JPS6115426A - ミキサ装置 - Google Patents
ミキサ装置Info
- Publication number
- JPS6115426A JPS6115426A JP59135634A JP13563484A JPS6115426A JP S6115426 A JPS6115426 A JP S6115426A JP 59135634 A JP59135634 A JP 59135634A JP 13563484 A JP13563484 A JP 13563484A JP S6115426 A JPS6115426 A JP S6115426A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- mixer section
- double
- balanced mixer
- frequency signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1483—Balanced arrangements with transistors comprising components for selecting a particular frequency component of the output
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0023—Balun circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0043—Bias and operating point
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0047—Offset of DC voltage or frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0084—Lowering the supply voltage and saving power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと略称す
る）全使用したダブルバランス式のミキサ装置と増幅器
に関するもので、特にチューナ装置やコンバータ装置な
どに使用して有効なものである。
る）全使用したダブルバランス式のミキサ装置と増幅器
に関するもので、特にチューナ装置やコンバータ装置な
どに使用して有効なものである。
従来例の構成とその問題点
従来のミキサ装置の一例を第１図に示す。これを説明す
ると、端子すより入力された高周波信号は、直流阻止用
コンデンサ３２を通シ、バラン４’１介シ、タプルバラ
ンスドミキサ部２を構成しているＦＥＴ８，９，１０，
１１（７）ソース端子に入力される。一方、端子ａよシ
注入された局部発振信号は直流阻止用コンデンサ６を通
シ、バラン１を介して、ダブルバランスドミキサ部２を
構成しているＦＥＴ８，９，１０．１１のゲート端子に
注入される。これら高周波信号と局部発振信号はダブル
バランスドミキサ部２で混合され、ＦＥＴ５゜９．１０
．１１のドレイン端子より中間周波信号として現われ、
バラン３を介して直流阻止用コンデンサ２３を通シ共振
線路２６とコンデンサ２４からなる。中間周波数に同調
し、かつ、ダブルバランスドミキサ部２のドレイン端子
側出力インピーダンスと中間周波増幅器５の入力インピ
ーダンスとの整合をとっている同調回路を通り、直流阻
止用コンデンサ２６を通り、中間周波増幅器６を構成し
ているＦＥＴ１７のゲート端子に入る。ここで増幅され
、ＦＥＴ１７のドレイン端子より取り出され直流阻止用
コンデンサ３１を通って端子ｄよシ出力される。ダブル
バランスドミキサ部２を最適に動作させるためのゲート
バイアス電圧は抵抗１５と抵抗２０，２１．２２とによ
って供給される。ＦＥＴ８，９，１０．１１はソース電
位に対して低電位なるゲートバイアス電圧を必要とする
ため、抵抗１６でソース電位をアース点より上げておき
ゲートバイアス電圧が正でも、ソース電位に対して負と
なる様に設定している。同様により上げておき、ゲート
バイアスを抵抗２Ｂ、２９３ｏで最適動作点に設定して
いる。しかしながら、上記のような構成において、ＦＥ
Ｔ使用のミキサが変換利得を最大にできる局部発振信号
＋１０ｄＢｍ以上をゲート端子に供給したときに、ダブ
ルバランスドミキサ部２の直流動作電流を数ｍＡに設定
していても、交流動作電流は数十ｍＡにおよぶという問
題点を有していた。さらに、中間周波増幅器には別に電
流を流す構成であるために、総合の動作電流は増大する
ので、低電流化の問題点をも有、していた。
ると、端子すより入力された高周波信号は、直流阻止用
コンデンサ３２を通シ、バラン４’１介シ、タプルバラ
ンスドミキサ部２を構成しているＦＥＴ８，９，１０，
