力する方法も考案されている。この
方法によっても音程を正確に再現するには膨大なアドレ
ス量を必要とし、さらに広い音域を発音させることは困
難であるので、特に高次の倍音まで含ませる必要のある
音色を発音させる場合に高い音程の音を発音させる時に
生ずる折返し誤差という問題点がある。
さらにピッチを変えるために可変サンプル時間で読み出
すものは１個のＤ／Ａコンバータで時分割多重すること
が出来ず、複数音を同時に発生させるためには複数個の
Ｄ／Ａコンバータが必要であるという問題点がある。
すものは１個のＤ／Ａコンバータで時分割多重すること
が出来ず、複数音を同時に発生させるためには複数個の
Ｄ／Ａコンバータが必要であるという問題点がある。
本発明は上述のような問題点を解決し、より少ないメモ
リ量と簡単な構成によって自然楽器音に極めて近い音を
再現出来る電子楽器を提供することを第一の目的とする
。
リ量と簡単な構成によって自然楽器音に極めて近い音を
再現出来る電子楽器を提供することを第一の目的とする
。
さらに第二の目的は全デジタル処理することで
１信号処理と伝送にともなう信号の質の劣化のない
電子楽器を提供するものである。
１信号処理と伝送にともなう信号の質の劣化のない
電子楽器を提供するものである。
以下図面により説明する。第１図は本発明の回路ブロッ
ク図で、特定の１オクターブ内の１２の半音に相当する
自然楽器音を楽音波形データとして記憶するデータメモ
リ部１と、このデータメモリ部１の楽音波形データを前
記特定のオクターブより低い周波数の低域オクターブ内
の波形に変換する低域楽音変換手段２と、前記データメ
モリ部１の楽音波形データを前記特定のオクターブより
高い周波数の高域オクターブ内の波形に変換する高域楽
音変換手段５と、前記データメモリ部１の楽音波形デー
タまたは前記低域もしくは高域オクターブ内に変換され
た楽音波形データを繰り返しループ状に読み出してフィ
ルタ演算を行う時変デジタルフィルタ９と、前記低域及
び高域楽音変換手段２及び５と前記時変デジタルフィル
タ９とに係数を与える係数付与手段１０とを備えたもの
である。
ク図で、特定の１オクターブ内の１２の半音に相当する
自然楽器音を楽音波形データとして記憶するデータメモ
リ部１と、このデータメモリ部１の楽音波形データを前
記特定のオクターブより低い周波数の低域オクターブ内
の波形に変換する低域楽音変換手段２と、前記データメ
モリ部１の楽音波形データを前記特定のオクターブより
高い周波数の高域オクターブ内の波形に変換する高域楽
音変換手段５と、前記データメモリ部１の楽音波形デー
タまたは前記低域もしくは高域オクターブ内に変換され
た楽音波形データを繰り返しループ状に読み出してフィ
ルタ演算を行う時変デジタルフィルタ９と、前記低域及
び高域楽音変換手段２及び５と前記時変デジタルフィル
タ９とに係数を与える係数付与手段１０とを備えたもの
である。
なお、前記低域楽音変換手段２として前記楽音波形デー
タに零値補間を行う補間処理部３と、補間処理されたデ
ータに対してフィルタ演算を行う第１のデジタルフィル
タ４を具備したものである。
タに零値補間を行う補間処理部３と、補間処理されたデ
ータに対してフィルタ演算を行う第１のデジタルフィル
タ４を具備したものである。
また、前記高域楽音変換手段５として前記楽音波形デー
タにフィルタ演算を行う第２のデジタルフィルタ６と、
このフィルタ演算された波形データを記憶するＲＡＭ
７と、このＲＡＭ ７から読み出した波形データに間引
き処理を行う間引き処理部８とを具備したものである。
タにフィルタ演算を行う第２のデジタルフィルタ６と、
このフィルタ演算された波形データを記憶するＲＡＭ
７と、このＲＡＭ ７から読み出した波形データに間引
き処理を行う間引き処理部８とを具備したものである。
さらに前記係数付与手段１０として前記低域及び高域楽
音変換手段２及び５ならびに前記時変フィルタ９に係数
を付与する係数制御部１１と、この係数制御部１１が係
数を計算するためのデータまたは係数を記憶しておく係
数メモ１月２とを具備したものである。
音変換手段２及び５ならびに前記時変フィルタ９に係数
