JPS611282A - 電力供給制御方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電力供給制御装置に関するもので、特に洗濯機
を駆動する電子的コミュテータモータを制御するために
考え出されたものである。

〔従来の技術および発明が解決しようとする問題点〕本
発明は電力供給制御装置および制御方法に関し、より特
定的には、・ヤルス電流を二方向のうちの何れかに流す
ために電源を横切って誘導性負荷を急速に結合したシ開
放したシするためのトーテムＩ−ルスイッチング回路（
ｔｏｔｅｍ　ｐｏｌｅ　ｓｗｉｔ−ｃｈｉｎｇ　ｃｉｒ
ｃｕｉｔ）に関する。

順方向バイアス安全動作領域（ＦＢＳＯＡ　）はスイッ
チングトランジスタにおける公知の動作パラメータであ
り、そのペースが順方向バイアスされるときのストレス
を論する上での装置の性能の尺度となる。ＦＢＳＯ，Ａ
曲線は、安定状態とターンオン負荷線とに対し、コレク
タ電流（ＩＣ）、コレクターエミッタ電圧（ｖｃＥ）お
よび時間に関して最大の限界値を含んでいる。温度は低
くして印加される。

ストレーノ時間中、正のペース−エミッタ電圧（ＶＢｆ
ｆｉ）と負のベース電流をもたせることが可能であるか
ら、順方向バイアスはベース電流に関して限定される。

ＦＢＳＯＡ曲線は、ターンオンベース電流が流れるとき
又はペースが開放されているとき適用される。ターンオ
フベース電流が流れているとぎは、たとえソースが単に
ペース−エミッタ抵抗であるとしても、逆方向バイアス
安全動作領域（ＲＢＳＯＡ　）が適用される。

ＲＢＳＯＡ曲線は、装置が耐えうる同時的ピークコレク
タ電流およびピーククランプ電圧の尺度である。典型的
なＦＢＳＯＡとＲＢＳＯＡ曲線は電力スイッチング装置
の種々のタイプに対して利用しうる。

ＲＢＳＯＡは、ＦＢＳＯＡと異なって温度と時間に無関
係である。しかしＲＢＳＯＡはターンオフベースバイア
ス状態によって犬きく影響される。

フリーホイールダイオード（ｆｒｅｅ−ｗｈｅｅｌ　ｄ
ｉｏｄｅ）と並列に、またパワースイッチングと直列に
誘導性負荷をそなえる回路においては、ｖｃＥは電源電
圧ＶＳよシも少くともダイオード降下だけ上昇しなけれ
ばならず、実際に、フリーホイールダイオードがターン
オンする前に数ボルトだけＶＳをオーバーシュートさせ
ることができる。負荷電流が実質上一定であるので、コ
レクタ電流はダイオードが導通し始めるときのみ減少し
始めることができる。

このようにしてターンオフ負荷線は、最大のＶＣＥと最
大の■。が同時に発生するようにされている。

もしターンオフ負荷線がＲＢＳＯＡを超えると、他の装
置が選択されて適用されるか又は緩衝器（５ｎｕｂｌ）
ａｙ　）が用いられなければならない。後者の方法はし
ばしば高価なものとなる。

ギヤｉ４シタ緩衝器、典型的にはスイッチング装置と並
列に接続されたキャパシタと直列抵抗とか■はターンオ
フする前に流れる誘導負荷の電流、合を示す）が成立す
る。適当なキャパシタンスをング装置を横切るピーク電
圧とスイッチング装置を通じてのピーク電流とは同時に
発生しなくなる。

トランジスタ以外のツヤワースイツチング装置は、トラ
ンジスタのＦＢＳＯＡおよびＲＢＳＯＡと類似したスイ
ッチング負荷線の限界を有する。ＦＢＳＯＡおよびＲＢ
ＳＯＡという用語は他の装置では使用されず、パラメー
タとその相互依存性が異なっている。例えばダートター
ンオフ（ＧＴＯ）装置はその安全動作条件を有し、異な
った定義がされる０このようにしてターンオフに際して
再印加される電圧ハ寛ｔ の変化の割合には許容しうる最大値があり、これはアノ
ード電流温度およびダート駆動条件の関数である。緩衝
器はトランジスタと類似の方法でとターンオフ損失は歪
へを減少させることによってｔ 減少されうるが、このことは該緩衝器のキャパシタンス
が増加されなければならないことを意味する。よシ大き
な緩衝器キャパシタンスは制御可能なアノード電流とし
てよシ大きな値を許容するという利点を有するが、緩衝
器キャパシタの放電によってターンオン損失（緩衝器損
失）を増加させるという不利がある。

多くの用途においては、制御されるべきピークアノード
電流について明確に限定された値を有する。もしその用
途が」へについて如何なる要求ｔ をも課さなければ、該緩衝器損失はターンオフＶ ｍ−が最高となるようＫＣを選択することによりｔ て最小とされることができ、装置はピークアノード電流
の値に安全に耐えることができる。緩衝器Ｖ キャパシタンスは単純にｌ＝Ｃ−の関係によっｔ て決定される。もしこのキャパシタンスが十分に低い場
合には、該キャパシタンスはＧＴＯを横切って直接に接
続されうる。ブリッジ回路においては、−Ｃの値が各Ｇ
ＴＯを横切って使用されるべきでああシ、上方および下
方の緩衝器キャパシタが効果的に並列的に動作するよう
にしてり、Ｃ，電源と良好な減結合がなされる。ＧＴＯ
の場合には、この方法で使用されるギヤ／４’シタンス
の最大値が、ターンオン時における放電によって生起さ
れるピークアノード電流によって制限される。もしトラ
ンジスタが用いられるならば、同様の議論が適用され、
キャパシタンスの最大値はＦＢＳＯＡの形態によって制
限される。

もし双方の場合において、最大許容キャパシタンスがタ
ーンオフを制御するに十分なだけ大きくないならば、抵
抗器がターンオン電流を制御するような有極性の抵抗−
キャパシタ−ダイオード（ＲＣＤ　）緩衝器が考慮され
る。したがって本発明は好適な形態においてはＲＣＤ緩
衝器を使用できるように工夫されており、該緩衝器は数
対のパワースイッチング装置に関してトーテムポール出
力形態に配列され、誘導性負荷に接続される。

更に、もしコレクターエミッタ電圧の関数としてのコレ
クタ電流のターンオフ負荷線がＲＢＳＯＡを超えるなら
ば、他の装置がその用途に対して選択されるか又は緩衝
器が使用されなければならない。

後者の手段はしはしば高価となる。

スイッチング装置と並列に接続されたギヤ・ぐシＶ オフに先立って流れる誘導性負荷電流、−はスｔ イツチング装置を横切る電圧の変化の割合を示す）を有
している。適当なキャパシタンスの選択によＶ って、−が減少され、それによってピーク電圧ｔ とピーク電流は同時に発生しなくなる。

以下余白 ターンオフ時におけるＲＤＣ緩衝器は、ダイオードを介
して充電されるので、１つのコンデンサ緩衝器として働
らく。

しかし、コンデンサの放電回路が抵抗を含むので、ター
ンオン時におけるＲＤＣ緩衝器はスイッチング装置を介
して流れるピークの放電電流を減少させるという利益を
もたらす。緩衝器内に蓄えられるエネルギの容量は、い
ずれの場合も容量値が同じであれば、同じであるが、固
有の放電時間はＲＤｃ峻衝器の場合の方が長い。

電力供給装置の反対側にスイッチが直列に接続されてい
ると共に出力回路がその２つの反対側に接合されている
トーテムポールブリッジ回路において電力スイッチング
装置が接続されている場合には、ＲＣＤ緩衝器が単一の
電力スイッチング形態ではコンデンサ以上に利益をもた
らすにも拘らず、これらの利益はいく分価値がなくなる
。例えば、上方スイッチがスイッチオンしたとき、上方
スイッチの緩衝器用コンデンサは緩衝器ダイオードを介
して流れる誘導性負荷電流により、充電される。

