JPS61251303A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JPS61251303A JPS61251303A JP9280985A JP9280985A JPS61251303A JP S61251303 A JPS61251303 A JP S61251303A JP 9280985 A JP9280985 A JP 9280985A JP 9280985 A JP9280985 A JP 9280985A JP S61251303 A JPS61251303 A JP S61251303A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は演算増幅器を用いた増幅回路に関する。
本発明は、演算増幅器の出力端子及び反転入力端子間に
第１の抵抗器を接続し、反転入力端子及び接地間に、第
２の抵抗器及び直流電源を接続して成り、第２の抵抗器
の抵抗値及び直流電源の電圧を連動して可変することに
より、出力電圧−入力端子特性の利得及びオフセット電
圧を連動して可変することができるようにしたものであ
る。
第１の抵抗器を接続し、反転入力端子及び接地間に、第
２の抵抗器及び直流電源を接続して成り、第２の抵抗器
の抵抗値及び直流電源の電圧を連動して可変することに
より、出力電圧−入力端子特性の利得及びオフセット電
圧を連動して可変することができるようにしたものであ
る。
特になし。
本発明は出力電圧−入力端子特性の利得及びオフセット
電圧を連動して可変することのできる増幅回路を提案し
ようとするものである。
電圧を連動して可変することのできる増幅回路を提案し
ようとするものである。
本発明による増幅回路は、演算増幅器（１）の出力端子
及び反転入力端子間に第１の抵抗器（２）を接続し、反
転入力端子及び接地間に、第２の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４及び
直流電源Ｅ１〜Ｅ４を接続して成り、第２の抵抗器Ｒ１
〜Ｒ４の抵抗値及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の電圧を連動し
て可変するようにして成るものである。
及び反転入力端子間に第１の抵抗器（２）を接続し、反
転入力端子及び接地間に、第２の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４及び
直流電源Ｅ１〜Ｅ４を接続して成り、第２の抵抗器Ｒ１
〜Ｒ４の抵抗値及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の電圧を連動し
て可変するようにして成るものである。
第２の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４を連動
して可変することにより、出力電圧−人力電圧特性の利
得及びオフセット−圧を連動して可変することができる
。
して可変することにより、出力電圧−人力電圧特性の利
得及びオフセット−圧を連動して可変することができる
。
以下に第１図を参照して、本発明の一実施例を説明する
。（１）は演算増幅器を示し、その出力端子及び反転入
力端子間に第１の抵抗器（−２）が接続される。その反
転入力端子及び接地間に、オンオフスイッチ８１〜Ｓ４
、第２の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の各
直列回路を並列 −接続する。
。（１）は演算増幅器を示し、その出力端子及び反転入
力端子間に第１の抵抗器（−２）が接続される。その反
転入力端子及び接地間に、オンオフスイッチ８１〜Ｓ４
、第２の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の各
直列回路を並列 −接続する。
そして、スイッチ８１〜Ｓ４の一つを選択的にオンにす
ることにより、抵抗器の抵抗値及び直流電源の電圧によ