を付与する係数制御部１１と、この係数制御部１１が係
数を計算するためのデータまたは係数を記憶しておく係
数メモ１月２とを具備したものである。
上述のように第１及び第２のデジタルフィルタ −
４及び６ならびに時変デジタルフィルタ９は１個のデジ
タル・シグナル・プロセッサ（Ｄ、Ｓ、Ｐ）を用いて、
時分割多重化することが容易であり、少ない回路構成で
実現出来る。これにより１オクターブ内の半音１波長分
の少ないメモリ量で自然楽器に近い音を再現することが
出来る。
４及び６ならびに時変デジタルフィルタ９は１個のデジ
タル・シグナル・プロセッサ（Ｄ、Ｓ、Ｐ）を用いて、
時分割多重化することが容易であり、少ない回路構成で
実現出来る。これにより１オクターブ内の半音１波長分
の少ないメモリ量で自然楽器に近い音を再現することが
出来る。
（実施例〕
第１図は本発明の電子楽器の回路ブロック図である。こ
の電子楽器が取り扱う全オクターブのうちの特定の一つ
のオクターブ内の１２の半音の波形サンプル値データを
データメモリ部（ＲＯＭ） １に書き込んでおく、この
データメモリ部ｌの読み出した出力は低域楽音変換手段
２．高域楽音変換手段５及び時変デジタルフィルタ９に
入力する。データメモリ部１に書き込まれているオクタ
ーブの楽音をそのまま発音させる場合は直接時変デジタ
ルフィルタ９に入力し、低いオクターブの楽音を発音さ
せる場合は低域楽音変換手段２に、高いオクターブの楽
音を発音させる場合は高域楽音変換手段５に入力する。
の電子楽器が取り扱う全オクターブのうちの特定の一つ
のオクターブ内の１２の半音の波形サンプル値データを
データメモリ部（ＲＯＭ） １に書き込んでおく、この
データメモリ部ｌの読み出した出力は低域楽音変換手段
２．高域楽音変換手段５及び時変デジタルフィルタ９に
入力する。データメモリ部１に書き込まれているオクタ
ーブの楽音をそのまま発音させる場合は直接時変デジタ
ルフィルタ９に入力し、低いオクターブの楽音を発音さ
せる場合は低域楽音変換手段２に、高いオクターブの楽
音を発音させる場合は高域楽音変換手段５に入力する。
低域楽音変換手段２は補間処理部３と第１のデジタルフ
ィルタ４よりなり、データメモリ部１の出力を補間処理
部３で零値補間を行い、第１のデジタルフィルタ４を通
して時変デジタルフィルタ９に入力する。高域楽音変換
手段５は第２のデジタルフィルタ６とＲＡＭ ７及び間
引き処理部８よりなり、データメモリ部１の出力を第２
のデジタルフィルタ６に入力し、間引き処理部８で間引
き処理を行うために必要なフィルタ演算を行った後にサ
ンプル時間を第１のデジタルフィルタ４及び時変デジタ
ルフィルタ９と同一のサンプル時間とするためのＲＡＭ
に入力し、間引き処理部８で間引き処理後に時変デジタ
ルフィルタ９に入力する０時変デジタルフィルタ９は楽
音信号のスペクトルのエンベロープを近（ＵさせてＤ／
Ａコンバータ１３に入力する。一方、第１のデジタルフ
ィルタ４．第２のデジタルフィルタ６及び時変デジタル
フィルタ９の各フィルタの係数を選択された音のピッチ
もしくはある音のピッチが選択されてその音が出てから
その音が出なくなるまでの時間推移によって係数を変更
するための係数を記憶しておく係数メモリ （ＲＡＭ）
１２及びその係数を上記のように変更するための係数
制御部１１とで係数付与手段１０を構成している。
ィルタ４よりなり、データメモリ部１の出力を補間処理
部３で零値補間を行い、第１のデジタルフィルタ４を通
して時変デジタルフィルタ９に入力する。高域楽音変換
手段５は第２のデジタルフィルタ６とＲＡＭ ７及び間
引き処理部８よりなり、データメモリ部１の出力を第２
のデジタルフィルタ６に入力し、間引き処理部８で間引
き処理を行うために必要なフィルタ演算を行った後にサ
ンプル時間を第１のデジタルフィルタ４及び時変デジタ
ルフィルタ９と同一のサンプル時間とするためのＲＡＭ
に入力し、間引き処理部８で間引き処理後に時変デジタ
ルフィルタ９に入力する０時変デジタルフィルタ９は楽
音信号のスペクトルのエンベロープを近（ＵさせてＤ／
Ａコンバータ１３に入力する。一方、第１のデジタルフ
ィルタ４．第２のデジタルフィルタ６及び時変デジタル
