JPS607271A - Synchronous television receiver - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To prevent mixing of a chrominance carrier signal and carrier sound signal by providing a vertical filter filtering an output video signal spectrum of an A-D converter and a D-A converter converting an output of the vertical filter in terms of digital to analog conversion and obtaining video signal to the receiver. CONSTITUTION:A television synchronizing signal or a color burst signal among outputs of the 1st signal amplifier 20 is separated to control a clock generator 28. An output of a clock generator 23 is a clock for digital signal processing. The television signal outputted from the 1st signal amplifier 20 is converted by the A-D converter 29 and added to a video signal filter 30 comprising digital filters. an adder 44 adds outputs of adders 42, 43 and a subtractor 45 subtracts outputs of the adders 42, 43. An output terminal 46 outputs a luminance signal TnY of a reception desired channel to a horizontal direction delay compensator 35 in figure and an output terminal 47 outputs a chrominance carrier signal Ync to a horizontal direction filter 34 respectively.

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 木発ｌ：！ｌ］Ｉ′、ｉテレビジ３Ｊ受像ｔノちおよび
Ｖ’ｒＲピプオチューナーに用いることができるテレビ
ジョン同期受信機に関するものである。[Detailed Description of the Invention] Industrial Application Fields:! This invention relates to a television synchronization receiver that can be used in I', i TV 3J image receiver, and V'rR pipe-o-tuner.

従来例の構成とその問題点 近年、テレじジョン受像機やＶＴＲビデオチューナーに
＃よ、可変容量タイオート“とインタフタを同調素子と
する、いわゆる電子チューナーか広く使われている。電
子チューナーｅよ、無接点であるので接点不良の問題が
ないこと、電子的に制御できるので遠隔制御等多機能化
に便利であることなどの利点を有している。しかし０１
′変谷量タイオードの特性がそろわないこと、同調にイ
ンタフタを必要とすることのために、設計通りの特性が
得られず、また製造の無調整化、自動化に困難を伴う。Conventional configurations and their problems In recent years, so-called electronic tuners have been widely used in television receivers and VTR video tuners, in which a variable capacitance tie-out and an interface are used as tuning elements.Electronic tuners It has the advantages of being non-contact, so there is no problem with contact failure, and because it can be controlled electronically, it is convenient for multi-functions such as remote control.However, 01
'Because the characteristics of the variable-valley diodes are not uniform and an interferer is required for tuning, the characteristics as designed cannot be obtained, and it is difficult to make adjustments and automate manufacturing.

そこで、本出願の発りＪ者ｅよ、０１に容量タイオード
とイ、７タクタによる同調回路を用いる受信機に代るも
のとして、既にコスタスループを応用したテレビ、；３
ン同期受信侵を発りＪしているっ以下図面を参照しなが
らこの従来のテレビジョン同期受（Ｓ機にろいて説ＩＪ
ＩＪする。第１図は従来のテレじジョン同期受信機の構
成を示す要部プ０ツク凶である。（１）は高周波入力部
、（２）は第１の同期検波器、（３）は第２の同期検波
器、（４）は第１の低域フィルタ、（５）Ｉ：ｊ：第２
の低域フィルタ、（６）は第１の信増幅＋１７７１器、
（７）け第２のイｎ号増幅器、（８）は位イＵ比較器、
（９）は第３の低域フィルタ、ＱＯは電圧加算器、（１
１）は電圧制ｎ１１１発振器、（２）は９０°移相器、
θ東は選局電圧発η−°装置、Ｑ４）は映像信号フィル
タである。Therefore, to the originator of this application, as an alternative to a receiver using a capacitive diode and a seven-tactor tuning circuit, a television to which the Costas loop has already been applied;
The following is an explanation of how the conventional television synchronization receiver (S machine is affected) with reference to the drawing below.
IJ. FIG. 1 is a block diagram of the main parts showing the configuration of a conventional television synchronized receiver. (1) is a high frequency input section, (2) is a first synchronous detector, (3) is a second synchronous detector, (4) is a first low-pass filter, (5) I:j: second
(6) is the first signal amplifier +1771 unit,
(7) 2nd N amplifier, (8) 2nd U comparator,
(9) is the third low-pass filter, QO is the voltage adder, (1
1) is a voltage controlled n111 oscillator, (2) is a 90° phase shifter,
θ East is a tuning voltage generator η−°, and Q4) is a video signal filter.

このように措１祝されたテレビジョン同期受信機につい
てそのＢＨＪ１作を以下に説明する。高周波入力部（］
）Ｋ入力された受信希望チャンネルの映像搬送波信りを
ｖ　４（ｔ）♂する。ｖｉ（ト）は残留側波帯変調され
ているから ｖ　１（ｃ）　＝　Ｒｅ　［［Ｉ（をン＋　ｊ（Ｘｔ）
Ｊ　ｅｘｐｊ　し＋＞ｉＮ−ψ＋）　１＝　Ｉｆｔ）　
ＣＯ５（（１Ｊ　ｉ　ｔ＋ψｉ　）−ＣＸｔ）　ｓ　１
ｎ（ａ＋　ｉ　ｔ＋ψｉ　）、−（ｉ’）ここでＲｃｌ
；ｔ、　（ｌ内の式の実数部を示す。Ｉ（ｔ）は搬送ｆ
ｙに対し同相成分の信号でこの中に映像４６７号−を含
む。Ｑ（ｔ、）は搬送波に対し直交成分の信号、ωｉは
映他搬送波の角周波数、９重は映像搬送波の位相である
。このｖ　１（ｔ）は高周波人力部（１）を経て第１の
周期検波器（２）の一方の端子に加えられる。Regarding the television synchronous receiver that was celebrated in this way, the first BHJ product will be explained below. High frequency input section (]
) K The video carrier wave signal of the desired reception channel is inputted as v4(t)♂. Since vi(g) is modulated with residual sideband, v 1(c) = Re [[I(+j(Xt)
J expj +>iN−ψ+) 1= Ift)
CO5((1J it+ψi)-CXt) s 1
n(a+i t+ψi ), -(i') where Rcl
;t, (denotes the real part of the expression in l. I(t) is the carrier f
This signal has an in-phase component with respect to y, and includes video No. 467. Q(t,) is a signal of a component orthogonal to the carrier wave, ωi is the angular frequency of the video carrier wave, and 9 times is the phase of the video carrier wave. This v 1 (t) is applied to one terminal of the first periodic detector (2) via the high frequency manual section (1).

電圧制御発振器（Ｊυの出力を ｖｐｔ）　＝　Ａｏ　ｃｏｓ　（ωｏ　ｔ　＋ψｏ　）
　−−（２）とし、ξれを電圧乗算器から成る第１の同
期検波器（２）の他方の端子に加えると、その出力ＶＩ
（ｔ）ｔ：ｊ：、Ｖ工（ｔ）　＝　ｖｉ（ｔ）・Ｖべｔ
）＝　慴（ｃｏｓ　［ωｉ十ωｏ］を十ψｉ十ψ。」＋
　ｃｏｓ　［（ω！−ωｏ）を十ψｉ−ψｏ］ｊＡｏＱ
ｔ）　。Voltage controlled oscillator (Jυ output vpt) = Ao cos (ωo t +ψo)
--(2), and when ξ is applied to the other terminal of the first synchronous detector (2) consisting of a voltage multiplier, its output VI
(t) t:j:, V(t) = vi(t)・Vbet
) = 慴(cos [ωi ten ωo] tenψi tenψ.”+
cos [(ω!-ωo) ten ψi-ψo]jAoQ
t).

