JPS61113165A - Recorded information reproducing device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce the noise of video reproduction signal, by providing a means to further enhance the relative level of video factors comparing to other factors at front-end to the dropout detection circuit (DOS). CONSTITUTION:The modulated output is supplied to a dropout compensator (DOC)44 through an LPF43, and compensation is made by the compensator 44 according to the detection output of a dropout detection circuit (DOS)46 which detects the dropout basing on the reproduction RF signal supplied through a BPF (band pass filter) 45. The output of the compensator 44 is the video output. The BPF45 eliminates the peak of EFM signal which is contained in the reproduction RF signal, and compensation is made so that the relative level of video factor is further enhanced comparing to the other factor, namely the EFM factor.

Description

【発明の詳細な説明】 Ｆｌ＝３ＨｊＬ艷 本発明は、記録情報再生装置に関し、特に記録媒体に記
録されたビデオ情報を含む記録情報を再生する再生装置
に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a recorded information reproducing apparatus, and more particularly to a reproducing apparatus for reproducing recorded information including video information recorded on a recording medium.

１１１【 ビデオ情報を含む情報が記録されている記録媒体として
は、例えば、ビデオ信号及びオーディオ信号がそれぞれ
周波数変調されて記録されたビデオディスク（以下ＬＤ
と略称する）が知られており、さらに近時、ビデオ信号
とオーディオ信号の各ＦＭ変調信号にオーディオ信号を
所定ディジタル変調方式によりディジタル化しパルス列
信号としたものを重畳して記録する方式（特願昭５８−
４５７８０号明細書参照）によるビデオディスク（以下
ＬＤＤと略称する）が開発されている。111 [A recording medium on which information including video information is recorded is, for example, a video disc (hereinafter referred to as LD) on which video signals and audio signals are frequency-modulated and recorded.
In recent years, a method has been developed in which a pulse train signal obtained by digitizing an audio signal using a predetermined digital modulation method is superimposed on each FM modulated signal of a video signal and an audio signal (patent application). Showa 58-
45780)) has been developed.

かかる記録方式においては、オーディオ信号は２チヤン
ネル化されており、２．３ＭＨｚ及び２゜８ＭＨ２のオ
ーディオキャリヤがそれぞれ２つのオーディオチャンネ
ル信号によってＦＭ変調されている。また、ビデオ信号
はシンクチップが７゜６ＭＨ２，ペデスタルレベルが８
．１ＭＨｚ、ホワイトビークが９．３ＭＨｚとなるよう
に周波数。In this recording system, the audio signal is converted into two channels, and the 2.3 MHz and 2.8 MH2 audio carriers are each FM-modulated by two audio channel signals. In addition, the video signal has a sync chip of 7°6MH2 and a pedestal level of 8.
．． 1MHz, frequency so that white beak is 9.3MHz.

変換されている。そして、オーディオ信号は更にＰＣＭ
　（Ｐｕｌｓｅ　　Ｃｏｃｌｅ　Ｍｏｄｕｌａ口ｏｎ　
）等の変調方式によりディジタル化されてパルス列信号
に変換されている。has been converted. And the audio signal is further PCM
(Pulse Cocle Modula mouth on
) is digitized and converted into a pulse train signal using a modulation method such as

このパルス列信号は、例えばＥＦＭ（Ｅｉｇｈｔｔｏ　
　Ｆｏｕｒｔｅｅｎ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　）方式に
よッテ記録に適した信号となっており、周波数スペクト
ラムは３Ｔ〜１１Ｔの幅を有するパルス列の周波数成分
となる。ここに、ＴはＰＧＭ信号のビット周期を示して
おり、３丁のパルスは約７２０ＫＨｚ、最大幅の１１丁
パルスは約２００ＫＨｚとなっている。このようなパル
ス列信号がビデオメインキャリアに対して約１／１０以
下のレベルにて重畳され、ゼロクロス点近傍にてスライ
ス増幅されてパルス幅変調された信号となって記録信号
とされる。This pulse train signal is, for example, an EFM (Eight to
The signal is suitable for recording using the Fourteen Modulation method, and the frequency spectrum is a frequency component of a pulse train having a width of 3T to 11T. Here, T indicates the bit period of the PGM signal, and the three pulses have a frequency of approximately 720 KHz, and the maximum width of the eleven pulses has a frequency of approximately 200 KHz. Such a pulse train signal is superimposed on the video main carrier at a level of about 1/10 or less, and is slice-amplified near the zero-crossing point to become a pulse-width modulated signal, which is used as a recording signal.

以上の記録方式によってビデオ信号及びオーディオ信号
が記録された記録ディスクから得られるＲＦ（高周波）
信号の周波数スペクトラムは第１図に示す如くなる。第
１図において、Ａで示す成分がディジタル化されたオー
ディオ信号成分、Ｂで示す成分がオーディオＦＭ信号成
分、Ｃで示す成分がビデオＦＭ信号における色情報成分
、Ｄで示す成分がビデオＦＭ信号における輝度情報成分
である。RF (high frequency) obtained from a recording disk on which video signals and audio signals are recorded using the above recording method.
The frequency spectrum of the signal is as shown in FIG. In Figure 1, the component indicated by A is a digitized audio signal component, the component indicated by B is an audio FM signal component, the component indicated by C is a color information component in a video FM signal, and the component indicated by D is a digitalized audio FM signal component. This is a luminance information component.

ディジタル化されたオーディオ信号のダイナミックレン
ジは約９０ｄＢ若しくはそれ以上とすることができるの
で、ＦＭ変調方式によるオーディオ信号の記録再生に比
して著しく音質改善が図れることになるのである。Since the dynamic range of the digitized audio signal can be approximately 90 dB or more, the sound quality can be significantly improved compared to recording and reproducing audio signals using the FM modulation method.

ところで、これら記録情報の再生をなす再生装置におい
ては、良好な再生ビデオ信号を得るためにはいわゆるド
ロップアウトを検出してこれを補償するドロップアウト
補償装置が不可欠となる。By the way, in a playback device that plays back recorded information, a dropout compensation device that detects and compensates for so-called dropout is essential in order to obtain a good playback video signal.

ここで、特にＬＤＤの再生を考えた場合、ＦＭビデオ信
号にはＥＦＭ信号が重畳されているので、ドロップアウ
ト検出回路に入力されるビデオ信号の相対レベルをＥＦ
Ｍ成分を含むビデオ帯域より低い帯域の信号に対して比
較的高くしないと、ＥＦＭ成分がノイズとなってドロッ
プアウトの誤検出を招く恐れがある。Here, especially when considering LDD playback, since the EFM signal is superimposed on the FM video signal, the relative level of the video signal input to the dropout detection circuit is
If it is not set relatively high for signals in a band lower than the video band including the M component, the EFM component may become noise, leading to false detection of dropout.

魚貝１」Ｌ【 本発明は、上）出した点に鑑みなされたもので、簡単な
回路構成にて正確なドロップアウト補償を可能としてノ
イズ軽減を図り得るドロップアウト補償機能を備えた記
録情報再生装置を提供づ°ることを目的とする。The present invention has been made in view of the above points, and is a recording information recorder equipped with a dropout compensation function that enables accurate dropout compensation with a simple circuit configuration and reduces noise. The purpose is to provide playback equipment.

