JPS61167371A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPS61167371A JPS61167371A JP702385A JP702385A JPS61167371A JP S61167371 A JPS61167371 A JP S61167371A JP 702385 A JP702385 A JP 702385A JP 702385 A JP702385 A JP 702385A JP S61167371 A JPS61167371 A JP S61167371A
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- Japan
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- switch
- capacitor
- voltage
- diode
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、入力として供給される直流電圧を、安定化す
るか、又は他の直流電圧に変換して負荷側に供給するた
めの、直流電源装置に関するものである。
るか、又は他の直流電圧に変換して負荷側に供給するた
めの、直流電源装置に関するものである。
第３図は従来の降圧形スイッチング電源装置であり、こ
の回路は極めて一般的な周知の回路であるため、参照文
献は省略する０図において、１は入力直流電源、２は負
荷、３は出力コンデンサ、４はエネルギ蓄積用のリアク
トル、５はリアクトル４に蓄積されたエネルギを負荷側
に放出するためのフライホイールダイオード、６はリア
クトル４にエネルギを蓄積するためのスイッチであり、
本図ではパワーＭＯＳ Ｆ ＥＴの場合を示している。
の回路は極めて一般的な周知の回路であるため、参照文
献は省略する０図において、１は入力直流電源、２は負
荷、３は出力コンデンサ、４はエネルギ蓄積用のリアク
トル、５はリアクトル４に蓄積されたエネルギを負荷側
に放出するためのフライホイールダイオード、６はリア
クトル４にエネルギを蓄積するためのスイッチであり、
本図ではパワーＭＯＳ Ｆ ＥＴの場合を示している。
また７はパワーＭＯ５ＦＥＴ６内部の寄生ダイオードを
示している。なお図示していないがスイッチ６にはこれ
と並列に抵抗とコンデンサからなるスナバ回路が設けら
れている。
示している。なお図示していないがスイッチ６にはこれ
と並列に抵抗とコンデンサからなるスナバ回路が設けら
れている。
また第４図はスイッチ６の両端電圧ｖ１及びスイッチ６
に流れる電流Ｉｆを示している。
に流れる電流Ｉｆを示している。
次に動作について第３図、第４図を用いて説明する。こ
の回路は、最も一般的な降圧形スイッチング電源回路で
あり、時間ｔｏでスイッチ６をオンにすると、負荷２を
通してリアクトル４に電流が流れ、これにエネルギが蓄
積される。この時、ダイオード５は逆電圧が印加され、
オフしている。
の回路は、最も一般的な降圧形スイッチング電源回路で
あり、時間ｔｏでスイッチ６をオンにすると、負荷２を
通してリアクトル４に電流が流れ、これにエネルギが蓄
積される。この時、ダイオード５は逆電圧が印加され、
オフしている。
次に時間ｔ２でスイッチ６をオフすると、リアクトル４
に蓄積されたエネルギはダイオード５を通して負荷２及
び出力コンデンサ３に放出される。
に蓄積されたエネルギはダイオード５を通して負荷２及
び出力コンデンサ３に放出される。
時間ｔ５において、上記リアクトル４のエネルギはすべ
て放出され、リアクトルの電流が零になる、いわゆるコ
ンデンサインプットモードであることを示している。本
装置の出力電圧はスイッチ６のオン時間、オフ時間を変
えることによって決められる。
て放出され、リアクトルの電流が零になる、いわゆるコ
ンデンサインプットモードであることを示している。本
装置の出力電圧はスイッチ６のオン時間、オフ時間を変
えることによって決められる。
従来の直流電源装置は以上のように構成されて直流電源
電圧まで急上昇し、回路のり一ケージインダクタンスに
よるサージを発生したり、スイッチ６のスイッチング時
間ｔ２〜ｔ３におけるスイッチ６の損失が大きくなる、
という問題があった。
電圧まで急上昇し、回路のり一ケージインダクタンスに
よるサージを発生したり、スイッチ６のスイッチング時
