JPS6122768A - Inverter device - Google Patents
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- JPS6122768A JPS6122768A JP59142654A JP14265484A JPS6122768A JP S6122768 A JPS6122768 A JP S6122768A JP 59142654 A JP59142654 A JP 59142654A JP 14265484 A JP14265484 A JP 14265484A JP S6122768 A JPS6122768 A JP S6122768A
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- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
この発明は、放電灯の点灯装置などに使用するインバー
タ装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field] The present invention relates to an inverter device used in a lighting device for a discharge lamp or the like.
第6図ないし第8図に、−万代の電圧共振型のインバー
タ装置の従来例を示す。第6図において、1はDC電源
、2は双方向性のスイ・ノチング素子、3は共振用コン
デンサ、4′は共振用の発振トランス1次巻線、5は交
流出力を取り出す2次巻線、6は負荷である。6 to 8 show conventional examples of voltage resonance type inverter devices. In Figure 6, 1 is a DC power supply, 2 is a bidirectional switching element, 3 is a resonant capacitor, 4' is the primary winding of the oscillation transformer for resonance, and 5 is the secondary winding for taking out the AC output. , 6 is the load.
第7図に各部の動作波形を示す。第6図の要素3.4’
、5.6によって共振回路が作られ、スイッチング素子
2がオン、オフ動作して、この共振回路に電源電圧Eを
供給するものである。FIG. 7 shows the operating waveforms of each part. Element 3.4' of Figure 6
, 5.6, a resonant circuit is created, and the switching element 2 is turned on and off to supply the power supply voltage E to this resonant circuit.
スイッチング素子2がオンすると、発振トランス1次巻
線4′には第7図(bl、 telに示すように、スイ
ッチング素子2に流れる電流I2と同様に直線的に増加
する電流14′が流れ、1次巻線4′に電気エネルギー
が蓄積されていく。また、共振用コンデンサ3には、電
源電圧Eが加わる。When the switching element 2 is turned on, a current 14' that increases linearly in the same way as the current I2 flowing through the switching element 2 flows through the oscillation transformer primary winding 4', as shown in FIG. Electrical energy is accumulated in the primary winding 4'.In addition, a power supply voltage E is applied to the resonance capacitor 3.
スイッチング素子2がオフする時の1次巻線4′の電流
を工とし、共振用コンデンサ3の容量をC11次巻線4
′のインダクタンスをLとすると、共搬用コンデンサ3
.1次巻線4′のそれぞれにCE2/2.L R/2の
エネルギーが蓄積される。The current in the primary winding 4' when the switching element 2 is turned off is defined as the current in the primary winding 4', and the capacitance of the resonance capacitor 3 is
If the inductance of ′ is L, then the common carrier capacitor 3
.. CE2/2. for each of the primary windings 4'. L R/2 energy is accumulated.
時刻t1でスイッチング素子2がオフすると、共振回路
は(CEZ +L I2)/2のエネルギーをもって振
動する。1次巻線4′の電源はスイッチング素子2がオ
フになっても流れ続け、共振用コンデンサ3を逆方向に
充電しはじめる。第7図(flは共振用コンデンサ3を
流れる電流I3を示す。When the switching element 2 is turned off at time t1, the resonant circuit vibrates with an energy of (CEZ +L I2)/2. The power to the primary winding 4' continues to flow even when the switching element 2 is turned off, and begins to charge the resonance capacitor 3 in the opposite direction. FIG. 7 (fl indicates the current I3 flowing through the resonance capacitor 3.
共振用コンデンサ3の電圧■3の絶対値が最大となる時
(t2)、1次巻線4′の電流は0となり、このあとは
、コンデンサ3が1次巻線4′へ逆電流を流しはじめる
。When the absolute value of the voltage ■3 of the resonance capacitor 3 reaches its maximum (t2), the current in the primary winding 4' becomes 0, and after this, the capacitor 3 flows a reverse current to the primary winding 4'. Get started.
