JPS607271A - Synchronous television receiver - Google Patents
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- JPS607271A JPS607271A JP58114799A JP11479983A JPS607271A JP S607271 A JPS607271 A JP S607271A JP 58114799 A JP58114799 A JP 58114799A JP 11479983 A JP11479983 A JP 11479983A JP S607271 A JPS607271 A JP S607271A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
木発l:!l]I′、iテレビジ3J受像tノちおよび
V’rRピプオチューナーに用いることができるテレビ
ジョン同期受信機に関するものである。[Detailed Description of the Invention] Industrial Application Fields:! This invention relates to a television synchronization receiver that can be used in I', i TV 3J image receiver, and V'rR pipe-o-tuner.
従来例の構成とその問題点
近年、テレじジョン受像機やVTRビデオチューナーに
#よ、可変容量タイオート“とインタフタを同調素子と
する、いわゆる電子チューナーか広く使われている。電
子チューナーeよ、無接点であるので接点不良の問題が
ないこと、電子的に制御できるので遠隔制御等多機能化
に便利であることなどの利点を有している。しかし01
′変谷量タイオードの特性がそろわないこと、同調にイ
ンタフタを必要とすることのために、設計通りの特性が
得られず、また製造の無調整化、自動化に困難を伴う。Conventional configurations and their problems In recent years, so-called electronic tuners have been widely used in television receivers and VTR video tuners, in which a variable capacitance tie-out and an interface are used as tuning elements.Electronic tuners It has the advantages of being non-contact, so there is no problem with contact failure, and because it can be controlled electronically, it is convenient for multi-functions such as remote control.However, 01
'Because the characteristics of the variable-valley diodes are not uniform and an interferer is required for tuning, the characteristics as designed cannot be obtained, and it is difficult to make adjustments and automate manufacturing.
そこで、本出願の発りJ者eよ、01に容量タイオード
とイ、7タクタによる同調回路を用いる受信機に代るも
のとして、既にコスタスループを応用したテレビ、;3
ン同期受信侵を発りJしているっ以下図面を参照しなが
らこの従来のテレビジョン同期受(S機にろいて説IJ
IJする。第1図は従来のテレじジョン同期受信機の構
成を示す要部プ0ツク凶である。(1)は高周波入力部
、(2)は第1の同期検波器、(3)は第2の同期検波
器、(4)は第1の低域フィルタ、(5)I:j:第2
の低域フィルタ、(6)は第1の信増幅+1771器、
(7)け第2のイn号増幅器、(8)は位イU比較器、
(9)は第3の低域フィルタ、QOは電圧加算器、(1
1)は電圧制n111発振器、(2)は90°移相器、
θ東は選局電圧発η−°装置、Q4)は映像信号フィル
タである。Therefore, to the originator of this application, as an alternative to a receiver using a capacitive diode and a seven-tactor tuning circuit, a television to which the Costas loop has already been applied;
The following is an explanation of how the conventional television synchronization receiver (S machine is affected) with reference to the drawing below.
IJ. FIG. 1 is a block diagram of the main parts showing the configuration of a conventional television synchronized receiver. (1) is a high frequency input section, (2) is a first synchronous detector, (3) is a second synchronous detector, (4) is a first low-pass filter, (5) I:j: second
(6) is the first signal amplifier +1771 unit,
(7) 2nd N amplifier, (8) 2nd U comparator,
(9) is the third low-pass filter, QO is the voltage adder, (1
1) is a voltage controlled n111 oscillator, (2) is a 90° phase shifter,
θ East is a tuning voltage generator η−°, and Q4) is a video signal filter.
このように措1祝されたテレビジョン同期受信機につい
てそのBHJ1作を以下に説明する。高周波入力部(]
)K入力された受信希望チャンネルの映像搬送波信りを
v 4(t)♂する。vi(ト)は残留側波帯変調され
ているから
v 1(c) = Re [[I(をン+ j(Xt)
J expj し+>iN−ψ+) 1= Ift)
CO5((1J i t+ψi )−CXt) s 1
n(a+ i t+ψi )、−(i’)ここでRcl
;t、 (l内の式の実数部を示す。I(t)は搬送f
yに対し同相成分の信号でこの中に映像467号−を含
む。Q(t、)は搬送波に対し直交成分の信号、ωiは
映他搬送波の角周波数、9重は映像搬送波の位相である
。このv 1(t)は高周波人力部(1)を経て第1の
周期検波器(2)の一方の端子に加えられる。Regarding the television synchronous receiver that was celebrated in this way, the first BHJ product will be explained below. High frequency input section (]
) K The video carrier wave signal of the desired reception channel is inputted as v4(t)♂. Since vi(g) is modulated with residual sideband, v 1(c) = Re [[I(+j(Xt)
J expj +>iN−ψ+) 1= Ift)
CO5((1J it+ψi)-CXt) s 1
n(a+i t+ψi ), -(i') where Rcl
;t, (denotes the real part of the expression in l. I(t) is the carrier f
This signal has an in-phase component with respect to y, and includes video No. 467. Q(t,) is a signal of a component orthogonal to the carrier wave, ωi is the angular frequency of the video carrier wave, and 9 times is the phase of the video carrier wave. This v 1 (t) is applied to one terminal of the first periodic detector (2) via the high frequency manual section (1).
電圧制御発振器(Jυの出力を
vpt) = Ao cos (ωo t +ψo )
−−(2)とし、ξれを電圧乗算器から成る第1の同
期検波器(2)の他方の端子に加えると、その出力VI
(t)t:j:、V工(t) = vi(t)・Vべt
)= 慴(cos [ωi十ωo]を十ψi十ψ。」+
cos [(ω!−ωo)を十ψi−ψo]jAoQ
t) 。Voltage controlled oscillator (Jυ output vpt) = Ao cos (ωo t +ψo)
--(2), and when ξ is applied to the other terminal of the first synchronous detector (2) consisting of a voltage multiplier, its output VI
(t) t:j:, V(t) = vi(t)・Vbet
) = 慴(cos [ωi ten ωo] tenψi tenψ.”+
cos [(ω!-ωo) ten ψi-ψo]jAoQ
t).
一−]「−(sxn [(ωi+a+o J t+ψi
+9)oJ+s in [(a+ 1−(1)O) t
% 1−9)o ] I ・・曲(3)である。電圧制
御発振器出力が映像搬送波に同期すると、ω0=ωiで
あるから、
7エ(【):八of(t)
m−2−−(COS (2ωit十ψi+ψo )+c
o s (cp i −ψo月AoQl) 。1-] "-(sxn [(ωi+a+o J t+ψi
+9) oJ+s in [(a+ 1-(1)O) t
% 1-9) o] I...Song (3). When the voltage controlled oscillator output is synchronized with the video carrier wave, ω0 = ωi, so 7e([):8of(t) m-2--(COS (2ωit + ψi + ψo) + c
o s (cp i −ψo month AoQl).