一−］「−（ｓｘｎ　［（ωｉ＋ａ＋ｏ　Ｊ　ｔ＋ψｉ
＋９）ｏＪ＋ｓ　ｉｎ　［（ａ＋　１−（１）Ｏ）　ｔ
％　１−９）ｏ　］　Ｉ　・・曲（３）である。電圧制
御発振器出力が映像搬送波に同期すると、ω０＝ωｉで
あるから、 ７エ（【）：八ｏｆ（ｔ） ｍ−２−−（ＣＯＳ　（２ωｉｔ十ψｉ＋ψｏ　）＋ｃ
　ｏ　ｓ　（ｃｐ　ｉ　−ψｏ月ＡｏＱｌ）　。1-] "-(sxn [(ωi+a+o J t+ψi
+9) oJ+s in [(a+ 1-(1)O) t
% 1-9) o] I...Song (3). When the voltage controlled oscillator output is synchronized with the video carrier wave, ω0 = ωi, so 7e([):8of(t) m-2--(COS (2ωit + ψi + ψo) + c
o s (cp i −ψo month AoQl).

−２（ｓ　ｒ　ｎ　＜２ωｉ　ｔ＋ψｉ＋ψｏ　）＋ｓ
　ｉｎ　（ψ１−９）Ｏ）ＩＡＱＩ（Ｌ）　ＡｏＱｆｔ
）　。−2(s r n <2ωi t+ψi+ψo )+s
in (ψ1-9)O)IAQI(L) AoQft
).

Ｖ工α）　ＣＯ５９＋−一４−８１　ｎ９）　曲・・（
５）となる。ここでψはψｉ−ψ。で、映像搬送波と電
圧制両売振器出力との位相差である。もしψ−〇ならば
ｖ：１（ｔ）−八」県゛　・・・・・（６）となる。す
なわち映像搬送波に対し同相成分の信５Ｊｌ（［）が検
波出力として得られる。しかし直交成分は検波されない
。この検波出力ｐま低域フィルタ（４）およびイ目号増
幅器（６）を経て映像信号フィルタ（ｌ優に加えられる
。。V engineering α) CO59+-14-81 n9) Song...(
5). Here ψ is ψi−ψ. is the phase difference between the video carrier wave and the output of the voltage-controlled oscillator. If ψ-〇, then v:1(t)-8'' prefecture゛...(6). That is, an in-phase component signal 5Jl([) with respect to the video carrier wave is obtained as a detection output. However, orthogonal components are not detected. This detection output P is applied to a video signal filter (L) via a low-pass filter (4) and an A-number amplifier (6).

スーパーヘテ０タイン受信方式でテレじジョン信号を受
信したときは、その中間周波増幅器のナイ士ストスＤ−
づをもつ特性のだめに、総合的なベースバンド周波数特
性は平坦であるとみなせるが、同期受信方式で受信した
ときは第２図（ａ）のようになっている。すなわち低域
部の電圧利得は高域部の２倍となっている。そこで第１
図に示す従来例では映像信号フィルタｕｉの周波数特性
を第２ｍｌ　（ｂ）のようにしてこれを補正している。When a television signal is received using the super heterogeneous reception method, the intermediate frequency amplifier
Although the overall baseband frequency characteristic can be considered to be flat due to the characteristic that it has a characteristic of 100 degrees, it becomes as shown in Fig. 2 (a) when received using the synchronous reception method. That is, the voltage gain in the low frequency range is twice that in the high frequency range. Therefore, the first
In the conventional example shown in the figure, the frequency characteristic of the video signal filter ui is corrected as shown in 2ml(b).

これまでにその構成および動作を説明してきた従来のテ
レビジョン同期受信機では、同Ｊ９１搬送波＋Ｉｉ成方
式の一種である］スタスループ（Ｃｏｓｔａｓｌ（ｌｏ
ｐ）を応用しているので、到来テレビジョン信号が微弱
でも局部発振器出力をこの到来テレビジョン信号に容易
に同期させることができる。しかしながら、Ｅ記のよう
な構成においては、受信希望チャンネルの下側１香接チ
セシネルの搬送色信号、一部の輝度信号および搬送音声
信号か受信希望チャンネルのベースバンド映像信号に妨
害信号として混入するという問題点を有している。The conventional television synchronous receiver whose configuration and operation have been explained so far is a type of J91 carrier wave + Ii composition system.
p), the local oscillator output can be easily synchronized with the incoming television signal even if the incoming television signal is weak. However, in the configuration shown in E, the carrier color signal, some luminance signals, and the carrier audio signal of the lower one-channel signal of the desired reception channel are mixed as interference signals into the baseband video signal of the desired reception channel. There is a problem with this.

すなわち、第３図を用いて説明する次のような妨害信号
が混入する。搬送テレじジョン信号は第８図（ａ）に示
すような周波数関係にある信号から成り立っている。右
側に受信希望チＰンネル、左側に下側隣接チャンネルを
示す。受信希望チセンネルのテレビジョン信号は同期検
波器（２）で同期検波され、第８図（ｂ）に示すような
ベースバンド映像信号、搬送色信号および搬送音声４？
Ｊ号に変換され、下側隣接チセンネルのテレビジョン信
号は同じく同期検波器（２）で第３図（Ｃ）に示すよう
な隣接］般送映像信号、１々接搬送色信号および１々接
搬送音声信号に変換される。このうち第３図＜ｃ＞の斜
線で示しだ部分ｔよ、同期検波器（２）の出力か低域フ
ィルタ（４）を通過するときに除去される。この部分は
隣接搬送映像イ、（号のエネル千−の大部分を含む。し
かし、第８１％Ｉ（ｃ）のこれ以外の部分、すなわち主
りして隣接搬送色信号および隣接搬送音声信号が、第３
図（ｂ）のベースバンド映像信号に混入する。That is, the following interference signal, which will be explained using FIG. 3, is mixed. The carrier television signal is composed of signals having a frequency relationship as shown in FIG. 8(a). The desired reception channel is shown on the right, and the lower adjacent channel is shown on the left. The television signal of the desired channel is synchronously detected by the synchronous detector (2), and the baseband video signal, carrier color signal and carrier audio 4? as shown in FIG. 8(b) are generated.
Similarly, the synchronous detector (2) converts the television signal of the lower adjacent channel into the adjacent general video signal, single adjacent carrier color signal and single adjacent channel as shown in Figure 3(C). converted into a carrier audio signal. Of these, the shaded portion t in FIG. 3 <c> is removed when the output of the synchronous detector (2) passes through the low-pass filter (4). This part contains a large part of the energy of the adjacent carrier image A, (No. , 3rd
It is mixed into the baseband video signal shown in Figure (b).

発明の目的 末完りＪの目的は、下側隣接チセンネルの搬送急信り°
、残留輝度信号および搬送音声信号の、受信希望チャン
ネルのベースバンド映像信号への混入を著しく減少させ
るテレビジョン同期受信機を提供することにある。The purpose of the invention is to quickly transport the lower adjacent chisennel.
An object of the present invention is to provide a television synchronization receiver that significantly reduces the mixing of a residual luminance signal and a carrier audio signal into a baseband video signal of a desired channel.