時刻t3になるとコンデンサ電圧v3は電源電圧Eとな
り、1次巻線4′の電流+、lは一■となって、スイッ
チング素子2は逆方向にオンし電源1を介して回生電流
が流れる。その後時刻t4で再びスイッチング素子2は
オンし、この繰り返しによって同様の動作をする。At time t3, the capacitor voltage v3 becomes the power supply voltage E, the current +, l of the primary winding 4' becomes 1, the switching element 2 is turned on in the opposite direction, and a regenerative current flows through the power supply 1. Thereafter, the switching element 2 is turned on again at time t4, and the same operation is performed by repeating this process.
スイッチング素子2がオンしているときは、共振回路に
は電源電圧Eが加わっているが、オフしたときのピーク
電圧は、1次巻線4′のエネルギーが0の時であるから
、CV4” /2−(CE2十L I2)/2より、
となる。When the switching element 2 is on, the power supply voltage E is applied to the resonant circuit, but when the switching element 2 is off, the peak voltage is when the energy of the primary winding 4' is 0, so CV4'' From /2-(CE20L I2)/2, it becomes.
2次巻線5に出力される出力電圧は、1次巻線電圧V4
′に比例するので、負荷6へ供給されるエネルギーを変
化したい場合、1次巻線4′の電流14′を変化させる
必要がある。スイッチング素子2のオン時間を制御すれ
ば、オフ時の1次巻線4′の電流Iを変化でき、1次巻
線4′の電圧V4′を変化して、負荷6へ供給するエネ
ルギーを変化できる。The output voltage output to the secondary winding 5 is the primary winding voltage V4
', so if it is desired to change the energy supplied to the load 6, it is necessary to change the current 14' in the primary winding 4'. By controlling the on-time of the switching element 2, it is possible to change the current I of the primary winding 4' when it is off, and by changing the voltage V4' of the primary winding 4', the energy supplied to the load 6 can be changed. can.
ここでスイッチング素子2のオン時間を少なくし、1次
巻線4′の電圧v41を減少させて負荷6へ供給される
エネルギーを少なくしようとした場合、第8図Fdlに
示したようにコンデンサ電圧V3はスイッチング素子2
のオフの状態で電源電圧Eにもどれず時刻to′でスイ
ッチング素子2がオンする。これは、振動が電源電圧E
を中心に起こり、スイッチング素子2のオン時間が短い
ときには、式(11より蓄積エネルギーが少なく、振動
が減少することに起因する。If an attempt is made to reduce the on-time of the switching element 2 and the voltage v41 of the primary winding 4' to reduce the energy supplied to the load 6, the capacitor voltage will decrease as shown in FIG. V3 is switching element 2
In the off state, the switching element 2 does not return to the power supply voltage E and turns on at time to'. This means that the vibration is caused by the power supply voltage E
When the ON time of the switching element 2 is short, this is due to the fact that the stored energy is smaller than in equation (11) and the vibration is reduced.
時刻to′でスイッチング素子2がオンすると、その直
前では共振用コンデンサ3のスイッチング素子2例の電
圧が負で絶対値は0以上であり、電源電圧Eの負側の電
圧0より高いため、その電位差によりコンデンサ3を電
源電圧Eまで充電するための突入電流がスイッチング素
子2に流れる(第8図(bl、 (fl)。When the switching element 2 is turned on at time to', immediately before that, the voltage across the two switching elements of the resonance capacitor 3 is negative and its absolute value is 0 or more, which is higher than the voltage 0 on the negative side of the power supply voltage E. Due to the potential difference, a rush current flows through the switching element 2 to charge the capacitor 3 to the power supply voltage E (Fig. 8 (bl, (fl)).