って、演算増幅ａ （１）の出力端子の出力電圧及び非
反転入力端子の入力端子の間の特性の利得及びオフセッ
ト電圧を連動して切換える（可変する）。
ることにより、抵抗器の抵抗値及び直流電源の電圧によ
って、演算増幅ａ （１）の出力端子の出力電圧及び非
反転入力端子の入力端子の間の特性の利得及びオフセッ
ト電圧を連動して切換える（可変する）。
第２図に直線ａ、ｂとして、例えばスイッチ５１８２を
オンにした場合の、出力電圧−入力端子特性を示す、抵
抗器（２）の抵抗値をＲｏ、抵抗器ＲＬ、Ｒ２の抵抗値
をＲｔ ＋ Ｒ２、直流電源ＥＩＥ２の電圧をＶα、Ｖ
βとすると、直線ａ、ｂの（ＩＮ斜、即ち利得は夫々、 Ｒ１＋ＲＯＲ２＋ＲＯ Ｒ１’ Ｒ２ となり、縦軸（出力電圧）との交点の値（オフセント電
圧）は夫々、 となる。
オンにした場合の、出力電圧−入力端子特性を示す、抵
抗器（２）の抵抗値をＲｏ、抵抗器ＲＬ、Ｒ２の抵抗値
をＲｔ ＋ Ｒ２、直流電源ＥＩＥ２の電圧をＶα、Ｖ
βとすると、直線ａ、ｂの（ＩＮ斜、即ち利得は夫々、 Ｒ１＋ＲＯＲ２＋ＲＯ Ｒ１’ Ｒ２ となり、縦軸（出力電圧）との交点の値（オフセント電
圧）は夫々、 となる。
尚、抵抗器Ｒ１〜Ｒ４をＦＥＴ等の一個の可変抵抗素子
にて構成し、電源Ｅ１〜Ｅ４を一個の可変電源にて構成
することができ、このときはスイッチＳ１”Ｓ４を使用
しない。
にて構成し、電源Ｅ１〜Ｅ４を一個の可変電源にて構成
することができ、このときはスイッチＳ１”Ｓ４を使用
しない。
次に、第３図を参照して、本発明の他の実施例を説明す
る０本実施例では、２ｍの演算増幅器（ＩＡ） 、
（ＩＢ）を用い、その各出力端子及び反転入力端子間に
夫々第１の抵抗器（２Ａ） 、 （２Ｂ）を接続する
。そして、例えば前段の演算増幅器（ＩＡ）の反転入力
端子及び接地間にオンオフスイッチＳ １工〜Ｓ１４及
び第２の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４の各直列回路を接続し、後段
の演算増幅器（ＩＢ）の反転入力端子及び接地間にオン
オフスイッチＳｚ１〜ｓ２４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の
各直列回路を接続する。スイッチＳ ｌ’１〜３１４は
夫々スイッチＳｉｔ〜３２４と連動して選択的にオンと
なる。尚□、第３図の実施例は、第１図の実施例に比べ
て構成糸多少複雑になるが、動作は同じである。
る０本実施例では、２ｍの演算増幅器（ＩＡ） 、
（ＩＢ）を用い、その各出力端子及び反転入力端子間に
夫々第１の抵抗器（２Ａ） 、 （２Ｂ）を接続する
。そして、例えば前段の演算増幅器（ＩＡ）の反転入力
端子及び接地間にオンオフスイッチＳ １工〜Ｓ１４及
び第２の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４の各直列回路を接続し、後段
の演算増幅器（ＩＢ）の反転入力端子及び接地間にオン
オフスイッチＳｚ１〜ｓ２４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の
各直列回路を接続する。スイッチＳ ｌ’１〜３１４は
夫々スイッチＳｉｔ〜３２４と連動して選択的にオンと
なる。尚□、第３図の実施例は、第１図の実施例に比べ
て構成糸多少複雑になるが、動作は同じである。
以下に第４図を参照して、本発明の一応用例を説明する
。第４図は電子同調式ＦＭラジオ受信機を示し、アンテ
ナ（１）よりの高周波受信信号は、高周波増幅回路ＲＡ
に供給される。この高周波増幅回路ＲＡは高周波増幅′
ａ（３）と、その前段及び後段に設けられた高周波同調
回路（２）、 （４）とから構成されている。高周波
同１１１ｉｌ路（２）。
。第４図は電子同調式ＦＭラジオ受信機を示し、アンテ
ナ（１）よりの高周波受信信号は、高周波増幅回路ＲＡ
に供給される。この高周波増幅回路ＲＡは高周波増幅′
ａ（３）と、その前段及び後段に設けられた高周波同調
