JPH0566072B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビジヨン受像機およびVTRビデ
オチユーナーに用いることができるテレビジヨン
同期受信機に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to a television synchronization receiver that can be used in television receivers and VTR video tuners.

従来例の構成とその問題点 近年、テレビジヨン受像機やVTRビデオチユ
ーナーには、可変容量ダイオードとインダクタを
同調素子とする、いわゆる電子チユーナーが広く
使われている。電子チユーナーは、無接点である
ので接点不良の問題がないこと、電子的に制御で
きるので遠隔制御等多機能化に便利であることな
どの利点を有している。しかし可変容量ダイオー
ドの特性がそろわないこと、同調にインダクタを
必要とすることのために、設計通りの特性が得ら
れず、また製造の無調整化、自動化に困難を伴
う。Conventional configurations and their problems In recent years, so-called electronic tuners, which use variable capacitance diodes and inductors as tuning elements, have been widely used in television receivers and VTR video tuners. Electronic tuners have advantages such as being non-contact, so there is no problem of contact failure, and being electronically controllable, making it convenient for multi-functionality such as remote control. However, because the characteristics of variable capacitance diodes are not uniform and because an inductor is required for tuning, the characteristics as designed cannot be obtained, and it is difficult to make adjustments and automate manufacturing.

そこで、本出願の発明者は、可変容量ダイオー
ドとインダクタによる同調回路を用いる受信機に
代るものとして、既にコスタスループを応用した
テレビジヨン同期受信機を発明している。 Therefore, the inventor of the present application has already invented a television synchronization receiver to which the Costas loop is applied, as an alternative to a receiver using a tuning circuit using a variable capacitance diode and an inductor.

以下図面を参照しながらこの従来のテレビジヨ
ン同期受信機について説明する。第１図は従来の
テレビジヨン同期受信機の構成を示す要部ブロツ
ク図である。１は高周波入力部、２は第１の同期
検波器、３は第２の同期検波器、４は第１の低域
フイルタ、５は第２の低域フイルタ、６は第１の
信号増幅器、７は第２の信号増幅器、８は位相比
較器、９は第３の低域フイルタ、１０は電圧加算
器、１１は電圧制御発振器、１２は90°移相器、
１３は選局電圧発生装置、１４は映像信号フイル
タである。 This conventional television synchronization receiver will be explained below with reference to the drawings. FIG. 1 is a main part block diagram showing the configuration of a conventional television synchronization receiver. 1 is a high frequency input section, 2 is a first synchronous detector, 3 is a second synchronous detector, 4 is a first low-pass filter, 5 is a second low-pass filter, 6 is a first signal amplifier, 7 is a second signal amplifier, 8 is a phase comparator, 9 is a third low-pass filter, 10 is a voltage adder, 11 is a voltage controlled oscillator, 12 is a 90° phase shifter,
13 is a channel selection voltage generator, and 14 is a video signal filter.

このように構成されたテレビジヨン同期受信機
についてその動作を以下に説明する。高周波入力
部１に入力された受信希望チヤンネルの映像搬送
波信号をvi（ｔ）とする。vi（ｔ）は残留側波帯変
調されているから vi(t)＝Re｛〔Ｉ(t)＋jQ(t)〕exp ｊ〔ωit+i〕｝ ＝Ｉ(t)cos(ωit+i)−Ｑ(t)sin(ωit+i) ……(1) ここでReは｛ ｝内の式の実数部を示す。Ｉ
（ｔ）は搬送波に対し同相成分の信号でこの中に
映像信号を含む。Ｑ（ｔ）は搬送波に対し直交成
分の信号、ωiは映像搬送波の角周波数、iは映
像搬送波の位相である。このvi（ｔ）は高周波入
力部１を経て第１の同期検波器２の一方の端子に
加えられる。 The operation of the television synchronized receiver configured in this manner will be described below. Let vi(t) be the video carrier signal of the desired channel input to the high frequency input section 1. Since vi(t) is modulated by residual sideband, vi(t)=Re{[I(t)+jQ(t)]exp j[ωit+i]} =I(t)cos(ωit+i) -Q(t)sin(ωit+i)...(1) Here, Re indicates the real part of the expression in { }. I
(t) is a signal having an in-phase component with respect to the carrier wave, and includes a video signal. Q(t) is a signal of a component orthogonal to the carrier wave, ωi is the angular frequency of the video carrier wave, and i is the phase of the video carrier wave. This vi(t) is applied to one terminal of the first synchronous detector 2 via the high frequency input section 1.