本発明による記録情報再生装置は、記録媒体からの読取
信号中に含まれるビデオ成分を復調する１１１１手段と
、該読取信号を入力としこの読取信号中に含まれるビデ
オ成分の相対レベルを他の成分に比して更に高くすべく
補正する補正手段と、該補正手段の出力に基づいてドロ
ップアウトを検出する検出手段と、該復調手段の出力に
おいて該検出手段の検出出力に応答してドロップアウト
の補償をなす補償手段とを備えたことを特徴とする。The recorded information reproducing apparatus according to the present invention includes 1111 means for demodulating a video component included in a read signal from a recording medium, and 1111 means for demodulating a video component included in a read signal from a recording medium. a correction means for correcting to make the dropout even higher than that of the correction means; a detection means for detecting dropout based on the output of the correction means; and a detection means for detecting dropout at the output of the demodulation means in response to the detection output of the detection means. The present invention is characterized by comprising a compensating means for compensating.

ＩＪＬ−九 以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。IJL-9 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail based on the drawings.

第２図は、本発明による記録情報再生装置の一実施例を
示すブロック図である。かかる再生装置はＬＤ及びＬＤ
Ｄと共に、オーディオ信号が所定ディジタル変調処理さ
れかつパルス列化されて記録されたディジタルオーディ
オディスク、いわゆるコンパクトディスク（以下ＣＤと
略称する）をも再生出来るいわゆるコンパチブルプレー
ヤである。このプレーヤには、ビデオディスク（ＬＤ、
。FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of a recorded information reproducing apparatus according to the present invention. Such playback devices include LD and LD.
This is a so-called compatible player that can also play back digital audio discs, so-called compact discs (hereinafter abbreviated as CDs), in which audio signals have been subjected to predetermined digital modulation processing and are recorded as pulse trains. This player has video discs (LD,
.

しＤ［））とディジタルオーディオディスク（ＣＤ）と
では再生回転数等が異なるので、ＬＤ、ＬＤＤ回転駆動
用スピンドルモータ１とＣＤ回転駆動用スピンドルモー
タ２とが備えられている。これらスピンドルモータ１，
２は再生するディスクの種類に応じて選択され、例えば
モータ３を駆動源とする切換機構４により切り換えられ
る。Since the reproduction rotation speed and the like are different between a digital audio disc (CD) and a digital audio disc (CD), a spindle motor 1 for driving the rotation of the LD and LDD and a spindle motor 2 for driving the rotation of the CD are provided. These spindle motors 1,
2 is selected depending on the type of disc to be reproduced, and is switched by a switching mechanism 4 using a motor 3 as a driving source, for example.

再生するディスク５のディスクサイズを検出するために
、例えば３個の検知センサ６．７及び８がディスク半径
方向においてディスクサイズに対応して設けられている
。ディスクサイズは、ＣＤの場合外径が約５インチ（１
２ｃｍ）であり、ビデオディスク（ＬＤ、ＬＤＤ）の場
合は外径が８インチ及び１２インチの２種類となってい
る。３個の検知センサ６．７及び８の各出力は波形整形
回路９で波形整形された後ディスク判別回路１０に供給
される。検知センサとしては、例えば光学的センサが用
いられるが、これに限定されるものではない。In order to detect the disc size of the disc 5 to be reproduced, for example, three detection sensors 6, 7 and 8 are provided corresponding to the disc size in the disc radial direction. The disc size for CDs is approximately 5 inches (1
2 cm), and in the case of video discs (LD, LDD), there are two types of outer diameter: 8 inches and 12 inches. The outputs of the three detection sensors 6 , 7 and 8 are waveform-shaped by a waveform shaping circuit 9 and then supplied to a disk discrimination circuit 10 . As the detection sensor, for example, an optical sensor is used, but the detection sensor is not limited to this.

ディスク判別回路１０では、検知センサ６．７及び８の
検知出力に基づいて、再生するディスクがＣＤ、ＬＤＤ
及びＬＤの３種類のディスクのうちいずれであるかの判
別が行なわれる。このディスク判別回路１０の具体的な
回路構成を第３図に示す。本図において、ＣＤの場合、
ディスクサイズが最小（１２ｃｍ）と決まっており、最
内周の検知センサ６の検知出力及びインバータ７９．８
０を経た検知センサ７．８の反転出力を３人力とするＡ
ＮＤゲート回路７８の出力がＣＤ判別情報となる。すな
わち、検知センサ６がオンで、他の検知センサ７．８が
オフのときＣＤと判別されるのである。ビデオディスク
の場合には、ディスクサイズが８インチと１２インチで
あるので、検知センサ７又は８の検知出力はＯＲゲート
回路６９を介してＡＮＤゲート回路７０．７１の各−人
力となる。また、後述するフレーム同期検出回路２１か
らフレーム同期信号が検出されたときに発生されるフレ
ーム同期検出信号がＡＮＤグー回路７１の個入力になる
と共に、インバータ７２で反転されてＡＮＤゲート回路
７０の個入力ともなる。そして検知センサ７又は８の検
知出力発生時であってフレーム同期検出信号が入力され
たときＡＮＤゲート回路７１からＬＤＤ判別情報が出力
され、該フレーム同期検出信号が入力されないときには
ＡＮＤゲート回路７０からＬＤ判別情報が出力される。The disc discrimination circuit 10 determines whether the disc to be played is a CD or an LDD based on the detection outputs of the detection sensors 6.7 and 8.
It is determined which of the three types of disks, LD and LD. A specific circuit configuration of this disk discrimination circuit 10 is shown in FIG. In this diagram, in the case of CD,
The disc size is determined to be the minimum (12 cm), and the detection output of the innermost detection sensor 6 and the inverter 79.8
A where the inverted output of the detection sensor 7.8 that has passed through 0 is made by 3 people
The output of the ND gate circuit 78 becomes CD discrimination information. That is, when the detection sensor 6 is on and the other detection sensors 7.8 are off, it is determined that it is a CD. In the case of a video disc, since the disc sizes are 8 inches and 12 inches, the detection output of the detection sensor 7 or 8 passes through the OR gate circuit 69 and becomes the output of each of the AND gate circuits 70 and 71. Further, a frame synchronization detection signal generated when a frame synchronization signal is detected from a frame synchronization detection circuit 21 (to be described later) becomes an input to an AND gate circuit 71, and is inverted by an inverter 72 to be input to an AND gate circuit 70. Also serves as input. When the detection output of the detection sensor 7 or 8 is generated and the frame synchronization detection signal is input, the AND gate circuit 71 outputs LDD discrimination information, and when the frame synchronization detection signal is not input, the AND gate circuit 70 outputs the LDD discrimination information. Discrimination information is output.

これら判別情報はディスクの種類を表示するインジケー
タ１１の駆動に、又後述する各種スイッチの切換信号と
して用いられる。This discrimination information is used to drive an indicator 11 that displays the type of disc, and as a switching signal for various switches to be described later.