回路（２）、 （４）とから構成されている。高周波
同１１１ｉｌ路（２）。
（４）は夫々例えば複同調回路にて構成され、電磁結合
されたコイルＬＬ、Ｌ２と、これに夫々並列接続された
コンデンサＣ及び一対め電圧制御型可変容ｉ索子（バラ
クタダイオード）ＶＣの直列回路とから構成されている
。高周波増幅回路ＲＡの出力は、周波数変換回路（５）
を構成する混合回８（６）に供給され、これより得られ
た中間周波信号は中間周波増幅回路（８）を介して周波
数検波回路（９）に供給され、出力端子（１０）に検波
出力が得られる。（１）は周波数変換回路（５）を構成
する局部発振器で卆っで、コイルＬと、これに並列接続
されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量索子
（バラクタダイオード）ＶＣの直列回路とから成る共□
振回路（７Ａ）を備えている。
されたコイルＬＬ、Ｌ２と、これに夫々並列接続された
コンデンサＣ及び一対め電圧制御型可変容ｉ索子（バラ
クタダイオード）ＶＣの直列回路とから構成されている
。高周波増幅回路ＲＡの出力は、周波数変換回路（５）
を構成する混合回８（６）に供給され、これより得られ
た中間周波信号は中間周波増幅回路（８）を介して周波
数検波回路（９）に供給され、出力端子（１０）に検波
出力が得られる。（１）は周波数変換回路（５）を構成
する局部発振器で卆っで、コイルＬと、これに並列接続
されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量索子
（バラクタダイオード）ＶＣの直列回路とから成る共□
振回路（７Ａ）を備えている。
（１１）は第１の同調制御電圧発生回路としてのＰＬＬ
であって、基準発振器（１２）、位相比較器（１３）、
プログラマブル分周器（１４）、ローパスフィルタ（１
５）を有している６局部発振器（ηよりの局部発振信号
が分局器（１４）に供給され１／Ｎにて分周され、この
分周出力と基準発振器（１２）よりの基準発振信号とが
位相比較器（１３）に供給されて位相比較され、その比
較出力がローパスフィルタ（１５）に供給される。この
ローパスフィルタ（１５）より得られた同調制御電圧は
、局部発振器（７）の共振回路（７Ａ）の各電圧制御型
可変容量素子ＶＣのカソードに供給される。
であって、基準発振器（１２）、位相比較器（１３）、
プログラマブル分周器（１４）、ローパスフィルタ（１
５）を有している６局部発振器（ηよりの局部発振信号
が分局器（１４）に供給され１／Ｎにて分周され、この
分周出力と基準発振器（１２）よりの基準発振信号とが
位相比較器（１３）に供給されて位相比較され、その比
較出力がローパスフィルタ（１５）に供給される。この
ローパスフィルタ（１５）より得られた同調制御電圧は
、局部発振器（７）の共振回路（７Ａ）の各電圧制御型
可変容量素子ＶＣのカソードに供給される。
（２５）は同調制御電圧発生回路であり、以−ドにこれ
について説明する。 ＰＬＬ （１１）よりの第１の同
調制御電圧が、バッファ増幅器（１７）を介して抵抗器
（１８）及び（１９）の直列回路の両端に印加される。
について説明する。 ＰＬＬ （１１）よりの第１の同
調制御電圧が、バッファ増幅器（１７）を介して抵抗器
（１８）及び（１９）の直列回路の両端に印加される。
抵抗器（１Ｂ） 、 （１９）の接続中点より得られ
た電圧が、演算増幅器（１６）の非反転入力端子に供給
される。演算増幅器（１６）の出力端子及び反転入力端
子間に抵抗器（２０）が接続されている。
た電圧が、演算増幅器（１６）の非反転入力端子に供給
される。演算増幅器（１６）の出力端子及び反転入力端
子間に抵抗器（２０）が接続されている。
周波数検波回路（９）の検波出力、即ちオーディオ信号
が演算増幅器（２１）の非反転入力端子に供給される。
が演算増幅器（２１）の非反転入力端子に供給される。
演算増幅器（２１）の出力端子及び反転入力端子間には
抵抗器（２２）が接続される。そして、演算増幅器（２