電圧制御発振器１１の出力を vo（ｔ）＝Ao cos（ωot＋o） ……(2) とし、これを電圧乗算器から成る第１の同期検波
器２の他方の端子に加えると、その出力v_I（ｔ）
は、 v_I（ｔ）＝vi（ｔ）・vo（ｔ） ＝AoI（ｔ）／２｛cos〔ωi＋ωo〕ｔ＋i＋o〕 ＋cos〔（ωi−ωo）ｔ＋i−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛sin〔（ωi＋ωo〕ｔ＋i＋o〕 ＋sin〔（ωi−ωo）ｔ＋i−o〕｝ ……(3) である。電圧制御発振器出力が映像搬送波に同期
すると、ωo＝ωiであるから、 v_I（ｔ）＝AoI（ｔ）／２｛cos（2ωit＋i＋o
） ＋cos（i−o）｝−AoQ（ｔ）／２｛sin（2ω
it＋i＋o）＋sin（i−o）｝……(4) 低域フイルタ４で2ωi信号を除去すると、 v_I（ｔ）＝AoI（ｔ）／２cos−AoQ（ｔ）／２sin…
…(5) となる。ここではi−oで、映像搬送波と電
圧制御発振器出力との位相差である。もし＝０
ならば、 v_I（ｔ）＝AoI（ｔ）／２ ……(6) となる。すなわち映像搬送波に対し同相成分の信
号Ｉ（ｔ）が検波出力として得られる。しかし直
交成分は検波されない。この検波出力は低域フイ
ルタ４および信号増幅器６を経て映像信号フイル
タ１４に加えられる。 When the output of the voltage controlled oscillator 11 is set as vo(t)=Ao cos(ωot+o)...(2) and this is applied to the other terminal of the first synchronous detector 2 consisting of a voltage multiplier, the output v _I (t)
is v _I (t)=vi(t)・vo(t) =AoI(t)/2 {cos[ωi+ωo]t+i+o] +cos[(ωi−ωo)t+i−o]} −AoQ(t)/2 {sin[(ωi+ωo)t+i+o] +sin[(ωi−ωo)t+i−o]} ...(3) Since ωo=ωi when the voltage-controlled oscillator output is synchronized with the video carrier wave, v _I (t )=AoI(t)/2{cos(2ωit+i+o
) +cos(i−o)}−AoQ(t)/2{sin(2ω
it+i+o)+sin(i-o)}...(4) When the 2ωi signal is removed by low-pass filter 4, v _I (t)=AoI(t)/2cos-AoQ(t)/2sin...
…(5) becomes. Here, io is the phase difference between the video carrier and the voltage controlled oscillator output. If = 0
Then, v _I (t) = AoI (t)/2 ... (6). That is, a signal I(t) having an in-phase component with respect to the video carrier wave is obtained as a detection output. However, orthogonal components are not detected. This detection output is applied to a video signal filter 14 via a low-pass filter 4 and a signal amplifier 6.