フィルタ９の各フィルタの係数を選択された音のピッチ
もしくはある音のピッチが選択されてその音が出てから
その音が出なくなるまでの時間推移によって係数を変更
するための係数を記憶しておく係数メモリ （ＲＡＭ）
１２及びその係数を上記のように変更するための係数
制御部１１とで係数付与手段１０を構成している。
上述のように第１のデジタルフィルタ４．第２のデジタ
ルフィルタ６及び時変デジタルフィルタ９は同一のサン
プル時間で演算を行うので、各フィルタ演算は図示して
ない１個のデジタル・シグナル・プロセッサ（Ｄ、Ｓ、
Ｐ）で実行される。
ルフィルタ６及び時変デジタルフィルタ９は同一のサン
プル時間で演算を行うので、各フィルタ演算は図示して
ない１個のデジタル・シグナル・プロセッサ（Ｄ、Ｓ、
Ｐ）で実行される。
時変デジタルフィルタ９の出力はＤ／Ａコンバータ１３
でアナログの楽音に変換し、ローパスフィルタ（Ｌ、Ｐ
、Ｆ、）１４を経由して出力される。
でアナログの楽音に変換し、ローパスフィルタ（Ｌ、Ｐ
、Ｆ、）１４を経由して出力される。
次に本装置の動作を説明する。
まず低域楽音変換手段２の動作について説明する。デー
タメモリ部１にはこの電子楽器が扱う全オクターブのう
ち、特定の１オクターブ分即ち１２の半音のデータしか
記入していない、このサンプル値データと選択された音
のピンチに応じて、ある読み出しサンプル時間Ｔの２ｆ
ｉ倍（ｎ ＝０＋Ｌ２＋・・・・・・）で読み出す、こ
れによって上記オクターブよりｎオクターブ低い信号が
得られる。これを第２図に示す、（イ）は読み出しサン
プル時間Ｔでサンプル値データを読み出した場合、（１
１）はこれを２”Ｔで読み出した場合である。これを補
間処理部３にて零値補間をすることで補間処理前のサン
プル時間２′ＩＴをもとのサンプル時間Ｔと同じにする
。即ち２”Ｔで読み出したサンプル値データ間にｎ個の
零値を補間する。ｎ＝１の時の例を第２図（ハ）に示す
、これに第１のデジタルフィルタ４でローパスフィルタ
演算を施したのが、第２図（ニ）である。
タメモリ部１にはこの電子楽器が扱う全オクターブのう
ち、特定の１オクターブ分即ち１２の半音のデータしか
記入していない、このサンプル値データと選択された音
のピンチに応じて、ある読み出しサンプル時間Ｔの２ｆ
ｉ倍（ｎ ＝０＋Ｌ２＋・・・・・・）で読み出す、こ
れによって上記オクターブよりｎオクターブ低い信号が
得られる。これを第２図に示す、（イ）は読み出しサン
プル時間Ｔでサンプル値データを読み出した場合、（１
１）はこれを２”Ｔで読み出した場合である。これを補
間処理部３にて零値補間をすることで補間処理前のサン
プル時間２′ＩＴをもとのサンプル時間Ｔと同じにする
。即ち２”Ｔで読み出したサンプル値データ間にｎ個の
零値を補間する。ｎ＝１の時の例を第２図（ハ）に示す
、これに第１のデジタルフィルタ４でローパスフィルタ
演算を施したのが、第２図（ニ）である。
これをスペクトル領域で表したのが第３図である。（イ
）は第２図（イ）の波形のスペクトルを表すものとする
と、第２図（０）の波形のスペクトルは第３図（ｔｙ）
に示すようになる。これに零値補間を行った時に、スペ
クトルが変化しないのはよく知られているところである
。よって、第２図（Ｅｌ）の波形のスペクトルは第３図
（八）のようになる。
）は第２図（イ）の波形のスペクトルを表すものとする
と、第２図（０）の波形のスペクトルは第３図（ｔｙ）
に示すようになる。これに零値補間を行った時に、スペ
クトルが変化しないのはよく知られているところである
。よって、第２図（Ｅｌ）の波形のスペクトルは第３図
（八）のようになる。
一般にＤ／Ａコンバータの出力にアナログのローパスフ
ィルタを設けるが、今、第１図のＤ／Ａコンバータ１３
の出力に周波数Ｗをカットオフの周波数とするローパス
フィルタ１４が設けられているので、第３図（イ）では
Ｗ以上は不要な成分であり、これを、上記アナログのロ
ーパスフィルタ１４でカットする。ところが、第３図（
ハ）では不要な帯域−／２〜Ｗを上記アナログのローパ
スフィルタ１４でカットできない。そこで第１のデジタ
