JPS6122478Y2 - - Google Patents
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- JPS6122478Y2 JPS6122478Y2 JP1980072532U JP7253280U JPS6122478Y2 JP S6122478 Y2 JPS6122478 Y2 JP S6122478Y2 JP 1980072532 U JP1980072532 U JP 1980072532U JP 7253280 U JP7253280 U JP 7253280U JP S6122478 Y2 JPS6122478 Y2 JP S6122478Y2
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- JP
- Japan
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- voltage
- converter
- control signal
- resistors
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- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はDC/DCコンバータの制御装置の改良
に関するものである。
に関するものである。
DC/DCコンバータは入力電圧に変換比を乗じ
た出力電圧を生じる。DC/DCコンバータが直流
安定化電源回路中に用いられたとき、変換比は制
御信号によつて入力電圧の変化とは逆方向に変え
られ、入力電圧と変換比との積すなわち出力電圧
が一定に保たれるようになつている。制御信号発
生回路は、誤差増幅器等からDC/DCコンバータ
の出力電圧とその基準値との差に基づくフイー
ド・バツク信号が与えられ、それに応じてDC/
DCコンバータに適した制御信号(デユーテイ信
号)を生じる。この場合、誤差増幅器の出力は、
入力電圧の変化はもちろんのこと、出力電流の変
動、および出力電圧変更時の基準値の切換にも対
応できるようにするために、変化範囲を広くしな
ければならない。ところが、出力の変化範囲を広
くすると、誤差増幅器の測定入力端子、すなわち
DC/DCコンバータの出力検出信号が与えられる
入力端子が、故障等により、低電位に拘束(ロー
クランプ)されると、誤差増幅器の出力が変化範
囲の最大値にまで増加し、このためDC/DCコン
バータの出力電圧が過大になる事故が生じる。ま
た、出力電圧を変更するために基準値を切換える
と、その結果は誤差増幅器を通じて出力電圧にお
よぼされるようになつているので、基準値の操作
に対する出力電圧の応答はやや遅いものとなる。
た出力電圧を生じる。DC/DCコンバータが直流
安定化電源回路中に用いられたとき、変換比は制
御信号によつて入力電圧の変化とは逆方向に変え
られ、入力電圧と変換比との積すなわち出力電圧
が一定に保たれるようになつている。制御信号発
生回路は、誤差増幅器等からDC/DCコンバータ
の出力電圧とその基準値との差に基づくフイー
ド・バツク信号が与えられ、それに応じてDC/
DCコンバータに適した制御信号(デユーテイ信
号)を生じる。この場合、誤差増幅器の出力は、
入力電圧の変化はもちろんのこと、出力電流の変
動、および出力電圧変更時の基準値の切換にも対
応できるようにするために、変化範囲を広くしな
ければならない。ところが、出力の変化範囲を広
くすると、誤差増幅器の測定入力端子、すなわち
DC/DCコンバータの出力検出信号が与えられる
入力端子が、故障等により、低電位に拘束(ロー
クランプ)されると、誤差増幅器の出力が変化範
囲の最大値にまで増加し、このためDC/DCコン
バータの出力電圧が過大になる事故が生じる。ま
た、出力電圧を変更するために基準値を切換える
と、その結果は誤差増幅器を通じて出力電圧にお
よぼされるようになつているので、基準値の操作
に対する出力電圧の応答はやや遅いものとなる。
本考案の目的は、誤差増幅器の出力の変化範囲
を狭くして誤差増幅器の故障時の影響を軽減する
とともに、基準値切換えに対する応答速度を高め
たDC/DCコンバータの制御装置を提供すること