１）の出力端子が抵抗器（２３）を通じて演算増幅器（
１６）の反転入力端子に接続される。バッファ増幅１Ｂ
（１７）の出力はウィンドコンパレータ（２４）に供給
されて例えば５個の基準電圧と比較され、その５個の基
準電圧の間のいずれの領域に入っているかによって、４
種類の比較出力を発生する。演算増幅器（２１）の反転
入力端子は、夫々オンオフスイッチ８１〜３４％抵抗器
Ｒ１〜Ｒ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の直列回路を夫々通
じて接地される。
抵抗器（２２）が接続される。そして、演算増幅器（２
１）の出力端子が抵抗器（２３）を通じて演算増幅器（
１６）の反転入力端子に接続される。バッファ増幅１Ｂ
（１７）の出力はウィンドコンパレータ（２４）に供給
されて例えば５個の基準電圧と比較され、その５個の基
準電圧の間のいずれの領域に入っているかによって、４
種類の比較出力を発生する。演算増幅器（２１）の反転
入力端子は、夫々オンオフスイッチ８１〜３４％抵抗器
Ｒ１〜Ｒ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の直列回路を夫々通
じて接地される。
そして、演算増幅ａ（１Ｂ）よりの同調制御電圧が高周
波増幅回路ＲＡの各高周波同調回路（２）。
波増幅回路ＲＡの各高周波同調回路（２）。
（４）の各電圧制御型可変容量素子ＶＣのカソードに供
給される。
給される。
次に、この電子同調式ＦＭラジオ受信機の動作を説明す
る。 ＰＬＬ （１１）のプログラマブル分周器（１４
）の分周比を可変することにより、選局を行うことがで
きる。即ち、プログラマブル分周器（１４）の分周比が
変化することによって、局部発振器（７）の局部発掘周
波数が変化すると共に、高周波増幅回路ＲＡの各高周波
同調回路（２）。
る。 ＰＬＬ （１１）のプログラマブル分周器（１４
）の分周比を可変することにより、選局を行うことがで
きる。即ち、プログラマブル分周器（１４）の分周比が
変化することによって、局部発振器（７）の局部発掘周
波数が変化すると共に、高周波増幅回路ＲＡの各高周波
同調回路（２）。
（４）の帯域通過中心周波数が選局周波数、即ち高周波
受信信号の搬送波周波数に略一致するようにトラッキン
グがとられる。
受信信号の搬送波周波数に略一致するようにトラッキン
グがとられる。
ところで、電圧制御型可変容量素子（バラクタダイオー
ド）の容量及び制御電圧の関係は非直線で、これを用い
た同調回路の場合、同調周波数が高くなるにつれて、同
一周波数偏位を得るための制御電圧偏位は大となる。即
ち、制御電圧は同調周波数の２〜３乗に比例する。そこ
で、この点を考慮して、演算増幅器（２１）の利得を、
次のように折れ線近似によって変更する。即ち、バッフ
ァ増幅器（１７）よりの同調制御電圧をウィンドコンパ
レータ（２０）に供給して、例えば５個の基準電圧Ｖａ
、Ｖｂ＋ Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ （但しＶａ ＜Ｖｂ＜
Ｖｃ＜Ｖｄ＜Ｖｅ）と比較する。そして、同調制御電圧
がこれら基準電圧Ｖａ〜Ｖｅの間の４つの領域のいずれ
にあるかによって、スイッチ８１〜Ｓ４を選択的にオン
にして、演算増幅器（２１）の利得を抵抗器Ｒ１〜Ｒ４
の抵抗値の如何によって変更し、これによって検波回路
（９）の検波出力電圧を補正して、同調回路（２）、
（４）の同調周波数と制御電圧との関係を、上述の特
性に合わせるようにする。
ド）の容量及び制御電圧の関係は非直線で、これを用い
た同調回路の場合、同調周波数が高くなるにつれて、同
一周波数偏位を得るための制御電圧偏位は大となる。即
ち、制御電圧は同調周波数の２〜３乗に比例する。そこ
で、この点を考慮して、演算増幅器（２１）の利得を、
次のように折れ線近似によって変更する。即ち、バッフ
ァ増幅器（１７）よりの同調制御電圧をウィンドコンパ
レータ（２０）に供給して、例えば５個の基準電圧Ｖａ