ルフィルタ４で−７２以上の周波数を除くフィルタ演算
を第２図（八）の波形に対して施したものが第２図（ニ
）であり、この時のスペクトルは第３図（ニ）に示すよ
うになる。
ィルタを設けるが、今、第１図のＤ／Ａコンバータ１３
の出力に周波数Ｗをカットオフの周波数とするローパス
フィルタ１４が設けられているので、第３図（イ）では
Ｗ以上は不要な成分であり、これを、上記アナログのロ
ーパスフィルタ１４でカットする。ところが、第３図（
ハ）では不要な帯域−／２〜Ｗを上記アナログのローパ
スフィルタ１４でカットできない。そこで第１のデジタ
ルフィルタ４で−７２以上の周波数を除くフィルタ演算
を第２図（八）の波形に対して施したものが第２図（ニ
）であり、この時のスペクトルは第３図（ニ）に示すよ
うになる。
次に高域楽音変換手段５の動作について説明する。デジ
タルメモリ部１からある特定の読み出しサンプル時間Ｔ
で読み出した時の波形を第４図（イ）、この時のスペク
トルを第５図（イ）とすると、これを１／２”Ｔ （ｎ
＝１．２．３−”）で読み出した第４図（０）の波形
は同図（イ）即ち上記デジタルメモリ部１から読み出し
サンプル時間Ｔで読み出した時の１オクターブよりｎオ
クターブ高い信号を得ることができる。しかしながら第
４図（ロ）からｎ個間引いて前記サンプル時間Ｔ／２’
をＴに戻すことはこのままではできない。
タルメモリ部１からある特定の読み出しサンプル時間Ｔ
で読み出した時の波形を第４図（イ）、この時のスペク
トルを第５図（イ）とすると、これを１／２”Ｔ （ｎ
＝１．２．３−”）で読み出した第４図（０）の波形
は同図（イ）即ち上記デジタルメモリ部１から読み出し
サンプル時間Ｔで読み出した時の１オクターブよりｎオ
クターブ高い信号を得ることができる。しかしながら第
４図（ロ）からｎ個間引いて前記サンプル時間Ｔ／２’
をＴに戻すことはこのままではできない。
例として第４図（八）にｎ＝１の場合を示すと、このと
きのスペクトルに２π八だけ元のスペクトルをずらした
ものを元のスペクトルと加算した値となり、第４図（ハ
）の波形のスペクトルは第５図（Ｅｌ）のようになり、
折り返し誤差によってもとのスペクトル成分が完全に破
壊されることとなる。
きのスペクトルに２π八だけ元のスペクトルをずらした
ものを元のスペクトルと加算した値となり、第４図（ハ
）の波形のスペクトルは第５図（Ｅｌ）のようになり、
折り返し誤差によってもとのスペクトル成分が完全に破
壊されることとなる。
そこで第２のデジタルフィルタ６によって第４図（イ）
の波形に対して低域通過フィルタ演算を施したのが第４
図（ニ）であり、このスペクトルが第５図（ハ）である
。この信号１波長分を、ＲＡＭ ７に一度記憶し、Ｔ／
２”なるサンプル時間で読み出してからｎ個間引きした
のが第４図（ネ）の波形で、この波形のスペクトルが第
５図（ニ）である。周波数Ｗをカットオフ周波数とする
アナログのローパスフィルタ１４がＤ／Ａコンバータ１
３の出力にあるので、Ｗ以上の周波数成分は不要である
。データメモリ部１から読み出しサンプル時間Ｔで読み
出した音よりｎオクターブ高い周波数が必要であれば、
第５図（ハ）のように１１／２”なる周波数以上の周波
数をフィルタ演算でカントし、Ｔ／２’なる読み出しサ
ンプル時間で読み出してｎ個を間引きすると、第４図（
０）の波形のスペクトルのうちＷまでの周波数成分は保
存され、このときのスペクトルが第 １５図
（＝）のようになる。上記ｎ個の間引きを行うのが、間
引き処理部８であり、これによってサンプル時間Ｔは一
定となる。
の波形に対して低域通過フィルタ演算を施したのが第４
図（ニ）であり、このスペクトルが第５図（ハ）である
。この信号１波長分を、ＲＡＭ ７に一度記憶し、Ｔ／
２”なるサンプル時間で読み出してからｎ個間引きした
のが第４図（ネ）の波形で、この波形のスペクトルが第
５図（ニ）である。周波数Ｗをカットオフ周波数とする
アナログのローパスフィルタ１４がＤ／Ａコンバータ１
３の出力にあるので、Ｗ以上の周波数成分は不要である
。データメモリ部１から読み出しサンプル時間Ｔで読み
出した音よりｎオクターブ高い周波数が必要であれば、