しかし、下方スイッチの緩衝用コンデンサは、その抵抗
を介して流れる誘導性負荷電流によ逆放電される◇かつ
、出力電圧Ａは上方フリーホイールダイオードにより正
の供給電圧ｖｓに固定された後に、コンデンサは短時間
に完全に放電されることは明らかである。

上方緩衝器用コンデンサの放電作用は回路が動作してい
るこの段階では問題でないが、下方電力スイッチが実質
的にターンオンしたときに起こる事が問題である。電圧
出力値が降下するので下方緩衝器用コンデンサは、下方
緩衝器の抵抗によっである制御方式により下方電力スイ
ッチを介して放電され、かつ緩衝器の成分値が正しく選
択されているならばＦＢＳＯＡ又はスインチンダ装置の
ピーク電流率は超過しない。しかし、上方緩衝器用コン
デンサは、上方緩衝器用ダイオードにより無制御方式で
上方電力スイッチを介して放電し、その結果、下方電力
のスイッチがターンオンするほこの高い電流ノ９ルスを
入力し最初の場所にあるＲＣＤ緩衝器を使用することが
回避される。

下方電力スイッチがターンオンするときに同じ問題が生
じるのは回路が対称の場合である。下方緩衝器用コンデ
ンサは、上方電力スイッチがオフすると放電するので下
方緩衝器用ダイオードにより上方電力スイッチを介して
充電されその結果再びターンオン時に好ましくない電流
パルスが生じる。

従来のよく知られた解決策の１つは、インダクタンスを
付加しそれをトーテムポールステージの主な線路コンデ
ンサと電力スイッチの上刃側に直列接続して主な供給線
路に挿入する。このインダクタンスはそのフリーホイー
ルダイオードによりバイパスされなければならない。

インダクタンスは、電力スイッチのターンオン時に生じ
る緩衝用コンデンサの充電電流の立上り速度を減少させ
るという効果がある。

しかし、電流が電力供給装置から上方緩衝器用コンデン
サとダイオード及び下方電力スイッチを介して流れる。

ｉ インダクタンスの両端の電圧はＬ−によって与ｔ えられ、従ってこの電圧により供給電圧と出力電圧の波
形が歪む。このことは、例えば、制御目的のためには出
力電圧を正確に検知せねばならないので、問題となる。

通常に使用するために製造される電力スイッチの中には
、内部にパラシティツタなダイオード、例えば電力用の
ＭＯＳＦＥＴを含むタイプがある。このノヤラシティッ
クダイオードは装置構造に固有のものでありかつ装置に
逆電圧が加わらないように動作する。ＲＣＤ緩衝器用回
路以外に、このような電力用スイッチが２つ電源の反対
側に直列に接続されかつその間に一般の接続方法が使用
されて誘導性負荷をドライブしている場合には、この・
千うシティックダイオードはフリーホイールダイオード
として働らく。

多くのディスクリートなダイオードに比べると、ノ４ラ
シティノクダイオードは動作が適度に速いが、電力スイ
ッチがオンオフできる速度に比べると前進後退のリカバ
リ時間が遅く、このために動作に失敗する傾向がある。

更に、電力用のＭＯＳＦＥＴを考えると、−やラシティ
ノクダイオードはノぞラシテインクなパイポーラトラン
ソスタのベース対コレクタ接合を有し、これはＭＯ８Ｆ
ＥＴ固有の構造である。このバイポーラのターンオンの
失敗はＭＯＳＦＥＴの失敗が原因ということもできる。

製造業達が一般に知っているように、ノやラシティノク
ダイオードは高速のフリーホイールダイオードには向か
ない。この場合、１つのディスクリートタイオードが各
電力スイツチに直列に配置され、２つの電力スイツチ開
において、出力がｔ！ラシティックダイオードを作動し
ないようになっている。２つ目のディスクリートダイオ
ードが各電力スイッチに並列接続され、上記の直列ダイ
オードと対になって、フリーホイール動作をして誘導性
負荷のターンオフ時に役立っている。

〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、上述した問題点を解決するための手段を提供
する。本発明の実施例は上方及び下方スイツチ開にＲＣ
Ｄ緩衝器を有するトーテムポールスイッチ回路に関する
が各電力スイッチと出力間に直列に接続されたダイオー
ドを有する。

これらダイオードは、ノぞラシティノクダイオードの作
用を阻止するのではなく、緩衝器用コンデンサの充電と
放電状態を制御すると共に各電力スイッチ回路を相互に
絶縁するために、使用する。

パランティックダイオードが存在しかつ緩衝器が要求さ
れる場合は、本発明の直列ダイオードは二重の機能に役
立つ。

本発明の一実施例は、二方向のいずれかを通シパルス化
電流用電源の両端の誘導負荷を迅速に結合および結合を
解除するスイッチング段を有するスイッチング・ブリッ
ジである。この段は第１および第２のスイッチ回路を有
する。各スイッチ回路は電力用スイフチ、緩衝用コンデ
ンサ、単一方向回路および別の単一方向回路とを有して
いる。

特に各スイッチ回路の電力用スイッチは直列回路の通路
において互に他の電力用スイッチに結合されている。オ
ンの場合各電力用スイッチは、ミソの別の側を直列的に
出力回路に結合するために用いられる。オフの場合電力
用スイッチは結合能力をなくす如く用いられる。負荷は
出力回路と′電源の他の側との間で、電力用スイッチが
出力回路に結合した側から結合される。緩衝用コンデン
サは対応するスイッチ回路において電力用スイッチの両
端に結合され、電圧変化の少くとも一方向において、電
力用スイッチの両端の電圧変化率を制限する。単一方向
回路は減衰電流を方向づける出力回路に結合され、負荷
の中を流れて、他のスイッチ回路に対応して電力用スイ
ッチをオンからオフに変化する時、負荷を介してループ
内を戻る如く流れる。

もう一つの単一方向回路は、対応するスイッチ回路の電
力用スイッチがターンオンされるまで、対応するスイッ
チ回路の緩衝用コンデンサ内に予め蓄えられた電荷の放
電を禁止するために直列回路通路内に配置されている。

別の単一方向回路の各々はまた、対応するスイッチ回路
に関し、緩衝用コンデンサに蓄えられた電荷による逆バ
イアス条件に維持され、それによって対応するスイッチ
回路をスイッチ回路の他の部分における信号変化から実
質的に分離するように用いられる。

〔実施例〕

第１図は正の配線１２と、負荷用Ｖ電源と呼ばれる電源
の負もしくはＯデルト復帰配線１４の間に接続されたト
ーテム・ゾール・緩衝回路用ブリッジ１０を表わしてい
る。トーテムポール緩衝回路ブリッジ１０を更に詳細に
考察すれば、このブリッジは一般に１０３と１０ｂにお
いて示される二つのスイッチ回路を含んでいる。スイッ
チ回路はＶ電源の配線１２と１４間に直列に相互接続さ
れ、それらの間の接合点は一般に２０で示される負荷に
電流が流れる出力１７に接続されている。