ディスク５から記録情報を読み取るためのピックアップ
１２はディスク５の半径方向において移動自在に設けら
れたスライダーベース（図示せず）により担持されてお
り、当該スライダーベースはスライダーモータ、減速ギ
ヤ等からなる駆動機構（図示せず）によって駆動される
。ピックアップ１２により記録ディスク５から読み取ら
れた読取り情報は、ＲＦアンプ１３を経てディジタル情
報復調系１４、アナログオーディオ復調系１５及びビデ
オ復調系１６にそれぞれ供給される。ＲＦアンプ１３は
約５ＫＨｚ〜１４ＭＨｚの広い帯域を有し、単一のアン
プで再生ＰＣＭオーディオ信号、再生ＦＭオーディオ信
号及び再生ビデオ信号の増幅が可能となっている。A pickup 12 for reading recorded information from the disk 5 is supported by a slider base (not shown) that is movable in the radial direction of the disk 5, and the slider base is driven by a slider motor, a reduction gear, etc. driven by a mechanism (not shown). Read information read from the recording disk 5 by the pickup 12 is supplied to a digital information demodulation system 14, an analog audio demodulation system 15, and a video demodulation system 16 through an RF amplifier 13, respectively. The RF amplifier 13 has a wide band of about 5 KHz to 14 MHz, and a single amplifier can amplify a reproduced PCM audio signal, a reproduced FM audio signal, and a reproduced video signal.

ディジタル情報復調系１４において、再生ディスクの種
類に応じて切り変わる切換スイッチ１７が設けられてお
り、このスイッチ１７は先述したディスク判別回路１０
からのディスク情報に基づいてＬＤＤの場合にはａ側に
、ＣＤの場合にはＢ側に切り変わる。すなわら、ＬＤＤ
再生時とＣＤ再生時とで、再生ディジタル信号の信号処
理系が切り換えられるのである。ＣＤ再生時には、再生
Ｒ’Ｆ比出力ＰＣＭオーディオ情報であり、このＰＣＭ
オーディオ情報は、イコライザ１８で周波数特性ノ特に
高域を補旧すルＭ　Ｔ　Ｆ　（ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＴ
ｒａｎｓｆｅｒ　Ｆｕｎｃ口ｏｎ　）補償が施される。The digital information demodulation system 14 is provided with a changeover switch 17 that changes depending on the type of disc to be reproduced.
Based on the disc information from , it switches to the A side in the case of an LDD, and to the B side in the case of a CD. In other words, LDD
The signal processing system for the reproduced digital signal is switched between reproduction and CD reproduction. When playing a CD, this is the playback R'F ratio output PCM audio information, and this PCM
The audio information is modulated by an equalizer 18 that corrects the frequency characteristics, especially the high frequencies.
(transfer func) compensation is applied.

一方、ＬＤＤの場合には、ＦＭオーディオ情報及びＦＭ
ビデオ情報と共に再生ＲＦ信号に含まれるＰＣＭオーデ
ィオ情報がＬＰＦ　（ローパスフィルタ）１９で抽出さ
れ、ディ・エンファシス回路２０に供給される。ＰＣＭ
オーディオ情報は例えばＥＦＭ信号であるが、記録時に
おいて、ディジタル信号をそのままＦＭ変調されたビデ
オ信号に重量したのでは、ディジタル信号成分がＦＭビ
デオ信号の低域成分に妨害されることになるので、低域
成分がブーストされて記録されている。従って、再生時
においては、記録時にブーストされた低域成分を逆にデ
ィ・エンファシス回路２０により落す補償がなされるの
である。これにより、記録時及び再生時に低周波ノイズ
に対してディジタル信号のＳ／Ｎを向上できることにな
るのである。On the other hand, in the case of LDD, FM audio information and FM
PCM audio information included in the reproduced RF signal together with the video information is extracted by an LPF (low pass filter) 19 and supplied to a de-emphasis circuit 20. PCM
Audio information is, for example, an EFM signal, but if the digital signal is directly added to the FM-modulated video signal during recording, the digital signal component will be interfered with by the low-frequency component of the FM video signal. Low frequency components are boosted and recorded. Therefore, during reproduction, the de-emphasis circuit 20 performs compensation by dropping the low-frequency components boosted during recording. This makes it possible to improve the S/N ratio of the digital signal with respect to low frequency noise during recording and reproduction.

なお、切換スイッチ１７を用いて信号処理系の切換えを
行なう代りに、各信号処理系の回路への供給電源を０Ｎ
１０ＦＦするようにしても同様の効果が得られる。Note that instead of switching the signal processing system using the changeover switch 17, the power supply to each signal processing system circuit is set to 0N.
A similar effect can be obtained by using 10FF.

切換スイッチ１７を経た再生ＥＦＭ信号は、フレーム同
期検出回路２１を介してＥＦＭＩｌｉ回路２２に供給さ
れると共に再生クロック抽出回路２３にも供給され、こ
の再生クロック抽出回路２３で抽出された再生りＯツク
によってＥＦＭ復調回路２２にてＰＣＭディジタル信号
に復調される。The reproduced EFM signal that has passed through the changeover switch 17 is supplied to the EFMIli circuit 22 via the frame synchronization detection circuit 21, and is also supplied to the reproduced clock extraction circuit 23, and the reproduced EFM signal extracted by the reproduced clock extraction circuit 23 is The signal is demodulated into a PCM digital signal by the EFM demodulation circuit 22.

この復調信号はＲＡＭ　（ランダムアクセスメモリ）等
のメモリ２４ヘメモリコントローラ２５の制御によって
書き込まれるが、このときメモリコントローラ２５は再
生りＯツクの分周器２６による分周出力である書込みり
Ｏツクに同期して書込みを行なう。This demodulated signal is written into a memory 24 such as a RAM (Random Access Memory) under the control of a memory controller 25. At this time, the memory controller 25 receives a write output which is a frequency-divided output from a reproduction output frequency divider 26. Writing is performed in synchronization with .

メモリ２４からの記憶情報の読出しは、ＰＬＬ（フェイ
ズロックドループ）回路における■ＣＯ（電圧制御発振
器）２７の発振出力を分周器２８により分周することに
よって得られる読出しクロックに同期してなされるよう
になっている。当該ＰＬＬ回路は、先述した■Ｃ○２７
、再生クロックの分周器２９による分周出力とＶＣＯ２
７の発振出力の分周器２７による分周出力とを２人力と
する位相比較器（Ｐ／Ｃ）３１、この比較出力を入力と
するＬＰＦ　（ローパスフィルタ）３２及びこのＬＰＦ
３２の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ＋　とを択一的にＶ
ＣＯ２７に供給する切換スイッチ３３とによって構成さ
れている。Reading of stored information from the memory 24 is performed in synchronization with a read clock obtained by dividing the oscillation output of the CO (voltage controlled oscillator) 27 by a frequency divider 28 in a PLL (phase locked loop) circuit. It looks like this. The PLL circuit is the aforementioned ■C○27
, the frequency division output of the reproduced clock by the frequency divider 29 and the VCO2
A phase comparator (P/C) 31 that uses the divided output from the frequency divider 27 of the oscillation output of 7, an LPF (low-pass filter) 32 that receives this comparison output as input, and this LPF.
32 output voltage and the reference voltage Vref+ are selectively set to V.
It is constituted by a changeover switch 33 that supplies CO27.