第５図（ハ）のように１１／２”なる周波数以上の周波
数をフィルタ演算でカントし、Ｔ／２’なる読み出しサ
ンプル時間で読み出してｎ個を間引きすると、第４図（
０）の波形のスペクトルのうちＷまでの周波数成分は保
存され、このときのスペクトルが第 １５図
（＝）のようになる。上記ｎ個の間引きを行うのが、間
引き処理部８であり、これによってサンプル時間Ｔは一
定となる。
以上に述べた所の処理によって第１及び第２のデジタル
フィルタ４及び６ならびに時変デジタルフィルタ９の入
出力のサンプル時間Ｔは一定のままで、１オクターブの
１２半音分の各々１波長分程度のサンプル値データから
、より広い周波数範囲のピッチの波形を、必要な周波数
成分を破壊することなく得ることができる。上述のよう
に、サンプル時間Ｔが一定なので、第１及び第２のデジ
タルフィルタ４及び６ならびに時変デジタルフィルタ９
は１個のデジタル・シグナル・プロセッサを用いて時分
割多重化処理することが可能であり、また、複数音を同
時に発生する電子楽器において（ポリフォニック）にお
いても、そのピッチによってデジタルフィルタに入力す
る際のサンプル時間Ｔが変化しないので、該当複数音も
時分割多重化によって処理することが可能となる。
フィルタ４及び６ならびに時変デジタルフィルタ９の入
出力のサンプル時間Ｔは一定のままで、１オクターブの
１２半音分の各々１波長分程度のサンプル値データから
、より広い周波数範囲のピッチの波形を、必要な周波数
成分を破壊することなく得ることができる。上述のよう
に、サンプル時間Ｔが一定なので、第１及び第２のデジ
タルフィルタ４及び６ならびに時変デジタルフィルタ９
は１個のデジタル・シグナル・プロセッサを用いて時分
割多重化処理することが可能であり、また、複数音を同
時に発生する電子楽器において（ポリフォニック）にお
いても、そのピッチによってデジタルフィルタに入力す
る際のサンプル時間Ｔが変化しないので、該当複数音も
時分割多重化によって処理することが可能となる。
時変デジタルフィルタ９はアナログ減算方式の電子楽器
に見られる電圧制御フィルタ（Ｖ、Ｃ，Ｆ）を置き換え
たものである。データメモリ部１に記憶した１周期、あ
るいはＲＡＭ ７に記憶した１周期を繰り返しループ状
に読み出し、時変デジタルフィルタ９により倍音成分の
時間的制御を行うことによってもとの自然楽器音のスペ
クトルの時間的変化を近似するものである。もし、これ
らの処理をアナログで行おうとすれば、この時変フィル
タ９を電圧制御フィルタでおきかえることとなり、複数
音を同時に発生させようとする場合、時分割多重化は不
可能なので、複数個の電圧制御フィルタが必要となる上
に、歪み率やＳ／Ｎ比の劣化は避けられない。
に見られる電圧制御フィルタ（Ｖ、Ｃ，Ｆ）を置き換え
たものである。データメモリ部１に記憶した１周期、あ
るいはＲＡＭ ７に記憶した１周期を繰り返しループ状
に読み出し、時変デジタルフィルタ９により倍音成分の
時間的制御を行うことによってもとの自然楽器音のスペ
クトルの時間的変化を近似するものである。もし、これ
らの処理をアナログで行おうとすれば、この時変フィル
タ９を電圧制御フィルタでおきかえることとなり、複数
音を同時に発生させようとする場合、時分割多重化は不
可能なので、複数個の電圧制御フィルタが必要となる上
に、歪み率やＳ／Ｎ比の劣化は避けられない。
Ｄ／Ａコンバータ１３も、サンプル時間Ｔが一定なので
複数音の時分割多重化処理をするためにバッファを複数
個用意するだけで、上記多重化処理が可能となる。
複数音の時分割多重化処理をするためにバッファを複数
個用意するだけで、上記多重化処理が可能となる。
上述のように本構成により、ハードウェアをより少なく
かつ簡単なものとすることができる。また、わずか１２
半音分を各１波長だけ記憶しておけばよいのでメモリ量
を節約できる。さらに全サンプル時間Ｔの信号処理をデ
ジタルで行うため、処理に伴う信号の劣化がなく、高次
の倍音成分を再現しようとする場合、ｎ次まで必要とす
ればサンプリング定理からその２倍の２ｎ個のサンプル
値を１波長のデータのみ持てば良いことになる。これは
さしたる困難もなく行えるので高次の倍音まで正確に表