−2(s r n <2ωi t+ψi+ψo )+s
in (ψ1−9)O)IAQI(L) AoQft
) 。−2(s r n <2ωi t+ψi+ψo )+s
in (ψ1-9)O)IAQI(L) AoQft
).
V工α) CO59+−一4−81 n9) 曲・・(
5)となる。ここでψはψi−ψ。で、映像搬送波と電
圧制両売振器出力との位相差である。もしψ−〇ならば
v:1(t)−八」県゛ ・・・・・(6)となる。す
なわち映像搬送波に対し同相成分の信5Jl([)が検
波出力として得られる。しかし直交成分は検波されない
。この検波出力pま低域フィルタ(4)およびイ目号増
幅器(6)を経て映像信号フィルタ(l優に加えられる
。。V engineering α) CO59+-14-81 n9) Song...(
5). Here ψ is ψi−ψ. is the phase difference between the video carrier wave and the output of the voltage-controlled oscillator. If ψ-〇, then v:1(t)-8'' prefecture゛...(6). That is, an in-phase component signal 5Jl([) with respect to the video carrier wave is obtained as a detection output. However, orthogonal components are not detected. This detection output P is applied to a video signal filter (L) via a low-pass filter (4) and an A-number amplifier (6).
スーパーヘテ0タイン受信方式でテレじジョン信号を受
信したときは、その中間周波増幅器のナイ士ストスD−
づをもつ特性のだめに、総合的なベースバンド周波数特
性は平坦であるとみなせるが、同期受信方式で受信した
ときは第2図(a)のようになっている。すなわち低域
部の電圧利得は高域部の2倍となっている。そこで第1
図に示す従来例では映像信号フィルタuiの周波数特性
を第2ml (b)のようにしてこれを補正している。When a television signal is received using the super heterogeneous reception method, the intermediate frequency amplifier
Although the overall baseband frequency characteristic can be considered to be flat due to the characteristic that it has a characteristic of 100 degrees, it becomes as shown in Fig. 2 (a) when received using the synchronous reception method. That is, the voltage gain in the low frequency range is twice that in the high frequency range. Therefore, the first
In the conventional example shown in the figure, the frequency characteristic of the video signal filter ui is corrected as shown in 2ml(b).
これまでにその構成および動作を説明してきた従来のテ
レビジョン同期受信機では、同J91搬送波+Ii成方
式の一種である]スタスループ(Costasl(lo
p)を応用しているので、到来テレビジョン信号が微弱
でも局部発振器出力をこの到来テレビジョン信号に容易
に同期させることができる。しかしながら、E記のよう
な構成においては、受信希望チャンネルの下側1香接チ
セシネルの搬送色信号、一部の輝度信号および搬送音声
信号か受信希望チャンネルのベースバンド映像信号に妨
害信号として混入するという問題点を有している。The conventional television synchronous receiver whose configuration and operation have been explained so far is a type of J91 carrier wave + Ii composition system.
p), the local oscillator output can be easily synchronized with the incoming television signal even if the incoming television signal is weak. However, in the configuration shown in E, the carrier color signal, some luminance signals, and the carrier audio signal of the lower one-channel signal of the desired reception channel are mixed as interference signals into the baseband video signal of the desired reception channel. There is a problem with this.
すなわち、第3図を用いて説明する次のような妨害信号
が混入する。搬送テレじジョン信号は第8図(a)に示
すような周波数関係にある信号から成り立っている。右
側に受信希望チPンネル、左側に下側隣接チャンネルを
示す。受信希望チセンネルのテレビジョン信号は同期検
波器(2)で同期検波され、第8図(b)に示すような
ベースバンド映像信号、搬送色信号および搬送音声4?
J号に変換され、下側隣接チセンネルのテレビジョン信
号は同じく同期検波器(2)で第3図(C)に示すよう
な隣接]般送映像信号、1々接搬送色信号および1々接
搬送音声信号に変換される。このうち第3図<c>の斜
線で示しだ部分tよ、同期検波器(2)の出力か低域フ
ィルタ(4)を通過するときに除去される。この部分は
隣接搬送映像イ、(号のエネル千−の大部分を含む。し
かし、第81%I(c)のこれ以外の部分、すなわち主
りして隣接搬送色信号および隣接搬送音声信号が、第3
図(b)のベースバンド映像信号に混入する。That is, the following interference signal, which will be explained using FIG. 3, is mixed. The carrier television signal is composed of signals having a frequency relationship as shown in FIG. 8(a). The desired reception channel is shown on the right, and the lower adjacent channel is shown on the left. The television signal of the desired channel is synchronously detected by the synchronous detector (2), and the baseband video signal, carrier color signal and carrier audio 4? as shown in FIG. 8(b) are generated.
Similarly, the synchronous detector (2) converts the television signal of the lower adjacent channel into the adjacent general video signal, single adjacent carrier color signal and single adjacent channel as shown in Figure 3(C). converted into a carrier audio signal. Of these, the shaded portion t in FIG. 3 <c> is removed when the output of the synchronous detector (2) passes through the low-pass filter (4). This part contains a large part of the energy of the adjacent carrier image A, (No. , 3rd
It is mixed into the baseband video signal shown in Figure (b).
発明の目的
末完りJの目的は、下側隣接チセンネルの搬送急信り°
、残留輝度信号および搬送音声信号の、受信希望チャン
ネルのベースバンド映像信号への混入を著しく減少させ
るテレビジョン同期受信機を提供することにある。The purpose of the invention is to quickly transport the lower adjacent chisennel.
An object of the present invention is to provide a television synchronization receiver that significantly reduces the mixing of a residual luminance signal and a carrier audio signal into a baseband video signal of a desired channel.
発1月のf1ケ成
本発明のテレビジョン同期受信機は、電圧制御発振器と
、この電圧制御発振器の出力を90°移相させる90″
移相器と、上記電圧制御発振器の出力とL記90°移4
11器の出力とをそれぞれ同期搬送波として映イ911
送波信号の同相および直交成分を同期検波する第1およ
び第2の同期検波器と、この第1および第2の同期検波
器の出力を低j$、濾波する第1および第2の低域フィ
ルタと、この第1と第2の低域フィルタの出力からL記
映作撤送波信号と上記電圧制御発振器の出力の位1目差
を検出する位相検出器と、この位相検出器の出力をヒ記
電圧jk制御発振器へ帰還する手段と、に記第1の低域
フィルタの出力に古まれるベースバンド映像信号をアJ
゛0グ・ディジタル変換するA−D変換器と、とのA−
D変換器の出力中の映像信号スペクトルを雄接する垂直
方向フィルタと、この垂直方向フィルタの出力をディジ
タル・アナ0ジ変換して映像信号を得るD−A変換器と
によってS成したものであり、これにより、受信#望チ
レンネルのベースバンド映像信号スペクトルおよび搬送
色信号スペクトルを、F側隣接チャンネルの搬送色信号
スペクトルおよび残留映像信号スペクトルから分離して
選択し、併せてF側隣接チセンネルの搬送音声イ日号の
混入を減少させることがiJ′能となる。The television synchronous receiver of the present invention includes a voltage controlled oscillator and a 90° phase shifter that shifts the output of the voltage controlled oscillator by 90 degrees.