、Ｖｂ＋ Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ （但しＶａ ＜Ｖｂ＜
Ｖｃ＜Ｖｄ＜Ｖｅ）と比較する。そして、同調制御電圧
がこれら基準電圧Ｖａ〜Ｖｅの間の４つの領域のいずれ
にあるかによって、スイッチ８１〜Ｓ４を選択的にオン
にして、演算増幅器（２１）の利得を抵抗器Ｒ１〜Ｒ４
の抵抗値の如何によって変更し、これによって検波回路
（９）の検波出力電圧を補正して、同調回路（２）、
（４）の同調周波数と制御電圧との関係を、上述の特
性に合わせるようにする。
更に、受信周波数帯域（例えば７６Ｍ）Ｉｚ〜９０ＭＨ
ｚ ）内に於いて、高周波同調回路（２）、 （４）
の通過帯域中心周波数（同調周波数）が選局周波数（高
周波受信搬送波周波数）に略一致するように、バッファ
増幅器（１７）よりの同調制御電圧を、その電圧に応じ
て直流電源Ｅ１〜Ｅ４を切換えて、演算増幅器（２１）
のオフセット電圧を変更することによって、補正する。
ｚ ）内に於いて、高周波同調回路（２）、 （４）
の通過帯域中心周波数（同調周波数）が選局周波数（高
周波受信搬送波周波数）に略一致するように、バッファ
増幅器（１７）よりの同調制御電圧を、その電圧に応じ
て直流電源Ｅ１〜Ｅ４を切換えて、演算増幅器（２１）
のオフセット電圧を変更することによって、補正する。
尚、演算増幅器（２１）の非反転入力端子に供給される
周波数検波出力電圧をＶ４、演算増幅器（２１）の出力
電圧をＶｌ、バッファ増幅器（１７）の出力電圧をＶｌ
、演算増幅器（１６）の出力電圧をｖ２とする。そして
、ｖ３＝０のとき、ｖ２；ｖｌとなるように、演算増幅
器（１６）の利得を制御する。
周波数検波出力電圧をＶ４、演算増幅器（２１）の出力
電圧をＶｌ、バッファ増幅器（１７）の出力電圧をＶｌ
、演算増幅器（１６）の出力電圧をｖ２とする。そして
、ｖ３＝０のとき、ｖ２；ｖｌとなるように、演算増幅
器（１６）の利得を制御する。
そして、ＰＬＬ（１１）よりの同調制御電圧を直接各面
周波同調回路（２）、 （４）の各電圧制御型可変容
量素子ＶＣに供給した場合に於ける、トラッキングエラ
ーの周波数特性が第７図の破線に示す如く、例えば下に
凸の特性を有するものとすると、各同調回路（２）、
（４）の各電圧制御型可変容量素子ＶＣに供給する制
御電圧は、これの逆特性のものであればよいことになる
。そこで、高周波受信周波数範囲を周波数ｆ、−ｒｅＯ
間とし、その間を４等分して両端を含めた基準周波数「
ａ、ｆｂ＋ ｆＣ＋ ｆｄ＊ ｆｅを設定し、そ
の各領域における略平均の制御電圧Ｖα、■β、Ｖγ。
周波同調回路（２）、 （４）の各電圧制御型可変容
量素子ＶＣに供給した場合に於ける、トラッキングエラ
ーの周波数特性が第７図の破線に示す如く、例えば下に
凸の特性を有するものとすると、各同調回路（２）、
（４）の各電圧制御型可変容量素子ＶＣに供給する制
御電圧は、これの逆特性のものであればよいことになる
。そこで、高周波受信周波数範囲を周波数ｆ、−ｒｅＯ
間とし、その間を４等分して両端を含めた基準周波数「
ａ、ｆｂ＋ ｆＣ＋ ｆｄ＊ ｆｅを設定し、そ
の各領域における略平均の制御電圧Ｖα、■β、Ｖγ。
Ｖδを上述の直流電源Ｅ１〜Ｅ４で得る。即ち、第７図
に実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器（
２１）の出力側の電圧ｖ３となる。
に実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器（
２１）の出力側の電圧ｖ３となる。
又、抵抗器Ｒ１〜Ｒ４によって演算増幅器（２１）の利
得を上述の各周波数ｆａ−ｗ［ｅ間の各領域においζ異
ならしめて、同調回路（２）、 （４）の各電圧制御
型可変容量素子ＶＣに供給する制御電圧の勾配を異なら
しめ、第８図に示すごとき周波数特性の同調制御電圧ｖ
２を演算増幅器（１６）の出力端子に得て、各同調回路
（２）、 （４）の各電圧制御型可変容量素子ＶＣの