１１（７）ソース端子に入力される。一方、端子ａよシ
注入された局部発振信号は直流阻止用コンデンサ６を通
シ、バラン１を介して、ダブルバランスドミキサ部２を
構成しているＦＥＴ８，９，１０．１１のゲート端子に
注入される。これら高周波信号と局部発振信号はダブル
バランスドミキサ部２で混合され、ＦＥＴ５゜９．１０
．１１のドレイン端子より中間周波信号として現われ、
バラン３を介して直流阻止用コンデンサ２３を通シ共振
線路２６とコンデンサ２４からなる。中間周波数に同調
し、かつ、ダブルバランスドミキサ部２のドレイン端子
側出力インピーダンスと中間周波増幅器５の入力インピ
ーダンスとの整合をとっている同調回路を通り、直流阻
止用コンデンサ２６を通り、中間周波増幅器６を構成し
ているＦＥＴ１７のゲート端子に入る。ここで増幅され
、ＦＥＴ１７のドレイン端子より取り出され直流阻止用
コンデンサ３１を通って端子ｄよシ出力される。ダブル
バランスドミキサ部２を最適に動作させるためのゲート
バイアス電圧は抵抗１５と抵抗２０，２１．２２とによ
って供給される。ＦＥＴ８，９，１０．１１はソース電
位に対して低電位なるゲートバイアス電圧を必要とする
ため、抵抗１６でソース電位をアース点より上げておき
ゲートバイアス電圧が正でも、ソース電位に対して負と
なる様に設定している。同様により上げておき、ゲート
バイアスを抵抗２Ｂ、２９３ｏで最適動作点に設定して
いる。しかしながら、上記のような構成において、ＦＥ
Ｔ使用のミキサが変換利得を最大にできる局部発振信号
＋１０ｄＢｍ以上をゲート端子に供給したときに、ダブ
ルバランスドミキサ部２の直流動作電流を数ｍＡに設定
していても、交流動作電流は数十ｍＡにおよぶという問
題点を有していた。さらに、中間周波増幅器には別に電
流を流す構成であるために、総合の動作電流は増大する
ので、低電流化の問題点をも有、していた。
発明の目的
本発明の目的は低消費電流化のための定電流化回路を増
幅器として使用し、低消費電流と変換利得向上を可能と
するミキサ装置を提供することである。
幅器として使用し、低消費電流と変換利得向上を可能と
するミキサ装置を提供することである。
発明の構成
本発明のミキサ装置は第１．第２．第３および第４のＦ
ＥＴのゲート端子に局部発振信号を供給し、ソース端子
には、高周波信号を供給し、ドレイン端子から中間周波
信号を得るように構成したダブルバランスドミキサ部の
ソース端子にバランを介して増幅器を直流的に縦続接続
し、さらに交流的にダブルバランスドミキサ部と増幅器
が独立するように接続し、局部発振信号の増加にともな
う交流動作電流の増加を抑制するとともに、増幅器を高
周波増幅器や中間周波増幅器として使用するように構成
したものであり、これにより低消費電流動作と変換利得
の向上となるものである。
ＥＴのゲート端子に局部発振信号を供給し、ソース端子
には、高周波信号を供給し、ドレイン端子から中間周波
信号を得るように構成したダブルバランスドミキサ部の
ソース端子にバランを介して増幅器を直流的に縦続接続
し、さらに交流的にダブルバランスドミキサ部と増幅器
が独立するように接続し、局部発振信号の増加にともな
う交流動作電流の増加を抑制するとともに、増幅器を高
周波増幅器や中間周波増幅器として使用するように構成
したものであり、これにより低消費電流動作と変換利得
の向上となるものである。
実施例の説明
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説
明する◎ 第２図は本発明の一実施ＩＦＩＪに係るミキサ装置の構
成図を示すものである。第２図において、増幅器５は中
間周波増幅器でアシ、ダブルバランスドミキサ部２から
出力された中間周波信号を増幅するとともに、ダブルバ
ランスドミキサ部２の定電流化回路となるよう構成され
ている。中間増幅器は１個のＦＥＴからなり、そのドレ
イン端子には、ダブルバランスドミキサ部２のソース端
子よりソース電流が抵抗１６を通シ、さらにチョークコ
イル１６を通って流れ込む。この時、バラン４と抵抗１
５の接続点と抵抗１６とチョークコイル１６の接続点を
高周波的に接地し、ダブルバランスドミキサ部２と増幅
器５を高周波的に切シ放し、独立さるために接地コンデ
ンサ１４．３７’ｉア一ス間に接続する。従って増幅器
６の動作電流を決定するとダブルバランスドミキサ部の
動作電流は局部発振信号注入時においても数ｍＡの増加
で済む。
明する◎ 第２図は本発明の一実施ＩＦＩＪに係るミキサ装置の構
成図を示すものである。第２図において、増幅器５は中
間周波増幅器でアシ、ダブルバランスドミキサ部２から
出力された中間周波信号を増幅するとともに、ダブルバ
ランスドミキサ部２の定電流化回路となるよう構成され
ている。中間増幅器は１個のＦＥＴからなり、そのドレ
イン端子には、ダブルバランスドミキサ部２のソース端
子よりソース電流が抵抗１６を通シ、さらにチョークコ