The phase shifter, the output of the voltage controlled oscillator, and the L 90° shift 4
The output of the 11 devices is projected as a synchronous carrier wave.911
first and second synchronous detectors that synchronously detect the in-phase and quadrature components of the transmitted signal; first and second low-frequency detectors that filter the outputs of the first and second synchronous detectors; a phase detector for detecting a one-order difference between the output of the voltage controlled oscillator and the output of the voltage controlled oscillator from the outputs of the first and second low-pass filters; and the output of the phase detector. means for feeding back the voltage to the voltage-controlled oscillator described in 1;
An A-D converter that performs 0g digital conversion, and an A-
This is an S-format system consisting of a vertical filter that connects the video signal spectrum output from the D converter, and a D-A converter that converts the output of the vertical filter into a digital/analog converter to obtain the video signal. As a result, the baseband video signal spectrum and carrier color signal spectrum of the received #desired channel are selected separately from the carrier color signal spectrum and residual video signal spectrum of the F-side adjacent channel, and the carrier color signal spectrum of the F-side adjacent channel is also selected. The iJ' function is to reduce the contamination of the phonetic Japanese name.
実施例の説明
以下本発明の一実施例について口面を参照しながら説1
JIJする。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, explanation 1 will be given with reference to an embodiment of the present invention.
JIJ.
第4凶は本発明の一実施例におけるテレビジョン回JV
I受信機の要if−づ0ツク図である。第4図において
、(IF??i高周波入力MB 、Mは第1の同期検波
器、(1θ+igas 2の同J9i検波器、0呻eま
第1の低域フィルタ、(ljlVは第2の低域フィルタ
、ψ車は第1の信号増幅器、■υeよ第2の信号増幅器
、(イ)は位相検出器1、に)は第3の低域フィルタ、
(財))′i電圧加算器、(ハ)は電圧11rl崗14
1発振器、(ホ)は90°移相器、に)は選局電圧発生
装置であり、これらはそれぞれ第1図の同じ名称の古プ
0ツクに対応し、これらから成る部分の11fJノ作も
既に従来例について脱(ト)したのと同様である。に)
Qまり0ツク発生器、(ホ)はA−1)変換器、り争は
映像信号フィルタ、GIυは垂直方向フィルタ制御器、
Gll tまフィルタ制御遅延補償器、(2)は垂直方
向フィルタ、6■ま水平方間フィルタ、に)tま水平方
向遅延補償器、CIをよ第lのD−A変換器、(ト)t
よ第2のD−A変換H)べ (88A)は搬送色信づC
)出力端子、(88B)は#l(度イ=号(%t)出力
端子である。The fourth problem is television episode JV in an embodiment of the present invention.
FIG. 1 is an essential if-factor diagram of an I-receiver. In FIG. 4, (IF??i high frequency input MB, M is the first synchronous detector, (1θ+igas 2 same J9i detector, 0 is the first low-pass filter, (ljlV is the second low-pass filter, ψ is the first signal amplifier, υe is the second signal amplifier, (A) is the phase detector 1, (A) is the third low-pass filter,
(Foundation))′i voltage adder, (c) voltage 11rlg 14
1 is an oscillator, (e) is a 90° phase shifter, and (b) is a channel selection voltage generator. This is the same as what has already been done for the conventional example. )
Q mari 0tsuku generator, (e) is A-1) converter, content is video signal filter, GIυ is vertical filter controller,
Gll t filter control delay compensator, (2) vertical filter, 6 horizontal filter, t horizontal delay compensator, CI 1st D-A converter, (g) t
The second D-A conversion H) (88A) is the conveyance color C
) output terminal, (88B) is the #l (degree i=sign (%t)) output terminal.
このように構成びれた木英施例のテレじジョン同均j党
信機について以[その動作を説明する。このテしビジョ
ン同期受4N機ではテレビジョン信号のディジタル信号
処理を行う。第1の信号増幅器−の出力のうち、テレビ
ジョン同期イn号またはカラーバースト信号は分離され
てり0ツク発生器に)を制御する。このり0ツク発生器
(ホ)の出方はディジタル信号処理のためのり0ツクで
ある。第1の信号増幅器(イ)から出方されたテレビジ
ョン信号eよ、A、−D変換器い)でディジタル信号に
変換され、ディジタルフィルタで構成された映像信号フ
ィルタ四に加えられる。映像信号フィルタ(至)の周波
数特性をよ、既に従来例について示した第2図(b)の
特性と同じである。The operation of the television broadcasting machine of this type, which is constructed in this way, will be explained below. This 4N television synchronous receiver performs digital signal processing of television signals. Of the outputs of the first signal amplifier, the television synchronization signal or color burst signal is separated and controlled by a zero clock generator. The output of the 0x generator (E) is a 0x for digital signal processing. The television signal e outputted from the first signal amplifier (a) is converted into a digital signal by an A, -D converter (a), and is applied to a video signal filter 4 composed of a digital filter. The frequency characteristics of the video signal filter (to) are the same as those shown in FIG. 2(b) already shown for the conventional example.
テレビジョン信号の水平周波数をμ、垂直周波数をνす
る2次元周波数を考える。そして水平および垂直方向の
単位遅延演算子を複素数z−1およびW−1で表す。す
なわち
z 1= 、 j2ytpξo−−−−−−al)Vv
l−1:e−j2πνηo911.1.す秒とする。こ
こでξ0およびη0は水平および垂直方向の標本化周期
である。Consider a two-dimensional frequency where the horizontal frequency of a television signal is μ and the vertical frequency is ν. Then, unit delay operators in the horizontal and vertical directions are represented by complex numbers z-1 and W-1. That is, z 1= , j2ytpξo---al)Vv
l-1:e-j2πνηo911.1. seconds. Here ξ0 and η0 are the horizontal and vertical sampling periods.
垂直方向フィルターの所望の周波数応答Fdv(ν)F
dv(v) = Σ f(Qn) e J”””’ ・
=−0:!n二〇〇
と表す。ここでf d、、fn)は対応するインパレス
応答である。すなわち
ここで、l/Qは標本化周波数で、ν。ニーである。The desired frequency response of the vertical filter Fdv(ν)F
dv(v) = Σ f(Qn) e J"""' ・
=-0:! It is expressed as n200. Here f d,,fn) is the corresponding impulse response. That is, here, l/Q is the sampling frequency and ν. knee.