このように、負荷6へ供給されるエネルギーをスイッチ
ング素子2のオンデユーテイ比によって変化しようとす
る場合、あるいは電源投入時にコンデンサ3からスイッ
チング素子2へ大きな突入電流が流れ、スイッチング素
子2での電力損失が増大し、効率低下や突入電流による
破壊などの原因となるという問題があった。In this way, when the energy supplied to the load 6 is to be changed by the on-duty ratio of the switching element 2, or when the power is turned on, a large inrush current flows from the capacitor 3 to the switching element 2, causing power loss in the switching element 2. This has caused problems such as a decrease in efficiency and destruction due to inrush current.
この発明の目的は、上記のような問題点を解消し、負荷
への供給エネルギーを変化しても突入電流を防止して安
定に動作するインバータ装置を提供することである。An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and provide an inverter device that prevents rush current and operates stably even if the energy supplied to the load changes.
直流または整流電源の正極に接続される発振トランスの
1次側エネルギー放出用1次巻線と共振用コンデンサと
の並列回路と、導通方向を前記共振用コンデンサの負極
に向かう方向としてこの負極に一端を接続した単方向性
スイッチ素子と、この単方向性スイッチ素子の他端と前
記共振用コンデンサの正極との間に接続し前記発振トラ
ンスの1次側に結合したエネルギー蓄積用1次巻線と、
前記単方向性スイッチ素子と前記エネルギー蓄積用1次
巻線の接続点と前記直流または整流電源の負極との間に
接続したスイッチング素子とを備えたものである。A parallel circuit of the primary side energy dissipation primary winding of an oscillation transformer connected to the positive pole of a DC or rectified power source and a resonance capacitor, and one end connected to this negative pole with the direction of conduction being directed toward the negative pole of the resonance capacitor. a unidirectional switch element connected to the unidirectional switch element; and an energy storage primary winding connected between the other end of the unidirectional switch element and the positive electrode of the resonance capacitor and coupled to the primary side of the oscillation transformer. ,
The device includes a switching element connected between the connection point of the unidirectional switching element and the energy storage primary winding and the negative electrode of the DC or rectified power supply.
この構成によれば次の作用がある。すなわち、スイッチ
ング素子と発振トランスのエネルギー放出用1次巻線と
の間に単方向性スイッチ素子が介挿されているため、ス
イッチング素子のオン時にはエネルギー放出用1次巻線
には電流が流れず、エネルギーは蓄積されない。これに
対し、エネルギー蓄積用1次巻線とスイッチング素子と
の間には単方向性スイッチ素子がないため、スイッチン
グ素子のオン時にはエネルギー蓄積用1次巻線にエネル
ギーが蓄積される。スイッチング素子がオフすると、エ
ネルギー蓄積用1次巻線に蓄積されたエネルギーが電流
となって、単方向性スイッチ素子を介して共振用コンデ
ンサに流入し、これを逆方向に充電していく。これと同
時にエネルギー放出用1次巻線にも電流を流す。This configuration has the following effects. In other words, since a unidirectional switching element is inserted between the switching element and the energy emitting primary winding of the oscillation transformer, no current flows through the energy emitting primary winding when the switching element is turned on. , no energy is stored. On the other hand, since there is no unidirectional switching element between the energy storage primary winding and the switching element, energy is stored in the energy storage primary winding when the switching element is turned on. When the switching element is turned off, the energy stored in the primary energy storage winding becomes a current that flows into the resonance capacitor via the unidirectional switching element, charging it in the opposite direction. At the same time, current is also passed through the primary winding for energy release.
このようにして共振用コンデンサに蓄積されたエネルギ
ーが最大となると、共振用コンデンサの電荷は単方向性
スイッチ素子があるため、エネルギー蓄積用1次巻線に
は放出されず、すべてエネルギー放出用1次巻線に放出
される。このようにして、共振回路において振動が生し
る。When the energy stored in the resonant capacitor reaches its maximum in this way, the charge on the resonant capacitor is not released to the energy storage primary winding because of the unidirectional switching element, but is entirely transferred to the energy release primary winding. discharged to the next winding. In this way, vibrations occur in the resonant circuit.
