JPS61110200A - Encoder - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、例えば音声信号を低ビツトレートで適応的に
・予測符号化する符号器に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Technical Field of the Invention) The present invention relates to an encoder that adaptively and predictively encodes, for example, an audio signal at a low bit rate.

（従来技術とその問題点） 従来の適応予測符号器は、入力信号の過去の数障本値か
ら線形予測される値と現在の入力標本値との差（予測残
差）を符号化して伝送する方式を用いている。この方式
では、音声信号のような非定常な入力信号に対しては、
信号の統計的性質に合致するように予測器における予ｌ
ｊｌ＋係数や量子化器における量子化幅を適応的に変化
させることＫより、信号対量子化雑音比（Ｓ／比）の向
上を閃る技術が適用されている。しかし、１６ｋｂ／ｓ
以下の情報速度では品質の劣化が著しく特性的にけ不十
分であると言わざるを得なかった。(Prior art and its problems) A conventional adaptive predictive encoder encodes and transmits the difference (prediction residual) between the value linearly predicted from the past values of the input signal and the current input sample value. A method is used. In this method, for non-stationary input signals such as audio signals,
Preliminaries in the predictor to match the statistical properties of the signal
A technique has been applied to improve the signal-to-quantization noise ratio (S/ratio) by adaptively changing the jl+ coefficient and the quantization width in the quantizer. However, 16kb/s
At the following information speeds, the quality deteriorated significantly and it had to be said that the characteristics were insufficient.

このような低い情報速度に分ける適応予測符号１ヒの性
能劣化を大幅に改善する方式として適応ビット別当て予
測α号化方式が提案されている（特演昭５６−１７７５
６４号）。この方式では、量子化器の竹子化ビット敗と
量子化幅とを残差信号電力の周波数方向と時間方向との
両方向での園りに応じて適応化し、まだ予１１１１器ｒ
Ｃおける予測１本値は近接相図に基づく複ａ標本値とピ
ッチ相関に基づく単標本値とを用いて予［ｌ１１１残差
の低減全図っている。An adaptive bit-by-bit prediction α coding method has been proposed as a method to significantly improve the performance deterioration of the adaptive prediction code 1hi that divides into such low information rates (Special performance 1775-1975).
No. 64). In this method, the quantization bit loss and quantization width of the quantizer are adapted according to the variation of the residual signal power in both the frequency direction and the time direction.
The predicted single value in C uses a multiple a sample value based on the proximity phase diagram and a single sample value based on pitch correlation to completely reduce the pre-[l111 residual.

この上うに１この方式では周波数方向に適応的にビット
数を削当てるため、強調される周波数帯域が時間的に変
動し、符号化品質の自然性が欠如するという欠点があっ
た。また、周波数帯域分割を行うため、帯域分１４ｆ１
１フィルタにおけるたたみ込み゛〉のために遅延時間が
増大し、それに伴うメモリ等の・・−ドウエア＋ＥＭ、
漢も大きくならざるを得なかった。さらＶこ、予−り器
をパーフールはしご形フィルタ１′信成し７ｃ１合の上
記１４応予測符号化方式は千−ＩＩ　ｌ、ｆ：数として
のパーコール係数の制御卸が煩雑であるという難点があ
った。Furthermore, since this method adaptively reduces the number of bits in the frequency direction, the emphasized frequency band fluctuates over time, resulting in a lack of naturalness in encoding quality. In addition, in order to perform frequency band division, the bandwidth is 14f1.
Due to the convolution in one filter, the delay time increases, and the associated memory, etc. - hardware + EM,
Han also had to grow up. Furthermore, the above-mentioned 14-way predictive coding method in which the predictor is replaced by a parfour ladder filter 1' and 7c1 has the disadvantage that the control of the parcoal coefficient as a number is complicated. there were.

（発明の目的） 本発明は、情報速度が比較的低い８〜１６ｋｂ／ｓの領
域でも自然性に優れた高品質な音声信号の伝送を可能と
し、かつ遅延時間が短く、小規模なハードウェアで実時
間処理可能な符号器を提供するものである。(Objective of the Invention) The present invention enables the transmission of high-quality audio signals with excellent naturalness even in the region of relatively low information speed of 8 to 16 kb/s, has short delay time, and uses small-scale hardware. This provides an encoder that can perform real-time processing.

