JPS61158224A - 帯域制限回路 - Google Patents
帯域制限回路Info
- Publication number
- JPS61158224A JPS61158224A JP27682784A JP27682784A JPS61158224A JP S61158224 A JPS61158224 A JP S61158224A JP 27682784 A JP27682784 A JP 27682784A JP 27682784 A JP27682784 A JP 27682784A JP S61158224 A JPS61158224 A JP S61158224A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- frequency
- band
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、信号の振幅を圧縮・伸張することによジ、
録音媒体のダイナミックレンジを拡大するノイズリダク
ション回路において、録音媒体の高域飽和の影響を回避
するために使用される帯域デイオ信号が必要とするダイ
ナミックレンジに対して充分ではない。特にテープ速度
が遅く、トラック幅の狭いコンパクトカセットなどのよ
うな記録媒体1は、ダイナミックレンジの不足が顕著フ
ある。この欠点をカバーする手段として周知のノイズリ
ダクション回路が用いられ、記録時に信号のダイナミッ
クレンジを圧縮し再生時に伸張することによってダイナ
ミックレンジの不足を補っている。
録音媒体のダイナミックレンジを拡大するノイズリダク
ション回路において、録音媒体の高域飽和の影響を回避
するために使用される帯域デイオ信号が必要とするダイ
ナミックレンジに対して充分ではない。特にテープ速度
が遅く、トラック幅の狭いコンパクトカセットなどのよ
うな記録媒体1は、ダイナミックレンジの不足が顕著フ
ある。この欠点をカバーする手段として周知のノイズリ
ダクション回路が用いられ、記録時に信号のダイナミッ
クレンジを圧縮し再生時に伸張することによってダイナ
ミックレンジの不足を補っている。
ノイズリダクション回路としては種々の方式が考案され
ているが、[ドルビー・ノイズリダクション方式]の商
品名1知られる方式が著名で、かつ広く普及している。
ているが、[ドルビー・ノイズリダクション方式]の商
品名1知られる方式が著名で、かつ広く普及している。
ドルビー・ノイズリダクション方式も目的に応じ、いく
つかの種類があり、民生用に広く普及しているのは「B
方式」、[C方式」と呼ばれる方式tある。C方式はB
方式の発展方式〒1約20 dBのノイズ改善効果を持
つ。
つかの種類があり、民生用に広く普及しているのは「B
方式」、[C方式」と呼ばれる方式tある。C方式はB
方式の発展方式〒1約20 dBのノイズ改善効果を持
つ。
第6図にそのうち、PルビーC方式を採用したノイズリ
ダクション回路α〔の−例を示す。
ダクション回路α〔の−例を示す。
端子(1)に供給された入力信号は、圧縮回路(2)に
よってダイナミックレンジが圧縮された状態を記録媒体
(3)に録音される。再生時、再生信号は伸張回路(4
)により伸張復元されて出力端子(5)に取シ出される
。圧縮回路(2)と伸張回路(4)は、互いに対称な構
成を持ち、かつ対称な動作をする。
よってダイナミックレンジが圧縮された状態を記録媒体
(3)に録音される。再生時、再生信号は伸張回路(4
)により伸張復元されて出力端子(5)に取シ出される
。圧縮回路(2)と伸張回路(4)は、互いに対称な構
成を持ち、かつ対称な動作をする。
圧縮回路(2)は高しくル段αυと低レベル段(1)と
1構成され、高レベル段αBは帯域制限回路αJのほか
単位利得を持つ主信号路α転副信号路内に設けられた可
変高域フィルタα鴎、この可変高域フィルタ<Isを制
御する制御回路(lE9及び主信号と副信号を加算する
加算回路αηから成る。
1構成され、高レベル段αBは帯域制限回路αJのほか
単位利得を持つ主信号路α転副信号路内に設けられた可
変高域フィルタα鴎、この可変高域フィルタ<Isを制
御する制御回路(lE9及び主信号と副信号を加算する
加算回路αηから成る。
これに対し、低レベル段αのは、主信号路を形成する飽
和防止回路α樟、副信号路を形成する可変高域フィルタ
翰、その制御回路00及び主信号と副信号を加算する加
算回路(2Dから構成される。
和防止回路α樟、副信号路を形成する可変高域フィルタ
翰、その制御回路00及び主信号と副信号を加算する加
算回路(2Dから構成される。
伸張回路(4)は圧縮回路(2)と対称な回路構成とな
され、従って高レベル段Gυは主信号路64)、副信号
路内に設けられた可変高域フィルタG(5)、これを制
御する制御回路(ト)、副信号を減算する加算器l37
)及び帯域制限回路α3)とは逆の周波数特性に選定さ
れた帯域制限回路(至)と1構成される。同様に、低レ
