JPS6122768A - Inverter device - Google Patents
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- JPS6122768A JPS6122768A JP59142654A JP14265484A JPS6122768A JP S6122768 A JPS6122768 A JP S6122768A JP 59142654 A JP59142654 A JP 59142654A JP 14265484 A JP14265484 A JP 14265484A JP S6122768 A JPS6122768 A JP S6122768A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
この発明は、放電灯の点灯装置などに使用するインバー
タ装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field] The present invention relates to an inverter device used in a lighting device for a discharge lamp or the like.
第６図ないし第８図に、−万代の電圧共振型のインバー
タ装置の従来例を示す。第６図において、１はＤＣ電源
、２は双方向性のスイ・ノチング素子、３は共振用コン
デンサ、４′は共振用の発振トランス１次巻線、５は交
流出力を取り出す２次巻線、６は負荷である。6 to 8 show conventional examples of voltage resonance type inverter devices. In Figure 6, 1 is a DC power supply, 2 is a bidirectional switching element, 3 is a resonant capacitor, 4' is the primary winding of the oscillation transformer for resonance, and 5 is the secondary winding for taking out the AC output. , 6 is the load.
第７図に各部の動作波形を示す。第６図の要素３．４’
、５．６によって共振回路が作られ、スイッチング素子
２がオン、オフ動作して、この共振回路に電源電圧Ｅを
供給するものである。FIG. 7 shows the operating waveforms of each part. Element 3.4' of Figure 6
, 5.6, a resonant circuit is created, and the switching element 2 is turned on and off to supply the power supply voltage E to this resonant circuit.
スイッチング素子２がオンすると、発振トランス１次巻
線４′には第７図（ｂｌ、 ｔｅｌに示すように、スイ
ッチング素子２に流れる電流Ｉ２と同様に直線的に増加
する電流１４′が流れ、１次巻線４′に電気エネルギー
が蓄積されていく。また、共振用コンデンサ３には、電
源電圧Ｅが加わる。When the switching element 2 is turned on, a current 14' that increases linearly in the same way as the current I2 flowing through the switching element 2 flows through the oscillation transformer primary winding 4', as shown in FIG. Electrical energy is accumulated in the primary winding 4'.In addition, a power supply voltage E is applied to the resonance capacitor 3.
スイッチング素子２がオフする時の１次巻線４′の電流
を工とし、共振用コンデンサ３の容量をＣ１１次巻線４
′のインダクタンスをＬとすると、共搬用コンデンサ３
．１次巻線４′のそれぞれにＣＥ２／２．Ｌ Ｒ／２の
エネルギーが蓄積される。The current in the primary winding 4' when the switching element 2 is turned off is defined as the current in the primary winding 4', and the capacitance of the resonance capacitor 3 is
If the inductance of ′ is L, then the common carrier capacitor 3
．． CE2/2. for each of the primary windings 4'. L R/2 energy is accumulated.
時刻ｔ１でスイッチング素子２がオフすると、共振回路
は（ＣＥＺ ＋Ｌ Ｉ２）／２のエネルギーをもって振
動する。１次巻線４′の電源はスイッチング素子２がオ
フになっても流れ続け、共振用コンデンサ３を逆方向に
充電しはじめる。第７図（ｆｌは共振用コンデンサ３を
流れる電流Ｉ３を示す。When the switching element 2 is turned off at time t1, the resonant circuit vibrates with an energy of (CEZ +L I2)/2. The power to the primary winding 4' continues to flow even when the switching element 2 is turned off, and begins to charge the resonance capacitor 3 in the opposite direction. FIG. 7 (fl indicates the current I3 flowing through the resonance capacitor 3.
共振用コンデンサ３の電圧■３の絶対値が最大となる時
（ｔ２）、１次巻線４′の電流は０となり、このあとは
、コンデンサ３が１次巻線４′へ逆電流を流しはじめる
。When the absolute value of the voltage ■3 of the resonance capacitor 3 reaches its maximum (t2), the current in the primary winding 4' becomes 0, and after this, the capacitor 3 flows a reverse current to the primary winding 4'. Get started.