η0
いま、所望の周波数応答Fdv(v)が第5図に示すよ
うなJ!I!想低域フィルタであるとする。すなわち−
νQ/2〈νくν。/2で、
Fdv(b)Iよ周期的であるから、式(lむますべて
のVに対して周波#、心答を定める。インパルス応答’
dy (n)け式tllと弐〇〇から
f d、(n)は無限区間数列であるから、これを有限
長の因果性インパルス応答にするために、nを適当なと
ころで打ち切る。すなわち垂直方向フィルタo:1・−
ゝ1“Jツバ7l−tQ l”+ 1、illヒT:、
とする。一般に、f〆n)を所望のインパルス応答fd
un)、!:有限幅の窓〆n)との槙として表すことが
できる。すなわち、f v(n)は有限数列であり、f
y(n) = fa、(nun) −−曲(119と
して表せる。式u7)の例では次のようになる。η0 Now, the desired frequency response Fdv(v) is J! as shown in FIG. I! Assume that it is a hypothetical low-pass filter. That is -
νQ/2〈νkuν. /2, and since it is periodic as Fdv(b)I, the formula (I determine the frequency # and the impulse response for all V. Impulse response'
dy (n) expression tll and 200 to f d, (n) is an infinite interval sequence, so to make it a causal impulse response of finite length, n is truncated at an appropriate point. That is, vertical filter o: 1・−
ゝ1 "J Tsuba 7l-tQ l" + 1, illhi T:,
shall be. In general, f〆n) is the desired impulse response fd
un),! : Can be expressed as a window with a finite width (n). That is, f v(n) is a finite number sequence, and f
y(n) = fa, (nun) -- In the example of the song (which can be expressed as 119, formula u7), it is as follows.
式fJIは方形窓を示すが、窓g(n)としてはこれ以
外の窓、例えばハミング窓等を用いてもよい。Although the formula fJI indicates a rectangular window, other windows such as a Hamming window may be used as the window g(n).
なお・所望の周波数応答Fdv(ν)として式oFjで
は理想低域フィルタを用いたが、インパルス応答fv
(n)が次式で示される周波数応答F v(v)を用い
ることも考えられる。すなわち
= 5in(xbl(+N)e、πνη。(” l )
、、、、、、+2g5in(πVη0)
式リリにおいてN=2とおいたときのF16/) Vま
カラーテレビジョン信号の輝度信号と色信号の分所(Y
C分jη)に用いられる2水平周期(2H)型くし型フ
ィルタにほかならないっ
またFdv(シー−)を第6図に示すように第5図の周
波数ト厚をV。/2だけ移!1のしたものとする。すな
とする。このときインパルス応答f d v(nl +
は式シυかgin(2πvcηon−nyr)
−nπ
5in(2“Vcyi(、n) 、nば0または偶数n
π
””5in(2“Cη・n)、。は苛政・・・・・・(
ハ)
nπ
さなる。Note: Although an ideal low-pass filter is used in formula oFj as the desired frequency response Fdv(ν), the impulse response fv
It is also possible to use the frequency response F v (v) where (n) is expressed by the following equation. i.e. = 5in(xbl(+N)e, πνη.(”l)
,,,,,,+2g5in(πVη0) F16/) when N=2 in equation Lili
It is nothing but a 2-horizontal period (2H) type comb-shaped filter used for the C minute jη), and Fdv is shown in FIG. / Move only 2! 1. Let's sit down. At this time, the impulse response f d v (nl +
is the expression υ or gin(2πvcηon-nyr) -nπ 5in(2"Vcyi(,n), if n is 0 or even number n
π ””5in (2 “Cη・n),. is a harsh government...(
c) nπ sa naru.
以トのようにしてめられた有限数列f y(n)をタッ
プ利得として、第7図に示すようなトランスバーサル・
フィルタを構成する。端子に)には第4区jの映像信号
フィルタ…の出力冷が入力として加えられる。(40−
1)、(40−2)、・・・・・・(40−N)は■1
1(1水平周IVI )遅延素子、(41−0) 、
(41−1)−−−C41−N)/:i: fdn)の
利Mを封する乗算器、四ぐ場および(財)は加算器、(
ト)は減算器であろうここで、乗算器(41−0)、(
41−2)、・・・・・・(41−N)は端子(2)お
よびItl遅延素子(40−1) 。Using the finite number sequence f y (n) obtained as described above as the tap gain, we obtain a transversal signal as shown in Fig. 7.
Configure filters. The output cooling of the video signal filter of the fourth section j is added to the terminal ) as an input. (40-
1), (40-2), ...... (40-N) is ■1
1 (1 horizontal cycle IVI) delay element, (41-0),
(41-1)---C41-N)/:i:fdn) is a multiplier that seals the profit M of
Here, the multiplier (41-0), (
41-2), ... (41-N) are the terminal (2) and the Itl delay element (40-1).
(40−2)、・・・・・・(40−N)の田方喘に接
f6でさノt1加W−器0陸はタップ(41−0)、(
41−2)、(41−4)、・・・・・・(41−N)
の出力を加算し、加算1M囮は乗算器(41−1) 、
(41−8) 、・・・・・・(41−(N−1))
の出力を加算し、加罪器輔4)Ii加加温器0埠13の
出力を加算し、減算器時は加′#器(6)と−の出力を
減算する。出力端子1(9は第4図の水平方向遅延補償
器19へ、出力端子0ηは水平方向フィルタ(Hlへ、
それぞれ受信希望チャンネルの輝度信号ynYおよび搬
送色信号yncを出力する。(40-2),...(40-N)'s Tanaka Tagata touched f6 and tapped (41-0), (
41-2), (41-4), ...... (41-N)
Add the outputs of , and the addition 1M decoy is a multiplier (41-1),
(41-8) ,...(41-(N-1))
Add the outputs of the adder 4)Ii warmer 13, and subtract the outputs of the adder (6) and - when using the subtracter. Output terminal 1 (9 goes to the horizontal delay compensator 19 in FIG. 4, output terminal 0η goes to the horizontal filter (Hl,
A luminance signal ynY and a carrier color signal ync of the desired reception channel are respectively output.
水平方向フィルタ曽の周波数応答F硬)tま、第8+x
l O))のように受信希望チャンネルの色副撤送波周
波政158MIIzを中心として±05Δ1IIzの通
過帯域を持つ。Frequency response of horizontal filter (F hard) t, 8th +x
It has a passband of ±05Δ1IIz centered on the color sub-removal wave frequency 158MIIz of the channel desired to receive.
仁の水平方向フィルタ0◆によって、垂直方向フィルタ
61からの搬送色信号y11cは帯域制限される。The carrier color signal y11c from the vertical filter 61 is band-limited by the horizontal filter 0◆.
一方、乗1百方向フィルタc9から出力される輝度信号
ynY(第8図(a))は、水平方向遅延補償器(7)
で水平方向フィルタ■で生じた遅延分だけ補償される0
搬送色信号Yn(は第1のD−A変換器00で、輝度信
号ynYIま第2のD−A変換器(ロ)でそれぞれデジ
タル・アナO1)変換されて、端子(88A)および端
子(38B)からアナ0ジ信号(C)および(1)とし
て出力される。On the other hand, the luminance signal ynY (FIG. 8(a)) output from the 100-power filter c9 is transmitted to the horizontal delay compensator (7).
0, which is compensated for by the delay caused by the horizontal filter ■.