スイッチ回路１０ａと１０ｂの各々は本質的に同様であ
る。したがって、ここではスイッチ回路１０８の構成成
分だけについて説明することにする。スイッチ回路１０
ａは、例えばパイポーラトランソスタ、もしくは好まし
くはＧＴＯ（ダートタ−ンオフ）サイリスクの如き適当
な型式の電力用スイッチを含んでいる。−例として明瞭
さのために図面に示された電力用スイッチは、それと並
列に緩衝回路用コンデンサ、好ましくは抵抗−コンデン
サーダイオード（ＲＣＤ　）のスナバ（緩衝）回路１３
を有するトランジスタＱ１である。−例として緩衝回路
は、トランジスタＱ１のコレクターエミッタ電極に並列
結合されたコンデンサＣ１を含んでいる。またダイオー
ドＤ１の形式で単一方向回路手段がコンデンサＣ１と直
列回路をなしており、トランジスタがＱｌなら、コンデ
ンサＣ１を介してコレクタからエミッタまでダイオード
に低インピーダンス通路を与え、逆方向には高インピー
ダンス通路を与える。抵抗器Ｒ１は、トランジスタＱ１
のコレクタ・エミッタ電極の両端に、ダイオードＤ、と
並列結合され、したがってコンデンサＣＩと直列接続さ
れている。

フリーホイール型ダイオードＤ３の形式で単一方向回路
手段がｖ電源の正配線１２と出力１７の間に接続されて
いる。一層詳細に説明するためＫ、誘導負荷を介して出
力回路１７から正配線１２に電流が流れるように極性を
与えることにより、スイッチ段階Ｂの電力用スイッチが
ターンオフされた後に、同一方向に負荷を介して引続い
て電流を流すようにする。

絶縁ダイオードＤ５の形式で別の単一方向回路手段が、
トランジスタＱ１のエミッタ・ダイオード２１と出力回
路１７間に接続されている。トランジスタＱ１はＮＰＮ
形トランジスタで、そのエミッタは絶縁ダイオードＤ５
のアノード電極に接続されている。ダイオードＤ５のカ
ソード電極は出力回路１７に接続されている。

スイッチ回路Ｂはスイッチ回路Ａと類似である。

同じ参照記号が、文字に修正した後の番号に対して、ス
イッチ回路Ａで使用される場合のスイッチＢの構成部品
を識別するのに使用される。対応する構成部品は次の如
くである スイッチ回路Ａ　　　スイッチ回路Ｂ ＱＩ　　　　　　　　　Ｑ２ ＣＩ　　　　　　　　　　Ｃ２ ＤＩ　　　　　　　　　　　　　　　Ｄ２ＲＩ　　　　
　　　　　　　　　　　　Ｒ２Ｄ３　　　　　　　　　
　　　　　　Ｄ４Ｄ５　　　　　　　　　　　　　　　
Ｄ６出力回路１７もしくはスイッチ回路１０ａから下方
の０ボルト復帰配線１４に向かって正電流が流れるよう
に、スイッチ回路１０ｂはトランジスタＱ２、ダイオー
ドＤおよびダイオードＤ６に極性をもたせておシ、一方
ダイオードＤ４は、配線１４から出力１７に向かって電
流が流れるような極性を鳴している。

このように、スイッチ回路がトーテムポール状配列に接
続されていることが分かる。

重要であシ、一層詳細に説明されるが、キャパシタＣ１
は、トランジスタＱ１がオフとなシ高インピーダンスま
たは線路１２および出力１７間の実質的な開路状態を呈
している間、線路１２がら抵抗器Ｒ１およびダイオード
Ｄ１の接続点へとプラスからマイナスに充電される。さ
らに、トランジスタ・スイッチの幾回かのオンオフ・サ
イクルの後、ギヤ／’ＰシタＣ１の両端電圧は、■電源
すなわち線路１２および１４の間の電圧と実質的に等し
くなり、結果として、絶縁ダイオードＤ５は逆バイアス
状態に維持される。したがってスイッチ回路１０ｂの切
換えはダイオードＤ５より上のスイッチ回路１０ａに影
響を与えず、結果とし）て、ギヤｉ４シタＣ１は完全に
充電されたままである。

このことは、トランジスタＱ２が続いてスイッチオンさ
れたときにギヤノクシタＣ１を経て充電電流を流し出さ
ないということで重要である。ダイオードＤ３の逆回復
によりターンオンにおけるサージ電流があシ、キャパシ
タＣ２の放電および負荷電流およびこれらの電流はトラ
ンジスタＱ２を定格するときに考慮されなければならな
い。しかしながら、該トランジスタにおいてキャパシタ
Ｃ１からの付加的電流はない。同様に、キャパシタＣ２
は、望ましくは線路１２と１４の間の電圧に、抵抗器Ｒ
２とダイオードＤ２間の接続点に対してダイオードＤ６
のカソードが正電圧となって充電され、したがってトラ
ンジスタＱ２がオフのときにダイオードＤ６が逆バイア
スされてスイッチ回路１０ａ内の動作がダイオードＤ６
よシ下のスイッチ回路１０ｂの回路に影響を与えること
を防止する。最も重要には、キャパシタＣ２の電荷は残
シ、放電されず、その結果、トランジスタＱ１がターン
オンするとぎに、キャパシタＣ２からトランジスタＱ１
を経て充電電流が流れず、それによりトランジスタにお
けるピーク電流を最小にする。

トーテムポール状スナバブリッジの動作を一層詳細に考
察する。負荷２０が、例として、出力回路】７とスイッ
チ２２および２４との間に接続されたインダクタ１８と
して図式的に描かれている。

スイッチ２２はインダクタ１８の出力回路１７と反対の
側を線路］２へ結合し、一方、スイッチ２４はそれを線
路１４へ結合する。

電力が、トランジスタのターンオンをトモなわずに線路
１２と１４の間に充分な時間、印加されると、ギヤ・ぞ
シタＣ１とＣ２は経路ＣＩ　、ＤＩ　。

Ｄ５．Ｄ６．Ｃ２およびＤ２を介してＶ％源のほぼ】／
２の電圧に充電される。このキャパシタの初期充電は本
発明に本質的ではない。

マイクロゾロセッサ１６がトランジスタＱ２をオンにす
ると、それを通る低インピーダンスの経路を形成し、そ
のコレクタ・エミッタ電極がともに有効に短絡される。

キャパシタＣ２の電荷は抵抗器Ｒ２およびキャパシタＣ
２を介しトランジスタを経て放電が制御される。またス
イッチ２２が閉じられると、インダクタ１８を線路１２
に結合させる。正の電流が誘導性負荷、トランジスタＱ
２およびダイオードＤ６を通って線路１２から線路１４
へ流れ始める。ギヤ・やシタＣ１が完全に充電されると
すると、ダイオードＤ５が逆バイアスされ、したがって
トランジスタＱ２を通る電流に寄与しない。しかしなが
ら、ギヤ／４’シタＣ１が半分充電されただけであれば
、ダイオードＤ５はその結果逆バイアスされず、トラン
ジスタＱ２はキャパシタＣ１を通る幾らかの電流をうけ
るが、しかしこのときの負荷電流は有効にゼロである。

このゼロの誘導性負荷電流のため、ギヤ／４’シタＣ１
を通る電流は、トランジスタＱ２を損なわないようなレ
ベルとなる。

マイクロプロセッサ１６は、トランジスタＱ２がターン
オフするときに結果として生じる負荷線がトランジスタ
Ｑ２の安全動作範囲内におるようなレベルにキャパシタ
Ｃ２が放電するに充分な時間長、トランジスタＱ２をオ
ンに維持する。このことは、残留電荷がギヤ７４シタに
残ると、トランジスタ両端の電圧がキャパシタＣ２の残
留電圧に達するまで、トランジスタＱ２のターンオフが
スナバによって望ましく制御されないので、重要である
。マイクロプロセッサ１６がトランジスタＱ２をオフに
切り換え、かつスイッチ２２が閉じられたままであると
する。線路１４からスイッチ２２およびインダクタ１８
を通って流れる電流は、ダイオードＤ６およびＤ２を経
てキャパシタＣ２を線路１４におけるＶ電源間の電圧へ
充電する。