当該ＰＬＬ回路において、切換スイッチ３３は先述した
ディスク判別回路１Ｑの判別結果に基づいてＬＤＤ再生
時にはａ側にあってＬＰＦ３２の出力電圧を、ＣＤ再生
時にはｂ側に切り変わって基準電圧Ｖｒ１３ｆｔをＶＣ
Ｏ２７に供給する。これにより、ＬＤＤ再生時にはメモ
リ２４から記憶情報を読み出すための読出しクロックは
ＰＬＬ回路によって再生りＯツクと位相同期することに
なり、ＣＤ再生時には後述するループスイッチ５９がオ
ン（開成）することによって位相比較器３１の出力がＬ
ＰＦ７７を通してＣＤ回転駆動用スピンドルモータ２を
駆動することで、再生クロックがバイアスが固定状態に
あるＶＣＯ２７により得られる固定クロックに位相同期
することになる。In the PLL circuit, the changeover switch 33 is set to the a side to change the output voltage of the LPF 32 during LDD playback, and is switched to the b side to set the reference voltage Vr13ft to the VC during CD playback, based on the discrimination result of the disc discrimination circuit 1Q described above.
Supplied to O27. As a result, during LDD playback, the readout clock for reading stored information from the memory 24 is phase-synchronized with the playback clock by the PLL circuit, and during CD playback, the loop switch 59, which will be described later, is turned on (opened) to phase synchronize the readout clock. The output of comparator 31 is L
By driving the spindle motor 2 for driving the CD rotation through the PF 77, the reproduced clock is phase-synchronized with the fixed clock obtained by the VCO 27 whose bias is in a fixed state.

こうして読み出されたディジタル信号はＤ／Ａ（ディジ
タル／アナログ〉変換器３４によってアナログオーディ
オ信号に変換され、ＬＰＦ３５Ｌ。The digital signal thus read out is converted into an analog audio signal by a D/A (digital/analog) converter 34, and then sent to an LPF 35L.

３５Ｒを介して左右の再生オーディオ出力となる。35R to become left and right playback audio outputs.

メモリ２４内の使用状況はメモリコントローラ２５によ
って常８Ｉ監視され、当該コントローラ２５からはメモ
リ２４がオーバーフローした場合又は空白（データがな
い）になった場合、これら状態を示す情報を電圧発生器
３６に供給する。ＬＤＯ再生時には、この電圧発生器３
６は、メモリコントローラ２５からのメモリ２４の使用
状況を示す情報に応じて、メモリ２４がオーバーフロー
した場合には正の制御ｌ電圧を、又空白になった場合に
は負の制御ＩＮ圧をそれぞれ発生し、ＬＰＦ３２の出力
電圧に重畳し切換スイッチ３３を介してＶＣ０２７に供
給することにより、読出しクロックの周波数を制御する
。The usage status in the memory 24 is constantly monitored by the memory controller 25, and when the memory 24 overflows or becomes blank (no data), the controller 25 sends information indicating this status to the voltage generator 36. supply When reproducing the LDO, this voltage generator 3
6 applies a positive control l voltage when the memory 24 overflows, and a negative control IN voltage when the memory 24 becomes blank, according to information indicating the usage status of the memory 24 from the memory controller 25. The frequency of the read clock is controlled by superimposing it on the output voltage of the LPF 32 and supplying it to the VC027 via the changeover switch 33.

このように、メモリ２４の格納データの量を常１ｉ監視
し、メモリ２４の容量と処理能力に対して過不足が生じ
た時には、正又は負の制ａｒｔ圧を発生してＰＬＬ回路
にその対処を要求り゛ることにより、メモリ２４を常に
正常状態に維持することが出来るのである。In this way, the amount of data stored in the memory 24 is constantly monitored, and when there is an excess or deficiency in the capacity and processing capacity of the memory 24, positive or negative art pressure is generated to cause the PLL circuit to deal with the problem. By requesting this, the memory 24 can always be maintained in a normal state.

アナログオーディオ復調系１５において、再生ＲＦ信号
中から２．３ＭＨｚ及び２．８ＭＨｚのオーディオキャ
リヤ成分のみを通過させるＢＰＦ（バンドパスフィルタ
）３７Ｌ、３７Ｒの出力は、ＦＭ復調器３８Ｌ、３８Ｒ
においてＦＭ復調され、ディ・エンファシス回路３９Ｌ
、３９Ｒを介して左右の再生オーディオ出力となる。In the analog audio demodulation system 15, the outputs of BPFs (band pass filters) 37L and 37R that pass only audio carrier components of 2.3 MHz and 2.8 MHz from the reproduced RF signal are sent to FM demodulators 38L and 38R.
FM demodulation is performed in the de-emphasis circuit 39L.
, 39R as left and right playback audio outputs.

ビデオ復調系１６において、再生ＲＦ信号はＢＰＦ＆ノ
ツチ回路４０でビデオ情報のみが抽出される。このＢＰ
Ｆ＆ノツチ回路４０では、ＬＤＤ再生時に再生ＲＦ信号
に含まれるＥＦＭ成分及び２．３ＭＨｚ　、２．８ＭＨ
ｚのオーディオキャリヤ成分を積極的に除去するように
なっている。この抽出情報はリミッタ回路４１を介して
ＦＭ復調器４２に供給されＦＭ復調される。この復調出
力はＬＰＦ４３を介してドロップアウト補償器（ＤＱＣ
）４４に供給され、当該補償器４４において、ＢＰＦ　
（バンドパスフィルタ）４５を介して供給される再生Ｒ
Ｆ信号に基づいてドロップアウトを検出するドロップア
ウト検出回路（００５）４６の検出出力に応じてドロッ
プアウト補償がなされる。このドロップアウト補償器４
４の出力がビデオ出力となる。In the video demodulation system 16, only video information is extracted from the reproduced RF signal by a BPF & notch circuit 40. This BP
In the F&notch circuit 40, the EFM component and 2.3MHz, 2.8MHz included in the reproduced RF signal during LDD reproduction
The audio carrier component of z is actively removed. This extracted information is supplied to the FM demodulator 42 via the limiter circuit 41 and is FM demodulated. This demodulated output is sent to a dropout compensator (DQC) via an LPF43.
) 44, and in the compensator 44, the BPF
Regeneration R supplied via (bandpass filter) 45
Dropout compensation is performed according to the detection output of a dropout detection circuit (005) 46 that detects dropout based on the F signal. This dropout compensator 4
The output of 4 becomes the video output.

第５図に、ビデオ復調系１６の更に具体的な回路構成を
示す。本図において、再生ＲＦ信号はＢＰＦ４５を経て
ドロップアウト検出回路４６に供給される。８ＰＦ４５
においては、再生ＲＦ信号中に含まれるＥＦＭ信号のピ
ークを取り除き、ビデオ成分の相対レベルを他の成分部
らＥＦＭ成分に比して更に高くすべく補正がなされる。FIG. 5 shows a more specific circuit configuration of the video demodulation system 16. In this figure, the reproduced RF signal is supplied to a dropout detection circuit 46 via a BPF 45. 8PF45
In this method, correction is performed to remove the peak of the EFM signal contained in the reproduced RF signal and to make the relative level of the video component even higher than the EFM component from other components.