つぎに、再びスイッチング素子がオンとなったとき、ス
イッチング素子は単方向性スイッチ素子のために共振用
コンデンサから分離された状態になり、スイッチング素
子には従来のような突入電流は流れない。Next, when the switching element is turned on again, the switching element is separated from the resonant capacitor because it is a unidirectional switching element, and no inrush current flows through the switching element as in the conventional case.
実施例
′ この発明の第1の実施例を第1図ないし第3図に基
づいて説明する。第1図は基本的回路を示す。Embodiment' A first embodiment of the present invention will be described based on FIGS. 1 to 3. FIG. 1 shows the basic circuit.
この回路は、同一の発振トランス内に共振用コンデンサ
3へのエネルギー蓄積用1次巻線7とエネルギー放出用
1次巻線4とを設けたものである。This circuit has a primary winding 7 for storing energy in a resonant capacitor 3 and a primary winding 4 for discharging energy in the same oscillation transformer.
ここでも、1はAC電源、2は双方向性のスイッチング
素子、4は発振トランスにおける共振用コンデンサ3の
エネルギー放出用1次巻線、7は同じく共振用コンデン
サ3へのエネルギー蓄積用1次巻線である。Again, 1 is the AC power supply, 2 is a bidirectional switching element, 4 is the primary winding for energy release of the resonant capacitor 3 in the oscillation transformer, and 7 is the primary winding for storing energy in the resonant capacitor 3. It is a line.
5は2次巻線で、負荷6へ出力エネルギーを供給するも
のである。8はエネルギー蓄積用1次巻線7から共振用
コンデンサ3方向への電流を通し、その逆方向への電流
を阻止する単方向性スイッチ素子である。5 is a secondary winding that supplies output energy to the load 6. Reference numeral 8 denotes a unidirectional switching element that passes current from the energy storage primary winding 7 to the resonance capacitor 3 and blocks current from flowing in the opposite direction.
スイッチング素子2はオン、オフ動作し、エネルギー蓄
積用1次巻線7へのエネルギー蓄積を周期的に行うもの
である。第2図に本実施例の動作波形を示す。The switching element 2 is turned on and off to periodically store energy in the energy storage primary winding 7. FIG. 2 shows operational waveforms of this embodiment.
第2図(alはスイッチング素子20オン、オフ動作を
示すもので、・(b)のように時刻も、で電流■2が正
の方向へ直線的に増加していき、エネルギー蓄積用1次
巻線7にエネルギーが蓄えられていく。Figure 2 (al indicates the on/off operation of the switching element 20. As shown in (b), at the time, the current ■2 increases linearly in the positive direction, and the primary Energy is stored in the winding 7.
この課程で、(fl、 (h)に示すように、電流I7
は電流I2と同様に増加していき、また負荷電流I6も
増加し、負荷6にエネルギーが供給される。In this process, as shown in (fl, (h)), the current I7
increases like current I2, load current I6 also increases, and energy is supplied to load 6.
時刻t1でスイッチング素子2がオフすると、エネルギ
ー蓄積用1次巻線7の電流I7は流れ続けようとし、共
振用コンデンサ3を単方向性スイッチ素子8を通して逆
方向に充電していく。When the switching element 2 is turned off at time t1, the current I7 in the energy storage primary winding 7 tends to continue flowing, charging the resonance capacitor 3 in the opposite direction through the unidirectional switching element 8.
時刻t2になると、エネルギー蓄積用1次巻線7に蓄え
られたエネルギーはゼロとなり、共振用コンデンサ3の
電圧■3は最大となる。ここから共振用コンデンサ3に
蓄えられたエネルギーは単方向性スイッチ素子8のため
にエネルギー放出用1次巻線4へ放出される。At time t2, the energy stored in the energy storage primary winding 7 becomes zero, and the voltage 3 of the resonance capacitor 3 reaches its maximum. From here, the energy stored in the resonant capacitor 3 is released to the energy emitting primary winding 4 due to the unidirectional switching element 8 .