（発明の構成及び作用） 以下図面により本発明の詳細な説明する。(Structure and operation of the invention) The present invention will be explained in detail below with reference to the drawings.

第１図は本発明の符号器の実施例であり、入力端子１か
らのディジタル信号とされた標本化入力信号は適応予測
量子化部２において適応予測量子化され、この予測量子
化部２は予…１１残差信号を量子化してその出力線１６
ａＫ送出する。FIG. 1 shows an embodiment of the encoder of the present invention. A sampled input signal, which is a digital signal from an input terminal 1, is adaptively predictively quantized in an adaptive predictive quantizer 2. Preliminary...11 Quantize the residual signal and connect it to its output line 16
Send aK.

適応予測量子化部２Ｆｉ例えば第２図に示すよう罠入力
信号の近接相関にもとづく予５＋５１２とピッチ相関に
もとづく予ＩＩ］ｌ！　器１３とから成る。予測信号は
和回路１４で両予測器１２　、１３からのそれぞれの予
測値の和をとることＫよって得られる。予１１１１残差
信号は差回路１５で端子１からの入力信号との差をとる
ことＫよって得られ、その予ｉｑ残差信号は量子化４１
６で量子化されて端子１６ａより第１図の多重化部１０
へ入力され、サイド情報と共に多！符号化されて、伝送
路１１へ送出される。Adaptive predictive quantization unit 2Fi, for example, as shown in FIG. 2, prediction 5+512 based on the proximity correlation of the trap input signal and prediction II based on the pitch correlation]l! It consists of a vessel 13. The predicted signal is obtained by summing the respective predicted values from both predictors 12 and 13 in a summation circuit 14. The pre-1111 residual signal is obtained by taking the difference with the input signal from terminal 1 in the difference circuit 15, and the pre-iq residual signal is quantized 41
6 and is quantized by terminal 16a to multiplexer 10 in FIG.
Entered into, along with side information! It is encoded and sent to the transmission path 11.

第２図に示すように量子化器１６の出力は逆量子化器１
７にも供給され、これでｅ（ｔ）Ｋ復号化された後、こ
の一部が零予θ１１値算出部２ｆＫ帰還され、その一部
は和回路１８で予測値Ｘｓとの和がとられて得られる信
号’ｋ　（ｔ＋が原子創直算出部２３に帰還される。As shown in FIG. 2, the output of the quantizer 16 is
7, and after being decoded by e(t)K, a part of this is fed back to the zero prediction θ11 value calculation unit 2fK, and a part of it is summed with the predicted value Xs in the summation circuit 18. The signal 'k (t+) obtained by

更に和回路１８の出カン＜ｔ＞の一部は和回路１９で予
測ｉ！３１３からの予測１直Ｘｐとの和がとられて得ら
れる信号９（ｔ）が予測器１３に帰趙される。Furthermore, a part of the output <t> of the summation circuit 18 is predicted i! by the summation circuit 19. A signal 9(t) obtained by adding the prediction 1 straight line Xp from 313 is returned to the predictor 13.

予４１１１器１２はこの実権例では最急降下法による逐
次予測フィルタで構成した場合である。その構成要素は
零予測係数更新部２２と零予−り値算出部２１と極子１
１係敢更新部２４と極子ホ１１値埠出部２３と和回路１
４ａとから［構成される。その零予到係数更新部２２に
おける予測１系数ａｉ（ｔ＋１　）は、逆量子化器１７
の出カイ４号ｓｇｎ　（令（ｔ）　ｌ　（ｓｇｎは企（
１）の正負の符号を示す）から、次式によって与えられ
る。In this practical example, the predictor 12 is constructed of a sequential prediction filter using the steepest descent method. Its components are a zero prediction coefficient update unit 22, a zero prediction value calculation unit 21, and a pole 1.
1 relation update section 24, pole ho 11 value output section 23, and sum circuit 1
4a [consists of] The prediction 1 series ai(t+1) in the zero prediction coefficient updating unit 22 is calculated by the inverse quantizer 17
Node Kai No. 4 sgn (order (t) l (sgn is planning (
1), which indicates the positive and negative signs of 1), is given by the following equation.

