JPS61202503A - 位相ロツクドル−プ回路を用いた同期検波装置 - Google Patents
位相ロツクドル−プ回路を用いた同期検波装置Info
- Publication number
- JPS61202503A JPS61202503A JP60043454A JP4345485A JPS61202503A JP S61202503 A JPS61202503 A JP S61202503A JP 60043454 A JP60043454 A JP 60043454A JP 4345485 A JP4345485 A JP 4345485A JP S61202503 A JPS61202503 A JP S61202503A
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- JP
- Japan
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- phase
- output
- circuit
- locked loop
- signal
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- Pending
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、位相ロックドループ回路を用いた同期検波
装置に関する。
装置に関する。
テレピジッン受像機の映像検波は、従来の疑似同期検波
に代り、位相ロックドルーf(以下PLLと称する)方
式同期検波が用いられるようになり、映倫品質の向上が
計られている。しかし、コ中−ストキャンセラー、波形
等化器用の検波器として用いた時、その性能は十分では
なく、更に性能の向上が望まれている。
に代り、位相ロックドルーf(以下PLLと称する)方
式同期検波が用いられるようになり、映倫品質の向上が
計られている。しかし、コ中−ストキャンセラー、波形
等化器用の検波器として用いた時、その性能は十分では
なく、更に性能の向上が望まれている。
第3図はPLL方式同期検波装置を示している。
チェーナ11からは、映像信号によって振幅変調された
中間周波信号が得られ、この信号は、検波器12及び位
相比較器13に入力される。
中間周波信号が得られ、この信号は、検波器12及び位
相比較器13に入力される。
位相比較器13は、中間周波信号と、電圧制御発振器(
以下VCOと称する)15からの出力との位相比較を行
なって、誤差信号を得る。位相誤差信号は、ループフィ
ルタ14にて制御電圧となり、VCO15の制御端子に
供給される。
以下VCOと称する)15からの出力との位相比較を行
なって、誤差信号を得る。位相誤差信号は、ループフィ
ルタ14にて制御電圧となり、VCO15の制御端子に
供給される。
VCO15の出力は、上記位相ロックドループの狭帯域
性によシ、側波帯が除去され、一定振幅の信号となる。
性によシ、側波帯が除去され、一定振幅の信号となる。
このVCO15の出力信号は、チューナ11の出力と位
相差が900あるために、9o0移相器16によって位
相が900すすめられるか又は900遅延させられるか
して、チー−す11の出力と同相の信号となり、検波器
12に入力される。これKよって、検波器12からは、
復調信号が得られる。
相差が900あるために、9o0移相器16によって位
相が900すすめられるか又は900遅延させられるか
して、チー−す11の出力と同相の信号となり、検波器
12に入力される。これKよって、検波器12からは、
復調信号が得られる。
■ 上記のシステムにおいて、90o移相器16を集積
回路内部に組み込む場合、−例として容量で結合し、入
力インピーダンスの低いペース接地で入力を受ける回路
がある。しかしながら、テレピノ1ン信号の中間周波数
は、58.75 MHz(NTSC方式の場合)であシ
、周波数が高いので、周波数の変動、温度特性、使用周
波数の違い(NTSC方式以外の方式に用いた場合)に
より、移相量が変動するという問題がある。これは、良
好な映像検波を保証できないことにつながる。
回路内部に組み込む場合、−例として容量で結合し、入
力インピーダンスの低いペース接地で入力を受ける回路
がある。しかしながら、テレピノ1ン信号の中間周波数
は、58.75 MHz(NTSC方式の場合)であシ
、周波数が高いので、周波数の変動、温度特性、使用周
波数の違い(NTSC方式以外の方式に用いた場合)に
より、移相量が変動するという問題がある。これは、良
好な映像検波を保証できないことにつながる。