ベル段02は、飽和防止回路(IIと逆特性に選定され
た主信号路内の飽和防止回路(至)、副信号路を形成す
る可変高域フィルタC3傷、これを制御する制御回路(
40及び再生信号から副信号を減算するだめの加算器(
4υと!構成される。
され、従って高レベル段Gυは主信号路64)、副信号
路内に設けられた可変高域フィルタG(5)、これを制
御する制御回路(ト)、副信号を減算する加算器l37
)及び帯域制限回路α3)とは逆の周波数特性に選定さ
れた帯域制限回路(至)と1構成される。同様に、低レ
ベル段02は、飽和防止回路(IIと逆特性に選定され
た主信号路内の飽和防止回路(至)、副信号路を形成す
る可変高域フィルタC3傷、これを制御する制御回路(
40及び再生信号から副信号を減算するだめの加算器(
4υと!構成される。
さて、このノイズリダクション回路α〔の圧縮、伸張動
作を第7図を参照して説明すると、曲線6I)。
作を第7図を参照して説明すると、曲線6I)。
64)及びI!i′7)は圧縮回路(2)の周波数特性
を示し、曲線(!5a 、 l!551及び6杓は伸張
回路(4)の周波数特性を示す。
を示し、曲線(!5a 、 l!551及び6杓は伸張
回路(4)の周波数特性を示す。
これら曲線の高域増強若しくは減衰特性は、低レベル段
ez 、 C33及び高レベル段aυ、Gυの夫々−t
?10dB増強若しくは減衰されてトータル20 dB
の増強若しくは減衰と彦される。
ez 、 C33及び高レベル段aυ、Gυの夫々−t
?10dB増強若しくは減衰されてトータル20 dB
の増強若しくは減衰と彦される。
さて、無信号状態fは可変高域フィルタ(1つ、alの
カットオフ周波数は曲線l!51)に示すように最も低
下した状態にあり、信号が入力すると制御回路(16)
。
カットオフ周波数は曲線l!51)に示すように最も低
下した状態にあり、信号が入力すると制御回路(16)
。
(社)の出力で可変高域フィルタ(Is 、 (11の
カットオフ周波数が上昇する。例えば、第7図曲線6漠
に示すようなスペクトルをもつ入力信号が供給されたと
きには、曲線64)f示すように周波数特性が変更され
、また曲線(4)に示す入力信号が供給されたときには
、曲線δη1示すように周波数特性が変更される。なお
、信号レベルが大きい程、また入力周波数が高い程、カ
ットオフ周波数の上昇幅が大きくなる。
カットオフ周波数が上昇する。例えば、第7図曲線6漠
に示すようなスペクトルをもつ入力信号が供給されたと
きには、曲線64)f示すように周波数特性が変更され
、また曲線(4)に示す入力信号が供給されたときには
、曲線δη1示すように周波数特性が変更される。なお
、信号レベルが大きい程、また入力周波数が高い程、カ
ットオフ周波数の上昇幅が大きくなる。
曲線(至)、(ト)のような入力信号のとき、伸張回路
(4)に設けられた可変高域フィルタ(ハ)、 C31
は曲線6!9゜(至)f示されるようなカットオフ特性
となされる。
(4)に設けられた可変高域フィルタ(ハ)、 C31
は曲線6!9゜(至)f示されるようなカットオフ特性
となされる。
ところで、このようなノイズリダクション回路0Iにお
いては、圧縮記録された信号が完全に伸張復元されるた
めには、記録された信号と再生された信号が等しくなけ
ればならない。再生された信号が利得、周波数特性の誤
差あるいは飽和等により、記録された信号と差異を持つ
場合には、圧縮動作と伸張動作の対称性がくずれ、完全
には伸張復元できなくなる。特にテープ速度の遅いコン
Aクトカセットでは、磁気テープの高域飽和を考慮しな
ければならない。
いては、圧縮記録された信号が完全に伸張復元されるた
めには、記録された信号と再生された信号が等しくなけ
ればならない。再生された信号が利得、周波数特性の誤
差あるいは飽和等により、記録された信号と差異を持つ
場合には、圧縮動作と伸張動作の対称性がくずれ、完全
には伸張復元できなくなる。特にテープ速度の遅いコン
Aクトカセットでは、磁気テープの高域飽和を考慮しな
ければならない。
すなわち、この種の磁気テープの飽和レベルは第8図曲
線11)”t’示すようになるのに対し、音楽信号のス
ペクトルの最大値は曲線I′IJのようになる。
線11)”t’示すようになるのに対し、音楽信号のス
ペクトルの最大値は曲線I′IJのようになる。
このように中低域の飽和レベルは一般的に信号に°紛し
て余裕があるが、高域〒は飽和レベルの急激外低下によ
りネ足気味となる。
て余裕があるが、高域〒は飽和レベルの急激外低下によ
りネ足気味となる。
ノイズリダクション回路(IIを用いない場合には、入
力信号が飽和レベルを若干越えたとしても実用上問題な
い。なぜなら、この飽和は高域部のみで発生し、時間率
にすると瞬時に過ぎないからである。
力信号が飽和レベルを若干越えたとしても実用上問題な
い。なぜなら、この飽和は高域部のみで発生し、時間率
にすると瞬時に過ぎないからである。
しかし、ノイズリダクション回路0〔を使用すると、こ