スーパーヘテロダイン受信方式でテレビジヨン
信号を受信したときは、その中間周波増幅器のナ
イキストスロープをもつ特性のために、総合的な
ベースバンド周波数特性は平坦であるとみなせる
が、同期受信方式で受信したときは第２図ａのよ
うになつている。すなわち低域部の電圧利得は高
域部の２倍となつている。そこで第１図に示す従
来例では映像信号フイルタ１４の周波数特性を第
２図ｂのようにしてこれを補正している。 When a television signal is received using the superheterodyne reception method, the overall baseband frequency characteristic can be considered flat due to the Nyquist slope characteristics of the intermediate frequency amplifier, but when it is received using the synchronous reception method, the overall baseband frequency characteristic can be considered flat. is as shown in Figure 2a. That is, the voltage gain in the low frequency range is twice that in the high frequency range. Therefore, in the conventional example shown in FIG. 1, the frequency characteristics of the video signal filter 14 are corrected as shown in FIG. 2b.

これまでにその構成および動作を説明してきた
従来のテレビジヨン同期受信機では、同期搬送波
再成方式の一種であるコスタスループ（costas
loop）を応用しているので、到来テレビジヨン信
号が微弱でも局部発振器出力をこの到来テレビジ
ヨン信号に容易に同期させることができる。しか
しながら、上記のような構成においては、受信希
望チヤンネルの下側隣接チヤンネルの搬送色信
号、一部の輝度信号および搬送音声信号が受信希
望チヤンネルのベースバンド映像信号に妨害信号
として混入するという問題点を有している。 The conventional television synchronous receiver whose configuration and operation have been explained so far uses the Costas loop (costas loop), which is a type of synchronous carrier regeneration method.
loop), the local oscillator output can be easily synchronized with the incoming television signal even if the incoming television signal is weak. However, in the above configuration, there is a problem in that the carrier color signal, part of the luminance signal, and the carrier audio signal of the channel adjacent to the channel to be received are mixed into the baseband video signal of the channel to be received as interference signals. have.

すなわち、第３図を用いて説明する次のような
妨害信号が混入する。搬送テレビジヨン信号は第
３図ａに示すような周波数関係にある信号から成
り立つている。右側に受信希望チヤンネル、左側
に下側隣接チヤンネルを示す。受信希望チヤンネ
ルのテレビジヨン信号は同期検波器２で同期検波
され、第３図ｂに示すようなベースバンド映像信
号、搬送色信号および搬送音声信号に変換され、
下側隣接チヤンネルのテレビジヨン信号は同じく
同期検波器２で第３図ｃに示すような隣接搬送映
像信号、隣接搬送色信号および隣接搬送音声信号
に変換される。このうち第３図ｃの斜線で示した
部分は、同期検波器２の出力が低域フイルタ４を
通過するときに除去される。この部分は隣接搬送
映像信号のエネルギーの大部分を含む。しかし、
第３図ｃのこれ以外の部分、すなわち主として隣
接搬送色信号および隣接搬送音声信号が、第３図
ｂのベースバンド映像信号に混入する。 That is, the following interference signal, which will be explained using FIG. 3, is mixed. The carrier television signal is comprised of signals having a frequency relationship as shown in FIG. 3a. The desired channel to receive is shown on the right, and the lower adjacent channel is shown on the left. The television signal of the desired channel is synchronously detected by the synchronous detector 2 and converted into a baseband video signal, a carrier color signal and a carrier audio signal as shown in FIG. 3b.
The television signal of the lower adjacent channel is also converted by the synchronous detector 2 into an adjacent carrier video signal, an adjacent carrier color signal and an adjacent carrier audio signal as shown in FIG. 3c. Of these, the hatched portion in FIG. 3c is removed when the output of the synchronous detector 2 passes through the low-pass filter 4. This portion contains most of the energy of the adjacent carrier video signal. but,
The other parts of FIG. 3c, mainly the adjacent carrier color signal and the adjacent carrier audio signal, are mixed into the baseband video signal of FIG. 3b.

発明の目的 本発明の目的は、下側隣接チヤンネル搬送色信
号、残留輝度信号および搬送音声信号の、受信希
望チヤンネルのベースバンド映像信号への混入を
著しく減少させるテレビジヨン同期受信機を提供
することにある。OBJECTS OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a television synchronization receiver that significantly reduces the mixing of a lower adjacent channel carrier color signal, residual luminance signal, and carrier audio signal into a baseband video signal of a channel desired to be received. It is in.