ａＨ（ｔ　＋１　）＝（１４）ａｉ（ｔ）＋Ｃａｓｇｎ
　（Ｑ（ｔ）　ｌ　ｓｇｎ　（ｅ　（ｔ　−ｉ　）　ｌ
　　　　・−−−（１）ｉ＝１　、２　、・・・・・・
Ｐａ ここで、へはリーク定数、ｃａは利得定級である。aH(t+1)=(14)ai(t)+Casgn
(Q(t) l sgn (e (t − i ) l
・---(1) i=1 , 2 ,...
Pa where is the leakage constant and ca is the gain constant.

零予測＠算出部２１で出力される予測＠は次式で与えら
れる。The prediction @ output by the zero prediction @ calculation unit 21 is given by the following equation.

・ｘｚ（ｔ）＝−Σａ！−企（ｔ−ｉ）　　　　　　・
曲四（２）Ｉぼ！ また、極子１１１係数更新部２４における予が１１係級
ｂｉ（ｔ＋ｉ　＞は逆量子化器からの出力符号ｓｇｎ　
（企（ｔ））と和回路１８の出力符号ｓｇｎ　（Ｑ　（
ｔ）　１とから次式によって与えられる。・xz(t)=-Σa! -Tai (t-i) ・
Song 4 (2) Ibo! In addition, the predetermined value in the pole 111 coefficient updating unit 24 is the 11th coefficient class bi(t+i > is the output code sgn from the inverse quantizer
(t) and the output sign sgn (Q (
t) 1 and is given by the following equation.

ｂｉ（ｔ＋１　）＝（１−４）ｂｊ（ｔ）＋Ｃｂ’ｓｇ
ｎ　（企（ｔ）　ｌ　ｓｇｎ　（Ｑ’（ｔ　−ｉ　）　
ｌ　　　　−＝・１３１ｉ＝１．２．・四・Ｐｂ ここで、へはリーク定数、ｃｂは利得定数でちる。bi(t+1)=(1-4)bj(t)+Cb'sg
n (plan(t) l sgn (Q'(t −i )
l −=・131i=1.2.・4・Pb Here, is the leak constant and cb is the gain constant.

極予測＠算出部２３で出力される予測値は次式で与えら
れる。The predicted value output by the polar prediction @ calculation unit 23 is given by the following equation.

ｘｑｔｔ）＝−、Ｈ，ｂｉ　Ｑ′（ｔ　−ｉ　）・・・
・・・・・・・（４） ここで近１妾相閏にもとづく予４＋１器１２の出力ｘ３
は和回路１４ａによりＸ、　Ｅ　Ｘｑとの和をとること
によって得られる。xqtt)=-, H, bi Q'(t-i)...
・・・・・・・・・(4) Here, the output of the 4+1 device 12 based on the Kin 1 Concubine Sounin x 3
is obtained by calculating the sum of X and EXq by the summation circuit 14a.

一方、予測器１３け時間遅れ要素２５とピッチ予測値算
出部２６とから成り、時間遅れ要素２５はピッチ周咽（
人力信号の基本周期）と千６１１１次数から定まる時ｊ
ｆｌ　、’＋’ｆ−れを有する。予ｆｉｌｌ　Ｉ／ｊσ
出部２６で出力される予１１１１信号け、次式で与えら
れる。On the other hand, the predictor 13 is composed of a time delay element 25 and a pitch predicted value calculation unit 26, and the time delay element 25 is a pitch peripharyngeal (
The time determined from the basic period of the human signal) and the 1,6111th order
fl , '+'f-re. Prefill I/jσ
The pre-1111 signal output from the output section 26 is given by the following equation.

ｘ　（、：）＝−Σα−Ｑ（ｔ−ｄ−１）　　　・・・
・・・・・＋５＋ｐ、国、Ｊ ｊ　＝　１　、２　、・・・・・、Ｑ ここで、αｊけ端子２６ａより与えられるピッチ予測係
数、９化）は予測器１３への人力となる局部復号化信号
、ｄは時間遅れ１！素２５の時間遅れを表わす。x (,:)=-Σα-Q(t-d-1)...
...+5+p, country, J j = 1, 2, ..., Q Here, the pitch prediction coefficient given from the αj terminal 26a (9) is the local Decoded signal, d is time delay 1! represents the time delay of element 25.