第６図（Ａ）及び（８）に、ＢＰＦ４５の入力及び出力
の周波数スペクトラムを示す。FIGS. 6(A) and (8) show the frequency spectra of the input and output of the BPF 45.

ドロップアウト検出回路４６において、ＢＰＦ４５を経
た再生ＲＦ信号はリミッタアンプ８０によって振幅制限
された優増幅されてパルス列信号に変換される。このパ
ルス列信号は乗算器８１の一人力となると共に、遅延回
路８２によって遅延された後乗算器８１の値入力となる
。乗算器８１の出力は積分回路等からなる時定数回路８
３に供給される。この時定数回路８３の出力電圧はコン
パレータ８４において所定基準電圧と比較され、当該出
力電圧が基準電圧以上になったときコンパレータ８４よ
り例えば高レベルの信号が出力されてドロップアウト検
出信号となる。このドロップアウト検出信号は補正指令
発生回路８５に供給される。補正指令発生回路８５は、
ドロップアウト検出信号の発生時点からこのドロップア
ウト検出信号よりも所定時間だけ長い時間に亘って存在
する補正指令信号を発生するように構成されている。In the dropout detection circuit 46, the reproduced RF signal that has passed through the BPF 45 is amplified with limited amplitude by a limiter amplifier 80 and converted into a pulse train signal. This pulse train signal becomes the input signal of the multiplier 81 and also becomes the value input of the multiplier 81 after being delayed by the delay circuit 82 . The output of the multiplier 81 is sent to a time constant circuit 8 consisting of an integrating circuit, etc.
3. The output voltage of the time constant circuit 83 is compared with a predetermined reference voltage in a comparator 84, and when the output voltage exceeds the reference voltage, the comparator 84 outputs, for example, a high level signal, which becomes a dropout detection signal. This dropout detection signal is supplied to a correction command generation circuit 85. The correction command generation circuit 85 is
The correction command signal is configured to generate a correction command signal that exists for a predetermined period of time longer than the dropout detection signal from the point in time when the dropout detection signal is generated.

この補正指令信号はドロップアウト補償器４４のセレク
タ８６の制御入力となる。This correction command signal becomes a control input to the selector 86 of the dropout compensator 44.

ドロップアウト補償器４４において、セレクタ８６の一
方の入力端には、ＬＰＦ４３を経た復調ビデオ信号が直
接印加される。また、セレクタ８６の他方の入力端には
、１Ｈ（１水平器期期間）遅延回路８７を経た復調ビデ
オ信号が印加される。In the dropout compensator 44, the demodulated video signal that has passed through the LPF 43 is directly applied to one input terminal of the selector 86. Further, the demodulated video signal that has passed through a 1H (one horizontal period) delay circuit 87 is applied to the other input terminal of the selector 86 .

このセレクタ８６は、補正指令信号が発生したとき１日
遅延回路８７を経た復調ビデオ信号を選択的に出力しか
つ補正指令信号が消滅したとき直接供給される復調ビデ
オ信号を選択的に出力するように構成されている。This selector 86 selectively outputs the demodulated video signal that has passed through the one-day delay circuit 87 when the correction command signal is generated, and selectively outputs the directly supplied demodulated video signal when the correction command signal disappears. It is composed of

ここで、ＬＤＤの再生を考えた場合、再生ＲＦ信号中の
ＦＭビデオ信号にはＥＦＭ信号が重畳されているので、
再生ＲＦ信号から直接ドロップアウト検出を行なうと、
ＥＦＭ成分がノイズとなってドロップアウトの誤検出を
招く恐れがある。ところが、本発明では、ドロップアウ
ト検出回路４６の前段にＢＰＦ４５を設けてＥＦＭ信号
のピークを取り除き、ビデオ成分の相対レベルをＥＦＭ
成分に比して更に高くするようにしている。これによれ
ば、ドロップアウト検出回路４６において、ＥＦＭ成分
に起因するドロップアウトの誤検出がなくなるので、正
確なドロップアウト補償が可能となり、再生ビデオ信号
のノイズを軽減できることになる。When considering LDD playback, since the EFM signal is superimposed on the FM video signal in the playback RF signal,
If you perform dropout detection directly from the reproduced RF signal,
There is a possibility that the EFM component becomes noise and causes erroneous detection of dropout. However, in the present invention, a BPF 45 is provided before the dropout detection circuit 46 to remove the peak of the EFM signal and adjust the relative level of the video component to the EFM signal.
I try to make it even more expensive compared to the ingredients. According to this, the dropout detection circuit 46 eliminates erroneous detection of dropouts caused by EFM components, making it possible to perform accurate dropout compensation and reduce noise in the reproduced video signal.

なお、ＥＦＭ成分を含む低域成分を完全に除去Ｍ信号の
少なくとも一部の信号レベルを減衰せしめるのが好まし
いのである。また、上記実施例では、ドロップアウト検
出回路４６の前段にＢＰＦ４５を設けたが、ＨＰＦ　（
バイパスフィルタ）を設け、その帯域をより低くしてＥ
ＦＭ全帯域を除去せず一部を残すようにしても良く、更
にはＥＦＭエネルギーの最も強いポイント、例えば４５
０ＫＨ２付近を減衰させるようにすることも可能である
。Note that it is preferable to completely remove low frequency components including EFM components and attenuate the signal level of at least a portion of the M signal. Further, in the above embodiment, the BPF 45 is provided at the front stage of the dropout detection circuit 46, but the HPF (
Bypass filter) is installed, and the band is lowered to lower the E
It is also possible to leave a part of the FM band without removing it, or even to remove the point where the EFM energy is strongest, for example 45
It is also possible to attenuate the vicinity of 0KH2.

ドロップアウト補償器４４の出力は水平同期分離回路４
７にも供給され、水平同期信号が分離出力される。この
水平同期信号は位相比較器４８゜４９に供給され、基準
信号発生器５０から出力される基準信号との位相差が検
出される。位相比較器４８の出力は加算器５１の一人力
となり、又位相比較器４９の出力はイコライザアンプ５
２を介して当該加算器５１の値入力となっている。加算
器５１の出力はイコライザアンプ５３及びドライバー５
４を介してＬＤＤ、１０回転駆動用のスピンドルモータ
１を駆動する。これがスピンドルサーボ系である。また
イコライザアンプ５２の出力はループスイッチ５５、切
換スイッチ５６及びドライバー５７を介して、ピックア
ップ１２に内臓されたアクチュエータ（図示せずンを駆
動する。The output of the dropout compensator 44 is sent to the horizontal sync separation circuit 4.
7, and the horizontal synchronizing signal is separated and output. This horizontal synchronizing signal is supplied to phase comparators 48 and 49, and the phase difference with the reference signal output from the reference signal generator 50 is detected. The output of the phase comparator 48 serves as an input to the adder 51, and the output of the phase comparator 49 supplies the equalizer amplifier 5.
The value is input to the adder 51 via the adder 2. The output of the adder 51 is the equalizer amplifier 53 and the driver 5.
4, the spindle motor 1 for driving the LDD and 10 rotations is driven. This is the spindle servo system. Further, the output of the equalizer amplifier 52 drives an actuator (not shown) built into the pickup 12 via a loop switch 55, a changeover switch 56, and a driver 57.