イル１６を通って流れ込む。この時、バラン４と抵抗１
５の接続点と抵抗１６とチョークコイル１６の接続点を
高周波的に接地し、ダブルバランスドミキサ部２と増幅
器５を高周波的に切シ放し、独立さるために接地コンデ
ンサ１４．３７’ｉア一ス間に接続する。従って増幅器
６の動作電流を決定するとダブルバランスドミキサ部の
動作電流は局部発振信号注入時においても数ｍＡの増加
で済む。
端子ａよシ入力された局部発振信号はコンデンサ９とバ
ラ７１を介してダブルバランスドミキサ部２のゲート端
子に注入され、一方、端子すより入力された高周波信号
はコンデンサ３２とバラ７４を介してダブルバランスド
ミキサ部２のソース端子に入力され混合された後、中間
周波信号はドレイン端子よシバラン３を介して共振線路
２６とコンデンサ２４で構成される同調回路を通り中間
周波増幅器である増幅器５を構成するＦＥＴ１７のゲー
ト端子に入力され増幅された後、コンデンサ３１？：通
って端子ｄより出力される。動作電流はダブルバランス
ドミキサ部が最小変換損失となり、かつ、増幅器６の利
得、歪特性が最良となる様に抵抗１８と抵抗２９，３６
，３５．３４でゲートバイアス電圧を供給し、設定する
。ダブルバランスドミキサ部２のゲートバイアス電圧は
抵抗１５と抵抗２１によって供給される。以上のように
本発明の実施例によれば、増幅器を定電流化回路として
動作させることによシ、ダブルバランスドミキサ部の局
部発振信号注入時の交流動作電流の増加は抑制され、さ
らに動作電流を共用しているためにミキサ部としての低
電流化と、増幅器により中間層波信号を増幅し、ミキサ
部の変換利得の向上化を実現している。
ラ７１を介してダブルバランスドミキサ部２のゲート端
子に注入され、一方、端子すより入力された高周波信号
はコンデンサ３２とバラ７４を介してダブルバランスド
ミキサ部２のソース端子に入力され混合された後、中間
周波信号はドレイン端子よシバラン３を介して共振線路
２６とコンデンサ２４で構成される同調回路を通り中間
周波増幅器である増幅器５を構成するＦＥＴ１７のゲー
ト端子に入力され増幅された後、コンデンサ３１？：通
って端子ｄより出力される。動作電流はダブルバランス
ドミキサ部が最小変換損失となり、かつ、増幅器６の利
得、歪特性が最良となる様に抵抗１８と抵抗２９，３６
，３５．３４でゲートバイアス電圧を供給し、設定する
。ダブルバランスドミキサ部２のゲートバイアス電圧は
抵抗１５と抵抗２１によって供給される。以上のように
本発明の実施例によれば、増幅器を定電流化回路として
動作させることによシ、ダブルバランスドミキサ部の局
部発振信号注入時の交流動作電流の増加は抑制され、さ
らに動作電流を共用しているためにミキサ部としての低
電流化と、増幅器により中間層波信号を増幅し、ミキサ
部の変換利得の向上化を実現している。
次に本発明の他の実施例について図面を参照しながら説
明する。
明する。
第３図は本発明の他の実施例に係るミキサ装置の回路構
成図を示すものである。第３図において、増幅器６は高
周波信号増幅器であり、ダブルバランスドミキサ部２に
入力する高周波信号を増幅するとともに、ダブルバラン
スドミキサ部２の定電流化回路となるよう構成されてい
る。高周波信号増幅器は１個のＦＥＴからなり、そのド
レイン端子には、ダブルバランスドミキサ部２のソース
端子よシソ−スミ流が抵抗１６を通り、さらにチョーク
コイル１６を通って流れ込む。この時、バラン４と抵抗
１６の接続点と抵抗１６とチョークコイル１６の接続点
を高周波的に接地し、ダブルバランスドミキサ部２と増
幅器６を高周波的に切り放し、独立させるために接地コ
ンデンサ１４ 、３７をアース間に接続する。従って増
幅器６の動作電煎、ヲ決定するとダブルバランスドミキ
サ部の動作電流は局部発振信号注入時においても数ｍＡ
の増加で済む。端子ａより入力された局部発振信号はコ
ンデンサ６とバラン１を介してダブルバランスドミキサ
部２のゲート端子に注入され、一方、端子すよシ入力さ
れた高周波信号はコンデンサ４０を通って増幅器６を構
成しているＦＥＴ１７のゲート端子に入力され、増幅さ
れた後、ドレイン端子よりコンデンサ３９を通ってバラ
ン４の高周波的に接地していない側に入力され、ダブル
バランスドミキサ部２のソース端子に入る。そこで混合
された後、中間周波信号はドレイン端子よりバラン３？
介して、コンデンサ３８を通り端子ｄより出力される。
成図を示すものである。第３図において、増幅器６は高
周波信号増幅器であり、ダブルバランスドミキサ部２に
入力する高周波信号を増幅するとともに、ダブルバラン
スドミキサ部２の定電流化回路となるよう構成されてい
る。高周波信号増幅器は１個のＦＥＴからなり、そのド
レイン端子には、ダブルバランスドミキサ部２のソース
端子よシソ−スミ流が抵抗１６を通り、さらにチョーク
コイル１６を通って流れ込む。この時、バラン４と抵抗