この上うにピッチ予測はピッチ周期前の複数の標本値か
ら千許１しており、従って、高次子−昨であり、その次
数Ｑは囲えげ２又け３程度とされる。Moreover, the pitch prediction is based on a plurality of sample values before the pitch period, and is therefore a high-order value, and its order Q is about 2 to 3 times the pitch period.

第２図の予ＩＩＩ　ｉ＝　１３におけるピッチ予仰１係
数ａｊは、この例では入力信号に応じて適応化される。The pitch prediction 1 coefficient aj at preset III i=13 in FIG. 2 is adapted in this example depending on the input signal.

そのためにピッチ予測値算出部２６を動作させる前にビ
７チ予暉１係数αｊｔ−算出しておく必要がある。For this reason, it is necessary to calculate the pitch prediction value 1 coefficient αjt- before operating the pitch prediction value calculation unit 26.

第１図に示すように１　ピッチ検出部３において、入力
信号からその信号のピッチ周期（基本周期）Ｔが検出さ
れる。そのピッチ周期Ｔｐ＃ｉｔ標本喧離れた分析フレ
ーム（分析単位で一般に２０〜５０ｍ５）内での人力信
号の平均、すなわち自己相関係数をｒ（・）＝±テｘｔ
−ＸＬ−・　　　　・・・・・・・・・・・・＋６１Ｎ
−でｔＷＯ （但し、Ｎ：分析フレーム内の標本数）Ｋより求め、ｒ
ｍｉｎ≦τ≦’　ｍａｘの範囲で平均ｒ（τ）が最大と
なるτの値として求める。例えは、τ°　け１６８度Ｓ
ｔｍａｘけ１１６ａ度にされる。このｌｎ 検出したピッチ周期Ｔ、で９２図中の時間遅れ！！素２
５の遅れ時間ｄが制御される。更に１　ピッチ予測係数
αｊは、ピッチ予測係数算出部４で、ｒ　（ｔ）を用　
　　　　・いて次の正規方程式の解として与えられる。As shown in FIG. 1, the pitch detecting section 3 detects the pitch period (basic period) T of the input signal from the input signal. The pitch period Tp#it sample is the average of the human signal within a separate analysis frame (generally 20 to 50 m5 in the unit of analysis), that is, the autocorrelation coefficient is r (・) = ± text
-XL-・・・・・・・・・・・・・＋61N
−, tWO (where N: number of samples in the analysis frame) is obtained from K, and r
It is determined as the value of τ that maximizes the average r(τ) in the range min≦τ≦' max. For example, τ° + 168 degrees S
tmax minus 116a degrees. The time delay in Figure 92 is due to this ln detected pitch period T! ! element 2
The delay time d of 5 is controlled. Furthermore, the pitch prediction coefficient αj is calculated by using r(t) in the pitch prediction coefficient calculation unit 4.
・It is given as the solution of the following normal equation.

この方程式の解α、ｉは哨２図中の４子２６ａを通じて
ピッチ予測値算出部２６が制御される。The solutions α and i of this equation are controlled by the pitch prediction value calculation unit 26 through the quadruplets 26a in the second diagram.

適応子側量子化部２における量子化器１６の現在の量子
化ビット数と量子化幅は、この発明では逆州子化部１７
かもの局部復号出力Ｑ　（ｔ）としての過去の残差信号
から適応的に求められ、これを現在の符号化フレームＫ
Ｉｌｉ用される。In this invention, the current number of quantization bits and the quantization width of the quantizer 16 in the adaptive side quantization unit 2 are determined by the inverse quantization unit 17.
The local decoding output Q (t) is adaptively obtained from the past residual signal, and is used as the current encoded frame K.
Ili is used.

△ 先ず、局部復号出力ｅ　（ｔ）は、一旦バ、ファ部６に
ピｙトｎｌ当てのための分析フレーム長だけ（実ｉ、！
ｌては符号化フレーム長と同程度）取り込まれる。△ First, the local decoding output e (t) is first given the analysis frame length (actual i, !
(the same length as the encoded frame length) is captured.