の飽和の影響は中低域まf及び、かつ時間率的にも瞬時
fはカく平均レベルにも影響を及ぼす。というのは、こ
の高域飽和が圧縮動作と伸張動作の対称性をくずすため
、中低域の信号もその影響を受け、かつ圧縮動作、伸張
動作は、ある時定数を伴なって行なわれるため、時間的
にも飽和の瞬間のみではなく、尾をひいて影響を受ける
。
の飽和の影響は中低域まf及び、かつ時間率的にも瞬時
fはカく平均レベルにも影響を及ぼす。というのは、こ
の高域飽和が圧縮動作と伸張動作の対称性をくずすため
、中低域の信号もその影響を受け、かつ圧縮動作、伸張
動作は、ある時定数を伴なって行なわれるため、時間的
にも飽和の瞬間のみではなく、尾をひいて影響を受ける
。
このように、ノイズリダクション回路α[相]を用いる
と、高域飽和の影響が拡大される。そのため、高レベル
段συには第6図に示すような帯域制限回路a′5が設
けられている。すなわち、帯域制限回路(131におい
て、第8図曲線63)に示すように信号の高域成分を予
め抑圧した上!圧縮回路(2)に信号が供給される。こ
のように高域部を抑圧すれば、高域飽和を回避〒き、磁
気テープの飽和特性とのノ々ランスを取ることができる
。抑圧を受けた高域は、再生時に逆特性を持つ帯域制限
回路C33)によって復元される。
と、高域飽和の影響が拡大される。そのため、高レベル
段συには第6図に示すような帯域制限回路a′5が設
けられている。すなわち、帯域制限回路(131におい
て、第8図曲線63)に示すように信号の高域成分を予
め抑圧した上!圧縮回路(2)に信号が供給される。こ
のように高域部を抑圧すれば、高域飽和を回避〒き、磁
気テープの飽和特性とのノ々ランスを取ることができる
。抑圧を受けた高域は、再生時に逆特性を持つ帯域制限
回路C33)によって復元される。
第9図に帯域制限回路0皺の望ましい特性を示す。
理想的な特性は磁気テープの飽和レベルが急速に低下す
る10kH2付近から利得が低下し始め、可聴帯域上限
の20kHz付近から一定利得となる特性!ある。しか
し、簡単な回路によってこのような特性を満たすことは
実際には困難である。
る10kH2付近から利得が低下し始め、可聴帯域上限
の20kHz付近から一定利得となる特性!ある。しか
し、簡単な回路によってこのような特性を満たすことは
実際には困難である。
要求される特性と、現実的な回路構成の妥協策として、
ドルビーノイズリダクション回路のC方式では、第10
図Aに示すようfr、LC直列共振回路を用いている。
ドルビーノイズリダクション回路のC方式では、第10
図Aに示すようfr、LC直列共振回路を用いている。
あるいは、また本出願人が先に「特開昭59−1263
7号公報」において提案したように、第10図Bに示す
如くコイルL及び一対のコンデンサC1,C2−Q構成
された共振点、***振点を有するLC並列共振回路が用
いられている。
7号公報」において提案したように、第10図Bに示す
如くコイルL及び一対のコンデンサC1,C2−Q構成
された共振点、***振点を有するLC並列共振回路が用
いられている。
ところで、このように帯域制限回路03)として上述し
たようなLC型の共振回路を使用する場合には次のよう
な問題を惹起する。
たようなLC型の共振回路を使用する場合には次のよう
な問題を惹起する。
1、 コイルLを用いるため、他の回路と結合しゃすく
、特に録音時、交流ノ々イアス信号を拾いやすく、誤動
作の原因となる。
、特に録音時、交流ノ々イアス信号を拾いやすく、誤動
作の原因となる。
2、 コイルLは、構造的にみて抵抗やキャノソシタに
比較して素子値精度が劣シ、正確な特性が得に<<、そ
のため調整を必要とし、コスト的にも高価である。
比較して素子値精度が劣シ、正確な特性が得に<<、そ
のため調整を必要とし、コスト的にも高価である。
さらに、第10図Aに示される共振回路の周波数特性は
、第11図に示されるものとなるため、直列共振周波数
(20kHzに設定されている)以上フは抑圧効果が急
速に低下する。
、第11図に示されるものとなるため、直列共振周波数
(20kHzに設定されている)以上フは抑圧効果が急
速に低下する。
そのため、高域が伸びている信号を記録、再生する場合
には、第8図から明らかなように圧縮、伸張動作の対称
性がくずれ、また、記録、再生信号が可聴帯域外に現わ
れる高調波歪み成分や混変調歪み成分の影響を受は易く
なる。
には、第8図から明らかなように圧縮、伸張動作の対称
性がくずれ、また、記録、再生信号が可聴帯域外に現わ
れる高調波歪み成分や混変調歪み成分の影響を受は易く
なる。
そこで、この発明はこのような従来の問題点を解決した
ものであって、他の回路からの誘導を受けることなく、
無調整化を達成マき、しかも圧縮、伸張動作の対称性を
保ちうるノイズリダクション回路に適用して好適な帯域
制限回路を提案するもの1ある。
ものであって、他の回路からの誘導を受けることなく、
無調整化を達成マき、しかも圧縮、伸張動作の対称性を