このアクチュエータの駆動により、情報読取用の光スポ
ットがディスクの記録トラック接線方向に偏倚されるよ
うになっている。これがタンジエンシャルミーボ基であ
る。なお、アクチュエータとしては、回動することによ
って情報読取用の光スポットをディスクの記録トラック
接線方向に偏倚させるタンジエンシャルミラーであって
も良く、又レンズを光軸に対して直角な方向に変位させ
ることによって情報読取用め光スポットをディスクの記
録トラック接線方向にａｍさせる構成のものでも良い。By driving this actuator, a light spot for reading information is biased in the tangential direction of the recording track of the disk. This is the tandiencialmibo group. Note that the actuator may be a tangential mirror that rotates to shift the optical spot for reading information in the tangential direction of the recording track of the disk, or a tangential mirror that displaces the lens in a direction perpendicular to the optical axis. A configuration may also be used in which the light spot for information reading is moved in the tangential direction of the recording track of the disk.

ループスイッチ５５は、上記スピンドルサーボ系のロッ
クが略完了したときスピンドルロック検出回路５８から
°出力されるスピンドルロック信号に応答してオン（閉
成ン状態となる。すなわち。The loop switch 55 is turned on (closed) in response to a spindle lock signal outputted from the spindle lock detection circuit 58 when the locking of the spindle servo system is substantially completed.

再生開始時においＣ１先ず位相比較器４８の出力により
スピンドルモータ１が駆動されて時間軸の粗調整（スピ
ンドルサーボ）が行なわれ、これによってスピンドルサ
ーボのロックが略完了すると、ループスイッチ５５がオ
ンとなり、位相比較器４９の出力によってアクチュエー
タが駆動されて時間軸の微調整（タンジエンシャルサー
ボ）が行なわれるのである。これによれば、スピンドル
サーボ系によっては除きえない残留ジッタ成分をタンジ
エンシャルサーボ系で除去できるのである。At the start of playback C1, the spindle motor 1 is first driven by the output of the phase comparator 48 to perform coarse adjustment of the time axis (spindle servo), and when the spindle servo is almost completely locked, the loop switch 55 is turned on. The actuator is driven by the output of the phase comparator 49 to perform fine adjustment of the time axis (tangential servo). According to this, residual jitter components that cannot be removed by the spindle servo system can be removed by the tangential servo system.

しかしながら、タンジエンシャルサーボ系でも、残留ジ
ッタの高域成分に関しては、アクチュエータ駆動機構等
の機械系が十分に追従できないので、ジッタを完全に除
去することはできない。そこで、先述したディジタル情
報復調系１４において、読出しクロックを生成するＰＬ
Ｌ回路のＬＰＦ３２のカットオフ周波数を上記タンジエ
ンシャルミーボループの帯域の最大周波数より低く設定
して残留ジッタの高域成分をカットすることにより、残
留ジッタ成分を除去できることになる。より好ましくは
、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数をディスクの偏心周波
数（ＬＤＤの場合、３０〜８Ｈｚ）より低く設定するこ
とにより、ディスクの偏心に起因するジッタをも完全に
除去できることになる。However, even in the tangential servo system, jitter cannot be completely removed because a mechanical system such as an actuator drive mechanism cannot sufficiently follow the high-frequency component of residual jitter. Therefore, in the digital information demodulation system 14 mentioned above, the PL that generates the read clock is
The residual jitter component can be removed by setting the cutoff frequency of the LPF 32 of the L circuit to be lower than the maximum frequency of the band of the tangential mevoloop to cut the high frequency component of the residual jitter. More preferably, by setting the cutoff frequency of the LPF 32 lower than the disk eccentricity frequency (30 to 8 Hz in the case of LDD), it is possible to completely eliminate jitter caused by disk eccentricity.

なお、スピンドルサーボ及びタンジエンシャルサーボを
水平同期信号に基づいて行なったが、再生ＦＭビデオ信
号中に含まれる３、５８ＭＨｚの色副搬送波に基づいて
行なうようにしても同様の効果が得られる。Although the spindle servo and tangential servo are performed based on the horizontal synchronization signal, similar effects can be obtained by performing the spindle servo and tangential servo based on the 3.58 MHz color subcarrier included in the reproduced FM video signal.

以上は、ビデオディスク（ＬＤＤ、ＬＤ＞の再生時にお
けるサーボ系であるが、ＣＤの再生時には、先述したデ
ィジタル情報復調系１４における位相比較器３１の出力
に基づいてスピンドルサーボが行なわれる。すなわら、
位相比較器３１の出力はＣＤ再生時にオン（開成）状態
となるループスイッチ５９及びドライバー６０を介して
ＣＤ回転駆動用のスピンドルモータ２を駆動する。従来
、ＣＤ再生時には、先述したタンジエンシャルサーボは
行なわれていなかったが、スピンドル−〔−タ２は時間
軸エラー信号である位相比較器３１の出力信号の高域成
分には十分に追従できないので、本実施例では、トＩＰ
トロ１により取り出された時間軸エラー信号の高域成分
が、切換スイッチ５６及びドライバー５７を介してピッ
クアップ１２内のアクチュエータを駆動する丈−ボ、す
なわちタンジエンシャルミーボをも採用している。切坤
スイッチ５６は、ディスク判別回路１０の判別結果に基
づいてＬＤＤ、ＬＤの再生時にはａ側、ＣＤ再再生待時
はｂ側に切り変わる。The above is a servo system when playing a video disc (LDD, LD>), but when playing a CD, spindle servo is performed based on the output of the phase comparator 31 in the digital information demodulation system 14 mentioned above. Straw,
The output of the phase comparator 31 drives the spindle motor 2 for driving the CD rotation via the loop switch 59 which is turned on (open) during CD reproduction and the driver 60. Conventionally, the above-mentioned tangential servo was not performed during CD playback, but the spindle controller 2 cannot sufficiently follow the high-frequency component of the output signal of the phase comparator 31, which is a time axis error signal. Therefore, in this embodiment,
A tangential mechanism is also employed in which the high-frequency component of the time axis error signal extracted by the trolley 1 drives an actuator in the pickup 12 via a changeover switch 56 and a driver 57. The on-off switch 56 is switched to the a side when the LDD or LD is being played back, and to the b side when waiting for CD replay based on the determination result of the disc discriminating circuit 10.

なお、ＣＤ再生時のタンジエンシャルミーボは、再生ク
ロック抽出回路２３で抽出された再生クロックの分周出
力に基づいて行なうようにしたが、フレーム同期検出回
路２１で検出されたフレーム同期信号の分周出力に基づ
いて行なうようにしても、フレーム同期信号と再生クロ
ックとは同期関係にあるので同様の効果が得られる。Note that the tangential shift during CD playback is performed based on the frequency-divided output of the reproduced clock extracted by the reproduced clock extraction circuit 23; Even if it is performed based on the frequency-divided output, the same effect can be obtained since the frame synchronization signal and the reproduced clock are in a synchronous relationship.

スピンドルロック検出回路５８の出力はインバータ６２
で反転されて、スピンドルサーボ系がロック状態にない
ことを示すスピンドルアンロック信号としてＯＲゲート
回路６３の一人力となる。The output of the spindle lock detection circuit 58 is connected to the inverter 62.
This signal is inverted and becomes the sole power of the OR gate circuit 63 as a spindle unlock signal indicating that the spindle servo system is not in the locked state.