発１月のｆ１ケ成 本発明のテレビジョン同期受信機は、電圧制御発振器と
、この電圧制御発振器の出力を９０°移相させる９０″
移相器と、上記電圧制御発振器の出力とＬ記９０°移４
１１器の出力とをそれぞれ同期搬送波として映イ９１１
送波信号の同相および直交成分を同期検波する第１およ
び第２の同期検波器と、この第１および第２の同期検波
器の出力を低ｊ＄、濾波する第１および第２の低域フィ
ルタと、この第１と第２の低域フィルタの出力からＬ記
映作撤送波信号と上記電圧制御発振器の出力の位１目差
を検出する位相検出器と、この位相検出器の出力をヒ記
電圧ｊｋ制御発振器へ帰還する手段と、に記第１の低域
フィルタの出力に古まれるベースバンド映像信号をアＪ
゛０グ・ディジタル変換するＡ−Ｄ変換器と、とのＡ−
Ｄ変換器の出力中の映像信号スペクトルを雄接する垂直
方向フィルタと、この垂直方向フィルタの出力をディジ
タル・アナ０ジ変換して映像信号を得るＤ−Ａ変換器と
によってＳ成したものであり、これにより、受信＃望チ
レンネルのベースバンド映像信号スペクトルおよび搬送
色信号スペクトルを、Ｆ側隣接チャンネルの搬送色信号
スペクトルおよび残留映像信号スペクトルから分離して
選択し、併せてＦ側隣接チセンネルの搬送音声イ日号の
混入を減少させることがｉＪ′能となる。The television synchronous receiver of the present invention includes a voltage controlled oscillator and a 90° phase shifter that shifts the output of the voltage controlled oscillator by 90 degrees.
The phase shifter, the output of the voltage controlled oscillator, and the L 90° shift 4
The output of the 11 devices is projected as a synchronous carrier wave.911
first and second synchronous detectors that synchronously detect the in-phase and quadrature components of the transmitted signal; first and second low-frequency detectors that filter the outputs of the first and second synchronous detectors; a phase detector for detecting a one-order difference between the output of the voltage controlled oscillator and the output of the voltage controlled oscillator from the outputs of the first and second low-pass filters; and the output of the phase detector. means for feeding back the voltage to the voltage-controlled oscillator described in 1;
An A-D converter that performs 0g digital conversion, and an A-
This is an S-format system consisting of a vertical filter that connects the video signal spectrum output from the D converter, and a D-A converter that converts the output of the vertical filter into a digital/analog converter to obtain the video signal. As a result, the baseband video signal spectrum and carrier color signal spectrum of the received #desired channel are selected separately from the carrier color signal spectrum and residual video signal spectrum of the F-side adjacent channel, and the carrier color signal spectrum of the F-side adjacent channel is also selected. The iJ' function is to reduce the contamination of the phonetic Japanese name.

実施例の説明 以下本発明の一実施例について口面を参照しながら説１
ＪＩＪする。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, explanation 1 will be given with reference to an embodiment of the present invention.
JIJ.

第４凶は本発明の一実施例におけるテレビジョン回ＪＶ
Ｉ受信機の要ｉｆ−づ０ツク図である。第４図において
、（ＩＦ？？ｉ高周波入力ＭＢ　、Ｍは第１の同期検波
器、（１θ＋ｉｇａｓ　２の同Ｊ９ｉ検波器、０呻ｅま
第１の低域フィルタ、（ｌｊｌＶは第２の低域フィルタ
、ψ車は第１の信号増幅器、■υｅよ第２の信号増幅器
、（イ）は位相検出器１、に）は第３の低域フィルタ、
（財））′ｉ電圧加算器、（ハ）は電圧１１ｒｌ崗１４
１発振器、（ホ）は９０°移相器、に）は選局電圧発生
装置であり、これらはそれぞれ第１図の同じ名称の古プ
０ツクに対応し、これらから成る部分の１１ｆＪノ作も
既に従来例について脱（ト）したのと同様である。に）
Ｑまり０ツク発生器、（ホ）はＡ−１）変換器、り争は
映像信号フィルタ、ＧＩυは垂直方向フィルタ制御器、
Ｇｌｌ　ｔまフィルタ制御遅延補償器、（２）は垂直方
向フィルタ、６■ま水平方間フィルタ、に）ｔま水平方
向遅延補償器、ＣＩをよ第ｌのＤ−Ａ変換器、（ト）ｔ
よ第２のＤ−Ａ変換Ｈ）べ　（８８Ａ）は搬送色信づＣ
）出力端子、（８８Ｂ）は＃ｌ（度イ＝号（％ｔ）出力
端子である。The fourth problem is television episode JV in an embodiment of the present invention.
FIG. 1 is an essential if-factor diagram of an I-receiver. In FIG. 4, (IF??i high frequency input MB, M is the first synchronous detector, (1θ+igas 2 same J9i detector, 0 is the first low-pass filter, (ljlV is the second low-pass filter, ψ is the first signal amplifier, υe is the second signal amplifier, (A) is the phase detector 1, (A) is the third low-pass filter,
(Foundation))′i voltage adder, (c) voltage 11rlg 14
1 is an oscillator, (e) is a 90° phase shifter, and (b) is a channel selection voltage generator. This is the same as what has already been done for the conventional example. )
Q mari 0tsuku generator, (e) is A-1) converter, content is video signal filter, GIυ is vertical filter controller,
Gll t filter control delay compensator, (2) vertical filter, 6 horizontal filter, t horizontal delay compensator, CI 1st D-A converter, (g) t
The second D-A conversion H) (88A) is the conveyance color C
) output terminal, (88B) is the #l (degree i=sign (%t)) output terminal.

このように構成びれた木英施例のテレじジョン同均ｊ党
信機について以［その動作を説明する。このテしビジョ
ン同期受４Ｎ機ではテレビジョン信号のディジタル信号
処理を行う。第１の信号増幅器−の出力のうち、テレビ
ジョン同期イｎ号またはカラーバースト信号は分離され
てり０ツク発生器に）を制御する。このり０ツク発生器
（ホ）の出方はディジタル信号処理のためのり０ツクで
ある。第１の信号増幅器（イ）から出方されたテレビジ
ョン信号ｅよ、Ａ、−Ｄ変換器い）でディジタル信号に
変換され、ディジタルフィルタで構成された映像信号フ
ィルタ四に加えられる。映像信号フィルタ（至）の周波
数特性をよ、既に従来例について示した第２図（ｂ）の
特性と同じである。The operation of the television broadcasting machine of this type, which is constructed in this way, will be explained below. This 4N television synchronous receiver performs digital signal processing of television signals. Of the outputs of the first signal amplifier, the television synchronization signal or color burst signal is separated and controlled by a zero clock generator. The output of the 0x generator (E) is a 0x for digital signal processing. The television signal e outputted from the first signal amplifier (a) is converted into a digital signal by an A, -D converter (a), and is applied to a video signal filter 4 composed of a digital filter. The frequency characteristics of the video signal filter (to) are the same as those shown in FIG. 2(b) already shown for the conventional example.

テレビジョン信号の水平周波数をμ、垂直周波数をνす
る２次元周波数を考える。そして水平および垂直方向の
単位遅延演算子を複素数ｚ−１およびＷ−１で表す。す
なわち ｚ　１＝　、　ｊ２ｙｔｐξｏ−−−−−−ａｌ）Ｖｖ
ｌ−１：ｅ−ｊ２πνηｏ９１１．１．す秒とする。こ
こでξ０およびη０は水平および垂直方向の標本化周期
である。Consider a two-dimensional frequency where the horizontal frequency of a television signal is μ and the vertical frequency is ν. Then, unit delay operators in the horizontal and vertical directions are represented by complex numbers z-1 and W-1. That is, z 1= , j2ytpξo---al)Vv
l-1:e-j2πνηo911.1. seconds. Here ξ0 and η0 are the horizontal and vertical sampling periods.