時刻ｔ３になるとコンデンサ電圧ｖ３は電源電圧Ｅとな
り、１次巻線４′の電流＋、ｌは一■となって、スイッ
チング素子２は逆方向にオンし電源１を介して回生電流
が流れる。その後時刻ｔ４で再びスイッチング素子２は
オンし、この繰り返しによって同様の動作をする。At time t3, the capacitor voltage v3 becomes the power supply voltage E, the current +, l of the primary winding 4' becomes 1, the switching element 2 is turned on in the opposite direction, and a regenerative current flows through the power supply 1. Thereafter, the switching element 2 is turned on again at time t4, and the same operation is performed by repeating this process.
スイッチング素子２がオンしているときは、共振回路に
は電源電圧Ｅが加わっているが、オフしたときのピーク
電圧は、１次巻線４′のエネルギーが０の時であるから
、ＣＶ４” ／２−（ＣＥ２十Ｌ Ｉ２）／２より、
となる。When the switching element 2 is on, the power supply voltage E is applied to the resonant circuit, but when the switching element 2 is off, the peak voltage is when the energy of the primary winding 4' is 0, so CV4'' From /2-(CE20L I2)/2, it becomes.
２次巻線５に出力される出力電圧は、１次巻線電圧Ｖ４
′に比例するので、負荷６へ供給されるエネルギーを変
化したい場合、１次巻線４′の電流１４′を変化させる
必要がある。スイッチング素子２のオン時間を制御すれ
ば、オフ時の１次巻線４′の電流Ｉを変化でき、１次巻
線４′の電圧Ｖ４′を変化して、負荷６へ供給するエネ
ルギーを変化できる。The output voltage output to the secondary winding 5 is the primary winding voltage V4
', so if it is desired to change the energy supplied to the load 6, it is necessary to change the current 14' in the primary winding 4'. By controlling the on-time of the switching element 2, it is possible to change the current I of the primary winding 4' when it is off, and by changing the voltage V4' of the primary winding 4', the energy supplied to the load 6 can be changed. can.
ここでスイッチング素子２のオン時間を少なくし、１次
巻線４′の電圧ｖ４１を減少させて負荷６へ供給される
エネルギーを少なくしようとした場合、第８図Ｆｄｌに
示したようにコンデンサ電圧Ｖ３はスイッチング素子２
のオフの状態で電源電圧Ｅにもどれず時刻ｔｏ′でスイ
ッチング素子２がオンする。これは、振動が電源電圧Ｅ
を中心に起こり、スイッチング素子２のオン時間が短い
ときには、式（１１より蓄積エネルギーが少なく、振動
が減少することに起因する。If an attempt is made to reduce the on-time of the switching element 2 and the voltage v41 of the primary winding 4' to reduce the energy supplied to the load 6, the capacitor voltage will decrease as shown in FIG. V3 is switching element 2
In the off state, the switching element 2 does not return to the power supply voltage E and turns on at time to'. This means that the vibration is caused by the power supply voltage E
When the ON time of the switching element 2 is short, this is due to the fact that the stored energy is smaller than in equation (11) and the vibration is reduced.
時刻ｔｏ′でスイッチング素子２がオンすると、その直
前では共振用コンデンサ３のスイッチング素子２例の電
圧が負で絶対値は０以上であり、電源電圧Ｅの負側の電
圧０より高いため、その電位差によりコンデンサ３を電
源電圧Ｅまで充電するための突入電流がスイッチング素
子２に流れる（第８図（ｂｌ、 （ｆｌ）。When the switching element 2 is turned on at time to', immediately before that, the voltage across the two switching elements of the resonance capacitor 3 is negative and its absolute value is 0 or more, which is higher than the voltage 0 on the negative side of the power supply voltage E. Due to the potential difference, a rush current flows through the switching element 2 to charge the capacitor 3 to the power supply voltage E (Fig. 8 (bl, (fl)).