■ また、テレビジ目ン信号の伝送は、残留側波帯方式
を採用しているため、検波器12に入力されるチー−す
11がら出力された変調信号と900移相器16から出
力されたキャリアとの位相間で所定の関係がくずれると
、復調信号に歪を生じる。よって、900移相器16の
移相量のばらつきは、復調信号の品質劣化を生じること
につながシ、可能であれは移相器を無くした構成のシス
テムが希望される。
を採用しているため、検波器12に入力されるチー−す
11がら出力された変調信号と900移相器16から出
力されたキャリアとの位相間で所定の関係がくずれると
、復調信号に歪を生じる。よって、900移相器16の
移相量のばらつきは、復調信号の品質劣化を生じること
につながシ、可能であれは移相器を無くした構成のシス
テムが希望される。
■ 更にVCOとしては、低価格で構成する場合、通常
コイルと容量の共振を利用した発振器を用いる。しかし
一般に温度変化により、発振周波数が変動するため、第
3図のシステムでは検波時に位相誤差を生じる。これを
無くす方法としては、VCOの入力誤差電圧を移相量を
可変にした900移相器に加えることによって検波時の
位相誤差を無くす方法も考えられるが、回路が複雑とな
シ、利得の微調整も必要となる。さらに、900移相器
自体の移相量もばらつくため、十分な効果が望めない。
コイルと容量の共振を利用した発振器を用いる。しかし
一般に温度変化により、発振周波数が変動するため、第
3図のシステムでは検波時に位相誤差を生じる。これを
無くす方法としては、VCOの入力誤差電圧を移相量を
可変にした900移相器に加えることによって検波時の
位相誤差を無くす方法も考えられるが、回路が複雑とな
シ、利得の微調整も必要となる。さらに、900移相器
自体の移相量もばらつくため、十分な効果が望めない。
■ また、復調出力の線形性を高くするためには、抽出
される搬送波の純度を高くする必要がある。搬送波の抽
出は、位相ロックドルーグの狭帯域性を利用しているが
、搬送波の純度を高めるには、雑音帯域幅を小さくすれ
ばよい。
される搬送波の純度を高くする必要がある。搬送波の抽
出は、位相ロックドルーグの狭帯域性を利用しているが
、搬送波の純度を高めるには、雑音帯域幅を小さくすれ
ばよい。
しかし雑音帯域幅を小さくすると、位相ロックドループ
の制御能力も低下するため、vCOのジッター、ノイズ
を抑圧できなくなり、位相ロックドループが不安定にな
る。よりて雑音帯域幅の最小値は、VCOの安定性によ
シ決まり、それ以上搬送波の純度を高めることはできな
い。
の制御能力も低下するため、vCOのジッター、ノイズ
を抑圧できなくなり、位相ロックドループが不安定にな
る。よりて雑音帯域幅の最小値は、VCOの安定性によ
シ決まり、それ以上搬送波の純度を高めることはできな
い。
この発明は上記の事情に対処すべくなされたもので、(
1)温度変化になる電圧制御発振器の周波数変動を打ち
消すことができ、(b)位相誤差を生じる原因となる移
相器を持た表い構成であシ、(c)更に電圧制御発振器
の安定性(ジッター、発振出力の純度)に制限があって
も抽出する搬送波の純度を一層高くすることのできる位
相ロックドループを用いた同期検波装置を提供すること
を目的とする。
1)温度変化になる電圧制御発振器の周波数変動を打ち
消すことができ、(b)位相誤差を生じる原因となる移
相器を持た表い構成であシ、(c)更に電圧制御発振器
の安定性(ジッター、発振出力の純度)に制限があって
も抽出する搬送波の純度を一層高くすることのできる位
相ロックドループを用いた同期検波装置を提供すること
を目的とする。
この発明では上記の目的を達成するために、例えば第1
図に示すように、第1の位相ロックドループ回路23の
出力を更に第2の位相ロックドループ回路24に入力し
て、この回路24の出力をキャリアとして検波器22に
入力する構成とするものである。
図に示すように、第1の位相ロックドループ回路23の
出力を更に第2の位相ロックドループ回路24に入力し
て、この回路24の出力をキャリアとして検波器22に
入力する構成とするものである。
以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。
第1図はこの発明の一実施例であり、チューナ21で受
信された放送テレビジョン信号は、中間周波信号に変換
されて、映像検波を行なう検波器22に入力される。
信された放送テレビジョン信号は、中間周波信号に変換
されて、映像検波を行なう検波器22に入力される。