時刻t3になると、コンデンサ3の単方向性スイッチ素
子8例の電位は、電源電圧Eの負側の電位よりも低くな
り、スイッチング素子2に逆方向の回生電流が流れる。At time t3, the potential of the eight unidirectional switching elements of the capacitor 3 becomes lower than the negative potential of the power supply voltage E, and a regenerative current flows in the switching element 2 in the opposite direction.
時刻t4で時刻t。と同様となり、この繰返しで負荷6
にエネルギーを供給する。Time t at time t4. The result is the same as that, and by repeating this process, the load is 6.
supply energy to.
ここで(elに示すようにコンデンサ電流■3は充電、
放電を示す波形となり、(fl、 fg)に示すように
、エネルギー蓄積用1次巻線7およびエネルギー放出用
1次巻線4には単方向性スイッチ素子8のだめに、常に
一方向の電流が流れる。Here, as shown in (el), the capacitor current ■3 is charging,
The waveform is indicative of discharge, and as shown in (fl, fg), there is always a unidirectional current in the energy storage primary winding 7 and the energy release primary winding 4 due to the unidirectional switching element 8. flows.
しかし、トランス全体としての電流の出入りはバランス
しており、直流偏磁の問題はない。負荷 ゛
電流■6は(h)に示すように励磁および共振による電
流であり、全周期にわたって効率良く負荷6にエネルギ
ーが供給されるものである。However, the flow of current into and out of the transformer as a whole is balanced, and there is no problem with DC bias. The load current 6 is a current due to excitation and resonance as shown in (h), and energy is efficiently supplied to the load 6 over the entire cycle.
ここで負荷6に供給されるエネルギーを減少させるため
に、スイッチング素子2のオン時間を短くした場合の波
形を第3図に示す。falはスインチンク素子20オン
、オフ動作を示すもので、(b)に示すように時刻t。FIG. 3 shows waveforms when the on-time of the switching element 2 is shortened in order to reduce the energy supplied to the load 6. fal indicates the on/off operation of the spin-tink element 20, and as shown in (b), the time t.
で電流I2が正の方向へ増加していく。エネルギー蓄積
用1次巻線7にエネルギーが蓄えられていき、この励磁
電流は負荷6に供給される。(blにおいて電流I2は
時刻t。から時刻t1の間に急速に増加しているが、こ
れはドライブ周波数が同じで、スイッチング素子2のオ
ン時間が短くなったため、(C)に示すように共振の2
つ目の山が現われ、この山の途中の時刻t。でスイッチ
ング素子2がオンした場合、共振用コンデンサ3の単方
向性スイッチ素子8側の電位が電源電圧Eの負側の電位
より高いため、コンデンサ3に充電電流が流れることに
起因する。The current I2 increases in the positive direction. Energy is stored in the energy storage primary winding 7, and this exciting current is supplied to the load 6. (In bl, the current I2 increases rapidly between time t. 2
The second mountain appears and time t is halfway up this mountain. When the switching element 2 is turned on, the charging current flows through the capacitor 3 because the potential on the unidirectional switching element 8 side of the resonance capacitor 3 is higher than the potential on the negative side of the power supply voltage E.
しかし、従来ではこのコンデンサ3の充電電流がスイッ
チング素子2に直接流れていたため、スイッチング素子
2に大きな突入電流が流れ、これが大きなスイッチング
ロスとなり、また電流破壊の可能性があった。However, in the past, since the charging current of the capacitor 3 flowed directly to the switching element 2, a large inrush current flowed to the switching element 2, resulting in a large switching loss and a possibility of current breakdown.
これに対し、本構成の場合は、エネルギー蓄積用1次巻
線7とエネルギー放出用1次巻線4がトランス結合とな
っているので、このようなコンデンサ3への充電電流は
、このトランス結合を介して行われる。On the other hand, in the case of this configuration, the energy storage primary winding 7 and the energy release primary winding 4 are transformer-coupled, so the charging current to the capacitor 3 is It is done through.