発明の構成 本発明のテレビジヨン同期受信機は、電圧制御
発振器と、この電圧制御発振器の出力を90°移相
させる90°移相器と、上記電圧制御発振器の出力
と上記90°移相器の出力をそれぞれ同期搬送波と
して映像搬送波信号の同相および直交成分を同期
検波する第１および第２の同期検波器と、この第
１および第２の同期検波器の出力を低域濾波する
第１および第２の低域フイルタと、この第１と第
２の低域フイルタの出力から上記映像搬送波信号
と上記電圧制御発振器の出力の位相差を検出する
位相検出器と、この位相検出器の出力を上記電圧
制御発振器へ帰還する手段と、上記第１の低域フ
イルタの出力に含まれるベースバンド映像信号を
アナログ信号のまま離散値に標本化する信号標本
器と、この信号標本器の出力の中の受信希望チヤ
ンネル映像信号スペクトルを濾波する垂直方向フ
イルタと、この垂直方向フイルタの出力を連続値
に補間して映像信号を得る補間フイルタとを有
し、上記垂直方向フイルタを、受信テレビジヨン
信号のフレーム間のレベル変化に応じて通過帯域
幅を可変する適応型垂直方向フイルタで構成した
ものであり、これにより、受信希望チヤンネルの
ベースバンド映像信号スペクトルおよび搬送色信
号スペクトルを、下側隣接チヤンネルの搬送色信
号スペクトルおよび残留映像信号スペクトルから
分離して選択し、併せて下側隣接チヤンネルの搬
送音声信号の混入を減少させることが可能とな
る。Configuration of the Invention The television synchronous receiver of the present invention includes a voltage controlled oscillator, a 90° phase shifter that shifts the output of the voltage controlled oscillator by 90°, and an output of the voltage controlled oscillator and the 90° phase shifter. first and second synchronous detectors that synchronously detect the in-phase and quadrature components of the video carrier signal using the outputs of the synchronous carrier as synchronous carrier waves, and first and second synchronous detectors that low-pass filter the outputs of the first and second synchronous detectors a second low-pass filter; a phase detector for detecting the phase difference between the video carrier signal and the output of the voltage-controlled oscillator from the outputs of the first and second low-pass filters; means for feeding back to the voltage controlled oscillator; a signal sampler for sampling the baseband video signal included in the output of the first low-pass filter into discrete values as an analog signal; a vertical filter for filtering the video signal spectrum of the channel desired to be received; and an interpolation filter for interpolating the output of the vertical filter into continuous values to obtain a video signal; It consists of an adaptive vertical filter that changes the passband width according to the level change between frames.This allows the baseband video signal spectrum and carrier color signal spectrum of the channel desired to be received to be changed from the baseband video signal spectrum and carrier color signal spectrum of the lower adjacent channel. It is possible to select the carrier color signal spectrum and the residual video signal spectrum separately, and at the same time reduce the mixing of the carrier audio signal of the lower adjacent channel.