また、チューナ21の出力は、第1の位相ロックドルー
グ(PLL)回路23にも入力される。この第1のPL
L回路23は、中間周波に同期した第1の信号s1を出
力し、この信号siは更に第2のPLL回路24に入力
される。そして、この第2のPLL回路24の出力信号
s2がキャリアとして検波器22に入力される。
グ(PLL)回路23にも入力される。この第1のPL
L回路23は、中間周波に同期した第1の信号s1を出
力し、この信号siは更に第2のPLL回路24に入力
される。そして、この第2のPLL回路24の出力信号
s2がキャリアとして検波器22に入力される。
第1.第2のPLL回路23.24は、具体的には第2
図に示すように構成されておシ、移相器を用いることな
しに構成されている。即ち、第1のPLL回路23にお
いて、第1の位相比較器231は、チューナ21の出力
(中間周波信号)と、第1の電圧制御発振器(VCO)
234の出力との位相比較を行なりて、その誤差信号を
第1のループフィルタ232に入力する。このループフ
ィルタ232からの誤差電圧は、vCO234の周波数
制御端子に入力される。これによってVCO2J 4か
らは、中間周波数信号に位相同期した出力が得られる。
図に示すように構成されておシ、移相器を用いることな
しに構成されている。即ち、第1のPLL回路23にお
いて、第1の位相比較器231は、チューナ21の出力
(中間周波信号)と、第1の電圧制御発振器(VCO)
234の出力との位相比較を行なりて、その誤差信号を
第1のループフィルタ232に入力する。このループフ
ィルタ232からの誤差電圧は、vCO234の周波数
制御端子に入力される。これによってVCO2J 4か
らは、中間周波数信号に位相同期した出力が得られる。
さらK、このVCO234の出力は、第2の位相比較器
241に入力される。第2の位相比較器241は、VC
OJ、?4と、VCO244の出力の位相比較を行なり
て、その誤差信号を第2のループフィルタ242に入力
する。このループフィルタ242がらの誤差電圧は、V
CO244の周波数制御端子に入力される。そして、こ
のVCO244の出力s2がキャリアとして検波器22
に入力される。
241に入力される。第2の位相比較器241は、VC
OJ、?4と、VCO244の出力の位相比較を行なり
て、その誤差信号を第2のループフィルタ242に入力
する。このループフィルタ242がらの誤差電圧は、V
CO244の周波数制御端子に入力される。そして、こ
のVCO244の出力s2がキャリアとして検波器22
に入力される。
ここで、第1のPLL回路23と、第2のPLL回路2
4のループの極性は逆になるように設定しであるため、
VCO244の出力S2は、チューナ21の出力と同相
になることができ、これによって同期検波が得られる。
4のループの極性は逆になるように設定しであるため、
VCO244の出力S2は、チューナ21の出力と同相
になることができ、これによって同期検波が得られる。
以上説明したように、この発明によれば、第1のPLL
回路と第2のPLL回路とを同様な回路構成とし、互い
のループ極性を逆にすることによって、VCOの温度特
性、位相比較器のばらつきによる位相誤差はすべて打ち
消し合う方向となる。特に第1のPLL回路と第2のP
LL回路のルーfダインが等しいとき、理論的には位相
誤差(PLL回路によって生じる誤差)は完全に打ち消
される。従来のシステムでは、個々の回路で生じたばら
つきを打ち消す手段が無い。また、本発明によると、従
来の如く、900移相器を必要としないので、従来生じ
ていた900位相器による問題は皆無と表る。
回路と第2のPLL回路とを同様な回路構成とし、互い
のループ極性を逆にすることによって、VCOの温度特
性、位相比較器のばらつきによる位相誤差はすべて打ち
消し合う方向となる。特に第1のPLL回路と第2のP
LL回路のルーfダインが等しいとき、理論的には位相
誤差(PLL回路によって生じる誤差)は完全に打ち消
される。従来のシステムでは、個々の回路で生じたばら
つきを打ち消す手段が無い。また、本発明によると、従
来の如く、900移相器を必要としないので、従来生じ
ていた900位相器による問題は皆無と表る。
さらにまた、従来のシステムによると、NTSC。
PAL 、 SECAM方式の信号は、周波数が違うの
で、個々の方式に応じて900移相器を別々(設計する
必要があったが、本発明では、すべての方式の信号に同
一の回路を使用できるという利点がある。
で、個々の方式に応じて900移相器を別々(設計する
必要があったが、本発明では、すべての方式の信号に同