インダクタ１８を通って流れる電流は次にダイオードＤ
３を経る同じ方向に維持される。

要約すると、トランジスタの一方がオフに切り換えられ
、そしてフリーホイール・ダイオードがクランプしてい
ると、誘導性負荷電流は、オフ状態の回路内の絶縁ダイ
オードによって阻止されるため、オフ状態のスイッチ回
路内のスナバのギヤ／？シタを放電させない。オフ状態
の回路内のキャパシタが完全に充電されたままであると
、完全に充電されたギヤノヤシタがオフ状態の回路内の
絶縁ダイオードを逆バイアスしてスナバのキャパシタか
ら充電電流が流れることを防ぐので、他方のスイッチ回
路の続いてターンオンされるトランジスタにおけるピー
ク充電電流は存在し得ない。

他の見方をすると、ギヤ・やシタＣ１の電荷および逆バ
イアスダイオードＤ５のために、トランジスタＱ２は迅
速にターンオンおよびターンオフして出力回路１７をゼ
ロボルトの戻り線路１４と接続しかつ切り離すことが可
能であシ、トランジスたＱｌのエミッタ２１の電圧はそ
れにもかかわらず影響を受けず、ゼロボルト電位のまま
となる。

同様に、ギヤノクシタＣ２の電荷および逆バイアス絶縁
ダイオードＤ６のために、トランジスタＱ１は迅速にタ
ーンオンおよびターンオフして出力回路１７を線路１２
に接続しかつ切り離すことが可能でアリ、そしてトラン
ジスタＱ２のコレクタ２３の電圧はそれにもかかわらず
線路１２におけるＶ電源のレベルのままである。

負荷についての一つの要求はその誘導性時定数Ｌ／Ｒが
電力装置のスイッチング時間に対して太きいということ
であることもまた注意されるべきである。

（電力装置がスイッチされている間の時間ではなく、ス
イッチング・トランジションの時間である。） 大多数のスイッチング装置、例えば、直流電動機あるい
は電気的整流電動機は長時間のＬ／Ｒ時定数を有し、そ
れ故この基準に遭遇する。結果としてこの形式の負荷は
第１図に示す形式のスイッチング装置が電流を制御しス
イッチング損失をなくしさらに低レベルにおける負荷の
電流リップルを保持することを確保する。

装置がまず電源投入される時に、緩衝容量の初期充電が
制御を目的としてトーテムポール形スイッチ回路に付加
されるいずれかの付加回路に依存することに注目すべき
である。第１のトランジスタのターンオンによって正規
の電位に緩衝容量を充電又は放電しこれにより上述した
ような回路動作が生ずる。トランジスタの最初のターン
オンによって電流が緩衝容量及び両方のスイッチ回路か
らオン状態のトランジスタに流れる。しかしながら、誘
導性負荷電流は長時間のＬ　／　Ｒ時定数のために実際
上塔となる。これは最初の変化期間におけるトランジス
タの絶対電流を容量性電流に制限する。この電流のいく
らかの部分はトランジスタスイッチａｖ／ａｔにより制
御される。いくつかのスイッチング装置に対して、誘導
性電流の欠如はトランジスタの両端のターンオンａ　ｖ
／　ａ　ｔの結果的に遅くシ、又変化期間中のトランジ
スタに流れる電位容量性電流を下げている。それ数回路
が零誘導性負荷電流をもつ容量性電流を扱うように設計
されるならば、附加分離ダ・イオードの使用によって、
すべての誘導性負荷電流が負荷を介して流れるときに、
トランジスタスイッチを過大容量電流から保護する。

今、第２図に示す本発明の他の実施例を考えると、第２
図は、第１図と同様にトーテムポール形ブリッジ１０と
、誘導性負荷およびスイッチ回路２０を示している。し
かしながら、負荷とその関連スイッチの詳細については
簡略化してブロックで示しである。

ＡＮＤゲート２８および３２はトランジスタＱ１および
Ｑ２のベース電極にそれぞれ接続される。

マイクロゾロセッサ２６は出力端子２６ａおよび２６ｂ
を有し、これらはＡＮＤダート２８および３２の入力に
それぞれ接続される。遅延回路３０および３４の入力は
それぞれ出力端子２６＆および２６ｂに接続され、出力
はにリグート２８および３２に接続される。マイクロゾ
ロセッサはライン２６ａおよび２６ｃを経て真の信号を
ＡＮＤゲート２８および遅延回路３０へ供給すること忙
よジオン状態にゲートＱｌをイネイブルにする。同様に
、しかしながら異なる時間に、マイクロプロセッサ２６
は、ゲート２８又はダート３２がその両方の入力に真の
信号を受容し、対応するトランジスタがターンオンする
ときに、ライン２６ｂおよび２６ｄを介してＡＮＤゲー
ト３２および遅延回路３４に真の信号を供給する。遅延
回路は、トランジスタがターンオフ後にターンオンする
以前に、対応する緩衝容量が完全に充電されることを確
保するために、充分な時間間隔だけ対応するダートに真
の信号の供給を遅らせるように動作する。

第３図について説明すると、スイッチは負荷への信号の
パルス幅変調のために迅速にターン又はターンオフする
。真の又は誤ったパルス幅変調信号がマイクロプロセッ
サによってライン２６ａに供給され、これによりＡＮＤ
ダート２８によりトランジスタＱ１がターンオンおよび
オフとな一シ、遅延回路３０は真の信号がライン２６ｃ
上に維持されるために充分に長い時間、ＡＮＤダート２
８の他方の入力において連続的に真の信号な保持する。

同様な指令が遅延回路３４およびにリグート３２に供給
され、信号はライン２６ｂおよび２６ｄによってその入
力に供給される。遅延回路３０および３４はハードウェ
ア手段による遅延回路又はマイクロプロセッサ２６のソ
フトウェア又はファームウェアプログラムが用いられる
。

第３図は第４図に示すクリーニング装置に使用する３巻
線３相電気整流電動機４０を駆動する多重トーテムポー
ル形緩衝ブリッジを示す。第３図に示すトーテムポール
形緩衝ブリッジ３５は、３つのステージでアって、各々
のステージが第１図の１０に単一ステージとして示され
るものと同様な直列トーテムポール形状に接続された２
つのスイッチング回路を有することを除いては、第１図
に示すものと同じである。各々のステージは第１図に示
すものと対応する構成要素を有するが３ステージを区別
するために英字が付されている。従って、３つのトーテ
ムポール形ステージＡ、ＢおよびＣにおいて、ステージ
Ａは添字Ａが、ステージＢは添字Ｂが、ステー−）Ｃは
添字Ｃがそれぞれ付されている。各々のステージは正側
の電圧源３８と負側又は零の電圧源３６との間に接続さ
れる。各ステー−ｊＡ　、ＢおよびＣの出力は文字Ａ／
。

Ｂ′およびＣ′により表わされる。電動機４０は電動後
巻Ｈ４２，４４および４６を有し、これらの巻線の一方
の端部は互に共通点として接続され星形を形式し、他方
の端部は出力ＡＩ　、　ｎ／およびＣ′に接続される。

巻線は電動機回転子５８を回転させるように連続的に通
電される。

第３図および第４図において、多重トーテムポール形緩
衝ブリッジ３３は入力回路１１Ａ、１２Ｂおよび１１Ｂ
、１２Ｂ、および１１Ｃ，１２Ｃを有し、これらはトー
テムポール形ステージＡ、ＢおよびＣのトランジスタの
ベース電極に接続される。これらの入力回路は駆動回路
５０の出力に接続され、駆動回路はマイクロプロセッサ
５２からの制御信号および・ｆルス幅変調出力を受容す
る。