実施例の説明 以下本発明の一実施例について、図面を参照し
ながら説明する。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第４図は本発明の一実施例におけるテレビジヨ
ン同期受信機の要部ブロツク図である。第４図に
おいて、１５は高周波入力部、１６は第１の同期
検波器、１７は第２の同期検波器、１８は第１の
低域フイルタ、１９は第２の低域フイルタ、２０
は第１の信号増幅器、２１は第２の信号増幅器、
２２は位相検出器、２３は第３の低域フイルタ、
２４は電圧加算器、２５は電圧制御発振器、２６
は90°移相器、２７は選局電圧発生装置であり、
これらはそれぞれ第１図の同じ名称の各ブロツク
に対応し、これらから成る部分の動作も既に従来
例について説明したのと同様である。２８はクロ
ツク発生器、２９は信号標本器、３０は映像信号
フイルタ、３１は垂直方向フイルタ制御器、３２
はフイルタ制御遅延補償器、３３は垂直方向フイ
ルタ、３４は水平方向フイルタ、３５は水平方向
遅延補償器、３６は第１の補間フイルタ、３７は
第２の補間フイルタ、３８Ａは搬送色信号Ｃ出力
端子、３８Ｂは輝度信号Ｙ出力端子である。垂直
方向フイルタ３３および水平方向フイルタ３４
は、電荷結合素子CCDのような電荷転送素子で
構成することができる。 FIG. 4 is a block diagram of a main part of a television synchronization receiver according to an embodiment of the present invention. In FIG. 4, 15 is a high frequency input section, 16 is a first synchronous detector, 17 is a second synchronous detector, 18 is a first low-pass filter, 19 is a second low-pass filter, 20
is a first signal amplifier, 21 is a second signal amplifier,
22 is a phase detector, 23 is a third low-pass filter,
24 is a voltage adder, 25 is a voltage controlled oscillator, 26
is a 90° phase shifter, 27 is a tuning voltage generator,
These correspond to the blocks with the same names in FIG. 1, and the operation of the parts consisting of these blocks is the same as that already explained for the conventional example. 28 is a clock generator, 29 is a signal sampler, 30 is a video signal filter, 31 is a vertical filter controller, 32
33 is a vertical filter, 34 is a horizontal filter, 35 is a horizontal delay compensator, 36 is a first interpolation filter, 37 is a second interpolation filter, 38A is a carrier color signal C output Terminal 38B is a luminance signal Y output terminal. Vertical filter 33 and horizontal filter 34
can be constructed from a charge transfer device such as a charge-coupled device CCD.

このように構成された本実施例のテレビジヨン
同期受信機について以下その動作を説明する。こ
のテレビジヨン同期受信機ではテレビジヨン信号
の標本化アナログ信号処理を行う。同期検波回路
出力である第１の信号増幅器２０の出力のうち、
テレビジヨン同期信号またはカラーバースト信号
は分離されてクロツク発生器２８を制御する。こ
のクロツク発生器２８の出力は標本化アナログ信
号処理のためのクロツクである。第１の信号増幅
器２０から出力されたテレビジヨン信号は、信号
標本器２９で標本化アナログ信号に変換され、標
本化アナログフイルタで構成された映像信号フイ
ルタ３０に加えられる。映像信号フイルタ３０の
周波数特性は、既に従来例について示した第２図
ｂの特性と同じである。 The operation of the television synchronous receiver of this embodiment configured as described above will be explained below. This television synchronization receiver performs sampling analog signal processing of television signals. Among the outputs of the first signal amplifier 20, which are the outputs of the synchronous detection circuit,
The television synchronization signal or color burst signal is separated to control clock generator 28. The output of clock generator 28 is the clock for sampled analog signal processing. The television signal output from the first signal amplifier 20 is converted into a sampled analog signal by a signal sampler 29, and is applied to a video signal filter 30 composed of a sampled analog filter. The frequency characteristics of the video signal filter 30 are the same as those shown in FIG. 2b already shown for the conventional example.

テレビジヨン信号の水平周波数をμ、垂直周波
数をνする２次元周波数を考える。そして水平お
よび垂直方向の単位遅延演算子を複素数Z^-1およ
びw^-1で表す。すなわち Z^-1＝e^-j2〓〓〓ｏ ……(11) w^-1＝e^-j2〓〓〓ｏ ……(12) とする。ここでζ_pおよびη_pは水平および垂直方向
の標本化周期である。 Consider a two-dimensional frequency in which the horizontal frequency of a television signal is μ and the vertical frequency is v. We then represent the horizontal and vertical unit delay operators as complex numbers Z ^-1 and w ^-1 . That is, Z ^-1 = e ^-j2 〓〓〓o ...(11) w ^-1 = e ^-j2 〓〓〓o ...(12). where ζ _p and η _p are the horizontal and vertical sampling periods.