間ｔ２〜ｔ３におけるスイッチ６の損失が大きくなる、
という問題があった。
特に電源の小形化を求めてスイッチング周波数を数百Ｋ
Ｈｚまで上げるためには、このスイ・ノチンク損失をい
かに小さくできるかが決め手となる。
Ｈｚまで上げるためには、このスイ・ノチンク損失をい
かに小さくできるかが決め手となる。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、スイッチのスイッチング損失を極めて小さく
でき、該スイッチにストレスをかけることなく数百ＫＨ
ｚのスイッチ周波数で、安定に動作することのできる直
流電源装置を得ることを目的としている。
たもので、スイッチのスイッチング損失を極めて小さく
でき、該スイッチにストレスをかけることなく数百ＫＨ
ｚのスイッチ周波数で、安定に動作することのできる直
流電源装置を得ることを目的としている。
本発明に係る直流電源装置は、主リアクトルに並列にコ
ンデンサとダイオードからなる第１の直列回路を接続し
、 −゛゛′ ” 考スイッチのオフ時、上記コンデンサを充電させて、ス
イッチに印加される電圧上昇率を抑制し、スイッチのオ
ン時、上記コンデンサのエネルギをスイッチを通した従
リアクトルとダイオードからなる第２のの直列回路で放
電させることにより、次のスイッチのオフに備えるよう
にしたものである。
ンデンサとダイオードからなる第１の直列回路を接続し
、 −゛゛′ ” 考スイッチのオフ時、上記コンデンサを充電させて、ス
イッチに印加される電圧上昇率を抑制し、スイッチのオ
ン時、上記コンデンサのエネルギをスイッチを通した従
リアクトルとダイオードからなる第２のの直列回路で放
電させることにより、次のスイッチのオフに備えるよう
にしたものである。
この発明においては、主リアクトルに並列に接続された
コンデンサとダイオードにより、スイッチオフ時、スイ
ッチに印加される電圧の上昇率を一゛′
自由に小さ く抑制できるから、スイッチオフ時のスイッチング損失
は極めて小さくすることができ、スイッチング周波数を
数百ＫＨｚに上げることを可能ならしめる。
コンデンサとダイオードにより、スイッチオフ時、スイ
ッチに印加される電圧の上昇率を一゛′
自由に小さ く抑制できるから、スイッチオフ時のスイッチング損失
は極めて小さくすることができ、スイッチング周波数を
数百ＫＨｚに上げることを可能ならしめる。
以下、この発明の実施例を図について説明する。
第１図はこの発明の一実施例による直流電源装置を示し
、図において、一点鎖線で囲まれた回路８がこの発明に
おいて付加された部分であうで、その他の部分は従来の
ものと同一である。９はスイッチ６のオフ時の電圧上昇
率を抑制するためのコンデンサ、１０はスイッチ６のオ
フ時のみ上記コンデンサ９のスイッチ６側が正電位にな
るように該コンデンサ６を充電させるダイオード、１１
はスイッチ６のオン時、上記コンデンサ９のエネルギを
スイッチ６を通して放出するためのダイオード、１２は
上記コンデンサ９の放出時の電流を抑制すると共に、該
コンデンサ９との共振作用により、スィッチ６０オン期
間中に上記コンデンサ９の充電方向を反転するための従
リアクトル、２０は上記コンデンサ９及びダイオード１
０からなり上記主リアクトル４に並列に接続され、上記
スイッチ６のオフ時にエネルギを蓄積する第１の直列回
路、３０は上記ダイオード１１及び従リアクトル１２か
らなり上記スインチロのオン時上記コンデンサ９のエネ
ルギを放出する第２の直列回路である。
、図において、一点鎖線で囲まれた回路８がこの発明に
おいて付加された部分であうで、その他の部分は従来の
ものと同一である。９はスイッチ６のオフ時の電圧上昇
率を抑制するためのコンデンサ、１０はスイッチ６のオ
フ時のみ上記コンデンサ９のスイッチ６側が正電位にな
るように該コンデンサ６を充電させるダイオード、１１
はスイッチ６のオン時、上記コンデンサ９のエネルギを
スイッチ６を通して放出するためのダイオード、１２は
上記コンデンサ９の放出時の電流を抑制すると共に、該
コンデンサ９との共振作用により、スィッチ６０オン期
間中に上記コンデンサ９の充電方向を反転するための従
リアクトル、２０は上記コンデンサ９及びダイオード１
０からなり上記主リアクトル４に並列に接続され、上記
スイッチ６のオフ時にエネルギを蓄積する第１の直列回
路、３０は上記ダイオード１１及び従リアクトル１２か