垂直方向フィルターの所望の周波数応答Ｆｄｖ（ν）Ｆ
ｄｖ（ｖ）　＝　Σ　ｆ（Ｑｎ）　ｅ　Ｊ”””’　・
＝−０：！ｎ二〇〇 と表す。ここでｆ　ｄ、、ｆｎ）は対応するインパレス
応答である。すなわち ここで、ｌ／Ｑは標本化周波数で、ν。ニーである。The desired frequency response of the vertical filter Fdv(ν)F
dv(v) = Σ f(Qn) e J"""' ・
=-0:! It is expressed as n200. Here f d,,fn) is the corresponding impulse response. That is, here, l/Q is the sampling frequency and ν. knee.

η０ いま、所望の周波数応答Ｆｄｖ（ｖ）が第５図に示すよ
うなＪ！Ｉ！想低域フィルタであるとする。すなわち−
νＱ／２〈νくν。／２で、 Ｆｄｖ（ｂ）Ｉよ周期的であるから、式（ｌむますべて
のＶに対して周波＃、心答を定める。インパルス応答’
ｄｙ　（ｎ）け式ｔｌｌと弐〇〇から ｆ　ｄ、（ｎ）は無限区間数列であるから、これを有限
長の因果性インパルス応答にするために、ｎを適当なと
ころで打ち切る。すなわち垂直方向フィルタｏ：１・−
ゝ１“Ｊツバ７ｌ−ｔＱ　ｌ”＋　１、ｉｌｌヒＴ：、
とする。一般に、ｆ〆ｎ）を所望のインパルス応答ｆｄ
ｕｎ）、！：有限幅の窓〆ｎ）との槙として表すことが
できる。すなわち、ｆ　ｖ（ｎ）は有限数列であり、ｆ
　ｙ（ｎ）　＝　ｆａ、（ｎｕｎ）　−−曲（１１９と
して表せる。式ｕ７）の例では次のようになる。η0 Now, the desired frequency response Fdv(v) is J! as shown in FIG. I! Assume that it is a hypothetical low-pass filter. That is -
νQ/2〈νkuν. /2, and since it is periodic as Fdv(b)I, the formula (I determine the frequency # and the impulse response for all V. Impulse response'
dy (n) expression tll and 200 to f d, (n) is an infinite interval sequence, so to make it a causal impulse response of finite length, n is truncated at an appropriate point. That is, vertical filter o: 1・−
ゝ1 "J Tsuba 7l-tQ l" + 1, illhi T:,
shall be. In general, f〆n) is the desired impulse response fd
un),! : Can be expressed as a window with a finite width (n). That is, f v(n) is a finite number sequence, and f
y(n) = fa, (nun) -- In the example of the song (which can be expressed as 119, formula u7), it is as follows.

式ｆＪＩは方形窓を示すが、窓ｇ（ｎ）としてはこれ以
外の窓、例えばハミング窓等を用いてもよい。Although the formula fJI indicates a rectangular window, other windows such as a Hamming window may be used as the window g(n).

なお・所望の周波数応答Ｆｄｖ（ν）として式ｏＦｊで
は理想低域フィルタを用いたが、インパルス応答ｆｖ　
（ｎ）が次式で示される周波数応答Ｆ　ｖ（ｖ）を用い
ることも考えられる。すなわち ＝　５ｉｎ（ｘｂｌ（＋Ｎ）ｅ、πνη。（”　ｌ　）
　、、、、、、＋２ｇ５ｉｎ（πＶη０） 式リリにおいてＮ＝２とおいたときのＦ１６／）　Ｖま
カラーテレビジョン信号の輝度信号と色信号の分所（Ｙ
Ｃ分ｊη）に用いられる２水平周期（２Ｈ）型くし型フ
ィルタにほかならないっ またＦｄｖ（シー−）を第６図に示すように第５図の周
波数ト厚をＶ。／２だけ移！１のしたものとする。すな
とする。このときインパルス応答ｆ　ｄ　ｖ（ｎｌ　＋
は式シυかｇｉｎ（２πｖｃηｏｎ−ｎｙｒ） −ｎπ ５ｉｎ（２“Ｖｃｙｉ（、ｎ）　、ｎば０または偶数ｎ
π ””５ｉｎ（２“Ｃη・ｎ）、。は苛政・・・・・・（
ハ） ｎπ さなる。Note: Although an ideal low-pass filter is used in formula oFj as the desired frequency response Fdv(ν), the impulse response fv
It is also possible to use the frequency response F v (v) where (n) is expressed by the following equation. i.e. = 5in(xbl(+N)e, πνη.(”l)
,,,,,,+2g5in(πVη0) F16/) when N=2 in equation Lili
It is nothing but a 2-horizontal period (2H) type comb-shaped filter used for the C minute jη), and Fdv is shown in FIG. / Move only 2! 1. Let's sit down. At this time, the impulse response f d v (nl +
is the expression υ or gin(2πvcηon-nyr) -nπ 5in(2"Vcyi(,n), if n is 0 or even number n
π ””5in (2 “Cη・n),. is a harsh government...(
c) nπ sa naru.

以トのようにしてめられた有限数列ｆ　ｙ（ｎ）をタッ
プ利得として、第７図に示すようなトランスバーサル・
フィルタを構成する。端子に）には第４区ｊの映像信号
フィルタ…の出力冷が入力として加えられる。（４０−
１）、（４０−２）、・・・・・・（４０−Ｎ）は■１
１（１水平周ＩＶＩ　）遅延素子、（４１−０）　、　
（４１−１）−−−Ｃ４１−Ｎ）／：ｉ：　ｆｄｎ）の
利Ｍを封する乗算器、四ぐ場および（財）は加算器、（
ト）は減算器であろうここで、乗算器（４１−０）、（
４１−２）、・・・・・・（４１−Ｎ）は端子（２）お
よびＩｔｌ遅延素子（４０−１）　。Using the finite number sequence f y (n) obtained as described above as the tap gain, we obtain a transversal signal as shown in Fig. 7.
Configure filters. The output cooling of the video signal filter of the fourth section j is added to the terminal ) as an input. (40-
1), (40-2), ...... (40-N) is ■1
1 (1 horizontal cycle IVI) delay element, (41-0),
(41-1)---C41-N)/:i:fdn) is a multiplier that seals the profit M of
Here, the multiplier (41-0), (
41-2), ... (41-N) are the terminal (2) and the Itl delay element (40-1).

（４０−２）、・・・・・・（４０−Ｎ）の田方喘に接
ｆ６でさノｔ１加Ｗ−器０陸はタップ（４１−０）、（
４１−２）、（４１−４）、・・・・・・（４１−Ｎ）
の出力を加算し、加算１Ｍ囮は乗算器（４１−１）　、
　（４１−８）　、・・・・・・（４１−（Ｎ−１））
の出力を加算し、加罪器輔４）Ｉｉ加加温器０埠１３の
出力を加算し、減算器時は加′＃器（６）と−の出力を
減算する。出力端子１（９は第４図の水平方向遅延補償
器１９へ、出力端子０ηは水平方向フィルタ（Ｈｌへ、
それぞれ受信希望チャンネルの輝度信号ｙｎＹおよび搬
送色信号ｙｎｃを出力する。(40-2),...(40-N)'s Tanaka Tagata touched f6 and tapped (41-0), (
41-2), (41-4), ...... (41-N)
Add the outputs of , and the addition 1M decoy is a multiplier (41-1),
(41-8) ,...(41-(N-1))
Add the outputs of the adder 4)Ii warmer 13, and subtract the outputs of the adder (6) and - when using the subtracter. Output terminal 1 (9 goes to the horizontal delay compensator 19 in FIG. 4, output terminal 0η goes to the horizontal filter (Hl,
A luminance signal ynY and a carrier color signal ync of the desired reception channel are respectively output.