現でき、また、必要な帯域内においては、上記倍音成分
に対し折り返し誤差等の不用雑音等を与える心配もない
ので、音色の正確な再現が可能である。
かつ簡単なものとすることができる。また、わずか１２
半音分を各１波長だけ記憶しておけばよいのでメモリ量
を節約できる。さらに全サンプル時間Ｔの信号処理をデ
ジタルで行うため、処理に伴う信号の劣化がなく、高次
の倍音成分を再現しようとする場合、ｎ次まで必要とす
ればサンプリング定理からその２倍の２ｎ個のサンプル
値を１波長のデータのみ持てば良いことになる。これは
さしたる困難もなく行えるので高次の倍音まで正確に表
現でき、また、必要な帯域内においては、上記倍音成分
に対し折り返し誤差等の不用雑音等を与える心配もない
ので、音色の正確な再現が可能である。
第１図は本発明の電子楽器の回路ブロック図、第２図＜
４＞ （０） （ｎ） （：）は低域楽音変換の波形図
、第３図（イ） （Ｄ） （ハ）（ニ）は第２図の場合
のスペクトル図、第４図（イ） （ＴＩ） （八） （
：） （＊）は高域楽音変換の波形図、第５図＜４＞
（ＩＩ） （ハ）（ニ）は第４図の場合のスペクトル図
である。 ■・・・・・・データメモリ部、２・・・・・・低域楽
音処理手段、３・・・・・・補間処理部、４・・・・・
・第１のデジタルフィルタ、５・・・・・・高域楽音処
理手段、６・・・・・・第２のデジタルフィルタ、７・
・・・・・ＲＡＭ 、８・・・・・・間引き処理部、９
・・・・・・時変デジタルフィルタ、１０・旧・・係数
付与手段、１１・・・・・・係数制御部、１２・・・・
・・係数メモリ。 箋Ｚ図 Ｇ） ０口２ 仁ノ 答−１１目
４＞ （０） （ｎ） （：）は低域楽音変換の波形図
、第３図（イ） （Ｄ） （ハ）（ニ）は第２図の場合
のスペクトル図、第４図（イ） （ＴＩ） （八） （
：） （＊）は高域楽音変換の波形図、第５図＜４＞
（ＩＩ） （ハ）（ニ）は第４図の場合のスペクトル図
である。 ■・・・・・・データメモリ部、２・・・・・・低域楽
音処理手段、３・・・・・・補間処理部、４・・・・・
・第１のデジタルフィルタ、５・・・・・・高域楽音処
理手段、６・・・・・・第２のデジタルフィルタ、７・
・・・・・ＲＡＭ 、８・・・・・・間引き処理部、９
・・・・・・時変デジタルフィルタ、１０・旧・・係数
付与手段、１１・・・・・・係数制御部、１２・・・・
・・係数メモリ。 箋Ｚ図 Ｇ） ０口２ 仁ノ 答−１１目
Claims (4)
- （１）自然楽器音を記録した記憶装置を設けた電子楽器
において、特定の１オクターブ内の１２の半音に相当す
る楽音波形データを記憶するデータメモリ部と、このデ
ータメモリ部の楽音波形データを前記特定のオクターブ
より低い周波数の低域オクターブ内の波形に変換する低
域楽音変換手段と、前記データメモリ部の楽音波形デー
タを前記特定のオクターブより高い周波数の高域オクタ
ーブ内の波形に変換する高域楽音変換手段と、前記デー
タメモリ部の楽音波形データまたは前記低域もしくは高
域オクターブ内に変換された楽音波形データを繰り返し
ループ状に読み出してフィルタ演算を行う時変デジタル
フィルタと、前記低域及び高域楽音変換手段と前記時変
デジタルフィルタとに係数を与える係数付与手段とを備
えてなる電子楽器。 - （２）前記低域楽音変換手段が前記楽音波形データに零
値補間を行う補間処理部と、補間処理されたデータに対
してフィルタ演算を行う第１のデジタルフィルタとを具
備した特許請求の範囲第１項記載の電子楽器。 - （３）前記高域楽音変換手段が前記楽音波形データにフ
ィルタ演算を行う第２のデジタルフィルタと、このフィ
ルタ演算された楽音波形データを記憶するＲＡＭと、こ
のＲＡＭから読み出した楽音波形データに間引処理を行
う間引処理部とを具備した特許請求の範囲第１項記載の
電子楽器。 - （４）前記係数付与手段が前記低域及び高域楽音変換手
段ならびに前記時変デジタルフィルタに係数を付与する
係数制御１部と、この係数制御部が係数を計算するため
のデータまたは係数を記憶しておく係数メモリとを具備