らなり上記スインチロのオン時上記コンデンサ９のエネ
ルギを放出する第２の直列回路である。
次に第１図、第２図を用いて本実施例の動作について説
明する。まずスイッチ６がオンの期間ｔＯ〜ｔ２のうち
、ｔ１〜ｔ２の期間においてはスイッチ６の電流１１は
、主リアクトル４により抑制され、時間に比例して増大
していく、この時、コンデンサ９の電圧は、後述する従
リアクトル１２との共振作用により、そのスイッチ６側
が負。
明する。まずスイッチ６がオンの期間ｔＯ〜ｔ２のうち
、ｔ１〜ｔ２の期間においてはスイッチ６の電流１１は
、主リアクトル４により抑制され、時間に比例して増大
していく、この時、コンデンサ９の電圧は、後述する従
リアクトル１２との共振作用により、そのスイッチ６側
が負。
ダイオード１０側が正の方向で、しかもダイオード７、
ダイオード１０のクランプ作用により、上記コンデンサ
９の電圧と出力コンデンサ３の電圧の和が入力直流電源
１電圧に等しくなっている。
ダイオード１０のクランプ作用により、上記コンデンサ
９の電圧と出力コンデンサ３の電圧の和が入力直流電源
１電圧に等しくなっている。
さて時間ｔ２において、スイッチ６をオフさせるドライ
ブがかかると、スイッチ６がオンからオフに移行し、時
間ｔ３において、スイッチ６はオフし、電流Ｉ’ｌは零
となる。ここで、時間ｔ２以後のスイッチ６の電圧ｖ１
に注目すると、主リアクトル４に蓄積されたエネルギは
まず、コンデンサ９．ダイオード１０を通して放出され
、コンデンサ９の電位方向は、スイッチ６側が負から正
に反転され、主リアクトル４とコンデンサ９の定数によ
り決められる充電カーブに従ってスイッチ６の電圧■１
は零から徐々に上昇していく。
ブがかかると、スイッチ６がオンからオフに移行し、時
間ｔ３において、スイッチ６はオフし、電流Ｉ’ｌは零
となる。ここで、時間ｔ２以後のスイッチ６の電圧ｖ１
に注目すると、主リアクトル４に蓄積されたエネルギは
まず、コンデンサ９．ダイオード１０を通して放出され
、コンデンサ９の電位方向は、スイッチ６側が負から正
に反転され、主リアクトル４とコンデンサ９の定数によ
り決められる充電カーブに従ってスイッチ６の電圧■１
は零から徐々に上昇していく。
時間ｔ４において、スイッチ６の電圧が入力直流電源１
の電圧を越えると、ダイオード５がオンし、主リアクト
ル４の蓄積エネルギはダイオード５を通して負荷側へ放
出される。
の電圧を越えると、ダイオード５がオンし、主リアクト
ル４の蓄積エネルギはダイオード５を通して負荷側へ放
出される。
スイッチ６のオフ時のスイッチング損失は、スイッチ６
の電圧ｖ１と電流■１がクロスする時間ｔ２〜ｔ３間で
発生し、第２図から明らかなように、スイッチ６の電圧
ｖ１は、上記コンデンサ９の電圧上昇率抑制作用により
徐々に上昇するために、時間ｔ２〜ｔ３間では、電圧値
はまだ小さく、従ってｔ２〜ｔ３間におけるスイッチン
グ損失は、付加回路８がない第３図の従来回路と比較し
、著しく小さくできるのである。
の電圧ｖ１と電流■１がクロスする時間ｔ２〜ｔ３間で
発生し、第２図から明らかなように、スイッチ６の電圧
ｖ１は、上記コンデンサ９の電圧上昇率抑制作用により
徐々に上昇するために、時間ｔ２〜ｔ３間では、電圧値
はまだ小さく、従ってｔ２〜ｔ３間におけるスイッチン
グ損失は、付加回路８がない第３図の従来回路と比較し
、著しく小さくできるのである。
時間ｔ５において、主リアクトル４のエネルギはすべて
放出され、主リアクトル４に流れる電流は零となる、い
わゆるコンデンサンイプノトモードとなって、次のスイ
ッチ６のオンに備えており、負荷へのエネルギは出力コ
ンデンサ３から供給される。
放出され、主リアクトル４に流れる電流は零となる、い
わゆるコンデンサンイプノトモードとなって、次のスイ
ッチ６のオンに備えており、負荷へのエネルギは出力コ
ンデンサ３から供給される。
次に時間ｔ６において、スイッチ６がオンすると、コン
デンサ９のエネルギは、スイッチ６−従リアクトル１２
−ダイオード１１のルートを通って放出され、コンデン
サ９と従リアクトル１２との共振作用により、コンデン
サ９の電位はダイオード１１側が正に充電され、逆方向
の共振作用はダイオード１１で阻止される。上記コンデ
ンサ９の電圧値と出力コンデンサ３の電圧値の和が入力
直流電源１の値を越えると、コンデンサ９のエネルギは