にある。
を狭くして誤差増幅器の故障時の影響を軽減する
とともに、基準値切換えに対する応答速度を高め
たDC/DCコンバータの制御装置を提供すること
にある。
本考案は、誤差増幅器の出力信号とDC/DCコ
ンバータの出力信号の基準電圧との両入力信号に
よつて応動する制御信号発生回路を設けたことを
特徴とするものであり、その構成は以下の通りで
ある。
ンバータの出力信号の基準電圧との両入力信号に
よつて応動する制御信号発生回路を設けたことを
特徴とするものであり、その構成は以下の通りで
ある。
即ち、1次側にスイツチ素子を設けたトランス
を有するDC/DCコンバータと、このDC/DCコ
ンバータの出力電圧Eoと基準電圧源の電圧VRと
の差に基づいてフイードバツク信号VEを出力す
る誤差増幅器と、一方の入力端子に、基準電圧源
の電圧VRが2つの抵抗R1,R3によつて分圧され
た値とフイードバツク信号VEが2つの抵抗R2,
R4によつて分圧された値が与えられ、他方の入
力端子に、基準電圧源の電圧VRが2つの抵抗を
介した値とフイードバツク信号VEが2つの抵抗
を介した値と一定電圧ECCによる電流で充電され
定期的に零まで放電する一定周期Tのランプ電圧
を発生するコンデンサCが接続され、制御信号
aVE+bVRに比例したデユーテイ・レシオ信号を
出力してスイツチ素子を制御する制御信号発生回
路(但し、T=C(R1R2R3,R4/R1=
nKECC,1/nは前記トランスの巻線比,Kは
定数、a,bは定数)とを備えるDC/DCコンバ
ータの制御装置である。
を有するDC/DCコンバータと、このDC/DCコ
ンバータの出力電圧Eoと基準電圧源の電圧VRと
の差に基づいてフイードバツク信号VEを出力す
る誤差増幅器と、一方の入力端子に、基準電圧源
の電圧VRが2つの抵抗R1,R3によつて分圧され
た値とフイードバツク信号VEが2つの抵抗R2,
R4によつて分圧された値が与えられ、他方の入
力端子に、基準電圧源の電圧VRが2つの抵抗を
介した値とフイードバツク信号VEが2つの抵抗
を介した値と一定電圧ECCによる電流で充電され
定期的に零まで放電する一定周期Tのランプ電圧
を発生するコンデンサCが接続され、制御信号
aVE+bVRに比例したデユーテイ・レシオ信号を
出力してスイツチ素子を制御する制御信号発生回
路(但し、T=C(R1R2R3,R4/R1=
nKECC,1/nは前記トランスの巻線比,Kは
定数、a,bは定数)とを備えるDC/DCコンバ
ータの制御装置である。
以下、図面によつて本考案を詳細に説明する。
第1図は、本考案実施例の概念的構成図である。
第1図において、CNVはDC/DCコンバータの一
例で、トランスTと、その一次側に設けられて制
御信号xによつて駆動されるスイツチ素子Sと、
トランスTの二次側に設けられたダイオードDと
コンデンサCからなる。これはオン・オフ形
DC/DCコンバータとして知られるもので、スイ
ツチ素子SがオンのときにトランスTに入力電圧
Eiに基づくエネルギーを貯え、オフのときそれ
をダイオードDを通じてコンデンサCに放出する
ものである。コンデンサCの電圧は出力電圧E0
として負荷RLに供給される。このDC/DCコン
バータCNVの変換特性は Eo/Ei=f(x)=1/n・x/1−x (1) と表わされる。ただし1/nはトランスTの巻線
比であり、xはデユーテイ・レシオの単位を持
つ。
第1図は、本考案実施例の概念的構成図である。
第1図において、CNVはDC/DCコンバータの一
例で、トランスTと、その一次側に設けられて制
御信号xによつて駆動されるスイツチ素子Sと、
トランスTの二次側に設けられたダイオードDと
コンデンサCからなる。これはオン・オフ形
DC/DCコンバータとして知られるもので、スイ
ツチ素子SがオンのときにトランスTに入力電圧
Eiに基づくエネルギーを貯え、オフのときそれ
をダイオードDを通じてコンデンサCに放出する
ものである。コンデンサCの電圧は出力電圧E0
として負荷RLに供給される。このDC/DCコン
バータCNVの変換特性は Eo/Ei=f(x)=1/n・x/1−x (1) と表わされる。ただし1/nはトランスTの巻線
比であり、xはデユーテイ・レシオの単位を持