このように、負荷６へ供給されるエネルギーをスイッチ
ング素子２のオンデユーテイ比によって変化しようとす
る場合、あるいは電源投入時にコンデンサ３からスイッ
チング素子２へ大きな突入電流が流れ、スイッチング素
子２での電力損失が増大し、効率低下や突入電流による
破壊などの原因となるという問題があった。In this way, when the energy supplied to the load 6 is to be changed by the on-duty ratio of the switching element 2, or when the power is turned on, a large inrush current flows from the capacitor 3 to the switching element 2, causing power loss in the switching element 2. This has caused problems such as a decrease in efficiency and destruction due to inrush current.
この発明の目的は、上記のような問題点を解消し、負荷
への供給エネルギーを変化しても突入電流を防止して安
定に動作するインバータ装置を提供することである。An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and provide an inverter device that prevents rush current and operates stably even if the energy supplied to the load changes.
直流または整流電源の正極に接続される発振トランスの
１次側エネルギー放出用１次巻線と共振用コンデンサと
の並列回路と、導通方向を前記共振用コンデンサの負極
に向かう方向としてこの負極に一端を接続した単方向性
スイッチ素子と、この単方向性スイッチ素子の他端と前
記共振用コンデンサの正極との間に接続し前記発振トラ
ンスの１次側に結合したエネルギー蓄積用１次巻線と、
前記単方向性スイッチ素子と前記エネルギー蓄積用１次
巻線の接続点と前記直流または整流電源の負極との間に
接続したスイッチング素子とを備えたものである。A parallel circuit of the primary side energy dissipation primary winding of an oscillation transformer connected to the positive pole of a DC or rectified power source and a resonance capacitor, and one end connected to this negative pole with the direction of conduction being directed toward the negative pole of the resonance capacitor. a unidirectional switch element connected to the unidirectional switch element; and an energy storage primary winding connected between the other end of the unidirectional switch element and the positive electrode of the resonance capacitor and coupled to the primary side of the oscillation transformer. ,
The device includes a switching element connected between the connection point of the unidirectional switching element and the energy storage primary winding and the negative electrode of the DC or rectified power supply.
この構成によれば次の作用がある。すなわち、スイッチ
ング素子と発振トランスのエネルギー放出用１次巻線と
の間に単方向性スイッチ素子が介挿されているため、ス
イッチング素子のオン時にはエネルギー放出用１次巻線
には電流が流れず、エネルギーは蓄積されない。これに
対し、エネルギー蓄積用１次巻線とスイッチング素子と
の間には単方向性スイッチ素子がないため、スイッチン
グ素子のオン時にはエネルギー蓄積用１次巻線にエネル
ギーが蓄積される。スイッチング素子がオフすると、エ
ネルギー蓄積用１次巻線に蓄積されたエネルギーが電流
となって、単方向性スイッチ素子を介して共振用コンデ
ンサに流入し、これを逆方向に充電していく。これと同
時にエネルギー放出用１次巻線にも電流を流す。This configuration has the following effects. In other words, since a unidirectional switching element is inserted between the switching element and the energy emitting primary winding of the oscillation transformer, no current flows through the energy emitting primary winding when the switching element is turned on. , no energy is stored. On the other hand, since there is no unidirectional switching element between the energy storage primary winding and the switching element, energy is stored in the energy storage primary winding when the switching element is turned on. When the switching element is turned off, the energy stored in the primary energy storage winding becomes a current that flows into the resonance capacitor via the unidirectional switching element, charging it in the opposite direction. At the same time, current is also passed through the primary winding for energy release.
このようにして共振用コンデンサに蓄積されたエネルギ
ーが最大となると、共振用コンデンサの電荷は単方向性
スイッチ素子があるため、エネルギー蓄積用１次巻線に
は放出されず、すべてエネルギー放出用１次巻線に放出
される。このようにして、共振回路において振動が生し
る。When the energy stored in the resonant capacitor reaches its maximum in this way, the charge on the resonant capacitor is not released to the energy storage primary winding because of the unidirectional switching element, but is entirely transferred to the energy release primary winding. discharged to the next winding. In this way, vibrations occur in the resonant circuit.