The carrier color signal Yn (is converted into a digital analog O1 by the first DA converter 00, and the luminance signal ynYI is converted into a digital analog O1 by the second DA converter (b), respectively), and the terminal (88A) and the terminal ( 38B) as analog 0 signals (C) and (1).
第9図に下側隣接チャンネルの搬送色信号および残留輝
度a号のスペクトルと受信希望チャンネルの輝度信号お
よび搬送色信り′のスペクトルとの周波数関係を示す。FIG. 9 shows the frequency relationship between the spectrum of the carrier color signal and residual luminance a of the lower adjacent channel and the spectrum of the luminance signal and carrier color signal of the channel to be received.
下側隣接チャンネルの映像(ij号搬送波は6MHz(
NTSC方式による。以下NTSC方式により説明する
。)であるが、受信希望チャンネルの水平走査周波政輸
(4品■(2÷286)の2分の1の周波数の整数倍で
6MI(zK最も近い値を有しているのは、
L!LX 763 = 6.00262(MHz)であ
る。これはF側隣接チセンネルの映像信号搬送波の周波
数に最も近い受信希望チャンネルの搬送色信号のスペク
トルの周波数である。これら°の周波数の差は2.62
I財2となる。したがって「両隣接チセンネルの輝度1
8号スペクトルと受信希望チ1フンネルの搬送色信号の
スペクトルとの周波数差は2.62KHzである。まだ
F側隣接チセンネルの搬送色(tVすのスペクトルは下
側外接チ12ンネルの輝度信号のスペクトルに対し、ま
た受信希望チャンネルの輝度信号のスペクトルは受信#
室すp yネルの搬送色信号のスペクトルに対し、共に
fH/2の周波数i3.を持つから、下側隣接チVンネ
ルの搬送色イ、1号のスペクトルは受114希望チャン
ネルの輝度信号のスペクトルに対し2,621(Ilz
の周波数差を持つ。Video of the lower adjacent channel (Ij carrier wave is 6MHz (
Based on NTSC system. The NTSC system will be explained below. ), but the horizontal scanning frequency of the desired reception channel is 6MI (zK), which is an integer multiple of the frequency of 1/2 of (2÷286).The one with the closest value is L! LX 763 = 6.00262 (MHz). This is the frequency of the spectrum of the carrier color signal of the desired reception channel that is closest to the frequency of the video signal carrier of the adjacent channel on the F side. The difference between these frequencies is 2.00262 (MHz). 62
It becomes I Goods 2. Therefore, ``the brightness of both adjacent chisennels is 1
The frequency difference between the No. 8 spectrum and the spectrum of the carrier color signal of the desired reception channel is 2.62 KHz. The spectrum of the carrier color (tV) of the adjacent channel on the F side is the spectrum of the luminance signal of the lower circumscribed channel 12, and the spectrum of the luminance signal of the channel desired to receive is
For the spectrum of the carrier color signal of the chamber p y channel, the frequencies i3 . Therefore, the spectrum of carrier color A, No. 1 of the lower adjacent channel V channel is 2,621 (Ilz
has a frequency difference of
第9凶はまた、各信号のスペクトルかc〜り毎にある周
波数幅をもっていることを示している。The ninth digit also indicates that the spectrum of each signal has a certain frequency width for every c.
実際にt」:フレーム周波数間隔のスペクトルが、fH
毎にピークを有する燵造となっている。もし垂lIゴ方
回値号のレベルの変化が急激であればこの周波数幅は拡
大し、変化が緩慢であればこの周波数幅は縮小する。そ
こで垂直方向フィルタ4(aのjM過帯域幅ν。を可変
にしておいて、受信テしじジョン信り゛の走査線間のレ
ベル変化が緩慢なさきにはl’cヲ狭くシ、急激な場合
にはpcを広くする。こうすることによって受信希望チ
ャンネルのテレビジョン信づの劣化を防ぎなから、下側
隣接チャンネルの僅送色(Fi号スペクトルおよび一部
が残留l−でいる11’J’像h3″−J″スペクトル
各スペクトルの大部分を除去できる。同時にF側隣接チ
1アンネルの撮・送音声イ1(号のスペクトルの大部分
を除去する。搬送音声信りは周波を叢潤されているから
、そのスペクトルはある帯域内に広かつているからであ
る。Actually t': The spectrum of the frame frequency interval is fH
It is a tatsuzukuri style with a peak at each stage. If the level of the vertical frequency signal changes rapidly, this frequency width will expand, and if the change is slow, this frequency width will decrease. Therefore, by making the jM overbandwidth ν of the vertical filter 4 (a) variable, when the level change between scanning lines of the received image signal is slow, l'c becomes narrower and becomes sharper. In this case, increase the PC.By doing this, you can prevent the deterioration of the television signal of the desired channel. 'J' image h3''-J'' spectrum Most of each spectrum can be removed. At the same time, most of the spectrum of the captured and transmitted sound A1 (signal) of the adjacent channel 1 on the F side is removed. The carrier sound signal is This is because the spectrum is wide within a certain band.
垂直方向フィルタ曽の通過帯域幅ν。をOf変にするた
めに、垂直方向フィルタに)を適応型垂直、方向フィル
タとする。この逸応型垂1自方向フィルタは、f%A+
〕)を可変とすることにより得られる。このf v(n
)の値を垂直方向フィルタに)に与えてこれを制御する
ために垂直方向フィルタ制御器01)が設けられている
。The passband width ν of the vertical filter Z. ,In order to make ,O,variable, ,into a vertical ,direction filter), ,become an adaptive vertical ,direction filter. This adaptive vertical 1 self-direction filter has f%A+
]) can be obtained by making variable. This f v(n
A vertical filter controller 01) is provided to provide and control the value of ) to the vertical filter.
第10図は、垂直方向フィルタ制御器G3])に用いら
れるフィルタの構成図、第11図はその周波数応答を示
す図である。このフィルタeよ受信希望チャンネルの信
号スペクトルのみを分離して選択するためのものである
。端子費には第4図の映像信号フィルタ(至)の出力か
加えられる。垂直方向フィルタ―0の通過帯域幅は曲に
めた周波数差2.62KH2よりも狭くとっである。こ
の垂直方向フィルタ0りの出力は水平方向帯域フィルタ
い)に加えられる。水平方向帯域フィルターの通過帯域
は1.4MHzから45MH2Kとっである。この下限
IAMP(zは、F側隣接チャンネルの音声搬送波の同
期検波器OQによって変換された周波数1j5A[(z
から、音声搬送波の周波数g、調による側帯波の帯域幅
の2分の1である0ユ■(zを差し、引いた値である。FIG. 10 is a block diagram of a filter used in the vertical filter controller G3], and FIG. 11 is a diagram showing its frequency response. This filter e is for separating and selecting only the signal spectrum of the channel desired to be received. The output of the video signal filter (to) shown in FIG. 4 is added to the terminal cost. The passband width of vertical filter-0 is narrower than the curved frequency difference 2.62KH2. The output of this vertical filter is applied to a horizontal bandpass filter. The passband of the horizontal bandpass filter is from 1.4MHz to 45MH2K. This lower limit IAMP(z is the frequency 1j5A[(z
It is the value obtained by subtracting the frequency g of the voice carrier wave from 0 u (z), which is one-half of the bandwidth of the sideband wave depending on the key.