水平方向フィルタ曽の周波数応答Ｆ硬）ｔま、第８＋ｘ
ｌ　Ｏ））のように受信希望チャンネルの色副撤送波周
波政１５８ＭＩＩｚを中心として±０５Δ１ＩＩｚの通
過帯域を持つ。Frequency response of horizontal filter (F hard) t, 8th +x
It has a passband of ±05Δ1IIz centered on the color sub-removal wave frequency 158MIIz of the channel desired to receive.

仁の水平方向フィルタ０◆によって、垂直方向フィルタ
６１からの搬送色信号ｙ１１ｃは帯域制限される。The carrier color signal y11c from the vertical filter 61 is band-limited by the horizontal filter 0◆.

一方、乗１百方向フィルタｃ９から出力される輝度信号
ｙｎＹ（第８図（ａ））は、水平方向遅延補償器（７）
で水平方向フィルタ■で生じた遅延分だけ補償される０
搬送色信号Ｙｎ（は第１のＤ−Ａ変換器００で、輝度信
号ｙｎＹＩま第２のＤ−Ａ変換器（ロ）でそれぞれデジ
タル・アナＯ１）変換されて、端子（８８Ａ）および端
子（３８Ｂ）からアナ０ジ信号（Ｃ）および（１）とし
て出力される。On the other hand, the luminance signal ynY (FIG. 8(a)) output from the 100-power filter c9 is transmitted to the horizontal delay compensator (7).
0, which is compensated for by the delay caused by the horizontal filter ■.
The carrier color signal Yn (is converted into a digital analog O1 by the first DA converter 00, and the luminance signal ynYI is converted into a digital analog O1 by the second DA converter (b), respectively), and the terminal (88A) and the terminal ( 38B) as analog 0 signals (C) and (1).

第９図に下側隣接チャンネルの搬送色信号および残留輝
度ａ号のスペクトルと受信希望チャンネルの輝度信号お
よび搬送色信り′のスペクトルとの周波数関係を示す。FIG. 9 shows the frequency relationship between the spectrum of the carrier color signal and residual luminance a of the lower adjacent channel and the spectrum of the luminance signal and carrier color signal of the channel to be received.

下側隣接チャンネルの映像（ｉｊ号搬送波は６ＭＨｚ（
ＮＴＳＣ方式による。以下ＮＴＳＣ方式により説明する
。）であるが、受信希望チャンネルの水平走査周波政輸
（４品■（２÷２８６）の２分の１の周波数の整数倍で
６ＭＩ（ｚＫ最も近い値を有しているのは、 Ｌ！ＬＸ　７６３　＝　６．００２６２（ＭＨｚ）であ
る。これはＦ側隣接チセンネルの映像信号搬送波の周波
数に最も近い受信希望チャンネルの搬送色信号のスペク
トルの周波数である。これら°の周波数の差は２．６２
Ｉ財２となる。したがって「両隣接チセンネルの輝度１
８号スペクトルと受信希望チ１フンネルの搬送色信号の
スペクトルとの周波数差は２．６２ＫＨｚである。まだ
Ｆ側隣接チセンネルの搬送色（ｔＶすのスペクトルは下
側外接チ１２ンネルの輝度信号のスペクトルに対し、ま
た受信希望チャンネルの輝度信号のスペクトルは受信＃
室すｐ　ｙネルの搬送色信号のスペクトルに対し、共に
ｆＨ／２の周波数ｉ３．を持つから、下側隣接チＶンネ
ルの搬送色イ、１号のスペクトルは受１１４希望チャン
ネルの輝度信号のスペクトルに対し２，６２１（Ｉｌｚ
の周波数差を持つ。Video of the lower adjacent channel (Ij carrier wave is 6MHz (
Based on NTSC system. The NTSC system will be explained below. ), but the horizontal scanning frequency of the desired reception channel is 6MI (zK), which is an integer multiple of the frequency of 1/2 of (2÷286).The one with the closest value is L! LX 763 = 6.00262 (MHz). This is the frequency of the spectrum of the carrier color signal of the desired reception channel that is closest to the frequency of the video signal carrier of the adjacent channel on the F side. The difference between these frequencies is 2.00262 (MHz). 62
It becomes I Goods 2. Therefore, ``the brightness of both adjacent chisennels is 1
The frequency difference between the No. 8 spectrum and the spectrum of the carrier color signal of the desired reception channel is 2.62 KHz. The spectrum of the carrier color (tV) of the adjacent channel on the F side is the spectrum of the luminance signal of the lower circumscribed channel 12, and the spectrum of the luminance signal of the channel desired to receive is
For the spectrum of the carrier color signal of the chamber p y channel, the frequencies i3 . Therefore, the spectrum of carrier color A, No. 1 of the lower adjacent channel V channel is 2,621 (Ilz
has a frequency difference of

第９凶はまた、各信号のスペクトルかｃ〜り毎にある周
波数幅をもっていることを示している。The ninth digit also indicates that the spectrum of each signal has a certain frequency width for every c.

実際にｔ」：フレーム周波数間隔のスペクトルが、ｆＨ
毎にピークを有する燵造となっている。もし垂ｌＩゴ方
回値号のレベルの変化が急激であればこの周波数幅は拡
大し、変化が緩慢であればこの周波数幅は縮小する。そ
こで垂直方向フィルタ４（ａのｊＭ過帯域幅ν。を可変
にしておいて、受信テしじジョン信り゛の走査線間のレ
ベル変化が緩慢なさきにはｌ’ｃヲ狭くシ、急激な場合
にはｐｃを広くする。こうすることによって受信希望チ
ャンネルのテレビジョン信づの劣化を防ぎなから、下側
隣接チャンネルの僅送色（Ｆｉ号スペクトルおよび一部
が残留ｌ−でいる１１’Ｊ’像ｈ３″−Ｊ″スペクトル
各スペクトルの大部分を除去できる。同時にＦ側隣接チ
１アンネルの撮・送音声イ１（号のスペクトルの大部分
を除去する。搬送音声信りは周波を叢潤されているから
、そのスペクトルはある帯域内に広かつているからであ
る。Actually t': The spectrum of the frame frequency interval is fH
It is a tatsuzukuri style with a peak at each stage. If the level of the vertical frequency signal changes rapidly, this frequency width will expand, and if the change is slow, this frequency width will decrease. Therefore, by making the jM overbandwidth ν of the vertical filter 4 (a) variable, when the level change between scanning lines of the received image signal is slow, l'c becomes narrower and becomes sharper. In this case, increase the PC.By doing this, you can prevent the deterioration of the television signal of the desired channel. 'J' image h3''-J'' spectrum Most of each spectrum can be removed. At the same time, most of the spectrum of the captured and transmitted sound A1 (signal) of the adjacent channel 1 on the F side is removed. The carrier sound signal is This is because the spectrum is wide within a certain band.