１６の接続点と抵抗１６とチョークコイル１６の接続点
を高周波的に接地し、ダブルバランスドミキサ部２と増
幅器６を高周波的に切り放し、独立させるために接地コ
ンデンサ１４ 、３７をアース間に接続する。従って増
幅器６の動作電煎、ヲ決定するとダブルバランスドミキ
サ部の動作電流は局部発振信号注入時においても数ｍＡ
の増加で済む。端子ａより入力された局部発振信号はコ
ンデンサ６とバラン１を介してダブルバランスドミキサ
部２のゲート端子に注入され、一方、端子すよシ入力さ
れた高周波信号はコンデンサ４０を通って増幅器６を構
成しているＦＥＴ１７のゲート端子に入力され、増幅さ
れた後、ドレイン端子よりコンデンサ３９を通ってバラ
ン４の高周波的に接地していない側に入力され、ダブル
バランスドミキサ部２のソース端子に入る。そこで混合
された後、中間周波信号はドレイン端子よりバラン３？
介して、コンデンサ３８を通り端子ｄより出力される。
動作電流はダブルバランスドミキサ部が最小変換損失と
なり、かつ、増幅器６の利得。
なり、かつ、増幅器６の利得。
歪特性が最良となる様に抵抗１８と抵抗２９，３６゜３
５．３４でゲートバイアス電圧を供給し、設定する。ダ
ブルバランスドミキサ部２のゲートバイアス電圧は抵抗
１５と抵抗２１によって供給される。
５．３４でゲートバイアス電圧を供給し、設定する。ダ
ブルバランスドミキサ部２のゲートバイアス電圧は抵抗
１５と抵抗２１によって供給される。
以上のように本発明の実施例によれば、増幅器を足置流
化回路として動作させることにより、ダブルバランスド
ミキサ部の局部発振信号注入時の交流動作電流の増加は
抑制され、さらに動作電流を共用しているためにミキサ
部としての低電流化と、増幅器により高周波信号を増幅
し、ミキサ部の変換利得の向上と低雑音指数化を実現し
ている。
化回路として動作させることにより、ダブルバランスド
ミキサ部の局部発振信号注入時の交流動作電流の増加は
抑制され、さらに動作電流を共用しているためにミキサ
部としての低電流化と、増幅器により高周波信号を増幅
し、ミキサ部の変換利得の向上と低雑音指数化を実現し
ている。
なお、上述の実施例では増幅器を１個のＦＥＴとしたが
、増幅器はＦＥＴに限定されるものではなく、増幅作用
の機能を有するものであれば何でもよい。
、増幅器はＦＥＴに限定されるものではなく、増幅作用
の機能を有するものであれば何でもよい。
以上の説明から明らかなように、上述した各実施例はダ
ブルバランスドミキサ部のソース側に定電流動作をする
増幅器を高周波的には独立し、影響を与えないように接
続し、かつ、増幅器を中間周波増幅器や高周波信号増幅
器として動作させる構成をとっている。したがって、例
えば、増幅器を中間周波増幅器として動作させている場
合についてその効果についてさらに具体的に説明する。
ブルバランスドミキサ部のソース側に定電流動作をする
増幅器を高周波的には独立し、影響を与えないように接
続し、かつ、増幅器を中間周波増幅器や高周波信号増幅
器として動作させる構成をとっている。したがって、例
えば、増幅器を中間周波増幅器として動作させている場
合についてその効果についてさらに具体的に説明する。
局部発振信号電力が１０ｄＢｍ の時の直流動作時ド
レイン電流と交流動作時ドレイン電流の関係を第、４図
に示す。この図を説明すると、ｅは本発明の第１の実施
例の場合であシ、直流動作時のドレイン電流２０ｍＡ以
上について、交流動作時のドレイン電流の増加は２ｍＡ
以内である。一方、ｆは従来例の場合であシ、交流動作
時のドレイン電流の増加は３０ ｍＡにもおよんでいる
。さらに入力信号周波数に対する交流動作時のドレイン
電流の特性は第６図に示す通シで１、ｑは直流動作時の
ドレイン電流ｆ ２５ ｍＡに設定した時の第１の実施
例の場合であシ、交流動作時のドレイン電流を示したも
のである。本実施例によると交流動作時ドレイン電流の
最大値は２６−５ ｍＡで、わずか１．５ ｍＡ しか
増加していない。一方、ｈは従来例の場合の交流動作時
ドレイン電流を示すものであシ、この時の直流動作時ド
レイン電流は４ｍＡに設定している。
レイン電流と交流動作時ドレイン電流の関係を第、４図
に示す。この図を説明すると、ｅは本発明の第１の実施
例の場合であシ、直流動作時のドレイン電流２０ｍＡ以
上について、交流動作時のドレイン電流の増加は２ｍＡ
以内である。一方、ｆは従来例の場合であシ、交流動作
時のドレイン電流の増加は３０ ｍＡにもおよんでいる
。さらに入力信号周波数に対する交流動作時のドレイン
電流の特性は第６図に示す通シで１、ｑは直流動作時の
ドレイン電流ｆ ２５ ｍＡに設定した時の第１の実施
例の場合であシ、交流動作時のドレイン電流を示したも
のである。本実施例によると交流動作時ドレイン電流の
最大値は２６−５ ｍＡで、わずか１．５ ｍＡ しか
増加していない。一方、ｈは従来例の場合の交流動作時