各カソードに供給する。
得を上述の各周波数ｆａ−ｗ［ｅ間の各領域においζ異
ならしめて、同調回路（２）、 （４）の各電圧制御
型可変容量素子ＶＣに供給する制御電圧の勾配を異なら
しめ、第８図に示すごとき周波数特性の同調制御電圧ｖ
２を演算増幅器（１６）の出力端子に得て、各同調回路
（２）、 （４）の各電圧制御型可変容量素子ＶＣの
各カソードに供給する。
尚、各スイッチを省略し、各抵抗器の代りにＦＥＴ等の
１個の可変抵抗素子を用いると共に、各直流電源の代り
に１個の可変直流電源を用いて、演算増幅器（２１）の
利得及びオフセットを夫々連続可変するようにすること
もできる。
１個の可変抵抗素子を用いると共に、各直流電源の代り
に１個の可変直流電源を用いて、演算増幅器（２１）の
利得及びオフセットを夫々連続可変するようにすること
もできる。
かくして、第５図に示す如く、高周波増幅回路ＲＡに供
給される高周波受信信号の受信周波数ｆ。
給される高周波受信信号の受信周波数ｆ。
−Δｆに応じて、同調回路（２）、 （４）の通過帯
域中心周波数（同調周波数）がこの周波数ｆ。
域中心周波数（同調周波数）がこの周波数ｆ。
−Δｆと略一致するように変化する。このため第６図Ａ
に示す如く、高周波受信周波数に対する振幅特性は最大
周波数偏位を±Δｆとするとき、ｆ。
に示す如く、高周波受信周波数に対する振幅特性は最大
周波数偏位を±Δｆとするとき、ｆ。
−Δｒ及びｆＯ＋Δｆ間の範囲で略平坦となる。
又、第６図Ｂに示す如く、高周波受信信号の位相特性も
ｆｏ−Δｆ及びｆｏ＋Δｆ間の範囲で略平坦となり、こ
れにより高周波受信信号の高周波増幅回路ＲＡに於ける
歪が大幅に減少する。
ｆｏ−Δｆ及びｆｏ＋Δｆ間の範囲で略平坦となり、こ
れにより高周波受信信号の高周波増幅回路ＲＡに於ける
歪が大幅に減少する。
又、演算増幅器（２１）のオフセット電圧を、上述のよ
うにＰＬＬ（１１）よりの同調制御電圧の値に応じて変
化させるので、高周波増幅回路ＲＡの高周波同調回路（
２）、 （４）は確実にトラッキングをとることがで
きる。
うにＰＬＬ（１１）よりの同調制御電圧の値に応じて変
化させるので、高周波増幅回路ＲＡの高周波同調回路（
２）、 （４）は確実にトラッキングをとることがで
きる。
尚、第４図の応用例は、第１図の実施例を応用したもの
であるが、勿論第３図の実施例を応用することもできる
。
であるが、勿論第３図の実施例を応用することもできる
。
上述せる本発明によれば、出力電圧−入力端子特性の利
得及びオフセット電圧を連動して可変することのできる
増幅回路を得°ることができる。
得及びオフセット電圧を連動して可変することのできる
増幅回路を得°ることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
出力電圧−入力端子特性を示す特性曲線図、第３図は本
発明の他の実施例を示す回路図、第４図は本発明の一応
用例を示す回路図、第５図は高周波同一回路の周波数特
性と高周波受信信号の周波数関数を示す特性曲線図、第
６図は高周波同調回路における振幅周波数特性及び位相
周波数特性を示す特性曲線図、第７図は演算増幅器（２
１）の出力電圧の周波数特性を示す特性曲線図、第８図
は高周波同調回路の各電圧制御型可変容量素子に供給さ
れる同調制御電圧の周波数特性を示す特性曲線図である
。 （１） ｉ （ＬＡ） 、 （ＩＢ）は演算増幅
器、（２）；（２Ａ） 、 （２Ｂ）は第１の抵抗器
、Ｒ１−Ｒ４は第２の抵抗器、Ｅ１〜Ｅ４は直流電源、
８１〜Ｓ４；Ｓ１１〜ＳＬ４． ５２１〜Ｓ２４はスイ
ッチである。 Ｉｌｖ吐曲謀ｍ 第２図 第３図 特ａ命！＃ＩＬ困 第５図 特吐曲線国 第６図 情軌ｍａ１１ °１敷 第８図
出力電圧−入力端子特性を示す特性曲線図、第３図は本
発明の他の実施例を示す回路図、第４図は本発明の一応
用例を示す回路図、第５図は高周波同一回路の周波数特
性と高周波受信信号の周波数関数を示す特性曲線図、第
６図は高周波同調回路における振幅周波数特性及び位相