時刻t。から時刻t1の間に(dlに示すようにコンデ
ンサ3の電圧V3ばI・ランスのインダクタンスを通し
てゆっくりと電源電圧に達するが、スイッチング素子2
の電圧V2は(C)に示ずように一瞬の間にゼロとなる
。電流I2.I3は、(b)、 telに示すようにト
ランス結合を介して共振時のエネルギー放出用1次巻線
4の方から流れ、時刻t。からゆっくりと立上ったもの
になる。これによりスイッチング素子2では、電圧V2
は一瞬にしてゼロとなるので、従来のようなコンデンサ
3からの突入電流がなく、突入電流によるロスは大幅に
改善される。エネルギー蓄積用および放出用の1次巻線
7.4の電流17.I4は(f)、 tg)のように時
刻t。−t1間で立上り、その電流値から連続した波形
となる。Time t. to time t1 (as shown in dl, the voltage V3 of the capacitor 3 slowly reaches the power supply voltage through the inductance of the I lance, but the voltage V3 of the capacitor 3 slowly reaches the power supply voltage through the inductance of the
The voltage V2 becomes zero in an instant as shown in (C). Current I2. As shown in (b) and tel, I3 flows from the primary winding 4 for energy emission during resonance through transformer coupling, and at time t. It slowly rose from the beginning. As a result, the switching element 2 has a voltage V2
Since the current becomes zero in an instant, there is no inrush current from the capacitor 3 as in the conventional case, and the loss caused by the inrush current is greatly improved. Current in the primary winding 7.4 for energy storage and release 17. I4 is at time t as in (f), tg). The current rises between -t1 and becomes a continuous waveform from that current value.
時刻t2でスイッチング素子2がオフし、エネルギー蓄
積用1次巻線7から単方向性スイッチ素子8を通して、
共振用コンデンサ3を逆方向に充電していき、時刻t3
でコンデンサ3は最大電圧となり、エネルギー放出用1
次巻線4へのエネルギーが放出される。At time t2, the switching element 2 is turned off, and the energy is passed from the primary winding 7 for energy storage through the unidirectional switching element 8.
The resonance capacitor 3 is charged in the opposite direction, and at time t3
At this point, capacitor 3 reaches its maximum voltage, and capacitor 3 becomes 1 for energy release.
Energy to the next winding 4 is released.
時刻t4で共振用コンデンサ3の単方向性スイッチ素子
8側の電位が電源電圧Eの負側の電位よりも低くなり、
スイッチング素子2は逆方向にオンし、回生電流が流れ
る。At time t4, the potential on the unidirectional switching element 8 side of the resonance capacitor 3 becomes lower than the potential on the negative side of the power supply voltage E,
The switching element 2 is turned on in the opposite direction, and a regenerative current flows.
時刻L5になると、共振により再びエネルギー蓄積用1
次巻WA7からコンデンサ3を逆方向に充電しはじめ、
時刻t6でスイッチング素子2がオンし、この繰返しで
負荷6にエネルギーを供給する。負荷6への電流■6は
、(hlに示すようにトランスのインダクタンスへの励
磁電流および共振電流であり、負荷6への供給されるエ
ネルギーを減少させても、全周期にわたり効率良くエネ
ルギーを供給できるものである。また、(1)は、単方
向性スイッチ素子8の電流■8牽示し、共振電流を共振
用コンデンサ3に周期的に流していることがわが・る。At time L5, the energy storage 1 is turned on again due to resonance.
Starting from the next volume WA7, capacitor 3 starts charging in the opposite direction.
The switching element 2 is turned on at time t6, and energy is supplied to the load 6 by repeating this operation. The current 6 to the load 6 is the excitation current and resonance current to the inductance of the transformer as shown in (hl), and even if the energy supplied to the load 6 is reduced, energy is efficiently supplied over the entire cycle. In addition, in (1), it can be seen that the current (1) of the unidirectional switching element 8 is driven, and the resonant current is periodically caused to flow through the resonant capacitor 3.