垂直方向フィルタ曽の通過帯域幅ν。をＯｆ変にするた
めに、垂直方向フィルタに）を適応型垂直、方向フィル
タとする。この逸応型垂１自方向フィルタは、ｆ％Ａ＋
〕）を可変とすることにより得られる。このｆ　ｖ（ｎ
）の値を垂直方向フィルタに）に与えてこれを制御する
ために垂直方向フィルタ制御器０１）が設けられている
。The passband width ν of the vertical filter Z. ,In order to make ,O,variable, ,into a vertical ,direction filter), ,become an adaptive vertical ,direction filter. This adaptive vertical 1 self-direction filter has f%A+
]) can be obtained by making variable. This f v(n
A vertical filter controller 01) is provided to provide and control the value of ) to the vertical filter.

第１０図は、垂直方向フィルタ制御器Ｇ３］）に用いら
れるフィルタの構成図、第１１図はその周波数応答を示
す図である。このフィルタｅよ受信希望チャンネルの信
号スペクトルのみを分離して選択するためのものである
。端子費には第４図の映像信号フィルタ（至）の出力か
加えられる。垂直方向フィルタ―０の通過帯域幅は曲に
めた周波数差２．６２ＫＨ２よりも狭くとっである。こ
の垂直方向フィルタ０りの出力は水平方向帯域フィルタ
い）に加えられる。水平方向帯域フィルターの通過帯域
は１．４ＭＨｚから４５ＭＨ２Ｋとっである。この下限
ＩＡＭＰ（ｚは、Ｆ側隣接チャンネルの音声搬送波の同
期検波器ＯＱによって変換された周波数１ｊ５Ａ［（ｚ
から、音声搬送波の周波数ｇ、調による側帯波の帯域幅
の２分の１である０ユ■（ｚを差し、引いた値である。FIG. 10 is a block diagram of a filter used in the vertical filter controller G3], and FIG. 11 is a diagram showing its frequency response. This filter e is for separating and selecting only the signal spectrum of the channel desired to be received. The output of the video signal filter (to) shown in FIG. 4 is added to the terminal cost. The passband width of vertical filter-0 is narrower than the curved frequency difference 2.62KH2. The output of this vertical filter is applied to a horizontal bandpass filter. The passband of the horizontal bandpass filter is from 1.4MHz to 45MH2K. This lower limit IAMP(z is the frequency 1j5A[(z
It is the value obtained by subtracting the frequency g of the voice carrier wave from 0 u (z), which is one-half of the bandwidth of the sideband wave depending on the key.

垂直方向フィルタ０呻と水平方向フィルターを縦続しだ
場合の周波数応答を第１１図（ａ）に示し°Ｃある。端
子（ハ）に加えられた信号ｅよまた、垂直方向遅延補償
器−を経て水平方向低域フィルタ６カに加えられる。水
平方向低域フィルタφカの周波数応答は第１１図（ｂ）
に示しである。FIG. 11(a) shows the frequency response when a vertical filter of 0°C and a horizontal filter are connected in series. The signal e applied to the terminal (c) is also applied to six horizontal low-pass filters via a vertical delay compensator. The frequency response of the horizontal low-pass filter φ is shown in Figure 11(b).
This is shown below.

水平方向フィルターの出力と水平方向低域フィルタ６埠
の出力は加算器−で加算され、端子レベル検出器（財）
を通して曽に出力さ！Ｌる。結局第１０図で示されるフ
ィルタの構成ｉＩｉ第１１図（Ｃ）のような周波数応答
をもつことになる。なお垂［ｑ方向フィルタ０！）およ
び垂直方向遅延補償器のっで要するＩ　ＨＭ延素子ｆｌ
は第７図で示した（４０−１）、（４０−２）、・・・
・・・（４０−Ｎ）と共用することができる。The output of the horizontal filter and the output of the horizontal low-pass filter 6 are added by an adder, and then a terminal level detector is added.
Output to Zeng through! L. In the end, the filter configuration ii shown in FIG. 10 has a frequency response as shown in FIG. 11(C). Note that [q-direction filter 0! ) and the vertical delay compensator requires an I HM extended element fl.
are (40-1), (40-2), etc. shown in Figure 7.
...(40-N).

このようにして得られた受信希望チャンネルの信号のス
ペクトルから画像の走査線間のレベル差を垂直方向フィ
ルタ制御器Ｉ３］）中のレベル検出器（ロ）で検出する
。その検出器出力を垂直方向フィルタ制御器りりの出力
とし、この出力で垂直方向フィルタ端のタップ利得ｆｙ
（ｎ）を定める。The level difference between the scanning lines of the image is detected by the level detector (b) in the vertical filter controller I3] from the spectrum of the signal of the channel desired to be received thus obtained. The output of the detector is used as the output of the vertical filter controller, and this output is used as the tap gain fy at the end of the vertical filter.
(n).

このように本実施例によれば、テレビジヨシ信号を同期
検波して得た受信希望チ１７′Ｊネルの信号を垂１］１
方向フィルタ峙で離接するようにしたことにより、下側
隣接チャンネルの信Ｊｉ３’　Ｋよる妨害の除去を実現
している。さらに垂直方向フィルタ（至）を適応型フィ
ルタとすることにより、垂直方向フィルタζ）：ｐによ
る受信希望チャンネルの信号の品質の劣化を防出してい
る。As described above, according to the present embodiment, the signal of the desired reception channel 17'J obtained by synchronously detecting the television signal is
By making the directional filters approach and separate from each other, the interference caused by the signal Ji3'K of the lower adjacent channel can be removed. Furthermore, by using an adaptive filter as the vertical filter (to), it is possible to prevent the quality of the signal of the desired reception channel from deteriorating due to the vertical filter ζ):p.

発明の効果 以Ｅの説［１りからり１らかなように、本発明は、］ス
タスルーブを応用してテレビジョン信号を同期検波する
同期検波器と、同期検波器の出方を低域濾波する低域フ
ィルタと、この低域フィルタの出力に合捷れるベースバ
ンド映像信号をアナログ・ディジタル変換するＡ−Ｄ変
換器と、このＡ、−７０変換器の出力映像信号スペクト
ルを離接する垂直方向フィルタと、この垂直方向フィル
タの出力をディジタル・アナログ変換して映像借りを得
る１）−Ａ変換器とによって構成しているので、テレビ
ジョン放送波が下側隣接チャンネルを有しているにもか
かわらず、同期検波器において発生する下側隣接チセン
ネルの変換された輝度信号、搬送色信号および（般送音
声信号の混入を防止することができるという効果が得ら
れる。Effects of the Invention E Theory [1] The present invention is based on a synchronous detector that synchronously detects a television signal by applying a star slube, and a low-pass filter for the output of the synchronous detector. an A-D converter that converts the baseband video signal combined with the output of the low-pass filter into an analog-to-digital signal; and a vertical direction that separates and separates the output video signal spectrum of the Since it consists of a filter and a 1)-A converter that converts the output of this vertical filter into digital/analog to obtain video data, even if the television broadcast wave has a lower adjacent channel, Regardless, the effect of preventing the converted luminance signal of the lower adjacent channel, the carrier color signal, and the general audio signal generated in the synchronous detector from being mixed in can be obtained.

さらに、ト記乗直方向フィルタを適に３型垂直フイルタ
とし、これを垂直方向フィルタ制御器によって制御する
ように構成することにより、垂直方向フィルタによる受
４Ｑ希望チセンネルの信号の品質を劣化させることなく
、下側隣接チセンネルの変換された各信号を分離し除去
できるという効果が得られる。Furthermore, by appropriately using a 3-type vertical filter as the rectangular filter and configuring it to be controlled by a vertical filter controller, it is possible to reduce the quality of the received 4Q desired channel signal by the vertical filter. However, the effect is that each converted signal of the lower adjacent channel can be separated and removed.