垂直方向フィルタ0呻と水平方向フィルターを縦続しだ
場合の周波数応答を第11図(a)に示し°Cある。端
子(ハ)に加えられた信号eよまた、垂直方向遅延補償
器−を経て水平方向低域フィルタ6カに加えられる。水
平方向低域フィルタφカの周波数応答は第11図(b)
に示しである。FIG. 11(a) shows the frequency response when a vertical filter of 0°C and a horizontal filter are connected in series. The signal e applied to the terminal (c) is also applied to six horizontal low-pass filters via a vertical delay compensator. The frequency response of the horizontal low-pass filter φ is shown in Figure 11(b).
This is shown below.
水平方向フィルターの出力と水平方向低域フィルタ6埠
の出力は加算器−で加算され、端子レベル検出器(財)
を通して曽に出力さ!Lる。結局第10図で示されるフ
ィルタの構成iIi第11図(C)のような周波数応答
をもつことになる。なお垂[q方向フィルタ0!)およ
び垂直方向遅延補償器のっで要するI HM延素子fl
は第7図で示した(40−1)、(40−2)、・・・
・・・(40−N)と共用することができる。The output of the horizontal filter and the output of the horizontal low-pass filter 6 are added by an adder, and then a terminal level detector is added.
Output to Zeng through! L. In the end, the filter configuration ii shown in FIG. 10 has a frequency response as shown in FIG. 11(C). Note that [q-direction filter 0! ) and the vertical delay compensator requires an I HM extended element fl.
are (40-1), (40-2), etc. shown in Figure 7.
...(40-N).
このようにして得られた受信希望チャンネルの信号のス
ペクトルから画像の走査線間のレベル差を垂直方向フィ
ルタ制御器I3])中のレベル検出器(ロ)で検出する
。その検出器出力を垂直方向フィルタ制御器りりの出力
とし、この出力で垂直方向フィルタ端のタップ利得fy
(n)を定める。The level difference between the scanning lines of the image is detected by the level detector (b) in the vertical filter controller I3] from the spectrum of the signal of the channel desired to be received thus obtained. The output of the detector is used as the output of the vertical filter controller, and this output is used as the tap gain fy at the end of the vertical filter.
(n).
このように本実施例によれば、テレビジヨシ信号を同期
検波して得た受信希望チ17′Jネルの信号を垂1]1
方向フィルタ峙で離接するようにしたことにより、下側
隣接チャンネルの信Ji3’ Kよる妨害の除去を実現
している。さらに垂直方向フィルタ(至)を適応型フィ
ルタとすることにより、垂直方向フィルタζ):pによ
る受信希望チャンネルの信号の品質の劣化を防出してい
る。As described above, according to the present embodiment, the signal of the desired reception channel 17'J obtained by synchronously detecting the television signal is
By making the directional filters approach and separate from each other, the interference caused by the signal Ji3'K of the lower adjacent channel can be removed. Furthermore, by using an adaptive filter as the vertical filter (to), it is possible to prevent the quality of the signal of the desired reception channel from deteriorating due to the vertical filter ζ):p.
発明の効果
以Eの説[1りからり1らかなように、本発明は、]ス
タスルーブを応用してテレビジョン信号を同期検波する
同期検波器と、同期検波器の出方を低域濾波する低域フ
ィルタと、この低域フィルタの出力に合捷れるベースバ
ンド映像信号をアナログ・ディジタル変換するA−D変
換器と、このA、−70変換器の出力映像信号スペクト
ルを離接する垂直方向フィルタと、この垂直方向フィル
タの出力をディジタル・アナログ変換して映像借りを得
る1)−A変換器とによって構成しているので、テレビ
ジョン放送波が下側隣接チャンネルを有しているにもか
かわらず、同期検波器において発生する下側隣接チセン
ネルの変換された輝度信号、搬送色信号および(般送音
声信号の混入を防止することができるという効果が得ら
れる。Effects of the Invention E Theory [1] The present invention is based on a synchronous detector that synchronously detects a television signal by applying a star slube, and a low-pass filter for the output of the synchronous detector. an A-D converter that converts the baseband video signal combined with the output of the low-pass filter into an analog-to-digital signal; and a vertical direction that separates and separates the output video signal spectrum of the Since it consists of a filter and a 1)-A converter that converts the output of this vertical filter into digital/analog to obtain video data, even if the television broadcast wave has a lower adjacent channel, Regardless, the effect of preventing the converted luminance signal of the lower adjacent channel, the carrier color signal, and the general audio signal generated in the synchronous detector from being mixed in can be obtained.
さらに、ト記乗直方向フィルタを適に3型垂直フイルタ
とし、これを垂直方向フィルタ制御器によって制御する
ように構成することにより、垂直方向フィルタによる受
4Q希望チセンネルの信号の品質を劣化させることなく
、下側隣接チセンネルの変換された各信号を分離し除去
できるという効果が得られる。Furthermore, by appropriately using a 3-type vertical filter as the rectangular filter and configuring it to be controlled by a vertical filter controller, it is possible to reduce the quality of the received 4Q desired channel signal by the vertical filter. However, the effect is that each converted signal of the lower adjacent channel can be separated and removed.
さらに、適応型垂直方向フィルタを、信号入力端子と偶
数番目の1水平周期遅延素子の各タップの出力を荷重和
する第1の加算器と、奇数番目の1水平周期遅延素子の
各タップの出力を荷重和する第2の加算器とを備え、に
記第1の加算器の出力とF、記第2の加算器の出力とを
更に加算する第3の加算器から輝度信号を得、上記第1
の加算器の出力から1記第2の加算器の出力を減算する
減算器から搬送色信号を得るようにしたトランスバーサ
ル・フィルタで構成する仁とによ□す、テレじジョン信
号のように周波数インターし−ス方式によって映像値り
と搬送色信号が帯域共有している場合であっても、適応
型垂直方向フィルタで、受信#望チPンネルのベースバ
ンド映像信号を下側隣接チ17ンネルの変換信号から分
離して選択することができるという効果が得られる。Furthermore, the adaptive vertical filter is connected to a first adder that performs a weighted summation of the signal input terminal and the output of each tap of the even-numbered one-horizontal period delay element, and an output of each tap of the odd-numbered one-horizontal period delay element. and a second adder that performs a weighted sum of 1st
The output of the second adder is subtracted from the output of the second adder, and the carrier color signal is obtained from the subtracter. Even if the video value and the carrier color signal share a band due to the frequency interlacing method, the adaptive vertical filter converts the baseband video signal of the received #desired channel P to the lower adjacent channel 17. This has the effect that it can be selected separately from the converted signal of the channel.