このように本構成によると、負荷6へ供給するエネルギ
ーを変えるためにスイッチング素子2のオン時間を変化
しても、共振用コンデンサ3からスイッチング素子2へ
直接流れる突入電流がなくなり、スイッチングロスの大
幅な低減およびスイッチング素子2の過電流による破壊
がなくなり、大幅な信頼性の向上となる。また、スイ・
ノチング素子2のオン時間を一定にして、発振周波数を
変化した場合でも、同様な効果がある。According to this configuration, even if the on-time of the switching element 2 is changed to change the energy supplied to the load 6, there is no inrush current flowing directly from the resonance capacitor 3 to the switching element 2, and the switching loss is significantly reduced. This eliminates the damage caused by excessive current in the switching element 2, resulting in a significant improvement in reliability. Also, Sui・
A similar effect can be obtained even when the on-time of the notching element 2 is kept constant and the oscillation frequency is varied.
第2の実施例を第4図に基づいて説明する。この実施例
は実際の素子で構成したものである。A second embodiment will be explained based on FIG. 4. This embodiment is constructed using actual elements.
スイッチング部Aは、スイッチング素子としてのトラン
ジスタ2と逆方向に接続されたダンパーダイオード2′
で構成し、要素9〜14はクロ・ツク発振部Bを構成し
、オンデユーテイ比約50%の矩形波を作り、要素15
〜18はオンデユーテイ比可変部Cで可変抵抗15の値
を増加すると抵抗15.コンデンサ17により充電時定
数が長くなり、アンプ18の出力のオンデユーテイ比が
減少し、これで抵抗19.20のベース回路を通してト
ランジスタ2のオン時間を変化して負荷6へ供給するエ
ネルギーを変化するものである。The switching section A includes a damper diode 2' connected in the opposite direction to a transistor 2 as a switching element.
Elements 9 to 14 constitute clock oscillator B, which generates a rectangular wave with an on-duty ratio of approximately 50%, and element 15
18 is the on-duty ratio variable section C, and when the value of the variable resistor 15 is increased, the resistor 15. The capacitor 17 increases the charging time constant and reduces the on-duty ratio of the output of the amplifier 18, which changes the on-time of the transistor 2 through the base circuit of the resistor 19.20 and changes the energy supplied to the load 6. It is.
主要各部の動作および波形は、第1図〜第3図に対応す
る。The operations and waveforms of the main parts correspond to FIGS. 1 to 3.
この実施例によれば、発振周波数一定でスイッチング1
〜ランシスタ2のオンデユーテイ比の変化で、非常に広
い範囲にわたって負荷6へ供給されるエネルギーを連続
的に変化でき、また電圧共振でありながら、共振用コン
デンサ3.からスイッチングトランジスタ2へ直接流れ
る突入電流を阻止でき、高、効率で信頼性の高いインバ
ータとなっている。According to this embodiment, switching 1 with a constant oscillation frequency
~ By changing the on-duty ratio of the Runsistor 2, the energy supplied to the load 6 can be continuously changed over a very wide range, and even though the voltage is resonant, the resonance capacitor 3. The inrush current flowing directly from the inverter to the switching transistor 2 can be blocked, making the inverter highly efficient, highly reliable.
その他は第1の実施例(第1図)と同様であるので、同
一部分に同一符号を付すにとどめ、説明を省略する。Since the other parts are the same as those of the first embodiment (FIG. 1), the same parts are given the same reference numerals and the explanation will be omitted.
第3の実施例を第5図に基づいて説明する。この実施例
は、共振用コンデンサ3からエネルギー放出用1次巻線
4との間にエネルギー伝達用巻線21.22を設け、こ
こから第2の負荷23へも°エネルギーを供給できるよ
うにしたものである。A third embodiment will be explained based on FIG. In this embodiment, energy transmission windings 21 and 22 are provided between the resonance capacitor 3 and the energy release primary winding 4, so that energy can also be supplied from there to the second load 23. It is something.