ここでけ、局部復号残差信号の時間的穫在性に基づいて
、部分区間の位置が部分区間設定部７により検出される
。部分区間はピッチＩｉ’［（現在の分析フレームで検
出）Ｔｐを用い、これを等間隔に分ａｌｌし、各区間が
周期的に操９ａすように設定される。ビット割当て分析
フレームの部分区間の位置は、第３図に示すように現在
の符号化フレームに対すする分析フレームの第１（１目
の部分区間の先ｆｉｔで’）時Ｍ長ＴｃｌとＴ、とから
、信号の周期性に応じてビット割当て分析フレームの第
１許目の部分区間の先頭の時間長Ｔ″ｄＫよって指定さ
れる。現在のフレームの位置Ｔｄは、ピッチ検出部３で
検出されたピッチ周期Ｔｐの範囲で分析フレームの始め
から自乗平均の最大となる１項本値を検出し、その標本
値から部分区間長のｈの時間長だけフレームの始めに戻
った標本点と分析フレームの始めとの時間長として検出
する。次に位／ＺＴｄとピッチ周期Ｔ　とからＴｐの整
数倍の標本値を計数し、ビット割当て分析フレームＫか
かるピッチ周ＩＫＡ　＆　終の標本値とビット割当で分
析フレームの始めの時間長として位置”ｄｆ、検出する
。At this point, the position of the partial interval is detected by the partial interval setting unit 7 based on the temporal availability of the locally decoded residual signal. The partial interval is set using pitch Ii' [(detected in the current analysis frame) Tp, divided into equal intervals, and each interval is periodically manipulated 9a. As shown in FIG. 3, the positions of the bit allocation analysis frame subintervals are determined by the first (first fit of the first subinterval) time M length Tcl and T of the analysis frame for the current encoded frame. According to the periodicity of the signal, bit allocation is specified by the time length T″dK of the beginning of the first partial section of the analysis frame.The position Td of the current frame is detected by the pitch detection unit 3. Detect the one-term main value that is the maximum root mean square value from the beginning of the analysis frame within the range of the pitch period Tp, and return the sampling point and analysis frame from that sample value to the beginning of the frame by a time length of h, which is the subinterval length. Next, count sample values that are integral multiples of Tp from position /ZTd and pitch period T, and calculate the bit allocation analysis frame K by pitch period IKA & end sample value and bit allocation. The position "df" is detected as the time length at the beginning of the analysis frame.

平均損幅算出部７ａでは、第３図に示すビット割当て分
析フレームの各部分区間での残差信号の平均振幅を次式
により求める。The average loss width calculation unit 7a calculates the average amplitude of the residual signal in each partial section of the bit allocation analysis frame shown in FIG. 3 using the following equation.

ここでＴ１．ＭＨＶｉｉ番目の部分区間とそれに含まれ
る残差信号の標本数を表わす。Ｌは時間分割数である。Here T1. It represents the MHVii-th subinterval and the number of samples of the residual signal included therein. L is the number of time divisions.

礒子化ピ、ト数適応化部８では平均振幅Ｖ＋からｍ子化
ヒ、ト数を決定する演算を行５゜量子化ヒ゛、ト数は与
えられる過去の局部復号信号に対する平均ヒ、トレー）
ＫＮして量子化によって生じるｔ号化信号の波形歪を最
小とするようＫ　ｖ　ｉを用いて次式により決定する。The quantization number adaptation unit 8 performs an operation to determine the number of digitizations from the average amplitude V+.
It is determined by the following equation using K v i so as to minimize the waveform distortion of the t-encoded signal caused by quantization.

ここで、Ｉ（は残差信号に対する平均ビットレート、Ｃ
・は分析フレーム長に対する部分区間の時間長比鳶 率を表わす。また、ｖ＝ｖｉｘＣ１である。Here, I( is the average bit rate for the residual signal, C
. represents the time length ratio of the partial section to the analysis frame length. Further, v=vixC1.

ここで求めた各部分区間の実数値としてのビット数け、
４捨５人し整数化し、ＴｄおよびＴｐＫより現符号化フ
レームにおける各部分区間の量子化ビット数に対応させ
る。The number of bits as the real value of each subinterval calculated here,
The numbers are rounded down to 5, converted into integers, and made to correspond to the number of quantized bits of each partial interval in the current encoded frame from Td and TpK.

量子化幅適応化部９では、逆量子化部１７の出力令（１
）から次式を用いて時刻（ｔ＋１　）の量子化幅１６お
よび逆量子化部１７の量子化幅Δ（ｔ＋１　）を決定す
る。In the quantization width adaptation unit 9, the output order (1
), the quantization width 16 at time (t+1) and the quantization width Δ(t+1) of the inverse quantization unit 17 are determined using the following equation.