保ちうるノイズリダクション回路に適用して好適な帯域
制限回路を提案するもの1ある。
上述の問題点を解決するため、この発明fは第1図に示
すように、信号路に設けられた第1の抵抗器R1とCR
フィルタ部(13A)、(33A)とで構成される。
すように、信号路に設けられた第1の抵抗器R1とCR
フィルタ部(13A)、(33A)とで構成される。
CRフィルタ部(13A)は直列接続された第1及び第
2のコンデンサCI、C2、これらコンデンサC1,C
2に対し並列接続された第2の抵抗器R2、コンデンサ
c1. C2の接続点qに接続された第3の抵抗器R3
、CRフィルタ部(13A)の出力端子に得られる信号
を増幅して第3の抵抗器R3に供給する増幅器176)
と1構成され、その利得Aは、O<A<1に選定される
。
2のコンデンサCI、C2、これらコンデンサC1,C
2に対し並列接続された第2の抵抗器R2、コンデンサ
c1. C2の接続点qに接続された第3の抵抗器R3
、CRフィルタ部(13A)の出力端子に得られる信号
を増幅して第3の抵抗器R3に供給する増幅器176)
と1構成され、その利得Aは、O<A<1に選定される
。
上述の構成によれば、CRフィルタ部(13A)のフィ
ルタ特性は第2図曲線(93のようになり、またこのC
Rフィルタ部(13A)のインピーダンスは周波数特性
をもつの1、このインピーダンスZoと第1の抵抗器R
1のレジスタンスとによって第4図曲線(111)のよ
うな利得特性をもつから、帯域制限回路α東の総合の周
波数特性は第4図曲線(112)のようになり、ディッ
プ周波数fo以上の周波数帯域の利得が充分抑圧された
ものとなる。
ルタ特性は第2図曲線(93のようになり、またこのC
Rフィルタ部(13A)のインピーダンスは周波数特性
をもつの1、このインピーダンスZoと第1の抵抗器R
1のレジスタンスとによって第4図曲線(111)のよ
うな利得特性をもつから、帯域制限回路α東の総合の周
波数特性は第4図曲線(112)のようになり、ディッ
プ周波数fo以上の周波数帯域の利得が充分抑圧された
ものとなる。
従って、LC型の共振回路を使用しない↑、すなわちR
C素子のみで目的とする周波数特性が得られる。
C素子のみで目的とする周波数特性が得られる。
第1図はこの発明に係る帯域制限回路を、第6図に示し
たPルビーC方式のノイズリダクション回路に適用した
場合の一例を示す系統図である。
たPルビーC方式のノイズリダクション回路に適用した
場合の一例を示す系統図である。
同図において、0段は信号録音系に設けられたこの発明
に係る帯域制限回路、(ハ)は信号再生系に設けられた
帯域制限回路1、上述の帯域制限回路(13)とはその
周波数特性が逆特性となるように設定される。C3,σ
騰は帯域制限回路α3) 、 C3:11を除いた圧縮
回路及び伸張回路を示す。
に係る帯域制限回路、(ハ)は信号再生系に設けられた
帯域制限回路1、上述の帯域制限回路(13)とはその
周波数特性が逆特性となるように設定される。C3,σ
騰は帯域制限回路α3) 、 C3:11を除いた圧縮
回路及び伸張回路を示す。
帯域制限回路(131は次のように構成される。すなわ
ち、入力信号路にはこれと直列に第1の抵抗器R1とO
Rフィルタ部(13A)が接続される。Cu1tフィル
タ部(13A)は直列接続された第1及び第2のコンデ
ンサC1,C2を有し、これらと並列に第2の抵抗器R
2が接続されると共に、第2のコンデンサC2側に得ら
れる出力信号は増幅器σe及び第3の抵抗器R3を介し
て、コンデンサC1,C2の接続点qに帰還される。
ち、入力信号路にはこれと直列に第1の抵抗器R1とO
Rフィルタ部(13A)が接続される。Cu1tフィル
タ部(13A)は直列接続された第1及び第2のコンデ
ンサC1,C2を有し、これらと並列に第2の抵抗器R
2が接続されると共に、第2のコンデンサC2側に得ら
れる出力信号は増幅器σe及び第3の抵抗器R3を介し
て、コンデンサC1,C2の接続点qに帰還される。
第2の抵抗器R2の抵抗値をnROに設定した場合、第
3の抵抗器R3の抵抗値はRO/nに設定され、また増
幅器σeの利得Aは、0〈A〈1に選ばれる。
3の抵抗器R3の抵抗値はRO/nに設定され、また増
幅器σeの利得Aは、0〈A〈1に選ばれる。
この例fは、1よりわずかに小さな利得Aに設定されて
いる。
いる。
伸張回路(4)側に設けられた帯域制限回路C3濠は上
述の帯域制限回路(13Jと対称的に構成されるが、そ
の周波数特性は逆特性となるように主信号路上に演算増
幅器(ハ)が設けられ、これに伸張回路(ハ)の出力と
ORフィルタ部(33A)の出力が供給されるようにな
されている。
述の帯域制限回路(13Jと対称的に構成されるが、そ
の周波数特性は逆特性となるように主信号路上に演算増
幅器(ハ)が設けられ、これに伸張回路(ハ)の出力と
ORフィルタ部(33A)の出力が供給されるようにな
されている。