つぎに、再びスイッチング素子がオンとなったとき、ス
イッチング素子は単方向性スイッチ素子のために共振用
コンデンサから分離された状態になり、スイッチング素
子には従来のような突入電流は流れない。Next, when the switching element is turned on again, the switching element is separated from the resonant capacitor because it is a unidirectional switching element, and no inrush current flows through the switching element as in the conventional case.
実施例
′ この発明の第１の実施例を第１図ないし第３図に基
づいて説明する。第１図は基本的回路を示す。Embodiment' A first embodiment of the present invention will be described based on FIGS. 1 to 3. FIG. 1 shows the basic circuit.
この回路は、同一の発振トランス内に共振用コンデンサ
３へのエネルギー蓄積用１次巻線７とエネルギー放出用
１次巻線４とを設けたものである。This circuit has a primary winding 7 for storing energy in a resonant capacitor 3 and a primary winding 4 for discharging energy in the same oscillation transformer.
ここでも、１はＡＣ電源、２は双方向性のスイッチング
素子、４は発振トランスにおける共振用コンデンサ３の
エネルギー放出用１次巻線、７は同じく共振用コンデン
サ３へのエネルギー蓄積用１次巻線である。Again, 1 is the AC power supply, 2 is a bidirectional switching element, 4 is the primary winding for energy release of the resonant capacitor 3 in the oscillation transformer, and 7 is the primary winding for storing energy in the resonant capacitor 3. It is a line.
５は２次巻線で、負荷６へ出力エネルギーを供給するも
のである。８はエネルギー蓄積用１次巻線７から共振用
コンデンサ３方向への電流を通し、その逆方向への電流
を阻止する単方向性スイッチ素子である。5 is a secondary winding that supplies output energy to the load 6. Reference numeral 8 denotes a unidirectional switching element that passes current from the energy storage primary winding 7 to the resonance capacitor 3 and blocks current from flowing in the opposite direction.
スイッチング素子２はオン、オフ動作し、エネルギー蓄
積用１次巻線７へのエネルギー蓄積を周期的に行うもの
である。第２図に本実施例の動作波形を示す。The switching element 2 is turned on and off to periodically store energy in the energy storage primary winding 7. FIG. 2 shows operational waveforms of this embodiment.
第２図（ａｌはスイッチング素子２０オン、オフ動作を
示すもので、・（ｂ）のように時刻も、で電流■２が正
の方向へ直線的に増加していき、エネルギー蓄積用１次
巻線７にエネルギーが蓄えられていく。Figure 2 (al indicates the on/off operation of the switching element 20. As shown in (b), at the time, the current ■2 increases linearly in the positive direction, and the primary Energy is stored in the winding 7.
この課程で、（ｆｌ、 （ｈ）に示すように、電流Ｉ７
は電流Ｉ２と同様に増加していき、また負荷電流Ｉ６も
増加し、負荷６にエネルギーが供給される。In this process, as shown in (fl, (h)), the current I7
increases like current I2, load current I6 also increases, and energy is supplied to load 6.
時刻ｔ１でスイッチング素子２がオフすると、エネルギ
ー蓄積用１次巻線７の電流Ｉ７は流れ続けようとし、共
振用コンデンサ３を単方向性スイッチ素子８を通して逆
方向に充電していく。When the switching element 2 is turned off at time t1, the current I7 in the energy storage primary winding 7 tends to continue flowing, charging the resonance capacitor 3 in the opposite direction through the unidirectional switching element 8.
時刻ｔ２になると、エネルギー蓄積用１次巻線７に蓄え
られたエネルギーはゼロとなり、共振用コンデンサ３の
電圧■３は最大となる。ここから共振用コンデンサ３に
蓄えられたエネルギーは単方向性スイッチ素子８のため
にエネルギー放出用１次巻線４へ放出される。At time t2, the energy stored in the energy storage primary winding 7 becomes zero, and the voltage 3 of the resonance capacitor 3 reaches its maximum. From here, the energy stored in the resonant capacitor 3 is released to the energy emitting primary winding 4 due to the unidirectional switching element 8 .