、ダイオード１０→出力コンデンサ３−人力直流電源１
→ダイオード７→コンデンサ９のルートでクランプされ
、次のスイッチ６のオフに備えている。
デンサ９のエネルギは、スイッチ６−従リアクトル１２
−ダイオード１１のルートを通って放出され、コンデン
サ９と従リアクトル１２との共振作用により、コンデン
サ９の電位はダイオード１１側が正に充電され、逆方向
の共振作用はダイオード１１で阻止される。上記コンデ
ンサ９の電圧値と出力コンデンサ３の電圧値の和が入力
直流電源１の値を越えると、コンデンサ９のエネルギは
、ダイオード１０→出力コンデンサ３−人力直流電源１
→ダイオード７→コンデンサ９のルートでクランプされ
、次のスイッチ６のオフに備えている。
このように本実施例装置ではスイッチ６がオンの期間に
、上記コンデンサ９の放電電流がスイッチ６に流れるた
め、従来回路に比較し、スイッチ６のオン損失は増すこ
とになるが、スイッチ６のオン時における電流１１は、
従リアクトル１２で抑制されるため、電流上昇率は小さ
く、期間ｔ６〜ｔ７においては、スイッチ６の飽和電圧
が十分小さいため、オン期間の損失も小さく、スイッチ
６のオフ時の損失の低減を考えれば、スイッチ６のオン
時の損失の増大は無視できるほど小さくなる。
、上記コンデンサ９の放電電流がスイッチ６に流れるた
め、従来回路に比較し、スイッチ６のオン損失は増すこ
とになるが、スイッチ６のオン時における電流１１は、
従リアクトル１２で抑制されるため、電流上昇率は小さ
く、期間ｔ６〜ｔ７においては、スイッチ６の飽和電圧
が十分小さいため、オン期間の損失も小さく、スイッチ
６のオフ時の損失の低減を考えれば、スイッチ６のオン
時の損失の増大は無視できるほど小さくなる。
また、付加回路８を追加したことによる損失の増大に対
しても、コンデンサ９と従リアクトル１２は共振作用を
なし、従来のように、抵抗とコンデンサによるスナバ回
路と比較し、損失は著しく小さくなり、またダイオード
１０．１１はスイッチ作用をし、これに流れる電流はコ
ンデンサ９の充放電電流であるから、その損失はほとん
ど無視できる。
しても、コンデンサ９と従リアクトル１２は共振作用を
なし、従来のように、抵抗とコンデンサによるスナバ回
路と比較し、損失は著しく小さくなり、またダイオード
１０．１１はスイッチ作用をし、これに流れる電流はコ
ンデンサ９の充放電電流であるから、その損失はほとん
ど無視できる。
なお、上記実施例ではスイッチ６、主リアクトル４をリ
ターン側に設けているが、スイッチ６゜主リアクトル４
をホット側に設けた場合でも動作は全く同様であり、ま
た上記実施例では、主リアクトル４の電流が零になる期
間ができる、いわゆるコンデンサインジフト形の例で説
明をしたが、主リアクトル４の電流が連続となる、いわ
ゆるチョークインプット形にした場合もその作用、効果
は同様である。
ターン側に設けているが、スイッチ６゜主リアクトル４
をホット側に設けた場合でも動作は全く同様であり、ま
た上記実施例では、主リアクトル４の電流が零になる期
間ができる、いわゆるコンデンサインジフト形の例で説
明をしたが、主リアクトル４の電流が連続となる、いわ
ゆるチョークインプット形にした場合もその作用、効果
は同様である。
また、上記実施例では降圧形スイッチング電源装置に適
用したものについて説明したが、本発明はこれに限定さ
れるものではなく、他のスイッチング電源装置にも通用
できる。
用したものについて説明したが、本発明はこれに限定さ
れるものではなく、他のスイッチング電源装置にも通用
できる。
また、本実施例ではスイッチ６としてパワーＭＯ３ＦＥ
Ｔを使用したが、スイッチ素子としてトランジスタ等を
使用してもよ（、上記実施例と同様の効果を奏する。
Ｔを使用したが、スイッチ素子としてトランジスタ等を
使用してもよ（、上記実施例と同様の効果を奏する。
以上のように、この発明に係る直流電源装置によれば、
コンデンサとダイオードからなる第１の直列回路を主リ
アクトルに並列に設け、スイッチのオフ時に該生リアク
トルに蓄積されたエネルギを放出するようにしたので、
スイッチオフ時のスイッチの電圧上昇率を抑制すること
ができ、スイッチの総合損失を小さくでき、スイッチに
かかるストレスを誓え、数百ＫＨｚのスイッチングにお
いても十分に信頼性の高いスイッチング電源を得られる
効果がある。
コンデンサとダイオードからなる第１の直列回路を主リ