このマイクロプロセッサは１９８４年３月８日付のニュ
ーノーランド特許出願第２０７４３０号に詳細に開示さ
れている。

第５図は第３図に示すスイソチングズυツノ３３を含む
電気的整流電動機装置の制御波形を示す。各トランジス
タＱＩＡ、Ｑ２Ａ、ＱＩＢ。

Ｑ２Ｂ、ＱＩＣおよびＱ２Ｃのターンオンおよびターン
オフの周期は、波形図で示してあシ、１は、トランジス
タがローインピーダンス状態にある場所のオン又はイネ
イブル状態を示し、そして、トランジスタがハイインピ
ーダンス状態にある場所の零又はオフ状態を示している
。波形中の斜線部分はトランジスタがパルス幅変調ＰＷ
Ｍ制御のもとにあり、ＰＷＭコントローラの出力に依存
してローインピーダンス又はハイインピーダンス状態の
いずれかにある場所を示している。波形の残ｐの部分は
トランジスタが静的に夕〜ンオン又は静的にターンオフ
している場所を示している。

さらに各トランジスタの波形図が他の回路の波形図に関
連づけて図示されており、それによりスイノチがターン
オン及びターンオフされる順序が図解される。また、ス
イッチと協働し、それにより動作状態になり得る第３図
に図解の電動機の巻線が参照として第５図の下部に沿っ
て図示されている。同時に１対のスイッチがオン状態に
ロシ、一方の巻線の端部が他方の巻線の一方の端部およ
び電源の他方の側に接続される。また、同じ２つのスイ
ッチが転流期間で同期的にオンになり得ることに留意さ
れたい。

それゆえトランジスタＱＩＡが２つの全転流期間にわた
ってオンになり、一方トランジスタＱ２Ｂが巻線４２か
ら巻線４４に正の電流が流れる、１つの転流期間でオン
になり得る。その後マイクロプロセッサによりトランジ
スタＱ２Ｂがターンオフされ、トランジスタＱ２Ｃがタ
ーンオンにされて、その結果としてトランジスタＱＩＡ
およびＱ２Ｃがオンになり、１対の正の電流が巻線４２
に、次いで新しい巻線４６に連続的に流れる。トランジ
スタＱ２Ｃがターンオンされる前にトランジスタＱ２Ｂ
がターンオフされるので、電動機巻線４４における減衰
電流がトランジスタＱ２Ｂと同じ段階Ｂにおいてフリー
ホイールダイオードＤ３Ｂに連続して流れる。しかしな
がら隔離ダイオードＤ５ＢがスナバキャパシタＣＩＢの
放電を妨げる。トランジスタＱＩＡおよびＱ２Ｃがオン
の場合、トランジスタＱＩＡがターンオフし、トランノ
スタＱＩＢがターンオンするまで、正の電流が巻線４２
から巻線４６に流れる。トランジスタＱＩＡがターンオ
フすると、巻線４２における減衰電流がフリーホイール
ダイオードＤ４Ａに流れる。しかしながら隔離ダイオー
ドＤ５ＡがスナバキャパシタＣ２Ａの放電を妨げる。

しかしながら、トランジスタＱＩＡのターンオンの後１
転流ＰＷＭ期間だけマイクロプロセッサがトランジスタ
Ｑ２Ａのターンオンを遅らせることに留意されたい。換
言すれば、マイクロプロセッサ５２が、トランジスタＱ
ＩＡのターンオフ後１転流周期、段階Ａにおいてトラン
ジスタＱ２Ａをターンオンさせないように、設けられて
いる。この遅延期間はスナバキャパシタＣＩＡを十分充
電させるため段階への下部スイッチング回路および巻線
４２における減衰電流によって用いられ、それにより段
階Ａの下部スイッチング回路におけるトランジスタＱ２
Ａがターンオンされた場合スナバキャパシタＣＩＡから
充電電流を受け入れない。

上述の如く、パルス幅変調（Ｐ　、Ｗ、Ｍ、　）式制御
は電動機を駆動するのに用いられる。従ってスイッチに
よって提供される電流パルス幅が、電動機を始動させ、
電動機を加速させ、全速で電動機を駆動させるのに必要
な平均駆動電流を提供するように制御される。マイクロ
プロセッサ５２が第５図に図示の如くオン状態にある２
つのスイッチの一方をターンオン又はターンオフさせる
ように設けられておシ、それによりパルス幅変調された
駆動信号が提供される。パルス幅変調された特定的なス
イッチが第５図における斜線で示されている。

電動機は好適には多相電気式転流電動機でおるが、ブラ
シ型直流電動機なこの直流電動機でも良い。

電源（Ｖ電源）は好適妬はフィルタリングされていない
整流された交流電流である。その結果として、ｐ波され
た電源に随伴されているＡＣラインへの高調波フィード
バックが回避される。重要なことは上述の方法を用いて
いる本発明の実施例が、所望の電動機動力を得るため、
戸波形電源の必要性を回避していることである。

第４図を再び参照すると、上述の如く、第４図は洗濯機
における本発明の実施例を示す図である。

電動機４０の回転子４８がシャフトおよび符号５１とし
て一般的に図示されているプーリーを介して洗濯機５４
の攪拌機５６に直接接続されている。また洗濯機５４は
回転タブ５８を有している。

通常マイクロゾロセッサ５２はスイッチングブリッジに
制御信号を印加し、攪拌機５６を正逆回転させるように
電動機４０を動作させる。またマイクロゾロセッサ５２
はスイノテングプリソジ３３を制御し、それにより高速
で一方向に攪拌機５６を連続的に駆動する。攪拌機と回
転タグが相互に結合されており、攪拌機が高速で一方向
に回転させられている場合、回転タブが同じスピードで
その回転に沿って回転させられる。このような洗濯機が
米国特許第３，９１４．９６３号、ブライマー（Ｂｒｉ
ｍｅｒ）に開示されている。

要約すると、本発明は、電源スィッチとＲＣＤスナバ回
路網との間を流れる電流を制御することによって安全動
作領域内において動作されるべきトーテムポール出力構
造物にＲＣＤスナバ制御形・ぐワースイッチを接続する
ことを可能ならしめる。その結果として、パワースイッ
チが大電流を制御するのに用いることができ、そのため
に価格の安い・ぞワースイッチを用いることができ、ま
たより大きな安全余裕および信頼性の下でパワースイッ
チを動作させることが可能である。洗濯機に組み込んだ
本発明の実施例において、電気的に転流させられる電動
機のスピードおよび方向の制御が、２πラジアンの運動
範囲よ）いく分狭い範囲で攪拌機を正転および逆転させ
るために周期的に反転され、また十分な高速で攪拌機を
回転させ一回転方向において回転タブ又はボウルを加速
させ、回転させる。

また洗濯機において重要なことは、電動機巻線における
電圧波形がスナバの効果の影響を受けずに維持されるこ
とである。隔離ダイオードによりスナパギヤ／４’シタ
からの漏洩が少ないので、トランジスタが動作していな
い期間はスナバは充電され続ける。その結果として、電
動機巻線の端部における電圧が、電動機の回転子が回転
を停止している場合に正確に決定されるように、又は、
スナバの容量的な効果に起因する電圧の破壊状歪を生じ
させることなく他の制御に用いるために、測定される。