した特許請求の範囲第１項記載の電子楽器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60130521A JPS61286899A (ja) | 1985-06-14 | 1985-06-14 | 電子楽器 |
| US06/844,089 US4829463A (en) | 1985-03-27 | 1986-03-26 | Programmed time-changing coefficient digital filter |
| DE86104258T DE3688600T2 (de) | 1985-03-27 | 1986-03-27 | Musikinstrument mit digitalem Filter mit programmierten variablen Koeffizienten. |
| EP86104258A EP0198293B1 (en) | 1985-03-27 | 1986-03-27 | A musical instrument with a programmed time-changing coefficient digital filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60130521A JPS61286899A (ja) | 1985-06-14 | 1985-06-14 | 電子楽器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61286899A true JPS61286899A (ja) | 1986-12-17 |
Family
ID=15036284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60130521A Pending JPS61286899A (ja) | 1985-03-27 | 1985-06-14 | 電子楽器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61286899A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63168695A (ja) * | 1986-12-30 | 1988-07-12 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号発生装置 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS56117291A (en) * | 1980-02-20 | 1981-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Electronec musical instrument |
| JPS5814191A (ja) * | 1981-07-17 | 1983-01-26 | ヤマハ株式会社 | 変調効果装置 |
| JPS5898793A (ja) * | 1981-12-08 | 1983-06-11 | パイオニア株式会社 | 音声合成装置 |
| JPS59162594A (ja) * | 1983-03-07 | 1984-09-13 | 松下電器産業株式会社 | 楽音合成装置 |
| JPS6095599A (ja) * | 1983-10-31 | 1985-05-28 | ソニー株式会社 | 時間軸圧縮伸張装置 |
-
1985
- 1985-06-14 JP JP60130521A patent/JPS61286899A/ja active Pending
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| JPH0754432B2 (ja) * | 1986-12-30 | 1995-06-07 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号発生装置 |
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