アクトルに並列に設け、スイッチのオフ時に該生リアク
トルに蓄積されたエネルギを放出するようにしたので、
スイッチオフ時のスイッチの電圧上昇率を抑制すること
ができ、スイッチの総合損失を小さくでき、スイッチに
かかるストレスを誓え、数百ＫＨｚのスイッチングにお
いても十分に信頼性の高いスイッチング電源を得られる
効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による直流電源装置を示す
回路図、第２図はその動作説明のための波形図、第３図
は従来の直流電源装置を示す回路図、第４図はその動作
説明のための波形図である。 ｌ・・・入力直流電源、２・・・負荷、３・・・出力コ
ンデンサ、４・・・主リアクトル、５・・・フライホイ
ールダイオード、６・・・パワーＭＯ３ＦＥＴ （スイ
ッチ）、８・・・付加回路、９・・・コンデンサ、１０
．１１・・・ダイオード、１２・・・従リアクトル、２
０．３０・・・第１、第２の直列回路。 なお図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
回路図、第２図はその動作説明のための波形図、第３図
は従来の直流電源装置を示す回路図、第４図はその動作
説明のための波形図である。 ｌ・・・入力直流電源、２・・・負荷、３・・・出力コ
ンデンサ、４・・・主リアクトル、５・・・フライホイ
ールダイオード、６・・・パワーＭＯ３ＦＥＴ （スイ
ッチ）、８・・・付加回路、９・・・コンデンサ、１０
．１１・・・ダイオード、１２・・・従リアクトル、２
０．３０・・・第１、第２の直列回路。 なお図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (1)
- （１）入力直流電圧を安定化して負荷に供給する直流電
源装置であって、主リアクトルに流れる電流を切り回路
をオフとするスイッチと、上記主リアクトルに並列に接
続され上記スイッチのオフ時にエネルギを蓄積する、コ
ンデンサとダイオードからなる第１の直列回路と、上記
スイッチのオン時上記第１の直列回路のコンデンサのエ
ネルギを放出する、ダイオードと従リアクトルからなる
第２の直列回路とを備えたことを特徴とする直流電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP702385A JPS61167371A (ja) | 1985-01-17 | 1985-01-17 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP702385A JPS61167371A (ja) | 1985-01-17 | 1985-01-17 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61167371A true JPS61167371A (ja) | 1986-07-29 |
Family
ID=11654439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP702385A Pending JPS61167371A (ja) | 1985-01-17 | 1985-01-17 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61167371A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012070505A (ja) * | 2010-09-22 | 2012-04-05 | Mitsubishi Electric Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1985
- 1985-01-17 JP JP702385A patent/JPS61167371A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012070505A (ja) * | 2010-09-22 | 2012-04-05 | Mitsubishi Electric Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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