以上本発明の例示的実施例が本発明の理解を容易ならし
めるために開示されたが、種々の変更。

修正および代替が別途記載の特許請求の範囲に規定され
た発明の技術的思想を逸脱することなく、そのような実
施例に統合され得ることが理解されよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は誘導負荷を駆動するマイクロプロセッサ制御の
トーテム柱緩衝ブリッジの概略ブロック図で、本発明を
具体的に例示する実施例である。 第２図は、第１図に示したものと類似の本発明の実施例
で、電力用スイッチのターンオン時間を遅延するための
遅延回路を示す別の実施例の概略ブロック図である。 第３図は、誘導負荷として多相電動機を駆動する多段ト
ーテム・ポール緩衝ブリッジで、本発明の実施例である
。 第４図は洗たく機に実用化され、マイクロプロセッサ制
御の、第３図の多段トーテム・ポール緩衝ブリッジと電
動機のブロック図で、本発明を具体化したものである。 第５図は第３図の電力用スイッチのターンオン・シーケ
ンスと、ノクルス幅変調信号を本発明に係る「オン」ス
イッチに応用したシーケンスとを示す波形図である。 １０・・・トーテムポール形緩衝ブリッジ、１０ａ。 １０ｂ・・・スイッチ回路、１３・・・緩衝回路（スナ
バ）、１７・・・出力回路、２０・・・負荷、２８　、
、３２・・・テンドｆｆ−）、３０．３４・・・遅延回
路、３３・・・多重トーテムポール形緩衝ブリッジ、４
０・・・電動機、５４・・・洗濯機、５６・・・欅拝機
。 以下余白 図面の浄書（内容に変更・なし） 手続補正＠（方式） 昭和６０年７月１８日 特許庁長官　宇　賀　道　部　殿 １　事件の表示 昭和６０年特許願第４４９５３号 ２、　発明の名称 電力供給制御方法および装置 ３、補正をする者 事件との関係　　　　特許出願人 名称　フイツシヤー　アンド　ペイギエルリミナイト ４代理人 住所　〒１０５東京都港区虎ノ門−Ｔ目８番１０号５、
　補正命令の日イ」 ６、補正の対象 （１）願書の１出願人の代表者」の欄 （２）委任状 （３）明細書 （４）図　面 ７、補正の内容 （１１Ｆ２１　　別紙の通り （３）明細書の浄書（内容に変更なし）（４）図面の浄
書（内容に変更なし） ８、添付書類の目録