ここで、Δ０は正の定数、ｇ　（ｔ）は残差信号の分敢
直、βは０くβく１の定数である。■子化部１６では上
記基本１量子化幅Δ（ｔ＋１　）と割り当てビット数ｂ
ｉを基に残差信号ｅ（ｔ＋１）を逐次的に′！量子化す
る。Here, Δ0 is a positive constant, g (t) is a constant of the residual signal, and β is a constant of 0, β, and 1. ■The child conversion unit 16 uses the basic 1 quantization width Δ(t+1) and the allocated bit number b.
Based on i, the residual signal e(t+1) is sequentially '! Quantize.

多重化部ＩＯでは量子化された残差信号とノシラメータ
情報、すなわちピッチ予測係数αｊ部分区間の周期Ｔｐ
　９位置Ｔｄを符号化して伝送路１１へ送出する。In the multiplexing unit IO, the quantized residual signal and nocillometer information, that is, the period Tp of the pitch prediction coefficient αj subinterval
9 position Td is encoded and sent to the transmission line 11.

この上うＫして適応予測符号化された符号系列から信号
を復号する例を第４図に示す。伝送路１１と連結された
伝送路２７より入力された符号系列は符号系列分離部２
８において残差信号の符号系列とパラｌ−タ情報の符号
系列として分離され、復号１ヒ部２９ｒこおいてパラメ
ータ情報が復号化される。FIG. 4 shows an example in which a signal is decoded from a code sequence subjected to adaptive predictive coding. The code sequence input from the transmission line 27 connected to the transmission line 11 is sent to the code sequence separator 2.
At step 8, the residual signal code sequence and the parameter information code sequence are separated, and the parameter information is decoded in the decoding section 29r.

量子化ビット数適応化部３４においては、復号化された
バ、ファ部３３に蓄えられた過去の残差信号ならびＫ　
Ｔｐ　、Ｔｄを用いて先に述べた方法により量子化ビッ
トｆｉｂｉを算出し、これに基づいて残差信号符号系列
分離部３１では、残差信号の符号系列を標本値単位の符
号ＫＯ離する。量子化幅適応化部３５では、先に述べた
方法で量子化幅へ（１）を過去の復号残差信号令（ｔ−
１）から算出し、これに基づいて復号化部３２Ｋｋいて
符号系列分離部３１かもの残差信号を？９号化する。In the quantization bit number adaptation unit 34, the decoded B, the past residual signal stored in the F unit 33, and K
The quantization bit fibi is calculated by the method described above using Tp and Td, and based on this, the residual signal code sequence separation unit 31 separates the code sequence of the residual signal by the code KO in units of sample values. The quantization width adaptation unit 35 converts (1) into the quantization width by using the past decoded residual signal command (t-
1), and based on this, the decoding section 32Kk generates the residual signal of the code sequence separation section 31. Number 9.

予ｆｆ１ｌｌ　ｉ！号化部３６は第２図に示す近接相関
子側フ、ルタ３７とピッチ相関に基づく予測フィルタ３
８とから成り、予測フィルタ３７および３８はそれぞれ
第２図の予測器１２．１３と同様に零予測値算出部３９
゜近接零予…り係数更新部４０．加算器４１．零予ｔＩ
Ｉ値算出部４２．近接隊予測係数更新部４３．極予到値
算出部４２．加算器４４．訃よび、時間遅れ要素４５．
ピッチ予測＋１ｊ　（’！：出部＝１６．加Ｊ′１−器
４７でそれぞれ構成され、近接相関予測係数は加３！器
４１の入力と加′ｎ器４４の出力から逐次的に推定し、
近接相関予測係数は加算器４１０入力から逐次的に推定
する。また、ピッチ予測値算出部４６でけ復号化部２９
で復号されたピッチ予測係数αｊを用いる。Preff1ll i! The encoding unit 36 includes a prediction filter 3 based on the proximal correlator side filter 37 and pitch correlation shown in FIG.
8, and the prediction filters 37 and 38 each include a zero prediction value calculation unit 39, similar to the predictors 12 and 13 in FIG.
゜Proximity zero prediction coefficient update unit 40. Adder 41. Zero prediction tI
I value calculation unit 42. Close squad prediction coefficient update unit 43. Extremely predicted value calculation unit 42. Adder 44. Death and time delay factor 45.
Pitch prediction +1j ('!: Output = 16. The proximate correlation prediction coefficient is estimated sequentially from the input of the adder 41 and the output of the adder 44. ,
The proximate correlation prediction coefficients are estimated sequentially from the adder 410 input. In addition, the pitch prediction value calculation unit 46 and the decoding unit 29
The pitch prediction coefficient αj decoded by is used.