つ。
Aは誤差増幅器で、DC/DCコンバータCNVの
出力電圧Eoと基準電圧VRとの差に基づくフイー
ド・バツク信号VEを生じる。
出力電圧Eoと基準電圧VRとの差に基づくフイー
ド・バツク信号VEを生じる。
PWMは制御信号発生回路で、フイード・バツ
ク信号VEと基準電圧源の電圧VRが与えられ、そ
れに対して関数q(y)で表わされる出力信号を
生じる。ただしyはVEとVRの線形結合であつ
て、y=aVE+bVRで表わされる(a,bは定
数)。関数q(y)はDC/DCコンバータの変換
特性の逆関数で、Kyを独立変数とするものであ
る(Kは定数)。すなわち、 x=q(y)=f-1(Ky) (2) である。f(x)が上記(1)式で与えられるとき
は、 q(y)=nKy/1+nKy (3) となる。
ク信号VEと基準電圧源の電圧VRが与えられ、そ
れに対して関数q(y)で表わされる出力信号を
生じる。ただしyはVEとVRの線形結合であつ
て、y=aVE+bVRで表わされる(a,bは定
数)。関数q(y)はDC/DCコンバータの変換
特性の逆関数で、Kyを独立変数とするものであ
る(Kは定数)。すなわち、 x=q(y)=f-1(Ky) (2) である。f(x)が上記(1)式で与えられるとき
は、 q(y)=nKy/1+nKy (3) となる。
このように構成された装置の動作は次のとおり
である。出力電圧Eoは次式で表わされる。
である。出力電圧Eoは次式で表わされる。
Eo=Ei・f(x) (4)
ここで、
x=q(y)
=f-1(Ky) (5)
であるから(4)式は
Eo=Ei・f{f-1(Ky)}
=EiKy
=KEi(aVE+bVR) (6)
となり、VEとVRの線形結合に比例した制御が行
われることがわかる。
われることがわかる。
すなわち、出力電圧Eoの制御信号はaVE+bVR
となるが、ここで、bVRは基準値に基づく一定値
であるから、aVEが出力電圧の変動補償分とな
る。この変動補償分は予め見込まれる入力電圧
Eiの変動を補償するのに十分であればよいか
ら、それを例えば10%とすると、制御信号の構成
は、定数a,bの値を選らぶことにより、aVEが
10%、bVRが90%とすることができる。
となるが、ここで、bVRは基準値に基づく一定値
であるから、aVEが出力電圧の変動補償分とな
る。この変動補償分は予め見込まれる入力電圧
Eiの変動を補償するのに十分であればよいか
ら、それを例えば10%とすると、制御信号の構成
は、定数a,bの値を選らぶことにより、aVEが
10%、bVRが90%とすることができる。
そのようにしたとき、誤差増幅器Aの出力信号
は最大の場合でも制御信号の10%しか変化しない
ので、誤差増幅器Aに故障が生じても、DC/DC
コンバータの出力電圧Eoはたかだか10%変化す
るだけであり、従来のような過電圧の問題は生じ
ない。
は最大の場合でも制御信号の10%しか変化しない
ので、誤差増幅器Aに故障が生じても、DC/DC
コンバータの出力電圧Eoはたかだか10%変化す
るだけであり、従来のような過電圧の問題は生じ
ない。
また、制御信号にbVRが含まれていることによ
り、基準値を切換えてDC/DCコンバータの出力
電圧Eoを変更する場合は、出力電圧Eoはフイー
ド・フオワードの効果により基準値の切換えに即
応して変化する。とくに、(6)式において定数の関
係をKbEi=1と定めると、(6)式は Eo=VR+a/bVE (6′) となり、基準値の変更がそのまま即時に出力電圧
Eoに表わされる。
り、基準値を切換えてDC/DCコンバータの出力
電圧Eoを変更する場合は、出力電圧Eoはフイー
ド・フオワードの効果により基準値の切換えに即
応して変化する。とくに、(6)式において定数の関
係をKbEi=1と定めると、(6)式は Eo=VR+a/bVE (6′) となり、基準値の変更がそのまま即時に出力電圧
Eoに表わされる。
第1図のDC/DCコンバータCNVの変換特性
は、第2図のように制御信号xの増加につれて傾
斜が漸増する曲線で表わされるから、制御信号x
の変化率を上まわる変換比f(x)の変化率が得
られる。このため第1図の装置は広入力範囲また
は広出力範囲の直流安定化電源となる。もちろん
DC/DCコンバータは第1図のものに限られな