ドレイン電流を示すものであシ、この時の直流動作時ド
レイン電流は４ｍＡに設定している。
従って、従来例による最大３５ ｍＡもドレイン電流が
増加しており、本発明の実施例によると、低消費電流化
の効果が大きい。さらに、第６図に示すように、ｉは従
来例、ｊは本発明の実施例であるが、変換利得は６、ｓ
ｄＢ高くなっている。また、第７図に示すように、２は
従来例、ｋは本発明の実施例であるが、１％混変調特性
はｓ、５ｄＢ劣化しているが、妨害信号電圧値は１０３
．６ｄＢ（６０Ω終端値）以上であるという優れた効果
が得られる。
増加しており、本発明の実施例によると、低消費電流化
の効果が大きい。さらに、第６図に示すように、ｉは従
来例、ｊは本発明の実施例であるが、変換利得は６、ｓ
ｄＢ高くなっている。また、第７図に示すように、２は
従来例、ｋは本発明の実施例であるが、１％混変調特性
はｓ、５ｄＢ劣化しているが、妨害信号電圧値は１０３
．６ｄＢ（６０Ω終端値）以上であるという優れた効果
が得られる。
発明の効果
上記実施例Ｊ、り明らかなように本発明によれば低消費
電流のミキサを実現することができる上、定電流化回路
に増幅器を用い、ダブルバランスドミキサ部の中間周波
信号を増幅し出力する構成や、高周波信号を増幅し、ダ
ブルバランスドミキサ部に入力する構成にすることによ
シ、定・低電流化を実現し、変換利得も向上し他の装置
との接続を考えた際の雑音性能向上についても有効であ
り、妨害性能も実用上問題ない性能であるという効果が
得られる。また低消費電流のためＩＣ化する際には有効
である。
電流のミキサを実現することができる上、定電流化回路
に増幅器を用い、ダブルバランスドミキサ部の中間周波
信号を増幅し出力する構成や、高周波信号を増幅し、ダ
ブルバランスドミキサ部に入力する構成にすることによ
シ、定・低電流化を実現し、変換利得も向上し他の装置
との接続を考えた際の雑音性能向上についても有効であ
り、妨害性能も実用上問題ない性能であるという効果が
得られる。また低消費電流のためＩＣ化する際には有効
である。
第１図は従来のミキサ装置の回路図、第２図は本・発明
の一実施例によるミキサ装置の回路図、第３図は本発明
の他の実施例の回路図、第４図は直流動作時ドレイン電
流に対する局部発振信号入力時の交流動作時ドレイン電
流を示す特性図、第６図は入力信号周波数に対する局部
発振信号入力時のドレイン電流を示す特性図、第６図は
入力信号周波数に対する変換利得を示す特性図、第７図
は入力信号周波数に対する妨害信号電圧を示す特性図で
ある。 １．３．４・・・・・・バラン、６，７，１２，１４゜
１９．２３，２４，２５，２７，３１．３２，３３゜８
３７．３８，３９．４０・・・・・・コンデンサ、１３
゜１６・・・・・・チョークコイル、１５，１８，２０
，２１゜２２．２Ｂ 、２９．３０．３４．３５．３６
．、、、、。 抵抗、ａ・・・・・・局部発振信号入力端子、ｂ・・・
・・・高周波信号入力端子、Ｃ・・・・・・電源供給端
子、ｄ・・・・・・中間周波信号出力端子。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 ｍ−＋ Ｊ 第２図 第３図 第４図 直流重力作詩ドレイン琶−；罠（飢Ａ）第５図 入力侶号周浚数（ｒ’１Ｈ１） 第６図 入カ信号周浚数（ＭＨ−１） 第７図 ＋２０ 妨 害 侶 ＩＩＯ 号 電 （ｓｏｎ評端値２゜ 入力侶号周使紋（Ｍ）（ｚ）
の一実施例によるミキサ装置の回路図、第３図は本発明
の他の実施例の回路図、第４図は直流動作時ドレイン電
流に対する局部発振信号入力時の交流動作時ドレイン電
流を示す特性図、第６図は入力信号周波数に対する局部
発振信号入力時のドレイン電流を示す特性図、第６図は
入力信号周波数に対する変換利得を示す特性図、第７図
は入力信号周波数に対する妨害信号電圧を示す特性図で
ある。 １．３．４・・・・・・バラン、６，７，１２，１４゜
１９．２３，２４，２５，２７，３１．３２，３３゜８
３７．３８，３９．４０・・・・・・コンデンサ、１３
゜１６・・・・・・チョークコイル、１５，１８，２０
，２１゜２２．２Ｂ 、２９．３０．３４．３５．３６
．、、、、。 抵抗、ａ・・・・・・局部発振信号入力端子、ｂ・・・
・・・高周波信号入力端子、Ｃ・・・・・・電源供給端
子、ｄ・・・・・・中間周波信号出力端子。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 ｍ−＋ Ｊ 第２図 第３図 第４図 直流重力作詩ドレイン琶−；罠（飢Ａ）第５図 入力侶号周浚数（ｒ’１Ｈ１） 第６図 入カ信号周浚数（ＭＨ−１） 第７図 ＋２０ 妨 害 侶 ＩＩＯ 号 電 （ｓｏｎ評端値２゜ 入力侶号周使紋（Ｍ）（ｚ）
Claims (3)
- （１）第１、第２、第３および第４の電界効果トランジ
スタのゲート端子に局部発振信号を供給し、ソース端子