時刻ｔ３になると、コンデンサ３の単方向性スイッチ素
子８例の電位は、電源電圧Ｅの負側の電位よりも低くな
り、スイッチング素子２に逆方向の回生電流が流れる。At time t3, the potential of the eight unidirectional switching elements of the capacitor 3 becomes lower than the negative potential of the power supply voltage E, and a regenerative current flows in the switching element 2 in the opposite direction.
時刻ｔ４で時刻ｔ。と同様となり、この繰返しで負荷６
にエネルギーを供給する。Time t at time t4. The result is the same as that, and by repeating this process, the load is 6.
supply energy to.
ここで（ｅｌに示すようにコンデンサ電流■３は充電、
放電を示す波形となり、（ｆｌ、 ｆｇ）に示すように
、エネルギー蓄積用１次巻線７およびエネルギー放出用
１次巻線４には単方向性スイッチ素子８のだめに、常に
一方向の電流が流れる。Here, as shown in (el), the capacitor current ■3 is charging,
The waveform is indicative of discharge, and as shown in (fl, fg), there is always a unidirectional current in the energy storage primary winding 7 and the energy release primary winding 4 due to the unidirectional switching element 8. flows.
しかし、トランス全体としての電流の出入りはバランス
しており、直流偏磁の問題はない。負荷 ゛
電流■６は（ｈ）に示すように励磁および共振による電
流であり、全周期にわたって効率良く負荷６にエネルギ
ーが供給されるものである。However, the flow of current into and out of the transformer as a whole is balanced, and there is no problem with DC bias. The load current 6 is a current due to excitation and resonance as shown in (h), and energy is efficiently supplied to the load 6 over the entire cycle.
ここで負荷６に供給されるエネルギーを減少させるため
に、スイッチング素子２のオン時間を短くした場合の波
形を第３図に示す。ｆａｌはスインチンク素子２０オン
、オフ動作を示すもので、（ｂ）に示すように時刻ｔ。FIG. 3 shows waveforms when the on-time of the switching element 2 is shortened in order to reduce the energy supplied to the load 6. fal indicates the on/off operation of the spin-tink element 20, and as shown in (b), the time t.
で電流Ｉ２が正の方向へ増加していく。エネルギー蓄積
用１次巻線７にエネルギーが蓄えられていき、この励磁
電流は負荷６に供給される。（ｂｌにおいて電流Ｉ２は
時刻ｔ。から時刻ｔ１の間に急速に増加しているが、こ
れはドライブ周波数が同じで、スイッチング素子２のオ
ン時間が短くなったため、（Ｃ）に示すように共振の２
つ目の山が現われ、この山の途中の時刻ｔ。でスイッチ
ング素子２がオンした場合、共振用コンデンサ３の単方
向性スイッチ素子８側の電位が電源電圧Ｅの負側の電位
より高いため、コンデンサ３に充電電流が流れることに
起因する。The current I2 increases in the positive direction. Energy is stored in the energy storage primary winding 7, and this exciting current is supplied to the load 6. (In bl, the current I2 increases rapidly between time t. 2
The second mountain appears and time t is halfway up this mountain. When the switching element 2 is turned on, the charging current flows through the capacitor 3 because the potential on the unidirectional switching element 8 side of the resonance capacitor 3 is higher than the potential on the negative side of the power supply voltage E.
しかし、従来ではこのコンデンサ３の充電電流がスイッ
チング素子２に直接流れていたため、スイッチング素子
２に大きな突入電流が流れ、これが大きなスイッチング
ロスとなり、また電流破壊の可能性があった。However, in the past, since the charging current of the capacitor 3 flowed directly to the switching element 2, a large inrush current flowed to the switching element 2, resulting in a large switching loss and a possibility of current breakdown.
これに対し、本構成の場合は、エネルギー蓄積用１次巻
線７とエネルギー放出用１次巻線４がトランス結合とな
っているので、このようなコンデンサ３への充電電流は
、このトランス結合を介して行われる。On the other hand, in the case of this configuration, the energy storage primary winding 7 and the energy release primary winding 4 are transformer-coupled, so the charging current to the capacitor 3 is It is done through.