さて、上述したORフィルタ部(13A)は第3図に示
す周知の橋絡T型回路に増幅器aeを付加した構成とな
されておシ、橋絡T型回路の伝達関数T(s)は、 マ与えられ、これは、第10図Aに示したLC型直列共
振回路の伝達関数と同じディップ特性を有し、第2図曲
線(91)に示すような周波数特性となる。
す周知の橋絡T型回路に増幅器aeを付加した構成とな
されておシ、橋絡T型回路の伝達関数T(s)は、 マ与えられ、これは、第10図Aに示したLC型直列共
振回路の伝達関数と同じディップ特性を有し、第2図曲
線(91)に示すような周波数特性となる。
しかし、この伝達関数は、分子及び分母の一次の項が独
立マないため、プツシの深さを最適(約12 dB )
に設定すると、その周波数特性が第2図のようになだら
かになシ過ぎ、実用にならない。
立マないため、プツシの深さを最適(約12 dB )
に設定すると、その周波数特性が第2図のようになだら
かになシ過ぎ、実用にならない。
アップを急峻な幅の狭い特性とするために、この発明マ
は利得Aの増幅器6eが設けられており、この増幅器σ
eを接続することによって、その伝達関数は ・・・・・・・・・(2) となシ、−次の項を分子、分母において独立に設定する
ことができる。その結果ディップの深さと幅を独立に設
定でき、例えば第2図曲線(9のに示すような周波数特
性に設定することができる。
は利得Aの増幅器6eが設けられており、この増幅器σ
eを接続することによって、その伝達関数は ・・・・・・・・・(2) となシ、−次の項を分子、分母において独立に設定する
ことができる。その結果ディップの深さと幅を独立に設
定でき、例えば第2図曲線(9のに示すような周波数特
性に設定することができる。
すなわち、ORフィルタ部(13A)の伝達関数を、簡
略化のため、中心周波数を1 (rad/sec )に
正規化すると、次式1表わされる。
略化のため、中心周波数を1 (rad/sec )に
正規化すると、次式1表わされる。
中心周波数(S=j )ffiは、T(S)=Qa/Q
b (Qa 。
b (Qa 。
Qbは一次の項の係数)1あるから、ディップの深さけ
Qb/Qaに依存する。従って、ディップの深さが決ま
れば、QaとQbO比は一義的に定まる。
Qb/Qaに依存する。従って、ディップの深さが決ま
れば、QaとQbO比は一義的に定まる。
次にディップの幅について考える。3 dB減衰した周
波数の幅をディップの幅と定義すると、IT(Sl−1
/1/Tを満たす角周波数を求めればよい。条件として 1) Qa<Qb(7′イツゾの深さがある程度深い
)2)Qa>1(ディップの幅が狭い) という条件では、3dBの減衰は概略 ω=1士函 ・・・・・・・・・(4)の角周波数f発
生する。これは2次伝達関数の一般的性質!ある。従っ
て幅の狭いディップを発生するには、QaとQbO比を
保ちつつ、Qaを大きくしなければ彦らない。
波数の幅をディップの幅と定義すると、IT(Sl−1
/1/Tを満たす角周波数を求めればよい。条件として 1) Qa<Qb(7′イツゾの深さがある程度深い
)2)Qa>1(ディップの幅が狭い) という条件では、3dBの減衰は概略 ω=1士函 ・・・・・・・・・(4)の角周波数f発
生する。これは2次伝達関数の一般的性質!ある。従っ
て幅の狭いディップを発生するには、QaとQbO比を
保ちつつ、Qaを大きくしなければ彦らない。
一方橋絡T型回路の伝達関数は、(1)式に示すも(7
)−t’あッテ、コノ(1)式を”o = (1/CR
o )とQa 、 Qbを用いて表わすと、 となる。ここにQa 、 Qbは次式で与えられる。
)−t’あッテ、コノ(1)式を”o = (1/CR
o )とQa 、 Qbを用いて表わすと、 となる。ここにQa 、 Qbは次式で与えられる。
Qa = n / (2+ R2) −−・(6)Q
b = n / 2 ・・・・・−・・(7
)この式から明らか力ようにnを大きくするとQbは任
意に大きくなるが、Qaは逆に小さく彦る。従って、デ
ィップの深さを浅くすると幅が広がシ、所定の特性が得
られなくなる。
b = n / 2 ・・・・・−・・(7
)この式から明らか力ようにnを大きくするとQbは任
意に大きくなるが、Qaは逆に小さく彦る。従って、デ
ィップの深さを浅くすると幅が広がシ、所定の特性が得
られなくなる。
これに対し、この発明のように増幅器σeを付加したC
RRdルタ部(13A)のQa 、 Qbは、Qa=n
/(2+n2(1−A)) ・・・−・−(8)Qb
= n / 2 ・・・・・・・
・・(9)と与えられるから、Qaを独立に設定するこ
とができる。
RRdルタ部(13A)のQa 、 Qbは、Qa=n
/(2+n2(1−A)) ・・・−・−(8)Qb
= n / 2 ・・・・・・・
・・(9)と与えられるから、Qaを独立に設定するこ
とができる。
従って、第2図曲線(92として示すように所定のディ
ップ(ディップ周波数はfo)の深さを保ち、比較的狭