には、高周波信号を供給し、ドレイン端子から中間周波
信号を得るように構成したダブルバランスドミキサ部の
ソース端子にバランを介して増幅器を直流的に縦続接続
し、定電流化回路としてダブルバランスドミキサ部の局
部発振信号の増加にともなう交流動作電流の増加を抑制
し、かつ交流的にダブルバランスドミキサ部と増幅器が
独立するように接続したことを特徴とするミキサ装置。 - （２）増幅器は中間周波増幅器であって、第１の電界効
果トランジスタを使用し、その第１の電界効果トランジ
スタのゲート端子には、ダブルバランスドミキサ部より
得られる中間周波信号を入力し、増幅した後、ドレイン
端子より取り出すように構成したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のミキサ装置。 - （３）増幅器は高周波信号増幅器であって、第１の電界
効果トランジスタを使用し、その第１の電界効果トラン
ジスタのゲート端子には、高周波信号を入力し、増幅し
た後、ドレイン端子より取り出し、ダブルバランスドミ
キサ部のソース側に供給するように構成したことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のミキサ装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59135634A JPS6115426A (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | ミキサ装置 |
| US06/749,416 US4677692A (en) | 1984-06-29 | 1985-06-27 | Frequency conversion apparatus |
| KR1019850004657A KR900007916B1 (ko) | 1984-06-29 | 1985-06-29 | 주파수 변환장치 |
| DE8585304683T DE3573201D1 (en) | 1984-06-29 | 1985-07-01 | Frequency conversion apparatus |
| EP85304683A EP0166626B1 (en) | 1984-06-29 | 1985-07-01 | Frequency conversion apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59135634A JPS6115426A (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | ミキサ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6115426A true JPS6115426A (ja) | 1986-01-23 |
| JPH0376609B2 JPH0376609B2 (ja) | 1991-12-06 |
Family
ID=15156391
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59135634A Granted JPS6115426A (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | ミキサ装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4677692A (ja) |
| EP (1) | EP0166626B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6115426A (ja) |
| KR (1) | KR900007916B1 (ja) |
| DE (1) | DE3573201D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02184855A (ja) * | 1989-01-10 | 1990-07-19 | Satosen Co Ltd | 三次元プリント配線板用マスクフィルムの製造法 |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2563338B2 (ja) * | 1987-06-02 | 1996-12-11 | 松下電器産業株式会社 | 低雑音コンバ−タ |
| JPH0687526B2 (ja) * | 1987-08-19 | 1994-11-02 | 株式会社村田製作所 | 広帯域ミキサ |
| GB2210224B (en) * | 1987-09-18 | 1992-01-22 | Marconi Co Ltd | Mixer |