時刻ｔ。から時刻ｔ１の間に（ｄｌに示すようにコンデ
ンサ３の電圧Ｖ３ばＩ・ランスのインダクタンスを通し
てゆっくりと電源電圧に達するが、スイッチング素子２
の電圧Ｖ２は（Ｃ）に示ずように一瞬の間にゼロとなる
。電流Ｉ２．Ｉ３は、（ｂ）、 ｔｅｌに示すようにト
ランス結合を介して共振時のエネルギー放出用１次巻線
４の方から流れ、時刻ｔ。からゆっくりと立上ったもの
になる。これによりスイッチング素子２では、電圧Ｖ２
は一瞬にしてゼロとなるので、従来のようなコンデンサ
３からの突入電流がなく、突入電流によるロスは大幅に
改善される。エネルギー蓄積用および放出用の１次巻線
７．４の電流１７．Ｉ４は（ｆ）、 ｔｇ）のように時
刻ｔ。−ｔ１間で立上り、その電流値から連続した波形
となる。Time t. to time t1 (as shown in dl, the voltage V3 of the capacitor 3 slowly reaches the power supply voltage through the inductance of the I lance, but the voltage V3 of the capacitor 3 slowly reaches the power supply voltage through the inductance of the
The voltage V2 becomes zero in an instant as shown in (C). Current I2. As shown in (b) and tel, I3 flows from the primary winding 4 for energy emission during resonance through transformer coupling, and at time t. It slowly rose from the beginning. As a result, the switching element 2 has a voltage V2
Since the current becomes zero in an instant, there is no inrush current from the capacitor 3 as in the conventional case, and the loss caused by the inrush current is greatly improved. Current in the primary winding 7.4 for energy storage and release 17. I4 is at time t as in (f), tg). The current rises between -t1 and becomes a continuous waveform from that current value.
時刻ｔ２でスイッチング素子２がオフし、エネルギー蓄
積用１次巻線７から単方向性スイッチ素子８を通して、
共振用コンデンサ３を逆方向に充電していき、時刻ｔ３
でコンデンサ３は最大電圧となり、エネルギー放出用１
次巻線４へのエネルギーが放出される。At time t2, the switching element 2 is turned off, and the energy is passed from the primary winding 7 for energy storage through the unidirectional switching element 8.
The resonance capacitor 3 is charged in the opposite direction, and at time t3
At this point, capacitor 3 reaches its maximum voltage, and capacitor 3 becomes 1 for energy release.
Energy to the next winding 4 is released.
時刻ｔ４で共振用コンデンサ３の単方向性スイッチ素子
８側の電位が電源電圧Ｅの負側の電位よりも低くなり、
スイッチング素子２は逆方向にオンし、回生電流が流れ
る。At time t4, the potential on the unidirectional switching element 8 side of the resonance capacitor 3 becomes lower than the potential on the negative side of the power supply voltage E,
The switching element 2 is turned on in the opposite direction, and a regenerative current flows.
時刻Ｌ５になると、共振により再びエネルギー蓄積用１
次巻ＷＡ７からコンデンサ３を逆方向に充電しはじめ、
時刻ｔ６でスイッチング素子２がオンし、この繰返しで
負荷６にエネルギーを供給する。負荷６への電流■６は
、（ｈｌに示すようにトランスのインダクタンスへの励
磁電流および共振電流であり、負荷６への供給されるエ
ネルギーを減少させても、全周期にわたり効率良くエネ
ルギーを供給できるものである。また、（１）は、単方
向性スイッチ素子８の電流■８牽示し、共振電流を共振
用コンデンサ３に周期的に流していることがわが・る。At time L5, the energy storage 1 is turned on again due to resonance.
Starting from the next volume WA7, capacitor 3 starts charging in the opposite direction.
The switching element 2 is turned on at time t6, and energy is supplied to the load 6 by repeating this operation. The current 6 to the load 6 is the excitation current and resonance current to the inductance of the transformer as shown in (hl), and even if the energy supplied to the load 6 is reduced, energy is efficiently supplied over the entire cycle. In addition, in (1), it can be seen that the current (1) of the unidirectional switching element 8 is driven, and the resonant current is periodically caused to flow through the resonant capacitor 3.