ＯＲゲート回路６３の他入力としては、スキャン、サー
チ、ジャンプ等のランダムアクセス命令時に発生される
ランダムアクセス情報信号が供給される。ＯＲゲート回
路６３には更に、ディスク判別回路１０から出力される
Ｌ［）０情報も入力される。As another input to the OR gate circuit 63, a random access information signal generated at the time of a random access command such as scan, search, jump, etc. is supplied. The OR gate circuit 63 also receives L[)0 information output from the disk discrimination circuit 10.

ＯＲゲート回路６３の出力は制御指令回路６４を介して
再生りＯツク抽出回路２３に供給される。The output of the OR gate circuit 63 is supplied to the regeneration output extraction circuit 23 via the control command circuit 64.

再生クロック抽出回路２３の具体的な回路構成を第４図
に示す。本図において、再生ＥＦＭ信号は位相比較器６
５においてＶＣＯ（電圧制御発振器）６６の発振出力と
の位相差が検出され、その位相差信号は＋−Ｐ　Ｆ　６
７及びＦＪ）換スイッチ６８を介してＶＣＯ６６に供給
される。以上により、再生クロックを生成するＰＬＬ回
路が構成されている。A specific circuit configuration of the recovered clock extraction circuit 23 is shown in FIG. In this figure, the reproduced EFM signal is transmitted to the phase comparator 6.
5, the phase difference with the oscillation output of the VCO (voltage controlled oscillator) 66 is detected, and the phase difference signal is +-P F 6
7 and FJ) is supplied to the VCO 66 via a switching switch 68. As described above, a PLL circuit that generates a reproduced clock is configured.

切換スイッチ６８は通常はａ側にあってＬＰＦ６７の出
力をＶＣＯ６６に供給するが、先述した制御指令回路６
４から指令信号が出力されたときには、この指令信号に
応答してｂ側に切り変って所定の基準電圧ｖｒｅ［２を
ＶＣＯ６６に供給する。The changeover switch 68 is normally located on the a side and supplies the output of the LPF 67 to the VCO 66, but the control command circuit 6 described above
When a command signal is output from 4, it switches to the b side in response to this command signal and supplies a predetermined reference voltage vre[2 to the VCO 66.

すなわち、スピンドルサーボがロック状態にないとき或
はスキャン、サーチ、ジャンプ等のランダムアクセス命
令により情報読取用光スポットがトラック飛び動作をす
るときには、ＶＣＯ６６に基準電圧Ｖｒ１３ｆｚを印加
してその発振周波数を再生クロック周波数に近い値に固
定しておくことにより、スピンドルサーボがロックした
後或はランダムアクセス命令が解除された後の再生クロ
ックのロックインを早めることが出来るのである。That is, when the spindle servo is not in a locked state or when the information reading light spot jumps tracks due to a random access command such as scan, search, jump, etc., the reference voltage Vr13fz is applied to the VCO 66 to reproduce its oscillation frequency. By fixing the clock frequency to a value close to the clock frequency, it is possible to hasten the lock-in of the recovered clock after the spindle servo is locked or after the random access command is released.

再び第２図において、オーディオ出力部には、アナログ
オーディオ出力系の左右一対の出力端子７３Ｌ、７３Ｒ
と、ディジタルオーディオ出力系の左右一対の出力端子
７４１．７４Ｒとが設けられている。出力端子７３Ｌ、
７３Ｒにはアナログオーディオ復調系１４からのオーデ
ィオ出力が供給される。このオーディオ出力はＬＤ再生
時には切換スイッチ７５を介して出力端子７４Ｌ、７４
Ｒにも供給される。切換スイッチ７５は、例えばＬＤ再
生時を通常状態としてａ側にあり、ＬＤＤ。Referring again to FIG. 2, the audio output section includes a pair of left and right output terminals 73L and 73R of the analog audio output system.
A pair of left and right output terminals 741.74R of a digital audio output system are provided. Output terminal 73L,
The audio output from the analog audio demodulation system 14 is supplied to 73R. This audio output is sent to output terminals 74L and 74 via a changeover switch 75 during LD playback.
It is also supplied to R. The changeover switch 75 is located on the a side when playing an LD, for example, as a normal state.

ＣＤ再生時にはディスク判別回路１０からのディスク判
別情報に基づいてｂ側に切り変る。そしてディジタル情
報復調系１４からのオーディオ出力は左右のモード切換
スイッチ７６Ｌ、７６Ｒ及び切換スイッチ７５を介して
出力端子７４Ｌ、７４Ｒに供給される。When playing a CD, the switch is switched to the b side based on the disc discrimination information from the disc discrimination circuit 10. The audio output from the digital information demodulation system 14 is supplied to the output terminals 74L, 74R via the left and right mode changeover switches 76L, 76R and the changeover switch 75.

その結果、ＬＤ再生時には、出力端子７３Ｌ。As a result, during LD playback, the output terminal 73L.

７３Ｒ及び出力端子７４Ｌ、７４Ｒから通常のオーディ
オ信号が出力され、ＬＤＤ、ＣＤ再生時には、出力端子
７４Ｌ、７４Ｒから高音質のオーディオ信号が出力され
、ＬＤＤ再生時には更に出力端子７３Ｌ、７３Ｒからも
通常のオーディオ信号が出力されることになる。Normal audio signals are output from 73R and output terminals 74L and 74R, and when playing an LDD or CD, high-quality audio signals are output from the output terminals 74L and 74R, and when playing an LDD, normal audio signals are also output from the output terminals 73L and 73R. An audio signal will be output.

モード切換スイッチ７６Ｌ、７６Ｒはディジタルオーデ
ィオ系のオーディオ信号の出力モードをアナログ段階で
切り換えるために設けられたものである。ザなわら、デ
ィジタルオーディオ復調系１４からのオーディオ出力が
ステレオフォニツクの場合上述した出力モードで良いの
であるが、例えば音声多重の場合には、Ｌ（左）チャン
ネルが日本語、Ｒ（右）チャンネルが外国語となってお
り、互に独立して作動するモード切換スイッチ７６Ｌ、
７６Ｒによりて、出力端子７４１．７４Ｒから出力され
る音声が日本語及び外国語、日本語のみ並びに外国語の
みの３つの出力モードに切り換えることができるのであ
る。モード切換スイッチ７６Ｌ、７６Ｒの駆動は、図示
せぬ操作部からの制御情報に応じて別々に行なわれる。The mode changeover switches 76L and 76R are provided to change over the output mode of digital audio audio signals in an analog stage. However, if the audio output from the digital audio demodulation system 14 is stereophonic, the above-mentioned output mode will suffice, but in the case of audio multiplexing, for example, the L (left) channel is Japanese, the R (right) channel is A mode selector switch 76L whose channels are in a foreign language and which operate independently of each other;
76R allows the audio output from the output terminals 741.74R to be switched to three output modes: Japanese and foreign languages, Japanese only, and foreign languages only. The mode changeover switches 76L and 76R are driven separately according to control information from an operation section (not shown).