い幅の周波数特性を得ることができる。
ップ(ディップ周波数はfo)の深さを保ち、比較的狭
い幅の周波数特性を得ることができる。
CRRdルタ部(13A)の周波数特性を定性的に説明
するならば次のようなことになる。
するならば次のようなことになる。
すなわち、増幅器σeの出力信号レベル、つまシノード
(ハ)の信号しRルが相対的に大きい周波数fは、増幅
器σ0は、減衰をよシ減する方向に作用する。従ってデ
ィップ周波数fQ−II’はノーF″(ハ)の信号レベ
ルが小さいので、増幅器(76)の影響が少なくなって
、ディップ量はあまり変化しない。
(ハ)の信号しRルが相対的に大きい周波数fは、増幅
器σ0は、減衰をよシ減する方向に作用する。従ってデ
ィップ周波数fQ−II’はノーF″(ハ)の信号レベ
ルが小さいので、増幅器(76)の影響が少なくなって
、ディップ量はあまり変化しない。
これに対し、ディップ周波数foからずれたflの周波
数雫は、ノード(ハ)の信号レベルが大きいの〒第3の
抵抗器R3を流れる電流が減少し、減衰量が減少する。
数雫は、ノード(ハ)の信号レベルが大きいの〒第3の
抵抗器R3を流れる電流が減少し、減衰量が減少する。
その結果、曲線(9乃の如く、幅の急峻なディップ特性
を実現することができる。
を実現することができる。
さて、この発明では上述したような周波数特性を有する
CRRdルタ部(13A)に対し、第1の抵抗器R1が
直列接続されており、CRRdルタ部(13A)を入力
側からみたインピーダンスをZoとした場合、帯域制限
回路(131はR1とZoの直列回路となり、その中点
より出力が得られるものと等価になる。そして、この場
合インピーダンスZo ハ低域では高く、高域では低下
する。その結果ノード(102)の利得は、第4図曲線
(111)に示すように高域1低下する高域減衰特性と
なる。
CRRdルタ部(13A)に対し、第1の抵抗器R1が
直列接続されており、CRRdルタ部(13A)を入力
側からみたインピーダンスをZoとした場合、帯域制限
回路(131はR1とZoの直列回路となり、その中点
より出力が得られるものと等価になる。そして、この場
合インピーダンスZo ハ低域では高く、高域では低下
する。その結果ノード(102)の利得は、第4図曲線
(111)に示すように高域1低下する高域減衰特性と
なる。
従って、帯域制限回路α弘の総合的な伝達特性は、第2
図曲線(9のと、第4図曲線(111)を合成した第4
図曲線(112)のような特性となる。
図曲線(9のと、第4図曲線(111)を合成した第4
図曲線(112)のような特性となる。
これによれば、CRRdルタ部(13A)のディップ特
性と上述した高域減衰特性を合成することが1きるため
に、ディップ特性が急峻になると共に、ことが1き、入
力信号の高域成分を有効に抑圧することがマきる。
性と上述した高域減衰特性を合成することが1きるため
に、ディップ特性が急峻になると共に、ことが1き、入
力信号の高域成分を有効に抑圧することがマきる。
なお、CRRdルタ部(13A)の変形として、コンデ
ンサと抵抗器を完全に置換したような変形橋絡T型回路
も考えられるが、このような変形回路ffiハその入力
インピーダンス特性が、この発明のものとは異ってしま
うために適用することが1きない。
ンサと抵抗器を完全に置換したような変形橋絡T型回路
も考えられるが、このような変形回路ffiハその入力
インピーダンス特性が、この発明のものとは異ってしま
うために適用することが1きない。
第5図はこの発明の他の例を示し、この例では圧縮回路
(2)を伸張回路(4)としても使用するようにした場
合受ある。これは、通常ノイズリダクション回路では圧
縮動作と伸張動作が同時に行なわれることがないからで
ある。
(2)を伸張回路(4)としても使用するようにした場
合受ある。これは、通常ノイズリダクション回路では圧
縮動作と伸張動作が同時に行なわれることがないからで
ある。
入力端子(121)と帯域制限回路03)との間には演
算増幅器(123)が設けられ、その出力端に上述した
圧縮回路(2)が接続されると共に、再生出力端子(1
24)が導出される。なお、端子(125)は録音出力
端子である。演算増幅器(123)の反転入力端子には
切替スイッチ(122)が設けられ、録音時すなわち圧
縮動作時は演算増幅器(123)の出力が抵抗器Re
、 Rd M分圧されて供給され、再生時すなわち伸張
動作時には出力端子(125)に得られる出力が抵抗器
Re 、 Rf M分圧されて供給されるように切替え
制御される。従って、演算増幅器(123)は圧縮動作
時、定利得の増幅器として動作し、伸張動作時は圧縮回
路(2)全体を負帰還路に取シ込む構成とカるから、こ
の回路全体は伸張回路として動作する。
算増幅器(123)が設けられ、その出力端に上述した
圧縮回路(2)が接続されると共に、再生出力端子(1
24)が導出される。なお、端子(125)は録音出力
端子である。演算増幅器(123)の反転入力端子には