（発明の効果） 以上説明したように１本発明による符号器は、サンプル
毎の最適な量子化幅を基準に使用する量子化幅をす／プ
ル毎に逐次補正して量子化を行うことＫより、信号対量
子化雑音比が改善されると共に、主観品質の点では自然
性に曖れた符号化音声が得られ、従来の電話品質が１６
ｋｂ／ｓの情報速度で達成できる。また、符号化に要す
る３＋！延時間は上記従来の適応予測符号器に比べて、
帯域分割合成フィルタによるた＼み込みが不要であるた
め、遅延時間がｈ程度短縮可能である。更に１　この発
明をディジタル信号処理で装置化する場合にも帯域分割
１合成に伴うｆｉｈの処理を必要としないことや近接相
関予測係数の制御を符号器の局部復号信号の符号列で行
うことができるため、処理が簡単となり、・・−ドウエ
アの規模も小さくすることができる。(Effects of the Invention) As explained above, the encoder according to the present invention performs quantization by sequentially correcting the quantization width used for each pull based on the optimal quantization width for each sample. As a result, the signal-to-quantization noise ratio is improved, and in terms of subjective quality, coded speech that is vaguely natural is obtained, and the conventional telephone quality is 16.
This can be achieved at an information rate of kb/s. Also, the 3+ required for encoding! Compared to the conventional adaptive predictive encoder mentioned above, the delay time is
Since convolution by a band division synthesis filter is not necessary, the delay time can be reduced by about h. Furthermore, 1. Even when this invention is implemented as a device using digital signal processing, fih processing accompanying band division 1 synthesis is not required, and the adjacent correlation prediction coefficient can be controlled using the code string of the locally decoded signal of the encoder. This simplifies processing and reduces the size of the software.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１１閑は本発明による仔号器の構成例を示すプロ、り
図、第２図は第１図中の適応予測量子化部も・よび量子
化器パラメータ設定部の具体例を表わすプロ、り図、第
３図は部分区間の設定方法を説明するｔめのタイムチャ
ート、Ｍ４図は本発明により舟号化された信号列の復号
器の構成列を示すフロ、り図である。 １・入力端子、２・・適応予測量子化部、３　・ピッチ
１期検出部、３ａ・・・ピッチ位置検出部、４・・ピッ
チ予副係数算出部、５・・・量子化器パラメータ１出部
、６・・・バ、ファ部、７・・部分区間１ψ定部、７ａ
　・平均振幅算出部、８・量子化ビ。 ト故適応化部、９・・量子化幅適応化部、１０・・多セ
化部、１１−・・伝送路、１２・・・近接相関に基づく
予１１１１　ｒ：器、１３・・ピッチ相関に基づく予タ
リ器、１４゜１・ｌａ　、　１８　、１９・・・和回路
、１５・・・差回路、１６・・量子化器、１６ａ・・・
出力線、１７・・・逆量子化器、２０・・量子化器パラ
メータ設定部、２１・・・男子測値算出部、２２・男子
ｆｌｌ１１係数更新部、２３・・極子測値算出部、２４
・・・極予測係数更新部、２５・・ピッチ周期時間遅れ
要素、２６・・・ピッチ予１ｌＩｌｌ値算出部、２７・
・伝送路、２８・−符号系列分離部、２９・・・パラメ
ータ情報復号部、３０・・・部分区間設定情報分離部、
３１・・・残差信号符号系列分離部、３２・・残差信号
の復号化部、３３　・バ、ファ部、３４・肴子化ビ、ト
数適応化部、３５・・量子化幅適応化部、３６・・・予
ホ１１復号化部、３７・・・近接相関に基づく予測フィ
ルタ、３８・・・ビ。 チ相関に基づく予測フィルタ、３９・・・男子４１１値
算出部、４０・・近接男子測係数更新部、４１　、４４
　、４７・・加算器、４２・・・極子測値算出部、４３
・・近接極子測係数更新部、４５・・ピッチ周期時間遅
れ要素、４６・・ピッチ予創値算出部。 特許出願人　　日本電信電話公社 代　　理　　人　　　白　　水　　常　　雄外１名 第１図 戸２区11th blank is a diagram showing a configuration example of a child coder according to the present invention; FIG. 2 is a diagram showing a specific example of the adaptive predictive quantization unit and quantizer parameter setting unit in FIG. 1; FIG. 3 is a time chart for explaining the method of setting partial intervals, and FIG. M4 is a flow diagram showing the configuration of a decoder for a signal sequence encoded according to the present invention. 1. Input terminal, 2. Adaptive predictive quantization section, 3. Pitch 1st period detection section, 3a... Pitch position detection section, 4. Pitch preliminary coefficient calculation section, 5. Quantizer parameter 1 Exit part, 6... B, F part, 7... Partial interval 1ψ constant part, 7a
- Average amplitude calculation section, 8. Quantization bit. 9. Quantization width adaptation section, 10. Multi-sensing section, 11-. Transmission path, 12. Preliminary correlation based on proximity correlation. 13. Pitch correlation. 14゜1・la, 18, 19...sum circuit, 15...difference circuit, 16...quantizer, 16a...
Output line, 17... Inverse quantizer, 20... Quantizer parameter setting section, 21... Male measurement value calculation section, 22. Male fll11 coefficient updating section, 23.. Pole measurement value calculation section, 24
... Pole prediction coefficient update unit, 25... Pitch period time delay element, 26... Pitch prediction 1lIll value calculation unit, 27.
- Transmission path, 28 - Code sequence separation unit, 29... Parameter information decoding unit, 30... Partial interval setting information separation unit,
31... Residual signal code sequence separation unit, 32... Residual signal decoding unit, 33 - B, F unit, 34 - Apparatus bit, number adaptation unit, 35... Quantization width adaptation encoding unit, 36...prediction unit 11 decoding unit, 37...prediction filter based on proximity correlation, 38...bi. Prediction filter based on chi correlation, 39... Male 411 value calculation unit, 40... Proximity male measurement coefficient update unit, 41, 44
, 47...Adder, 42...Pole measurement value calculation unit, 43
. . . Proximity pole measurement coefficient update unit, 45 . . Pitch period time delay element, 46 . . Pitch prediction value calculation unit. Patent applicant: Nippon Telegraph and Telephone Public Corporation Representative: Tsune Hakumizu and one other person Figure 1, Door 2 Ward