モード切換スイッチ７６１．７６Ｒとしては各々独立に
作動するリレーが用いられている。通常、信号の切換え
には、１個の可動接点及び２個の固定接点を有するリレ
ーで十分であるが、本実施例では、更に１個の可動接点
及び２個の固定接点を余分に有するリレーが用いられて
いる。すなわち、Ｌチャンネル側のリレー７６Ｌを例と
して説明するならば、互いに連動する２組の可動接点５
１１゜３２１と、この２組の可動接点Ｓｏ、Ｓ２１に対
して一対づつ設けられた２組の固定接点Ｓ　１２　＋　
１３　、ｓη、２３とからなり、２組の固定接点うち最
も離間した２つの固定接点８１２．Ｓ２３が２つの信号
（左右のオーディオ信号）の入力端となり、一方の可動
接点Ｓ　Ｉ＋が出力層となっている。これによれば、左
右の信号ライン間に２つのギャップが存在するので、左
右の信号間のクロストークを確実に防止出来ることにな
る。接点を更に増やしギャップを多く設けることにより
、クロストークをより確実に防止出来ることは勿論であ
る。Relays that operate independently are used as the mode changeover switches 761 and 76R. Normally, a relay with one movable contact and two fixed contacts is sufficient for signal switching, but in this embodiment, a relay with one movable contact and two extra fixed contacts is used. is used. That is, if we take the relay 76L on the L channel side as an example, there are two sets of movable contacts 5 that interlock with each other.
11°321, and two sets of fixed contacts S 12 + provided one pair each for these two sets of movable contacts So and S21.
13, sη, and 23, and the two fixed contacts 812.812, which are the farthest apart from the two sets of fixed contacts. S23 serves as an input end for two signals (left and right audio signals), and one movable contact S I+ serves as an output layer. According to this, since two gaps exist between the left and right signal lines, crosstalk between the left and right signals can be reliably prevented. Of course, crosstalk can be more reliably prevented by increasing the number of contacts and providing more gaps.

なお、図には示していないが、ディスク５に対するピッ
クアップ１２のディスク面に垂直な方向における位置を
制御するフォーカスサーボ系や、ピックアップ１２のデ
ィスク半径方向における位置を制御するトラッキングサ
ーボ系も当然設けられており、これらナーボ系において
も、ビデオディスク（ＬＤＤ、ＬＤ）再生時とディジタ
ルオーディオディスク（ＣＤ）再生時とでエラー信号の
信号処理系を切り換えるようにするのが好ましく、再生
するディスクの種類に掬らず良好なサーボを行なうこと
が出来る。Although not shown in the figure, a focus servo system that controls the position of the pickup 12 relative to the disk 5 in a direction perpendicular to the disk surface, and a tracking servo system that controls the position of the pickup 12 in the disk radial direction are also naturally provided. Therefore, even in these navigation systems, it is preferable to switch the signal processing system for error signals between when playing a video disc (LDD, LD) and when playing a digital audio disc (CD), and it is preferable to switch the signal processing system for error signals when playing a video disc (LDD, LD) and when playing a digital audio disc (CD). Good servo can be performed without scooping.

また、ＣＤ又はＬＤＤに記録されるディジタル、　信号
は、オーディオ情報を含むものの他、ディジタル化した
画像情報或いはコンピュータ制御用のコントロール情報
等のものも含むものである。Furthermore, the digital signals recorded on the CD or LDD include not only audio information but also digitized image information, control information for computer control, and the like.

［ 以上説明したように、本発明による記録情報再生装置に
よれば、ドロップアウト検出回路（Ｄ。[As explained above, according to the recorded information reproducing apparatus according to the present invention, the dropout detection circuit (D.

Ｓ）の前段に、ビデオ成分の相対レベルを他の成分に比
して更に高くする手段を設けたので、簡単な回路構成に
てドロップアウトの誤検出を確実になくし、正確なドロ
ップアウト補償を行なうことにより、再生ビデオ信号の
ノイズを軽減できることになる。S) is provided with a means to make the relative level of the video component even higher than other components, so that false detection of dropouts can be reliably eliminated and accurate dropout compensation can be achieved with a simple circuit configuration. By doing so, noise in the reproduced video signal can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図はビデオ信号及びオーディオ信号をそれぞれ周波
数変調処理した信号とアナログ信号をＰＣＭ変調してパ
ルス化した信号とを重畳して記録されてなる記録ディス
クから得られたＲＦ倍信号周波数スペクトラムを示す図
、第２図は本発明による記録情報再生装置の一実施例を
示すブロック図、第３図は第２図におけるディスク判別
回路の具体的な回路構成を示すブロック図、第４図は第
２図における再生クロック抽出回路の具体的な回路構成
を示すブロック図、第５図は第２図におけるビデオ復調
系の具体的な回路構成を示すブロック図、第６図は第５
図にａ３けるＢＰＦの入力（Ａ＞及び出力（Ｂ）を示す
周波数スペクトラム図である。 主要部ａの符号の説明 １・・・・・・ＬＤ、ＬＤＤ用スビスピンドルモータ２
・・・・ＣＤ用スピンドルモータ５・・・・・・記録デ
ィスク １０・・・・・・ディスク判別回路 １２・・・・・・ピックアップ １４・・・・・・ディジタル情報復調系１５・・・・・
・アナログオーディオ復調系１６・・・・・・ビデオ復
調系Figure 1 shows the frequency spectrum of an RF multiplied signal obtained from a recording disk recorded by superimposing a signal obtained by frequency modulating a video signal and an audio signal, and a signal obtained by PCM modulating an analog signal and making it into a pulse. 2 is a block diagram showing an embodiment of the recorded information reproducing apparatus according to the present invention, FIG. 3 is a block diagram showing a specific circuit configuration of the disc discrimination circuit in FIG. 2, and FIG. FIG. 5 is a block diagram showing the specific circuit configuration of the recovered clock extraction circuit in FIG. 2, FIG.
It is a frequency spectrum diagram showing the input (A> and output (B)) of the BPF in a3 in the figure.
...CD spindle motor 5...Recording disc 10...Disc discrimination circuit 12...Pickup 14...Digital information demodulation system 15...・・・
・Analog audio demodulation system 16...Video demodulation system

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 記録媒体に記録されたビデオ情報を含む記録情報を再生
する記録情報再生装置であって、前記記録媒体からの読
取信号中に含まれるビデオ成分を復調する復調手段と、
前記読取信号を入力としこの読取信号中に含まれるビデ
オ成分の相対レベルを他の成分に比して更に高くすべく
補正する補正手段と、前記補正手段の出力に基づいてド
ロップアウトを検出する検出手段と、前記復調手段の出
力において前記検出手段の検出出力に応答してドロップ
アウトの補償をなす補償手段とを備えたことを特徴とす
る記録情報再生装置。A recorded information reproducing apparatus for reproducing recorded information including video information recorded on a recording medium, the demodulating means for demodulating a video component included in a read signal from the recording medium;
a correction unit that receives the read signal and corrects the relative level of a video component included in the read signal to be higher than other components; and a detection unit that detects dropout based on the output of the correction unit. and compensating means for compensating for dropouts in the output of the demodulating means in response to the detection output of the detecting means.