さらに、適応型垂直方向フィルタを、信号入力端子と偶
数番目の１水平周期遅延素子の各タップの出力を荷重和
する第１の加算器と、奇数番目の１水平周期遅延素子の
各タップの出力を荷重和する第２の加算器とを備え、に
記第１の加算器の出力とＦ、記第２の加算器の出力とを
更に加算する第３の加算器から輝度信号を得、上記第１
の加算器の出力から１記第２の加算器の出力を減算する
減算器から搬送色信号を得るようにしたトランスバーサ
ル・フィルタで構成する仁とによ□す、テレじジョン信
号のように周波数インターし−ス方式によって映像値り
と搬送色信号が帯域共有している場合であっても、適応
型垂直方向フィルタで、受信＃望チＰンネルのベースバ
ンド映像信号を下側隣接チ１７ンネルの変換信号から分
離して選択することができるという効果が得られる。Furthermore, the adaptive vertical filter is connected to a first adder that performs a weighted summation of the signal input terminal and the output of each tap of the even-numbered one-horizontal period delay element, and an output of each tap of the odd-numbered one-horizontal period delay element. and a second adder that performs a weighted sum of 1st
The output of the second adder is subtracted from the output of the second adder, and the carrier color signal is obtained from the subtracter. Even if the video value and the carrier color signal share a band due to the frequency interlacing method, the adaptive vertical filter converts the baseband video signal of the received #desired channel P to the lower adjacent channel 17. This has the effect that it can be selected separately from the converted signal of the channel.

さらに、Ｌ記トランスバーサル・フィルタの１水平周期
遅延素子の各タップにおける荷重を等しくすることによ
り、通過帯域の周波数特性は理想フィルタの特性にはな
らないが、フィルタの構成として簡単になるという効果
が得られる。Furthermore, by making the loads on each tap of the 1-horizontal period delay element of the L transversal filter equal, the frequency characteristics of the passband will not become the characteristics of an ideal filter, but the filter structure will be simplified. can get.

さらに、垂１■方向フィルタ制御器を、チｔ’ｙネル聞
隔周波数から音声中間周波数を減じた周波数を通過帯域
とする水平方向低域フィルタと、下側隣接チセンネルの
搬送色信号スペクトルを除去することができるように通
過帯域を充分狭くした垂直方向フィルタと、この垂直方
向フィルタの出方をＬ記チセンネル間隔周波数から音声
中間周波数を減じた周波数を下限きし音声中間周波数を
上１具として帯域通過させる水平方向フィルタと、この
水・１乙方回帯域フィルタの出力とヒ記垂直方向フィル
タの出力を重畳する手段と、この重畳する手段ＬＬ記水
平方向低域フィルタの出力とを加算する手段と、この加
算する手段の出力レベルの走査線間での差を検出するレ
ベル検出器によって構成することにより、下１１１１Ｊ
　ＩＭ接チセンネルの変換信号の影響を受けることなく
、受信＃望チャンネルの走査線間レベル差を検出するこ
とができるという効果か？ｉ上られる。Furthermore, the vertical direction filter controller is replaced with a horizontal low-pass filter whose passband is a frequency obtained by subtracting the audio intermediate frequency from the channel interval frequency, and a carrier color signal spectrum of the lower adjacent channel is removed. A vertical filter with a sufficiently narrow passband so that the output of this vertical filter can be used is as follows: A horizontal filter for bandpassing, a means for superimposing the output of the water band filter with the output of the vertical filter, and a means for adding the output of the horizontal low-pass filter. By comprising a level detector that detects the difference in the output level of the adding means between the scanning lines, the lower 1111J
Is it an effect that the level difference between the scanning lines of the received/desired channel can be detected without being affected by the conversion signal of the IM contact channel? I can go up.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来のテレビジョン同期受信機の要部ブロック
図、第２１ＢＩ　（ａ）は映像信号のベースバンドｌｒ
’ｉｌ波攻特性図、第２図（ｂ）は映像信号フィルタの
周波数特性、第ａＪ（ａ）はテレビジョン借りの受信希
イイチセンネル吉下側隣接チ１２ンネルの周波数関係を
示す図、４５３図（ｂ）　＆ま受ｌｉｔ　４望チ’ｌ’
　：／　ネＪＬ／　ノｌ！ｉ　）Ｉｌ数変侯関保を示す
図、第３図（ｃ）は下側１１１接デセンネルの周波数変
換関係を示す図、ζ４’ｙ　４　Ｉｇｌ　＆よ本発明の
一実施例の要部ブロック図、第５凶Ｃ・ま理想低１戊フ
ィルタの周波数応答図示す図、第６図は理想低域フィル
タの周波数応答をνｏ／’またけ周波数移動した周波数
応答を示す図、第７図はトランスバーサル・フィルタの
構成図、第８凶（ａ）　？、ｊ：垂直方垂直方形フィル
タ放心／８を示す図、第８凶（ｂ）は水平方向フィルタ
の周波数応答を示す図、第９図は下側隣接チＰシネルの
搬送色信号および残留輝度信号のスペクトルと受信希望
チセンネルの輝度信号および搬送色信号のスペクトルと
の周波数関係を示す図、第１ＯＬ−Ｊは垂直方向フィル
タｎ１ｌＪ御器に用いられるフ・ｒルタの構成図、第１
１図（ａ＞　Ｉ′ｉ垂直方向フィルタ制７ｉ＋１１器に
用いられるフィルタ中の垂直方向フィルタと水平方向フ
ィルタを縦続接続した場合の周波数応答図、第ｉｉ図（
ｂ）　ｔま同じく垂直方向フィルタ１１７１１１１１１
１器に用いられるフィルタ中の水平方向低域フィルタの
Ｉ！ｉｆ波攻応答凶、第１１ドＩ　（ｃ）　？ｊ乗自方
回フィルタ制ｆＩＩＩＩ器に用いられるフィルタの１４
波故応答図である。 ＵＵ・・・第１０同Ｊ’ＪＪ倹波器、ｌＪ／）・・・第
２の同期検波器、（１８）・・・第１の低域フィルタ、
０１・・・第２の低域フィルタ、（イ）・・・位相検出
器、（ハ）・・電圧制御発に器、（支）・・・９０寝相
器、（ホ）・・・Ａ−Ｄ変換器、６ｖ・・・垂直方向フ
ィルタＭ］御器、６４・・・垂＋９．方向フィルタ、（
３・０・・・水平方向フィルタ、０９・・・第１の１）
−Ａ変換器、＜：′ｉ）・・・第２のＤ−Ａ変換器 代理人　森　木　義　弘 第１図 ４ 第２図 （ａン　９．） 周波ａ（ｒ’１Ｈ７）　＠：ｇ散（Ｍ／１２）第５区 −１４−２に−ｙθ−４宇ヂ　μ　′ 第β図 （ＭＨｚ） 年ゆ１Ｉ４Ｉ臂　ゞFigure 1 is a block diagram of the main parts of a conventional television synchronous receiver, and 21BI (a) is the baseband lr of the video signal.
Figure 2(b) is a diagram showing the frequency characteristics of the video signal filter, and Figure 453 is a diagram showing the frequency relationship of the 12 adjacent channels on the lower side of the reception channel of the TV rental. (b) &ma uke lit 4bouchi'l'
:/ NeJL/ Nol! i) Figure 3(c) is a diagram showing the frequency conversion relationship of the lower 111 tangent desennel, ζ4'y 4 Igl & yo Figure 3(c) is a diagram showing the Il number variable Hou Guanbao, ζ4'y 4 Igl & yo A block diagram of the main part of an embodiment of the present invention, Figure 6 shows the frequency response of the ideal low-pass filter shifted by νo/', and Figure 7 shows the frequency response of the ideal low-pass filter. Filter configuration diagram, No. 8 (a)? , j: Diagram showing the vertical vertical rectangular filter eccentricity/8, No. 8 (b) is a diagram showing the frequency response of the horizontal filter, and Fig. 9 is the carrier chrominance signal and residual luminance signal of the lower adjacent channel P channel. The first OL-J is a configuration diagram of a filter used to control the vertical filter n1lJ.
Figure 1 (a>I'i Vertical filter control Frequency response diagram when the vertical filter and horizontal filter in the filter used in the 7i+11 device are connected in cascade, Figure ii (
b) Same vertical filter 117111111
I! of the horizontal low-pass filter among the filters used in one device. If wave attack response is bad, 11th do I (c)? 14 of the filters used in the j-th power self-turn filter control fIII device
It is a wave response diagram. UU... 10th J'JJ filter, lJ/)... second synchronous detector, (18)... first low-pass filter,
01...Second low-pass filter, (A)...Phase detector, (C)...Voltage control generator, (Support)...90 sleeper, (E)...A- D converter, 6v...vertical direction filter M] controller, 64... vertical +9. directional filter, (
3.0...Horizontal filter, 09...1st 1)
-A converter, <:'i)...Second D-A converter agent Yoshihiro Moriki Figure 1 4 Figure 2 (a an 9.) Frequency a (r'1H7) @:g Scatter (M/12) 5th Ward -14-2 -yθ-4 Uji μ ' Fig. β (MHz) Year 1I4I ゞ