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 入力信号を一定時間間隔で標本化し標本値を取出す手段
と、現在の標本値に対してその標本値に近接する複数の
過去の標本値およびその入力信号の基本周期だけ離れた
複数の標本値を用いて予測し現在の標本値との差分信号
を取出し予測量子化して予測量子化信号をとり出す予測
量子化手段と、過去の前記予測量子化信号を復号した復
号信号の平均振幅の時間的極在性を検出する手段と、こ
の検出された時間的極在性により前記予測量子化におけ
る量子化レベル数を現在の差分信号に適応的に割当てる
手段と、その割当てられたレベルの基本量子化幅を過去
の前記復号信号から逐次的に適応化する手段と、その割
当てられたレベルおよび適応化された量子化幅を用いて
前記差分信号を量子化するように前記予測量子化手段に
供給する手段と、前記予測量子化信号を符号化して伝送
路に送出する符号化手段とを具備する符号器。A means for sampling an input signal at regular time intervals and extracting sample values; and a means for extracting sample values from a current sample value, a plurality of past sample values close to the sample value, and a plurality of sample values separated by the fundamental period of the input signal. predictive quantization means for extracting a difference signal from the current sample value and predictively quantizing it to extract a predictive quantized signal; means for detecting locality; means for adaptively assigning the number of quantization levels in the predictive quantization to the current difference signal based on the detected temporal locality; and a basic quantization width of the assigned level. means for sequentially adapting the difference signal from the past decoded signal, and means for supplying the predictive quantization means to quantize the difference signal using the assigned level and the adapted quantization width. and an encoding means for encoding the predictive quantized signal and sending it to a transmission path.