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、少なくとも１つの誘導性負荷を迅速に電源に接続し
   、又は非接続とすることによって、二方向のうちのいず
   れか一方向に該誘導性負荷を流れる電流を断続せしめる
   ための少なくとも１つのスイッチ段を含んでなるスイッ
   チングブリッジを備え、ここに該少なくとも１つのスイ
   ッチ手段は、第１および第２スイッチ回路と、一方向性
   回路手段と、もう１つの一方向性回路手段とを有してな
   り、さらに、 前記第１および第２スイッチ回路の各々は、パワースイ
   ッチおよびキャパシタスナバを設けてなり、該第１およ
   び第２スイッチ回路の各該パワースイッチは相互に接続
   して前記電源と共に直列回路をなし、各該パワースイッ
   チは、オンの場合、該電源の他端と出力回路とを直列に
   接続するようにし、オフの場合には、該出力回路と該電
   源の一端との間に設けられた前記負荷を、前記パワース
   イッチの１つにつながる負荷から該出力回路に接続する
   のを不可とするようにし、又、前記キャパシタスナバは
   、対応する前記スイッチ回路内にあって前記パワースイ
   ッチに接続し、電圧変化の少なくとも１つの方向におい
   て該パワースイッチにかかる電圧の変化率を制限するも
   のであり、前記一方向性回路手段は前記出力回路に接続
   していて、他方の前記スイッチ回路に対応する前記パワ
   ースイッチがオンからオフに切り換わるとき、前記少な
   くとも１つの負荷内を流れる崩壊電流を当該負荷を通し
   てループバックせしめるものであり、 前記もう１つの一方向性回路手段は前記直列回路内に設
   けられていて、対応する前記スイッチ回路の前記パワー
   スイッチがオンするまでの間、対応する該スイッチ回路
   の該キャパシタスナバに既に充電されている電荷が放電
   するのを禁止し、又、該もう１つの一方向性回路手段の
   各々は、該対応するスイッチ回路の前記キャパシタスナ
   バに充電された電荷によって、バックバイアス状態下に
   置かれ、これによって該スイッチ回路が、他方の該スイ
   ッチ回路内における信号変化から実質的に絶縁されるこ
   とを特徴とする電力供給制御装置。 ２、前記もう１つの一方向性回路手段を前記のバックバ
   イアス状態下に置くために、各前記スイッチ回路は、前
   記対応するパワースイッチがオフした後、前記負荷を流
   れる前記崩壊電流を、前記キャパシタスナバに十分高い
   レベルまで充電せしめる特許請求の範囲第１項に記載の
   装置。 ３、各前記スイッチ回路の前記キャパシタスナバは、対
   応する前記スイッチ回路の前記パワースイッチを介して
   、少なくとも１つのキャパシタと共に１つの回路を形成
   するさらにもう１つの一方向性回路手段と、該さらにも
   う１つの一方向性回路手段と並列に接続して１つの回路
   を形成し且つ該パワースイッチを通して電流の流れに対
   し低インピーダンス路を提供するための少なくとも１つ
   の抵抗とからなり、 ここに前記もう１つの一方向性回路手段は、前記さらに
   もう１つの一方向性回路手段と該少なくとも１つの抵抗
   とに協働して、該対応するスイッチ回路内の前記パワー
   スイッチがオフした後、前記負荷内を流れる前記崩壊電
   流に対し低インピーダンス路を提供する特許請求の範囲
   第１項又は第２項に記載の装置。 ４、１の前記スイッチ回路に対応する前記パワースイッ
   チを順次オンおよびオフさせ、その後、前記キャパシタ
   スナバを十分充電しうる時間が経過した後、他方の前記
   スイッチ回路に対応する前記パワースイッチを順次オン
   およびオフさせる手段を含む特許請求の範囲第１項〜第
   ３項のいずれか一項に記載の装置。 ５、他方の前記スイッチ回路の前記パワースイッチがオ
   フしてから所定の時間が経過するまでの間、各前記スイ
   ッチ回路の前記パワースイッチがオンするのを遅延させ
   る手段を含む特許請求の範囲第１項〜第４項のいずれか
   一項に記載の装置。 ６、多相電子整流制御形モータ若しくは直流モータの巻
   線に流れる電流を迅速且つ順番に断続させる複数の前記
   スイッチ段を含む特許請求の範囲第１項〜第５項のいず
   れか一項に記載の装置。 ７、少なくとも１つの誘導性負荷を迅速に電源に接続し
   、又は非接続とすることによって、二方向のうちのいず
   れか一方向に該誘導性負荷を流れる電流を断続せしめる
   ための少なくとも１つのスイッチ段を含んでなるスイッ
   チングブリッジを備え、ここに該少なくとも１つのスイ
   ッチ手段は、第１および第２スイッチ回路と、一方向性
   回路手段と、もう１つの一方向性回路手段とを有してな
   り、さらに、 前記第１および第２スイッチ回路の各々は、パワースイ
   ッチおよびキャパシタスナバを設けてなり、該第１およ
   び第２スイッチ回路の各該パワースイッチは相互に接続
   して前記電源と共に直列回路をなし、各該パワースイッ
   チは、オンの場合、該電源の他端と出力回路とを直列に
   接続するようにし、オフの場合には、該出力回路と該電
   源の一端との間に設けられた前記負荷を、前記パワース
   イッチの１つにつながる負荷から該出力回路に接続する
   のを不可とするようにし、又、前記キャパシタスナバは
   、対応する前記スイッチ回路内にあって前記パワースイ
   ッチに接続し、電圧変化の少なくとも１つの方向におい
   て該パワースイッチにかかる電圧の変化率を制限するも
   のであり、前記一方向性回路手段は前記出力回路に接続
   していて、他方の前記スイッチ回路に対応する前記パワ
   ースイッチがオンからオフに切り換わるとき、前記少な
   くとも１つの負荷内を流れる崩壊電流を当該負荷を通し
   てループバックせしめるものであり、 前記もう１つの一方向性回路手段は前記直列回路内に設
   けられていて、前記スイッチ回路と前記少なくとも１つ
   の負荷との間の相互関係は、いずれか一方の該スイッチ
   回路の該キャパシタスナバに充電された電荷の放電が、
   当該スイッチ回路の該パワースイッチがオンするまでの
   間、当該スイッチ回路の前記もう１つの一方向性回路手
   段によって禁止されるように設定されることを特徴とす
   る電力供給制御装置。 ８、星形に結線された複数の巻線を有する多相モータ、
   及び該モータの巻線に２つの方向のいずれかにパルス電
   流を通過させる電源の両端に該モータの巻線を迅速且つ
   順番に接続させて該モータを駆動する複数段のスイッチ
   ングブリッジを具備し、各該段は、第１及び第２のスイ
   ッチ回路を具備し、各該スイッチ回路は、これに対応す
   るパワースイッチを具備し、各該スイッチ回路のパワー
   スイッチは該電源の両端の直列回路パス内の他の１つに
   接続されており、各パワースイッチは、導通時に、出力
   回路を介して該電源の異なる側に直列接続されるように
   なっており、遮断時には、該接続を断にするようになっ
   ており、該巻線の異なる１つの自由端は各スイッチ回路
   の出力回路に接続されており、異なる段の該第１のスイ
   ッチ回路及び該第２のスイッチ回路のパワースイッチは
   同時に導通して該巻線を該電源の両端に接続させ、さら
   に、 対応するスイッチ回路内で、該パワースイッチの両端に
   接続されており、該パワースイッチの両端の電圧変化速
   度を、電圧変化の少なくとも一方向において制限するキ
   ャパシタスナバ、 同一段内の他の該スイッチ回路に対応するパワースイッ
   チが導通から遮断に切り替るとき少なくとも１つの負荷
   を通るループバックにおいて、少なくとも１つの負荷を
   流れる減少電流を流すために、該出力回路に接続された
   一方向性回路手段、及び 対応するスイッチ回路のパワースイッチが導通する迄に
   、対応するスイッチ回路のキャパシタスナバに予め蓄積
   された電荷の放電を禁止するために、該直列回路パス内
   に配置された第２の一方向性回路手段 を具備し、 該第２の一方向性回路手段の各々は、対応するスイッチ
   回路の該キャパシタスナバに蓄積された電荷によって逆
   バイアス状態に維持され、それにより、対応するスイッ
   チ回路を同一段内の他のスイッチ回路における信号変化
   から実質的に分離するようにした電子的に整流されるモ
   ータ駆動装置の電力供給制御装置。 ９、かくはん器を回転二方向のいずれにも往復駆動し、
   且つ、該かくはん器及び回転槽を少なくとも一方向に高
   速で回転駆動するための洗たく機用電力供給装置であっ
   て、星形に結線された複数の巻線を有し電子的に整流さ
   れる多相モータと、該巻線により駆動され、該かくはん
   器及び必要な場合は該回転槽を上記の如く駆動するため
   に直接結合されている回転子とを具備し、該モータの巻
   線に２つの方向のいずれかにパルス電流を通過させる電
   源の両端に該モータの巻線を迅速且つ順番に接続させて
   該モータを駆動する複数段のスイッチングブリッジを具
   備し、各該段は、 第１及び第２のスイッチ回路を具備し、各該スイッチ回
   路は、これに対応して、 パワースイッチを具備し、各該スイッチ回路のパワース
   イッチは直列回路パス内の他の１つに接続されており、
   各パワースイッチは、導通時に、出力回路を介して該電
   源の異なる側に直列接続されるようになっており、遮断
   時には、該接続を断にするようになっており、該巻線の
   異なる１つの自由端は各スイッチ回路の出力回路に接続
   されており、異なる段の該第１のスイッチ回路及び該第
   ２のスイッチ回路のパワースイッチは同時に導通して該
   巻線を該電源の両端に接続させ、さらに、対応するスイ
   ッチ回路内で、該パワースイッチの両端に接続されてお
   り、該パワースイッチの両端の電圧変化速度を、電圧変
   化の少なくとも一方向において制限するキャパシタスナ
   バ、 同一段内の他の該スイッチ回路に対応するパワースイッ
   チが導通から遮断に切り替るとき少なくとも１つの負荷
   を通るループバックにおいて、少なくとも１つの負荷を
   流れる減少電流を流すために、該出力回路に接続された
   一方向性回路手段、及び 対応するスイッチ回路のパワースイッチが導通する迄に
   、対応するスイッチ回路のキャパシタスナバに予め蓄積
   された電荷の放電を禁止するために、該直列回路パス内
   に配置された第２の一方向性回路手段 を具備し、 該第２の一方向性回路手段の各々は、対応するスイッチ
   回路の該キャパシタスナバに蓄積された電荷によって逆