このように本構成によると、負荷６へ供給するエネルギ
ーを変えるためにスイッチング素子２のオン時間を変化
しても、共振用コンデンサ３からスイッチング素子２へ
直接流れる突入電流がなくなり、スイッチングロスの大
幅な低減およびスイッチング素子２の過電流による破壊
がなくなり、大幅な信頼性の向上となる。また、スイ・
ノチング素子２のオン時間を一定にして、発振周波数を
変化した場合でも、同様な効果がある。According to this configuration, even if the on-time of the switching element 2 is changed to change the energy supplied to the load 6, there is no inrush current flowing directly from the resonance capacitor 3 to the switching element 2, and the switching loss is significantly reduced. This eliminates the damage caused by excessive current in the switching element 2, resulting in a significant improvement in reliability. Also, Sui・
A similar effect can be obtained even when the on-time of the notching element 2 is kept constant and the oscillation frequency is varied.
第２の実施例を第４図に基づいて説明する。この実施例
は実際の素子で構成したものである。A second embodiment will be explained based on FIG. 4. This embodiment is constructed using actual elements.
スイッチング部Ａは、スイッチング素子としてのトラン
ジスタ２と逆方向に接続されたダンパーダイオード２′
で構成し、要素９〜１４はクロ・ツク発振部Ｂを構成し
、オンデユーテイ比約５０％の矩形波を作り、要素１５
〜１８はオンデユーテイ比可変部Ｃで可変抵抗１５の値
を増加すると抵抗１５．コンデンサ１７により充電時定
数が長くなり、アンプ１８の出力のオンデユーテイ比が
減少し、これで抵抗１９．２０のベース回路を通してト
ランジスタ２のオン時間を変化して負荷６へ供給するエ
ネルギーを変化するものである。The switching section A includes a damper diode 2' connected in the opposite direction to a transistor 2 as a switching element.
Elements 9 to 14 constitute clock oscillator B, which generates a rectangular wave with an on-duty ratio of approximately 50%, and element 15
18 is the on-duty ratio variable section C, and when the value of the variable resistor 15 is increased, the resistor 15. The capacitor 17 increases the charging time constant and reduces the on-duty ratio of the output of the amplifier 18, which changes the on-time of the transistor 2 through the base circuit of the resistor 19.20 and changes the energy supplied to the load 6. It is.
主要各部の動作および波形は、第１図〜第３図に対応す
る。The operations and waveforms of the main parts correspond to FIGS. 1 to 3.
この実施例によれば、発振周波数一定でスイッチング１
〜ランシスタ２のオンデユーテイ比の変化で、非常に広
い範囲にわたって負荷６へ供給されるエネルギーを連続
的に変化でき、また電圧共振でありながら、共振用コン
デンサ３．からスイッチングトランジスタ２へ直接流れ
る突入電流を阻止でき、高、効率で信頼性の高いインバ
ータとなっている。According to this embodiment, switching 1 with a constant oscillation frequency
~ By changing the on-duty ratio of the Runsistor 2, the energy supplied to the load 6 can be continuously changed over a very wide range, and even though the voltage is resonant, the resonance capacitor 3. The inrush current flowing directly from the inverter to the switching transistor 2 can be blocked, making the inverter highly efficient, highly reliable.
その他は第１の実施例（第１図）と同様であるので、同
一部分に同一符号を付すにとどめ、説明を省略する。Since the other parts are the same as those of the first embodiment (FIG. 1), the same parts are given the same reference numerals and the explanation will be omitted.
第３の実施例を第５図に基づいて説明する。この実施例
は、共振用コンデンサ３からエネルギー放出用１次巻線
４との間にエネルギー伝達用巻線２１．２２を設け、こ
こから第２の負荷２３へも°エネルギーを供給できるよ
うにしたものである。A third embodiment will be explained based on FIG. In this embodiment, energy transmission windings 21 and 22 are provided between the resonance capacitor 3 and the energy release primary winding 4, so that energy can also be supplied from there to the second load 23. It is something.