| JPH07503586A (ja) * | 1992-02-03 | 1995-04-13 | モトローラ・インコーポレイテッド | 直線性を改善した平衡ミキサ回路 |
| US5625307A (en) * | 1992-03-03 | 1997-04-29 | Anadigics, Inc. | Low cost monolithic gallium arsenide upconverter chip |
| JP2861795B2 (ja) * | 1994-02-25 | 1999-02-24 | 日本電気株式会社 | 周波数逓倍回路 |
| US6026286A (en) * | 1995-08-24 | 2000-02-15 | Nortel Networks Corporation | RF amplifier, RF mixer and RF receiver |
| JP3365255B2 (ja) * | 1997-06-06 | 2003-01-08 | 松下電器産業株式会社 | 高周波信号受信回路 |
| EP1024590A1 (en) * | 1999-01-29 | 2000-08-02 | Lucent Technologies Inc. | Frequency translation circuitry |
| DE10004995A1 (de) * | 2000-02-04 | 2001-08-09 | Infineon Technologies Ag | Analogmultiplizierer |
| JP3510556B2 (ja) * | 2000-03-30 | 2004-03-29 | Ｎｅｃ化合物デバイス株式会社 | イメージリジェクションミキサ及びそれを用いた受信機 |
| US6510314B1 (en) | 2000-09-08 | 2003-01-21 | Visteon Global Technologies, Inc. | Mixer circuit with output stage for implementation on integrated circuit |
| WO2003094339A2 (de) * | 2002-04-30 | 2003-11-13 | Infineon Technologies Ag | Integrierte schaltung |
| US7509111B2 (en) | 2002-04-30 | 2009-03-24 | Infineon Technologies Ag | Integrated circuit having a mixer circuit |
| US6930627B1 (en) | 2004-02-23 | 2005-08-16 | Michael C. Hopkins | Radio-frequency digital/analog converter system and method |
| JP4451827B2 (ja) * | 2005-08-29 | 2010-04-14 | アルプス電気株式会社 | 電子回路及びテレビジョンチューナ |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1211851A (en) * | 1967-05-09 | 1970-11-11 | Mullard Ltd | Improvements in or relating to circuit arrangements incorporating transistors |
| US4194158A (en) * | 1976-11-15 | 1980-03-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Integrated front end circuit for VHF receiver |
| FR2444363B1 (ja) * | 1978-12-15 | 1983-07-01 | Thomson Csf | |
| NL182684C (nl) * | 1979-11-23 | 1988-04-18 | Philips Nv | Regelbare vermenigvuldigschakeling bevattende eerste en tweede transistoren in lange staartschakeling met gekoppelde emitterelektroden. |
| US4344188A (en) * | 1980-10-09 | 1982-08-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Balanced modulator |
| EP0051179B1 (de) * | 1980-11-03 | 1984-09-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Integrierbare-Oszillatorschaltung |