消費電力の異なる負荷を接続することもでき、また負荷
の消費電力に合わせたエネルギー供給ができるものであ
る。ここで要素24〜29はクロック発振部Bを、要素
30〜33は、負荷に供給されるエネルギーを可変する
ためのオンデユーテイ比可変部Cを、要素34.35は
ベースドライブ用の抵抗を、2はスイッチング素子とし
てのトランジスタ、2′はダンパーダイオードである。Loads with different power consumption can be connected, and energy can be supplied according to the power consumption of the loads. Here, elements 24 to 29 are clock oscillation unit B, elements 30 to 33 are on-duty ratio variable unit C for varying the energy supplied to the load, elements 34 and 35 are base drive resistors, and 2 is a transistor as a switching element, and 2' is a damper diode.
なお、第2の負荷23の接続点は他には第5図中のa
−c点のどこでもよい。また実施例としてスイッチング
素子2が1つの場合について説明したが、電圧共振を用
いた構成であれば、スイッチング素子2の個数が2ある
いは4となってもこの発明の構成とすれば、共振用コン
デンサ3からスイッチング素子2への突入電流によるロ
スおよび破壊を防止できるものである。In addition, the connection point of the second load 23 is other than a in FIG.
- Any point between point c is fine. Furthermore, although the case where the number of switching elements 2 is one has been described as an example, if the configuration uses voltage resonance, even if the number of switching elements 2 is 2 or 4, if the configuration of this invention is used, the resonance capacitor This can prevent loss and destruction due to rush current from the switching element 3 to the switching element 2.
その他は第2の実施例(第4図)と同様であるので、同
一部分に同一符号を付すにとどめ、説明を省略する。Since the rest is the same as the second embodiment (FIG. 4), the same parts are given the same reference numerals and the explanation will be omitted.
なお、いずれの実施例にあっても、単方向性スイッチ素
子8としてダイオードのほかツェナダイオード、サイリ
スクその他車方向性のものであれば何でもよい。In any of the embodiments, the unidirectional switching element 8 may be a diode, a Zener diode, a silice, or any other device that is directional to the vehicle.
第6図 第7図Figure 6 Figure 7
Claims (1)
1次側エネルギー放出用1次巻線と共振用コンデンサと
の並列回路と、導通方向を前記共振用コンデンサの負極
に向かう方向としてこの負極に一端を接続した単方向性
スイッチ素子と、この単方向性スイッチ素子の他端と前
記共振用コンデンサの正極との間に接続し前記発振トラ
ンスの1次側に結合したエネルギー蓄積用1次巻線と、
前記単方向性スイッチ素子と前記エネルギー蓄積用1次
巻線の接続点と前記直流または整流電源の負極との間に
接続したスイッチング素子とを備えたインバータ装置。A parallel circuit of the primary side energy dissipation primary winding of an oscillation transformer connected to the positive pole of a DC or rectified power source and a resonance capacitor, and one end connected to this negative pole with the direction of conduction being directed toward the negative pole of the resonance capacitor. a unidirectional switch element connected to the unidirectional switch element; and an energy storage primary winding connected between the other end of the unidirectional switch element and the positive electrode of the resonance capacitor and coupled to the primary side of the oscillation transformer. ,
An inverter device comprising: a switching element connected between the unidirectional switching element, a connection point of the energy storage primary winding, and a negative electrode of the DC or rectified power supply.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59142654A JPS6122768A (en) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59142654A JPS6122768A (en) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | Inverter device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6122768A true JPS6122768A (en) | 1986-01-31 |
Family
ID=15320386
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59142654A Pending JPS6122768A (en) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | Inverter device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6122768A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63117857A (en) * | 1986-11-06 | 1988-05-21 | Fuji Xerox Co Ltd | Recording device |
-
1984
- 1984-07-10 JP JP59142654A patent/JPS6122768A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63117857A (en) * | 1986-11-06 | 1988-05-21 | Fuji Xerox Co Ltd | Recording device |
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