   バイアス状態に維持され、それにより、対応するスイッ
   チ回路を同一段内の他のスイッチ回路における信号変化
   から実質的に分離するようにした電力供給制御装置。 １０、一連の対のパワースイッチにおける該パワースイ
   ッチを導通させるマイクロプロセッサを具備し、各対の
   各パワースイッチは１つの段の第１のスイッチ回路から
   のものであり、各対の他のパワースイッチは他の段の第
   ２のスイッチ回路からのものである特許請求の範囲第９
   項記載の装置。 １１、各スイッチ回路は、対応するパワースイッチが遮
   断した後に、巻線の１つの減少電流が、該第２の一方向
   性回路手段が該逆バイアス状態に保たれるのに充分高い
   レベルにまで該キャパシタスナバを光電するようにさせ
   る特許請求の範囲第１０項又は第１１項に記載の装置。 １２、前記各スイッチ回路のスナバがさらに他の一方向
   性回路手段を具備し、該さらに他の一方向性回路手段が
   、対応のスイッチ回路のパワースイッチの両端間に接続
   された少なくとも１つのキャパシタと該さらに他の一方
   向性回路手段に並列接続された少なくとも１つの抵抗と
   を有する回路に接続され、該さらに他の一方向性回路手
   段が前記パワースイッチの両端間に低インピーダンス路
   を形成して電流を流すようにし、前記他の一方向性回路
   手段が前記さらに他の一方向性回路手段と同ースイッチ
   回路の前記少なくとも１つのキャパシタとに協働し、対
   応のスイッチ回路のパワースイッチのオフ後にコイルの
   １つの崩壊電流に対して低インピーダンス路を形成する
   特許請求の範囲第９項から第１１項までのいずれかに記
   載の装置。 １３、１つのスイッチ回路に対応するパワースイッチを
   逐次オン、オフさせ、その後に、電荷が前記キャパシタ
   スナバに蓄積できるのに十分な遅延後に、他のスイッチ
   回路を逐次オン、オフさせる手段を具備する特許請求の
   範囲第９項から第１２項までのいずれかに記載の装置。 １４、他のスイッチ回路のパワースイッチのオフ後所定
   時間が経過するまで、いずれのスイッチ回路のパワース
   イッチのオンを遅延させる手段を具備する特許請求の範
   囲第１２項に記載の装置。 １５、駆動回路および論理回路によって動作する１対の
   第１、第２のスイッチング装置がトーテムポール出力段
   構成により接続されたスイッチングブリッジ回路に接続
   した抵抗−キャパシタ−ダイオードスナバ回路網（ＲＣ
   Ｄスナバ）を用いて誘導的負荷に電力供給を制御する方
   法であって、前記第１のスイッチング装置をオンにして
   前記誘導的負荷に電力を供給して該負荷にエネルギーを
   蓄えることにより前記第２のスイッチング装置をオフ状
   態に保持する段階、前記第１のスイッチング装置のスナ
   バ容量が所定レベルまで放電された後に前記第１のスイ
   ッチング装置をオフにする段階、前記第２のスイッチン
   グ装置をオンにして再び前記誘導的負荷にエネルギーを
   供給する前に、前記誘導的負荷に蓄えらているエネルギ
   ーで前記第１のスイッチング装置を制御するＲＣＤスナ
   バの容量を所定電位に充電する段階、それにより、前記
   第２のスイッチング装置のスナバ容量を所定レベルまで
   放電した後に、前記第２のスイッチング装置をオフにす
   る段階、再び前記第１のスイッチング装置がオンになる
   前に、前記誘導的負荷に蓄えられたエネルギーで前記第
   １のスイッチング装置を制御するＲＣＤスナバの容量を
   所望電位に充電する段階、選択されたスイッチング装置
   を制御するＲＣＤスナバからのエネルギーが上述の段階
   において他のスイッチング装置を流れるのを実質的に防
   止する段階、および上記所望の段階を繰返す段階を具備
   する電力供給制御方法。 １６、前記スイッチング装置と前記トーテムポール出力
   段の出力レールとの間にダイオードを接続する段階を具
   備する特許請求の範囲第１５項に記載の方法。 １７、第１、第２の抵抗−キャパシタ−ダイオードスナ
   バ回路網（ＲＣＤスナバ）により制御されたパワースイ
   ッチング装置を用いてトーテムポール出力段を制御する
   電力供給制御方法であって、前記スイッチング装置間の
   電圧を制御し、前記ＲＣＤスナバ制御のパワースイッチ
   ング装置の１つに現れる電圧が他のＲＣＤスナバ制御の
   パワースイッチング装置に現われないようにした電力供
   給制御方法。 １８、前記スイッチング装置とトーテムポール出力段の
   出力レールとの間に単一の一方向性電流を流すようにし
   た特許請求の範囲第１７項記載の方法。 １９、１つのスイッチング装置をオフにし他のスイッチ
   ング装置をオンにしている間、該２つのスイッチング装
   置を遷移スイッチング段として十分な時間オフにし、誘
   導的負荷に蓄えられているエネルギーでＲＣＤスナバ回
   路の１つないし他のキャパシタを所定レベルに充電する
   ようにした特許請求の範囲第１７項または第１８項に記
   載の方法。 ２０、誘導的負荷に電力を供給するための電力供給制御
   装置であって、該装置がトーテムポール出力段構成に接
   続された第１、第２のスイッチング装置を具備し、該各
   スイッチング装置が前記負荷、駆動回路および論理回路
   に接続され、該論理回路が、前記第１のスイッチング装
   置をオンにして前記誘導的負荷に電力を供給して該負荷
   にエネルギーを蓄えることにより前記第２のスイッチン
   グ装置をオフ状態に保持する手段、前記第１のスイッチ
   ング装置のスナバ容量が所定レベルまで放電された後に
   前記第１のスイッチング装置をオフにする手段、前記誘
   導的負荷に蓄えらているエネルギーで前記第１のスイッ
   チング装置を制御するＲＣＤスナバの容量を所定電位に
   充電する手段、前記所定電位が達成されるまで前記第２
   のスイッチング装置のオン駆動を遅延させる手段、前記
   第２のスイッチング装置をオンにして前記誘導的負荷に
   再び電力を供給して該負荷にエネルギーを蓄える手段、
   前記誘導的負荷に蓄えられたエネルギーで前記第１のス
   イッチング装置を制御するＲＣＤスナバの容量を所望電
   位に充電する手段、前記第１のスイッチング装置再びオ
   ンになるまで前記第１のスイッチング装置のオンを遅延
   させる手段、および選択されたスイッチング装置を制御
   するＲＣＤスナバからのエネルギーが他のスイッチング
   装置を流れるのを防止する手段を具備する電力供給制御
   装置。 ２１、誘導負荷に電力を供給する装置であって、該装置
   は電圧線、負荷線および０ボルト線の間でトーテム柱状
   の配置で出力段に接続された１対の電力スイッチング素
   子を有し、該スイッチング素子は同じ極性の一方向に導
   通する素子を介して負荷線に接続され、各スイッチング
   素子はそれと並列に抵抗・コンデンサ・ダイオード（Ｒ
   ＣＤ）スナバ回路を具備し、駆動回路および論理回路に
   よって駆動されるものであり、該スイッチング素子の１
   つがターンオンされるとエネルギーが該誘導負荷に供給
   され、該駆動回路がそのスイッチング素子をターンオフ
   すると誘導負荷からのエネルギーによって該素子に並列
   接続されたＲＣＤスナバのコンデンサが所望の電位に充
   電され、その時該駆動回路および論理回路は第２のスイ
   ッチング素子をターンオンさせて該誘導負荷にさらにエ
   ネルギーを供給し、該駆動回路および論理回路が第２の
   スイッチング素子をターンオフすると該素子に並列接続
   されたＲＣＤスナバのコンデンサが該誘導負荷からのエ
   ネルギーによって所望の電位に充電され、その後で第１
   のスイッチング素子がターンオンされるものであり、一
   方のスイッチング素子を制御するＲＣＤスナバからのエ
   ネルギーは該一方向に導通する素子によって実質的に他
   方のスイッチング素子へは流入しない、電力供給制御装
   置。 ２２、少くとも１つのブリッジ回路を有する、誘導負荷
   に電力を供給する電力回路であって、該ブリッジ回路は
   トーテム柱状の配置で接続された第１および第２の電力
   スイッチング素子を具備し、各スイッチング素子は駆動
   回路および論理回路を備え、かつ抵抗・コンデンサ・ダ
   イオード（ＲＣＤ）スナバ回路を並列に接続して有し、
   第１および第２のダイオードが直列に該スイッチング素
   子間に接続され、この直列ダイオード接続体の極性は第
   １および第２のダイオード間に接続されている出力線に
   接続されたスイッチング素子の極性と同じであり、第１
   のフリーホイールダイオードが該出力線と電圧線の間に
   該第１のスイッチング素子の極性と逆方向に接続され、
   第２のフリーホイールダイオードが０ボルト線と該出力
   線の間に該第２のスイッチング素子の極性と逆方向に接
   続され、該第１のスイッチング素子および該第１の直列
   ダイオードは該電圧線と該出力線の間に接続され、該第
   ２のスイッチング素子および該第２の直列ダイオードは
   該出力線と該０ボルト線の間に接続され、該駆動回路お
   よび論理回路は下記の態様で該スイッチング素子を駆動
   するように構成および配置されており、すなわち、一方
   のスイッチング素子がオン状態からターンオフされた後
   の過渡状態においては、他方のスイッチング素子のター
   ンオンは、第１のスイッチング素子のＲＣＤスナバのコ
   ンデンサが誘導負荷からのエネルギーによって所望の電
   位に充電されるまで遅延される、電力供給制御装置。 ２３、誘導負荷の一端を電源のいずれかの一端にスイッ
   チングさせるスイッチング回路であって、該スイッチン
   グ回路は、互いに直列に結合され電源を結合させるため
   の第１および第２の電力スイッチ、該第１および第２の
   電力スイッチにそれぞれ並列に結合されたスナバ回路で
   あって、第１または第２の抵抗、コンデンサおよびダイ
   オードからなるもの、該スナバ回路のそれぞれのコンデ
   ンサによって逆バイアス状態に個々に制御可能であると
   共に、それぞれ第１、第２の電力スイッチと直列に結合
   され、かつ該誘導負荷に結合させるための出力回路に結
   合された第１および第２のダイオード、第１の電力スイ
   ッチと第１のダイオードに並列に結合され、かつ負荷か
   らの戻り電流を受け入れるための該出力回路に結合され
   た第３のダイオード、および、第２の電力スイッチと第
   ２のダイオードに並列に結合され、かつ負荷からの戻り
   電流を受け入れるための該出力回路に結合された第４の
   ダイオードを具備する電力供給制御装置。