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、ｔｆｉｌ’Ｅ制御発振器と、この電圧制御発振器の
出力を９０寥相させる９０°移相器と、Ｅ配電圧制御発
振器の出力と、Ｆ記９０°移相器の出力とをそれぞれ同
期搬送波として映像搬送波信号の同１１および直交成分
を同期検波する第１および；＋ジ２の同期検波器と、こ
の第１および第２の同期検波器の出力を低＊濾波する第
１および第２の低域フィルタと、この第１と第２の低域
フィルタの出力からＬ記映像搬送波信号とｈ耐電圧＊！
Ｊ　＃発振器の出力の位相差を検出する位相検出器と、
この位相検出器の出力を上記１°１圧制岬発振器へ９Ｑ
＞産する手段と、Ｅ記第１の低域フィルタの出力に含捷
れるベースバンド映像信号をアナ０ジ・ヂインタシ変換
するＡ−Ｄ変換器と、このＡ−１）変換器の出力の中の
受信希望チャンネル映像信号スペクトルを濾波する垂直
方向フィルタと、この垂直方向フィルタの出力をディジ
タル・アナ０ジ変換するＬ）−Ａ変換器と有するテしビ
ジョン同期受信機。 ２、垂直方向フィルタを、垂直方向フィルタ制御器の出
力によってその通過帯域幅を制御する適応型垂直方向フ
ィルタで構成した特許請求の範囲第１項記載のテレｅジ
ョシ同期受信機。 ３、適応型垂直方向フィルタを、信号入力端子と偶数番
目の１水平周期遅延素子の各タップの出力を荷重和する
第１め加算器と、奇数番目の１水平周期遅延素子の各タ
ップの出力を荷重和する第２の加算器とを＃＃え、Ｌ記
第１の加算器の出力とＥ記第２の加算器の出力とを更に
加算する第３の加算器から輝度信号を得、Ｅ記第１の加
算器の出力からト記第２の加算器の出力を減算する減算
器から搬送色信号を得るようにした１−ランスバーサル
・フィルタで構成した特許請求の範囲第２項記載のテレ
ビジョン同期受信機。 ４．１゛ランスバーサル・フィルタの１水平円期遅延素
子の各タップにおける荷重を等しくしン゛ζ’ｚ、ｒ　
ｒｒ’ｒ請求の範囲第３項記ｊ１久のテレビジョン同期
受信機。 ５、垂直方向フィルタ制餌１器を、チ１２ンネル間隔周
波数から音声中間周波数を減じた周波数を通過帯域とす
る水平方向低域フィルタと、下側１踵接チセンネルの搬
送色信号スペクトルを除去することができるように通過
帯域を充分狭くした垂直方向フィルタと、この垂直方向
フィルタの出力をチャンネル四隅周波数から音声中間周
波数を減じた周波数を下限とし音声中間周波数を１限と
して帯域通過させる水平方向帯域フィルタと、この水平
方向帯域フィルタの出力と上記水平方向低域フィルタの
出力とを加算する手段と、この加算する手段の出力レベ
ルの走査線間での差を検出するしベル検出器とによって
構成した特許請求の範囲第２項記載のテレビジョン同〜
１受信機。[Claims] 1. tfil' E controlled oscillator, a 90° phase shifter that shifts the output of the voltage controlled oscillator to 90 degrees, the output of the E distributed voltage controlled oscillator, and the F 90° phase shifter. first and second synchronous detectors for synchronously detecting the same and orthogonal components of the video carrier signal using the outputs as synchronous carrier waves, and low * filtering the outputs of the first and second synchronous detectors; First and second low-pass filters, and from the outputs of the first and second low-pass filters L video carrier signals and h withstand voltages*!
J # A phase detector that detects the phase difference between the outputs of the oscillator;
The output of this phase detector is sent to the above 1°1 suppression cape oscillator 9Q
> A-1) A-1) A-D converter for converting the baseband video signal included in the output of the first low-pass filter in E. A television synchronous receiver comprising: a vertical filter for filtering a video signal spectrum of a channel desired to be received; and an L)-A converter for converting the output of the vertical filter from digital to analog to zero. 2. The tele-e-joshi synchronous receiver according to claim 1, wherein the vertical filter is an adaptive vertical filter whose passband width is controlled by the output of a vertical filter controller. 3. The adaptive vertical filter is connected to the signal input terminal and the first adder that weights the output of each tap of the even numbered one horizontal period delay element, and the output of each tap of the odd numbered one horizontal period delay element. and a second adder that performs a weighted sum of Claim 2, wherein the carrier color signal is obtained from a subtracter that subtracts the output of the second adder (E) from the output of the first adder (E). TV sync receiver. 4.1 Equally load each tap of one horizontal period delay element of the transversal filter ζ'z, r
rr'rClaim 3: A television synchronization receiver according to claim 3. 5. A vertical filter filter is used, a horizontal low-pass filter whose passband is the frequency obtained by subtracting the audio intermediate frequency from the channel interval frequency, and a carrier color signal spectrum of the lower heel contact channel is removed. A vertical filter whose pass band is sufficiently narrow so that the output of the vertical filter can be passed through a horizontal band whose lower limit is the frequency obtained by subtracting the audio intermediate frequency from the four corner frequencies of the channel, and whose lower limit is the audio intermediate frequency. A filter, means for adding the output of the horizontal bandpass filter and the output of the horizontal low-pass filter, and a bell detector for detecting a difference in the output level of the adding means between scanning lines. The television set forth in claim 2,
1 receiver.