さらに、L記トランスバーサル・フィルタの1水平周期
遅延素子の各タップにおける荷重を等しくすることによ
り、通過帯域の周波数特性は理想フィルタの特性にはな
らないが、フィルタの構成として簡単になるという効果
が得られる。Furthermore, by making the loads on each tap of the 1-horizontal period delay element of the L transversal filter equal, the frequency characteristics of the passband will not become the characteristics of an ideal filter, but the filter structure will be simplified. can get.
さらに、垂1■方向フィルタ制御器を、チt’yネル聞
隔周波数から音声中間周波数を減じた周波数を通過帯域
とする水平方向低域フィルタと、下側隣接チセンネルの
搬送色信号スペクトルを除去することができるように通
過帯域を充分狭くした垂直方向フィルタと、この垂直方
向フィルタの出方をL記チセンネル間隔周波数から音声
中間周波数を減じた周波数を下限きし音声中間周波数を
上1具として帯域通過させる水平方向フィルタと、この
水・1乙方回帯域フィルタの出力とヒ記垂直方向フィル
タの出力を重畳する手段と、この重畳する手段LL記水
平方向低域フィルタの出力とを加算する手段と、この加
算する手段の出力レベルの走査線間での差を検出するレ
ベル検出器によって構成することにより、下1111J
IM接チセンネルの変換信号の影響を受けることなく
、受信#望チャンネルの走査線間レベル差を検出するこ
とができるという効果か?i上られる。Furthermore, the vertical direction filter controller is replaced with a horizontal low-pass filter whose passband is a frequency obtained by subtracting the audio intermediate frequency from the channel interval frequency, and a carrier color signal spectrum of the lower adjacent channel is removed. A vertical filter with a sufficiently narrow passband so that the output of this vertical filter can be used is as follows: A horizontal filter for bandpassing, a means for superimposing the output of the water band filter with the output of the vertical filter, and a means for adding the output of the horizontal low-pass filter. By comprising a level detector that detects the difference in the output level of the adding means between the scanning lines, the lower 1111J
Is it an effect that the level difference between the scanning lines of the received/desired channel can be detected without being affected by the conversion signal of the IM contact channel? I can go up.
第1図は従来のテレビジョン同期受信機の要部ブロック
図、第21BI (a)は映像信号のベースバンドlr
’il波攻特性図、第2図(b)は映像信号フィルタの
周波数特性、第aJ(a)はテレビジョン借りの受信希
イイチセンネル吉下側隣接チ12ンネルの周波数関係を
示す図、453図(b) &ま受lit 4望チ’l’
:/ ネJL/ ノl!i )Il数変侯関保を示す
図、第3図(c)は下側111接デセンネルの周波数変
換関係を示す図、ζ4’y 4 Igl &よ本発明の
一実施例の要部ブロック図、第5凶C・ま理想低1戊フ
ィルタの周波数応答図示す図、第6図は理想低域フィル
タの周波数応答をνo/’またけ周波数移動した周波数
応答を示す図、第7図はトランスバーサル・フィルタの
構成図、第8凶(a) ?、j:垂直方垂直方形フィル
タ放心/8を示す図、第8凶(b)は水平方向フィルタ
の周波数応答を示す図、第9図は下側隣接チPシネルの
搬送色信号および残留輝度信号のスペクトルと受信希望
チセンネルの輝度信号および搬送色信号のスペクトルと
の周波数関係を示す図、第1OL−Jは垂直方向フィル
タn1lJ御器に用いられるフ・rルタの構成図、第1
1図(a> I′i垂直方向フィルタ制7i+11器に
用いられるフィルタ中の垂直方向フィルタと水平方向フ
ィルタを縦続接続した場合の周波数応答図、第ii図(
b) tま同じく垂直方向フィルタ117111111
1器に用いられるフィルタ中の水平方向低域フィルタの
I!if波攻応答凶、第11ドI (c) ?j乗自方
回フィルタ制fIIII器に用いられるフィルタの14
波故応答図である。
UU・・・第10同J’JJ倹波器、lJ/)・・・第
2の同期検波器、(18)・・・第1の低域フィルタ、
01・・・第2の低域フィルタ、(イ)・・・位相検出
器、(ハ)・・電圧制御発に器、(支)・・・90寝相
器、(ホ)・・・A−D変換器、6v・・・垂直方向フ
ィルタM]御器、64・・・垂+9.方向フィルタ、(
3・0・・・水平方向フィルタ、09・・・第1の1)
−A変換器、<:′i)・・・第2のD−A変換器
代理人 森 木 義 弘
第1図
4
第2図
(aン 9.)
周波a(r’1H7) @:g散(M/12)第5区
−14−2に−yθ−4宇ヂ μ ′
第β図
(MHz)
年ゆ1I4I臂 ゞFigure 1 is a block diagram of the main parts of a conventional television synchronous receiver, and 21BI (a) is the baseband lr of the video signal.
Figure 2(b) is a diagram showing the frequency characteristics of the video signal filter, and Figure 453 is a diagram showing the frequency relationship of the 12 adjacent channels on the lower side of the reception channel of the TV rental. (b) &ma uke lit 4bouchi'l'
:/ NeJL/ Nol! i) Figure 3(c) is a diagram showing the frequency conversion relationship of the lower 111 tangent desennel, ζ4'y 4 Igl & yo Figure 3(c) is a diagram showing the Il number variable Hou Guanbao, ζ4'y 4 Igl & yo A block diagram of the main part of an embodiment of the present invention, Figure 6 shows the frequency response of the ideal low-pass filter shifted by νo/', and Figure 7 shows the frequency response of the ideal low-pass filter. Filter configuration diagram, No. 8 (a)? , j: Diagram showing the vertical vertical rectangular filter eccentricity/8, No. 8 (b) is a diagram showing the frequency response of the horizontal filter, and Fig. 9 is the carrier chrominance signal and residual luminance signal of the lower adjacent channel P channel. The first OL-J is a configuration diagram of a filter used to control the vertical filter n1lJ.
Figure 1 (a>I'i Vertical filter control Frequency response diagram when the vertical filter and horizontal filter in the filter used in the 7i+11 device are connected in cascade, Figure ii (
b) Same vertical filter 117111111
I! of the horizontal low-pass filter among the filters used in one device. If wave attack response is bad, 11th do I (c)? 14 of the filters used in the j-th power self-turn filter control fIII device
It is a wave response diagram. UU... 10th J'JJ filter, lJ/)... second synchronous detector, (18)... first low-pass filter,
01...Second low-pass filter, (A)...Phase detector, (C)...Voltage control generator, (Support)...90 sleeper, (E)...A- D converter, 6v...vertical direction filter M] controller, 64... vertical +9. directional filter, (
3.0...Horizontal filter, 09...1st 1)
-A converter, <:'i)...Second D-A converter agent Yoshihiro Moriki Figure 1 4 Figure 2 (a an 9.) Frequency a (r'1H7) @:g Scatter (M/12) 5th Ward -14-2 -yθ-4 Uji μ ' Fig. β (MHz) Year 1I4I ゞ
Claims (1)
出力を90寥相させる90°移相器と、E配電圧制御発
振器の出力と、F記90°移相器の出力とをそれぞれ同
期搬送波として映像搬送波信号の同11および直交成分
を同期検波する第1および;+ジ2の同期検波器と、こ
の第1および第2の同期検波器の出力を低*濾波する第
1および第2の低域フィルタと、この第1と第2の低域
フィルタの出力からL記映像搬送波信号とh耐電圧*!