い。
は、第2図のように制御信号xの増加につれて傾
斜が漸増する曲線で表わされるから、制御信号x
の変化率を上まわる変換比f(x)の変化率が得
られる。このため第1図の装置は広入力範囲また
は広出力範囲の直流安定化電源となる。もちろん
DC/DCコンバータは第1図のものに限られな
い。
制御信号発生回路PWMとしてはDC/DCコン
バータの変換特性に応じて様々なものが用いられ
る。第1図のDC/DCコンバータCNVの変換特性
に合わせた制御信号発生回路PWMは例えば第3
図のように、比較器CFと、コンデンサC及びト
ランジスタQからなるランプ電圧発生回路よりな
る。第3図において、CFは比較器で、2つの入
力端子+,−に与えられる電圧の大小を判別し、+
入力端子の電圧が−入力端子の電圧よりも大きい
か小さいかに応じてそれぞれHおよびLとなる出
力電圧すなわち制御信号xを生じる。比較器CF
の+入力端子には、基準電圧VRが抵抗R1,R3に
よつて分圧されて与えられ、誤差増幅器Aからの
フイード・バツク信号VEが抵抗R2,R3によつて
分圧されて与えられる。比較器CFの−入力端子
にはコンデンサCの電圧が与えられる。コンデン
サCには抵抗R1,R2およびR4を通じてそれぞれ
基準電圧VR、フイード・バツク信号VEおよび一
定電圧ECCによる電流が充電される。コンデンサ
Cの電荷はトランジスタQによつて定期的に零ま
で放電される。充電電流が定電流と看做せる範囲
ではコンデンサCの電圧は一定周期Tのランプ電
圧となる。
バータの変換特性に応じて様々なものが用いられ
る。第1図のDC/DCコンバータCNVの変換特性
に合わせた制御信号発生回路PWMは例えば第3
図のように、比較器CFと、コンデンサC及びト
ランジスタQからなるランプ電圧発生回路よりな
る。第3図において、CFは比較器で、2つの入
力端子+,−に与えられる電圧の大小を判別し、+
入力端子の電圧が−入力端子の電圧よりも大きい
か小さいかに応じてそれぞれHおよびLとなる出
力電圧すなわち制御信号xを生じる。比較器CF
の+入力端子には、基準電圧VRが抵抗R1,R3に
よつて分圧されて与えられ、誤差増幅器Aからの
フイード・バツク信号VEが抵抗R2,R3によつて
分圧されて与えられる。比較器CFの−入力端子
にはコンデンサCの電圧が与えられる。コンデン
サCには抵抗R1,R2およびR4を通じてそれぞれ
基準電圧VR、フイード・バツク信号VEおよび一
定電圧ECCによる電流が充電される。コンデンサ
Cの電荷はトランジスタQによつて定期的に零ま
で放電される。充電電流が定電流と看做せる範囲
ではコンデンサCの電圧は一定周期Tのランプ電
圧となる。
第3図の回路の動作は第4図のとおりであつ
て、ランプ電圧VCが基準電圧VRとフイード・バ
ツク信号VEの線形結合yよりも小さいか大きい
かに応じて比較器CFの出力電圧はそれぞれHお
よびLとなり、周期Tに対するH部分のデユーテ
イ・レシオxが線形結合yの値に対応する。
て、ランプ電圧VCが基準電圧VRとフイード・バ
ツク信号VEの線形結合yよりも小さいか大きい
かに応じて比較器CFの出力電圧はそれぞれHお
よびLとなり、周期Tに対するH部分のデユーテ
イ・レシオxが線形結合yの値に対応する。
ランプ電圧VCは次式で表わされる。
VC=t/C(VR/R1+VE/R2+ECC
/R4)(7) t=xTにおいてVCは線形結合yに一致するか
ら、次式の関係が成立する。
/R4)(7) t=xTにおいてVCは線形結合yに一致するか
ら、次式の関係が成立する。
(VR/R1+VE/R2)(R1R2R3)
=xT/C(VR/R1+VE/R2+ECC/R
4)(8) これにより x=C/T(R1R2R3) VR+VER1/R2/VR+VER1/R2+E
CCR1/R4(9) となるから、ここで T=C(R1R2R3) (10) R4/R1=nKECC (11) を満足するように回路定数を定めると、 x=nK(VR+VER1/R2)/1+nK(VR
+VER1/R2) =nKy/1+nKy (12) となり、前記(3)式と同様な関数特性を得る。
4)(8) これにより x=C/T(R1R2R3) VR+VER1/R2/VR+VER1/R2+E