周波数特性を示す特性曲線図、第７図は演算増幅器（２
１）の出力電圧の周波数特性を示す特性曲線図、第８図
は高周波同調回路の各電圧制御型可変容量素子に供給さ
れる同調制御電圧の周波数特性を示す特性曲線図である
。 （１） ｉ （ＬＡ） 、 （ＩＢ）は演算増幅
器、（２）；（２Ａ） 、 （２Ｂ）は第１の抵抗器
、Ｒ１−Ｒ４は第２の抵抗器、Ｅ１〜Ｅ４は直流電源、
８１〜Ｓ４；Ｓ１１〜ＳＬ４． ５２１〜Ｓ２４はスイ
ッチである。 Ｉｌｖ吐曲謀ｍ 第２図 第３図 特ａ命！＃ＩＬ困 第５図 特吐曲線国 第６図 情軌ｍａ１１ °１敷 第８図
Claims (1)
- 演算増幅器の出力端子及び反転入力端子間に第１の抵抗
器を接続し、上記反転入力端子及び接地間に、第２の抵
抗器及び直流電源を接続して成り、上記第２の抵抗器の
抵抗値及び上記直流電源の電圧を連動して可変するよう
にして成る増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9280985A JPH061872B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9280985A JPH061872B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61251303A true JPS61251303A (ja) | 1986-11-08 |
| JPH061872B2 JPH061872B2 (ja) | 1994-01-05 |
Family
ID=14064734
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9280985A Expired - Fee Related JPH061872B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH061872B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62219703A (ja) * | 1986-03-19 | 1987-09-28 | Fuji Facom Corp | 多機能アナログモジユ−ルの出力回路 |
| JPH0390128U (ja) * | 1989-12-27 | 1991-09-13 | ||
| US5191296A (en) * | 1990-11-29 | 1993-03-02 | Elcon Instruments S.R.L. | Signal conditioning circuit |
-
1985
- 1985-04-30 JP JP9280985A patent/JPH061872B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62219703A (ja) * | 1986-03-19 | 1987-09-28 | Fuji Facom Corp | 多機能アナログモジユ−ルの出力回路 |
| JPH0528925B2 (ja) * | 1986-03-19 | 1993-04-27 | Fuji Facom Corp | |
| JPH0390128U (ja) * | 1989-12-27 | 1991-09-13 | ||
| US5191296A (en) * | 1990-11-29 | 1993-03-02 | Elcon Instruments S.R.L. | Signal conditioning circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH061872B2 (ja) | 1994-01-05 |
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Legal Events
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