J #発振器の出力の位相差を検出する位相検出器と、
この位相検出器の出力を上記1°1圧制岬発振器へ9Q
>産する手段と、E記第1の低域フィルタの出力に含捷
れるベースバンド映像信号をアナ0ジ・ヂインタシ変換
するA−D変換器と、このA−1)変換器の出力の中の
受信希望チャンネル映像信号スペクトルを濾波する垂直
方向フィルタと、この垂直方向フィルタの出力をディジ
タル・アナ0ジ変換するL)−A変換器と有するテしビ
ジョン同期受信機。 2、垂直方向フィルタを、垂直方向フィルタ制御器の出
力によってその通過帯域幅を制御する適応型垂直方向フ
ィルタで構成した特許請求の範囲第1項記載のテレeジ
ョシ同期受信機。 3、適応型垂直方向フィルタを、信号入力端子と偶数番
目の1水平周期遅延素子の各タップの出力を荷重和する
第1め加算器と、奇数番目の1水平周期遅延素子の各タ
ップの出力を荷重和する第2の加算器とを##え、L記
第1の加算器の出力とE記第2の加算器の出力とを更に
加算する第3の加算器から輝度信号を得、E記第1の加
算器の出力からト記第2の加算器の出力を減算する減算
器から搬送色信号を得るようにした1−ランスバーサル
・フィルタで構成した特許請求の範囲第2項記載のテレ
ビジョン同期受信機。 4.1゛ランスバーサル・フィルタの1水平円期遅延素
子の各タップにおける荷重を等しくしン゛ζ’z、r
rr’r請求の範囲第3項記j1久のテレビジョン同期
受信機。 5、垂直方向フィルタ制餌1器を、チ12ンネル間隔周
波数から音声中間周波数を減じた周波数を通過帯域とす
る水平方向低域フィルタと、下側1踵接チセンネルの搬
送色信号スペクトルを除去することができるように通過
帯域を充分狭くした垂直方向フィルタと、この垂直方向
フィルタの出力をチャンネル四隅周波数から音声中間周
波数を減じた周波数を下限とし音声中間周波数を1限と
して帯域通過させる水平方向帯域フィルタと、この水平
方向帯域フィルタの出力と上記水平方向低域フィルタの
出力とを加算する手段と、この加算する手段の出力レベ
ルの走査線間での差を検出するしベル検出器とによって
構成した特許請求の範囲第2項記載のテレビジョン同〜
1受信機。[Claims] 1. tfil' E controlled oscillator, a 90° phase shifter that shifts the output of the voltage controlled oscillator to 90 degrees, the output of the E distributed voltage controlled oscillator, and the F 90° phase shifter. first and second synchronous detectors for synchronously detecting the same and orthogonal components of the video carrier signal using the outputs as synchronous carrier waves, and low * filtering the outputs of the first and second synchronous detectors; First and second low-pass filters, and from the outputs of the first and second low-pass filters L video carrier signals and h withstand voltages*!
J # A phase detector that detects the phase difference between the outputs of the oscillator;
The output of this phase detector is sent to the above 1°1 suppression cape oscillator 9Q
> A-1) A-1) A-D converter for converting the baseband video signal included in the output of the first low-pass filter in E. A television synchronous receiver comprising: a vertical filter for filtering a video signal spectrum of a channel desired to be received; and an L)-A converter for converting the output of the vertical filter from digital to analog to zero. 2. The tele-e-joshi synchronous receiver according to claim 1, wherein the vertical filter is an adaptive vertical filter whose passband width is controlled by the output of a vertical filter controller. 3. The adaptive vertical filter is connected to the signal input terminal and the first adder that weights the output of each tap of the even numbered one horizontal period delay element, and the output of each tap of the odd numbered one horizontal period delay element. and a second adder that performs a weighted sum of Claim 2, wherein the carrier color signal is obtained from a subtracter that subtracts the output of the second adder (E) from the output of the first adder (E). TV sync receiver. 4.1 Equally load each tap of one horizontal period delay element of the transversal filter ζ'z, r
rr'rClaim 3: A television synchronization receiver according to claim 3. 5. A vertical filter filter is used, a horizontal low-pass filter whose passband is the frequency obtained by subtracting the audio intermediate frequency from the channel interval frequency, and a carrier color signal spectrum of the lower heel contact channel is removed. A vertical filter whose pass band is sufficiently narrow so that the output of the vertical filter can be passed through a horizontal band whose lower limit is the frequency obtained by subtracting the audio intermediate frequency from the four corner frequencies of the channel, and whose lower limit is the audio intermediate frequency. A filter, means for adding the output of the horizontal bandpass filter and the output of the horizontal low-pass filter, and a bell detector for detecting a difference in the output level of the adding means between scanning lines. The television set forth in claim 2,
1 receiver.
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58114799A JPS607271A (en) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | Synchronous television receiver |
US06/623,114 US4598319A (en) | 1983-06-24 | 1984-06-22 | Television synchronous receiver |
GB08416013A GB2146196B (en) | 1983-06-24 | 1984-06-22 | Television synchronous receiver |
KR1019840003561A KR870001833B1 (en) | 1983-06-24 | 1984-06-23 | Television synchronizing receiver |
DE3423880A DE3423880A1 (en) | 1983-06-24 | 1984-06-25 | TELEVISION SYNCHRONOUS RECEIVER |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58114799A JPS607271A (en) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | Synchronous television receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS607271A true JPS607271A (en) | 1985-01-16 |
JPH0566071B2 JPH0566071B2 (en) | 1993-09-21 |
Family
ID=14646972
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58114799A Granted JPS607271A (en) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | Synchronous television receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS607271A (en) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5481028A (en) * | 1977-10-20 | 1979-06-28 | Western Electric Co | Picture component separator |
JPS589437A (en) * | 1981-06-26 | 1983-01-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Receiver |
JPS58105678A (en) * | 1981-12-17 | 1983-06-23 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Picture signal processing system |
-
1983
- 1983-06-24 JP JP58114799A patent/JPS607271A/en active Granted
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5481028A (en) * | 1977-10-20 | 1979-06-28 | Western Electric Co | Picture component separator |
JPS589437A (en) * | 1981-06-26 | 1983-01-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Receiver |
JPS58105678A (en) * | 1981-12-17 | 1983-06-23 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Picture signal processing system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0566071B2 (en) | 1993-09-21 |
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