切替スイッチ(122)が設けられ、録音時すなわち圧
縮動作時は演算増幅器(123)の出力が抵抗器Re
、 Rd M分圧されて供給され、再生時すなわち伸張
動作時には出力端子(125)に得られる出力が抵抗器
Re 、 Rf M分圧されて供給されるように切替え
制御される。従って、演算増幅器(123)は圧縮動作
時、定利得の増幅器として動作し、伸張動作時は圧縮回
路(2)全体を負帰還路に取シ込む構成とカるから、こ
の回路全体は伸張回路として動作する。
なお、帯域制限トシ路0りにおいて、抵抗器Ra 、
Rbで第1の抵抗器R1がへ唆されるが、これら抵抗器
Ra 、 Rbは通常のノイメ′1ダクション回路←〔
において信号記録時、入力信号J所定レベルま1減衰さ
せる抵抗減衰器として使用′れているものfあつて、本
例tはこれらを第1の抵抗器R1としても使用した場合
↑ある。
Rbで第1の抵抗器R1がへ唆されるが、これら抵抗器
Ra 、 Rbは通常のノイメ′1ダクション回路←〔
において信号記録時、入力信号J所定レベルま1減衰さ
せる抵抗減衰器として使用′れているものfあつて、本
例tはこれらを第1の抵抗器R1としても使用した場合
↑ある。
以上説明したように、この発明マはR,Cの無誘導受動
素子だけで所定の周波数特性を有する帯域制限回路を構
成することができるから、従来に比し次のような特徴を
有する。
素子だけで所定の周波数特性を有する帯域制限回路を構
成することができるから、従来に比し次のような特徴を
有する。
1、 CR回路のみで構成しであるために、誘導によ
る結合を生じない。特に交流、?イアス信号による誘導
を軽減できる。
る結合を生じない。特に交流、?イアス信号による誘導
を軽減できる。
2、 CR回路f構成しであるため、LC回路よシ素
子値精度を高めることが〒き、とれによって特性精度を
向上でき無調整化が可能となる。
子値精度を高めることが〒き、とれによって特性精度を
向上でき無調整化が可能となる。
3、共振周波数以上の周波数帯域fも抑圧効果を持たせ
ることができる。その結果として可聴帯域外に発生した
高調波歪み成分、混変調歪み成分の影響や高域ノイズ成
分、交流ノ々イアス信号の漏れ等の影響を低減すること
ができる。
ることができる。その結果として可聴帯域外に発生した
高調波歪み成分、混変調歪み成分の影響や高域ノイズ成
分、交流ノ々イアス信号の漏れ等の影響を低減すること
ができる。
第1図はこの発明に係る帯域制限回路の一例をll
ドルビーC型ノイズリダクション回路に適用した場合の
系統図、第2図及び第4図はその動作説明に供する特性
曲線図、第3図は橋絡T型回路の接続図、第5図はこの
発明の他の例を示す第1図と同様な系統図、第6図はこ
の発明の説明に供するドルビーC型ノイズリダクション
回路の一例を示す系統図、第7図〜第9図及び第11図
はその動作説明に供する特性曲線図、第10図は従来の
帯域制限回路の一例を示す接続図である。 (11111はドルビーC型ノイズリダクション回路、
(2)は圧縮回路、(4)は伸張回路、(lI)、0υ
は高レベル段、(121、oaハ低v ヘル段、α句、
αa 、 C3s 、 clsハ可変高域フィルタ、(
+e) 、 (201、(1)、顛は制御回路、0ね、
(至)は飽和防止回路、(13) 、 C3渇は帯域制
限回路、R1−R3は第1〜第3の抵抗器、C1,C2
は第1及び第2のコンデンサ、(13A) 、 (33
A)はCRフィルタ部、(71は増幅器である。 特開昭6l−158224(7) 訃1崖嘴−− 銖 t(達□ 鷺舘− ’DL1−
系統図、第2図及び第4図はその動作説明に供する特性
曲線図、第3図は橋絡T型回路の接続図、第5図はこの
発明の他の例を示す第1図と同様な系統図、第6図はこ
の発明の説明に供するドルビーC型ノイズリダクション
回路の一例を示す系統図、第7図〜第9図及び第11図
はその動作説明に供する特性曲線図、第10図は従来の
帯域制限回路の一例を示す接続図である。 (11111はドルビーC型ノイズリダクション回路、
(2)は圧縮回路、(4)は伸張回路、(lI)、0υ
は高レベル段、(121、oaハ低v ヘル段、α句、
αa 、 C3s 、 clsハ可変高域フィルタ、(
+e) 、 (201、(1)、顛は制御回路、0ね、
(至)は飽和防止回路、(13) 、 C3渇は帯域制
限回路、R1−R3は第1〜第3の抵抗器、C1,C2
は第1及び第2のコンデンサ、(13A) 、 (33
A)はCRフィルタ部、(71は増幅器である。 特開昭6l−158224(7) 訃1崖嘴−− 銖 t(達□ 鷺舘− ’DL1−
Claims (1)
- 信号の振幅及び周波数により回路特性を制御し、信号の
ダイナミツクレンジの圧縮及び伸張を行なうノイズリダ
クシヨン回路に使用され、信号の高域を抑圧して圧縮し
、更に伸張後高域抑圧を復元する帯域制限回路において
、信号路と直列に第1の抵抗器と第1及び第2のコンデ
ンサが接続され、この第2のコンデンサより出力端子が