CCR1/R4(9) となるから、ここで T=C(R1R2R3) (10) R4/R1=nKECC (11) を満足するように回路定数を定めると、 x=nK(VR+VER1/R2)/1+nK(VR
+VER1/R2) =nKy/1+nKy (12) となり、前記(3)式と同様な関数特性を得る。
また、このxを前記(1)式に代入すると、出力電
圧は、 Eo=KEi(VR+VER1/R2) (13) となり、前記(6)式と同様になる。
圧は、 Eo=KEi(VR+VER1/R2) (13) となり、前記(6)式と同様になる。
なお、この方式によれば、入力電圧Eiの変化
が小幅でやや緩かなときはよいが、入力電圧Ei
が大きく変化したり、急激に変化したときは、フ
イード・バツク信号VEによる補償が間に合わな
くなるので、出力電圧Eoに変動が生じる。その
ような不都合を解消するためには、制御信号発生
回路PWMを入力電圧Eiに対しても応動するよう
にすればよい。すなわち、制御信号発生回路
PWMの入出力特性の関数gを、Ky/Eiを独立変
数とするものとし、 x=q(Ei,y)=f-1(Ky/Ei) (14) となるようにすればよい。
が小幅でやや緩かなときはよいが、入力電圧Ei
が大きく変化したり、急激に変化したときは、フ
イード・バツク信号VEによる補償が間に合わな
くなるので、出力電圧Eoに変動が生じる。その
ような不都合を解消するためには、制御信号発生
回路PWMを入力電圧Eiに対しても応動するよう
にすればよい。すなわち、制御信号発生回路
PWMの入出力特性の関数gを、Ky/Eiを独立変
数とするものとし、 x=q(Ei,y)=f-1(Ky/Ei) (14) となるようにすればよい。
そうすると出力電圧は、
Eo=Ei・f(x)
=Ei・ff-1(Ky/Ei)
=Ky (15)
となり、入力電圧Eiに無関係となる。
その場合の制御信号発生回路PWMとDC/DC
コンバータCNVの組合わせを第5図に示す。そ
して第6図には、DC/DCコンバータが f(x)=1/nx (16) という直線的な変換特性を持つものであるとき
の、制御信号発生回路PWMの構成を示す。第6
図の回路は第3図の回路と類似のものであるが、
第3図におけるECCの代わりに入力電圧Eiが与
えられるようになつている。この回路により、 x=n/Ei(VR+VER1/R2) (17) が得られ、したがつてDC/DCコンバータの出力
電圧は、 Eo=VR+VER1/R2 (18) となる。ただし、回路定数の関係は T=1/nCR3R2/R1+R2 (19) を満足するように定められる。
コンバータCNVの組合わせを第5図に示す。そ
して第6図には、DC/DCコンバータが f(x)=1/nx (16) という直線的な変換特性を持つものであるとき
の、制御信号発生回路PWMの構成を示す。第6
図の回路は第3図の回路と類似のものであるが、
第3図におけるECCの代わりに入力電圧Eiが与
えられるようになつている。この回路により、 x=n/Ei(VR+VER1/R2) (17) が得られ、したがつてDC/DCコンバータの出力
電圧は、 Eo=VR+VER1/R2 (18) となる。ただし、回路定数の関係は T=1/nCR3R2/R1+R2 (19) を満足するように定められる。
このように、本考案は、DC/DCコンバータの
制御信号発生回路に、誤差増幅器の出力信号の他
に出力電圧の基準値をも入力し、制御信号発生回
路をこれら両入力信号に応動させるようにした。
このため、誤差増幅器の出力の変化範囲が狭く
て、誤差増幅器故障時の影響が小さく、かつ基準
値変更に対する応答速度の高いDC/DCコンバー
タが得られる。
制御信号発生回路に、誤差増幅器の出力信号の他
に出力電圧の基準値をも入力し、制御信号発生回
路をこれら両入力信号に応動させるようにした。
このため、誤差増幅器の出力の変化範囲が狭く
て、誤差増幅器故障時の影響が小さく、かつ基準
値変更に対する応答速度の高いDC/DCコンバー
タが得られる。
第1図は、本考案実施例の概念的構成図、第2
図は、DC/DCコンバータの動作特性図、第3図
は、制御信号発生回路の一例図、第4図は、第3
図の回路の動作説明図、第5図は、本考案の他の