| IT1211106B (it) * | 1981-09-16 | 1989-09-29 | Ates Componenti Elettron | Stadio d'ingresso amplificatore e miscelatore a transistori per un radioricevitore. |
| JPH11687A (ja) * | 1997-06-11 | 1999-01-06 | Hitachi Kiden Kogyo Ltd | オキシデーションディッチにおける発泡スカムの抑制方法及びその装置 |
-
1984
- 1984-06-29 JP JP59135634A patent/JPS6115426A/ja active Granted
-
1985
- 1985-06-27 US US06/749,416 patent/US4677692A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-06-29 KR KR1019850004657A patent/KR900007916B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1985-07-01 EP EP85304683A patent/EP0166626B1/en not_active Expired
- 1985-07-01 DE DE8585304683T patent/DE3573201D1/de not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02184855A (ja) * | 1989-01-10 | 1990-07-19 | Satosen Co Ltd | 三次元プリント配線板用マスクフィルムの製造法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0376609B2 (ja) | 1991-12-06 |
| EP0166626B1 (en) | 1989-09-20 |
| DE3573201D1 (en) | 1989-10-26 |
| KR900007916B1 (ko) | 1990-10-23 |
| US4677692A (en) | 1987-06-30 |
| KR860000749A (ko) | 1986-01-30 |
| EP0166626A2 (en) | 1986-01-02 |
| EP0166626A3 (en) | 1987-05-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2765702B2 (ja) | 超短波ミキサー | |
| JPS6115426A (ja) | ミキサ装置 | |
| JPH04183008A (ja) | 高周波増幅器 | |
| JP3339892B2 (ja) | 集積回路およびその使用方法 | |
| US4032851A (en) | Complementary symmetry fet mixer circuits | |
| US6754478B1 (en) | CMOS low noise amplifier | |
| JP3853604B2 (ja) | 周波数変換回路 | |
| US4774477A (en) | Power amplifier having low intermodulation distortion | |
| JPH07254821A (ja) | 周波数変換器 | |
| JP3332657B2 (ja) | ミキサ回路 | |
| JPH01173908A (ja) | 発振装置 | |
| JPH0537245A (ja) | 電子回路 | |
| JPS6395707A (ja) | 周波数変換装置 | |
| JPH09162657A (ja) | マイクロ波電力増幅回路 | |
| JPH02274106A (ja) | ミキサ回路 | |
| JP3134127B2 (ja) | Ｆｍ用高周波増幅回路 | |
| JP3830235B2 (ja) | 高周波増幅器 | |
| JPH0720019B2 (ja) | 周波数変換回路 | |
| JPH09199956A (ja) | 高周波電力増幅器 | |
| JP4572032B2 (ja) | 周波数変換回路 | |
| JP2943333B2 (ja) | 自己発振周波数変換器 | |
| JP4271794B2 (ja) | 周波数変換回路 | |
| US6573794B1 (en) | Operational amplifier | |
| JP3102023B2 (ja) | 高周波電力増幅器 | |
| JPH036040Y2 (ja) |