導出されると共に、直列接続された上記第1及び第2の
コンデンサと並列に第2の抵抗器が接続され、上記第1
及び第2のコンデンサの接続点に第3の抵抗器が接続さ
れ、この第3の抵抗器と上記出力端子との間に、この出
力端子に得られる信号が供給され、その利得が1以下に
選定された増幅器が接続されてなる帯域制限回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27682784A JPS61158224A (ja) | 1984-12-29 | 1984-12-29 | 帯域制限回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27682784A JPS61158224A (ja) | 1984-12-29 | 1984-12-29 | 帯域制限回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61158224A true JPS61158224A (ja) | 1986-07-17 |
Family
ID=17574951
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27682784A Pending JPS61158224A (ja) | 1984-12-29 | 1984-12-29 | 帯域制限回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61158224A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02135964U (ja) * | 1989-04-18 | 1990-11-13 |
-
1984
- 1984-12-29 JP JP27682784A patent/JPS61158224A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02135964U (ja) * | 1989-04-18 | 1990-11-13 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0206746B1 (en) | Circuit arrangements for modifying dynamic range using series and parallel circuit techniques | |
US4538297A (en) | Aurally sensitized flat frequency response noise reduction compansion system | |
JPS6128162B2 (ja) | ||
JPS591040B2 (ja) | ステレオサイセイシステムニオケル チユウオウチヤンネルシンゴウユウドウカイロ | |
JPS6130453B2 (ja) | ||
JPS6014539B2 (ja) | 雑音軽減符号化フイルタ装置 | |
US3732371A (en) | Wide dynamic range noise masking compandor | |
KR880000597B1 (ko) | 잡음 저감 회로 | |
US4449106A (en) | Noise reducing apparatus | |
US4220926A (en) | Noise detector employing plural delay circuits | |
JPS61158224A (ja) | 帯域制限回路 | |
JPS6232849B2 (ja) | ||
US3909733A (en) | Dynamic range modifying circuits utilizing variable negative resistance | |
JP3317966B2 (ja) | 民生用及び準職業用オーディオ・コンプレッサ、エクスパンダ、及び雑音低減回路 | |
JPS63119327A (ja) | 信号の録音及び送信システムにおける媒体過負荷効果を低減させるエクスパンダ | |
JPH0477094A (ja) | 車載用音響再生装置 | |
US2299391A (en) | Radio receiver | |
US4306201A (en) | Signal processing circuit | |
US2686296A (en) | Noise reduction system | |
US2349888A (en) | Sound recording system | |
JPS601701B2 (ja) | 雑音低減装置 | |
JPS6232850B2 (ja) | ||
JPS5847310A (ja) | ト−ンコントロ−ル回路 | |
JPH0533064Y2 (ja) | ||
JPH0440887B2 (ja) |