実施例の概念的構成図、第6図は、制御信号発生
回の他の例の図である。 CNV……DC/DCコンバータ、PWM……制御
信号発生回路、A……誤差増幅器、VR……基準
値、CF……比較器。
図は、DC/DCコンバータの動作特性図、第3図
は、制御信号発生回路の一例図、第4図は、第3
図の回路の動作説明図、第5図は、本考案の他の
実施例の概念的構成図、第6図は、制御信号発生
回の他の例の図である。 CNV……DC/DCコンバータ、PWM……制御
信号発生回路、A……誤差増幅器、VR……基準
値、CF……比較器。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 1次側にスイツチ素子を設けたトランスを有す
るDC/DCコンバータと、 このDC/DCコンバータの出力電圧Eoと基準
電圧源の電圧VRとの差に基づいてフイードバツ
ク信号VEを出力する誤差増幅器と、 一方の入力端子に、前記基準電圧源の電圧VR
が抵抗R1,R3によつて分圧された値と前記フイ
ードバツク信号VEが抵抗R2,R3によつて分圧さ
れた値が与えられ、他方の入力端子に、前記基準
電圧源の電圧VRが抵抗R1,R4を介した値と前記
フイードバツク信号VEが抵抗R2,R4を介した値
と一定電圧ECCによる電流で充電された定期的に
零まで放電する一定周期Tのランプ電圧を発生す
るコンデンサCが接続され、制御信号(aVE+
bVR)に比例したデユーテイ・レシオ信号を出力
して前記スイツチ素子を制御する制御信号発生回
路(ただし、T=C〈R1R2R3〉,R4/R1=
nKECC,1/nは前記トランスの巻線比,Kは
定数、a,bは定数)と を備えるDC/DCコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1980072532U JPS6122478Y2 (ja) | 1980-05-28 | 1980-05-28 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1980072532U JPS6122478Y2 (ja) | 1980-05-28 | 1980-05-28 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS56174979U JPS56174979U (ja) | 1981-12-24 |
JPS6122478Y2 true JPS6122478Y2 (ja) | 1986-07-05 |
Family
ID=29435726
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1980072532U Expired JPS6122478Y2 (ja) | 1980-05-28 | 1980-05-28 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6122478Y2 (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5445912A (en) * | 1977-09-17 | 1979-04-11 | Takechi Komusho Kk | Method of executing foundation pillar and its execution device |
-
1980
- 1980-05-28 JP JP1980072532U patent/JPS6122478Y2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5445912A (en) * | 1977-09-17 | 1979-04-11 | Takechi Komusho Kk | Method of executing foundation pillar and its execution device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS56174979U (ja) | 1981-12-24 |
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