消費電力の異なる負荷を接続することもでき、また負荷
の消費電力に合わせたエネルギー供給ができるものであ
る。ここで要素２４〜２９はクロック発振部Ｂを、要素
３０〜３３は、負荷に供給されるエネルギーを可変する
ためのオンデユーテイ比可変部Ｃを、要素３４．３５は
ベースドライブ用の抵抗を、２はスイッチング素子とし
てのトランジスタ、２′はダンパーダイオードである。Loads with different power consumption can be connected, and energy can be supplied according to the power consumption of the loads. Here, elements 24 to 29 are clock oscillation unit B, elements 30 to 33 are on-duty ratio variable unit C for varying the energy supplied to the load, elements 34 and 35 are base drive resistors, and 2 is a transistor as a switching element, and 2' is a damper diode.
なお、第２の負荷２３の接続点は他には第５図中のａ
−ｃ点のどこでもよい。また実施例としてスイッチング
素子２が１つの場合について説明したが、電圧共振を用
いた構成であれば、スイッチング素子２の個数が２ある
いは４となってもこの発明の構成とすれば、共振用コン
デンサ３からスイッチング素子２への突入電流によるロ
スおよび破壊を防止できるものである。In addition, the connection point of the second load 23 is other than a in FIG.
- Any point between point c is fine. Furthermore, although the case where the number of switching elements 2 is one has been described as an example, if the configuration uses voltage resonance, even if the number of switching elements 2 is 2 or 4, if the configuration of this invention is used, the resonance capacitor This can prevent loss and destruction due to rush current from the switching element 3 to the switching element 2.
その他は第２の実施例（第４図）と同様であるので、同
一部分に同一符号を付すにとどめ、説明を省略する。Since the rest is the same as the second embodiment (FIG. 4), the same parts are given the same reference numerals and the explanation will be omitted.
なお、いずれの実施例にあっても、単方向性スイッチ素
子８としてダイオードのほかツェナダイオード、サイリ
スクその他車方向性のものであれば何でもよい。In any of the embodiments, the unidirectional switching element 8 may be a diode, a Zener diode, a silice, or any other device that is directional to the vehicle.
第６図 第７図Figure 6 Figure 7
Claims (1)
１次側エネルギー放出用１次巻線と共振用コンデンサと
の並列回路と、導通方向を前記共振用コンデンサの負極
に向かう方向としてこの負極に一端を接続した単方向性
スイッチ素子と、この単方向性スイッチ素子の他端と前
記共振用コンデンサの正極との間に接続し前記発振トラ
ンスの１次側に結合したエネルギー蓄積用１次巻線と、
前記単方向性スイッチ素子と前記エネルギー蓄積用１次
巻線の接続点と前記直流または整流電源の負極との間に
接続したスイッチング素子とを備えたインバータ装置。A parallel circuit of the primary side energy dissipation primary winding of an oscillation transformer connected to the positive pole of a DC or rectified power source and a resonance capacitor, and one end connected to this negative pole with the direction of conduction being directed toward the negative pole of the resonance capacitor. a unidirectional switch element connected to the unidirectional switch element; and an energy storage primary winding connected between the other end of the unidirectional switch element and the positive electrode of the resonance capacitor and coupled to the primary side of the oscillation transformer. ,
An inverter device comprising: a switching element connected between the unidirectional switching element, a connection point of the energy storage primary winding, and a negative electrode of the DC or rectified power supply.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59142654A JPS6122768A (en) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59142654A JPS6122768A (en) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | Inverter device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6122768A true JPS6122768A (en) | 1986-01-31 |
Family
ID=15320386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59142654A Pending JPS6122768A (en) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | Inverter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6122768A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63117857A (en) * | 1986-11-06 | 1988-05-21 | Fuji Xerox Co Ltd | Recording device |
-
1984
- 1984-07-10 JP JP59142654A patent/JPS6122768A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63117857A (en) * | 1986-11-06 | 1988-05-21 | Fuji Xerox Co Ltd | Recording device |
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