一の回路を使用できるという利点がある。
また、従来のシステムでは、vCOの安定性により設定
可能な雑音帯域幅の最小値が制限され、このため抽出さ
れる搬送波の純度も制限される。
可能な雑音帯域幅の最小値が制限され、このため抽出さ
れる搬送波の純度も制限される。
しかし本発明のシステムでは、フィルタが2段重なって
いることと等価であるから、抽出される搬送波の純度は
大幅に向上する。また、第1のPLL回路のVCo 2
34の出力は、位相ロックドループの狭帯域性により、
側波帯が除去されているので、第2のPLL回路は、第
10PLL回路からの純度の高い信号に位相ロックする
ことになる。よって、第2のPLL回路は、第1のPL
L回路よりも雑音帯域幅を狭く設定できるので、PLL
回路を単に2段重ねた以上の効果を発揮する。
いることと等価であるから、抽出される搬送波の純度は
大幅に向上する。また、第1のPLL回路のVCo 2
34の出力は、位相ロックドループの狭帯域性により、
側波帯が除去されているので、第2のPLL回路は、第
10PLL回路からの純度の高い信号に位相ロックする
ことになる。よって、第2のPLL回路は、第1のPL
L回路よりも雑音帯域幅を狭く設定できるので、PLL
回路を単に2段重ねた以上の効果を発揮する。
第1図はこの発明の基本的構成図、第2図は、第1図の
回路を更に詳しく示す回路図、第3図は従来の同期検波
装置を示す説明図である。 21・・・チューナ、22・・・検波器、23・・・第
1の位相ロックドループ回路、24・・・第2の位相ロ
ックドループ回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1図 第3図
回路を更に詳しく示す回路図、第3図は従来の同期検波
装置を示す説明図である。 21・・・チューナ、22・・・検波器、23・・・第
1の位相ロックドループ回路、24・・・第2の位相ロ
ックドループ回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1図 第3図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 同期検波されるべき変調信号と第1の電圧制御発振器の
出力信号が入力される第1の位相比較器と、この第1の
位相比較器の出力を平滑して前記第1の電圧制御発振器
の周波数制御端子に入力する第1のループフィルタとで
成る第1の位相ロックドループ回路と、 前記第1の電圧制御発振器の出力と第2の電圧制御発振
器の出力とが入力される第2の位相比較器と、この第2
の位相比較器の出力を平滑して前記第2の電圧制御発振
器の周波数制御端子に入力する第2のループフィルタと
で成る第2の位相ロックドループ回路と、 前記第2の電圧制御発振器の出力がキャリアとして入力
されるとともに、前記変調信号を復調する検波器とを具
備したことを特徴とする位相ロックドループ回路を用い
た同期検波装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60043454A JPS61202503A (ja) | 1985-03-05 | 1985-03-05 | 位相ロツクドル−プ回路を用いた同期検波装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60043454A JPS61202503A (ja) | 1985-03-05 | 1985-03-05 | 位相ロツクドル−プ回路を用いた同期検波装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61202503A true JPS61202503A (ja) | 1986-09-08 |
Family
ID=12664147
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60043454A Pending JPS61202503A (ja) | 1985-03-05 | 1985-03-05 | 位相ロツクドル−プ回路を用いた同期検波装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61202503A (ja) |
-
1985
- 1985-03-05 JP JP60043454A patent/JPS61202503A/ja active Pending
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