垂直方向フイルタ３３の所望の周波数応答Fdv
（ν）を Fdv（ν）＝_∞ 〓^n=-∞ fdv（ｎ）e^-j2〓〓〓^on ……(13) と表す。ここで、fdv（ｎ）は対応するインパレス
応答である。すなわち fdv（ｎ）＝１／ν_p∫^vo/2 _-vp/2Fdv（ν）e^j2〓〓〓on
dν……(14) ここで、ν_pは標本化周波数で、ν_p＝１／η_pである
。 Desired frequency response Fdv of vertical filter 33
(ν) is expressed as Fdv(ν)= _∞ 〓 ^n=-∞ fdv(n)e ^-j2 〓〓〓 ^on ...(13). Here, fdv(n) is the corresponding impulse response. That is, fdv(n)=1/ν _p ∫ ^vo/2 _-vp/2 Fdv(ν)e ^j2 〓〓〓on
dν...(14) Here, ν _p is the sampling frequency, and ν _p =1/η _p .

いま、所望の周波数応答Fdv（ν）が第５図に
示すような理想低域フイルタであるとする。すな
わち−ν_p／２＜ν＜ν_p／２で、 Fdv（ν）＝ １， ｜ν｜ν_C ０， ν_C＜｜ν｜ν_p／２ ……(15) Fdv（ν）は周期的であるから、式（15）はす
べてのνに対して周波数応答を定める。インパル
ス応答fdv（ｎ）は式（14）と式（15）から fdv（ｎ）＝１／ν_p∫〓^C _-〓_Ce^j2〓〓〓^on dν ＝sin（2πν_Cη_eｎ）／nπ ……(16) fdv（ｎ）は無限区間数列であるから、これを有
限長の因果性インパルス応答にするために、ｎを
適当なところで打ち切る。すなわち垂直方向フイ
ルタ３３のインパルス応答fv（ｎ）を、 fv（ｎ）＝fdv（ｎ）， ００ｎＮ−１ そのほかのｎで ……(17) とする。一般に、fv（ｎ）を所望のインパルス応
答fdv（ｎ）と有限幅の窓ｇ（ｎ）との積として表
すことができる。すなわちfv（ｎ）は有限数列で
あり、 fv（ｎ）＝fdv（ｎ）ｇ（ｎ） ……(18) として表せる。式（17）の例では次のようにな
る。 Assume now that the desired frequency response Fdv(ν) is an ideal low-pass filter as shown in FIG. That is, −ν _p /2<ν<ν _p /2, Fdv(ν)=1, |ν|ν _C 0, ν _C <|ν|ν _p /2 ...(15) Fdv(ν) is the period Equation (15) defines the frequency response for all ν. The impulse response fdv(n) is calculated from equations (14) and (15) as fdv(n)=1/ν _p ∫〓 ^C _- 〓 _C e ^j2 〓〓〓 ^on dν = sin(2πν _C η _e n)/nπ ...(16) Since fdv(n) is an infinite interval sequence, n is truncated at an appropriate point to make it a causal impulse response of finite length. That is, let the impulse response fv(n) of the vertical filter 33 be fv(n)=fdv(n), 00nN-1 and other n...(17). In general, fv(n) can be expressed as the product of the desired impulse response fdv(n) and a finite width window g(n). That is, fv(n) is a finite number sequence and can be expressed as fv(n)=fdv(n)g(n)...(18). In the example of equation (17), it becomes as follows.

ｇ（ｎ）＝１， ０ｎＮ−１ ０， そのほかのｎで ……(19) 式（19）は方形窓を示すが、窓ｇ（ｎ）として
はこれ以外の窓、例えばハミング窓等を用いても
よい。g(n)=1, 0nN-1 0, other n...(19) Equation (19) indicates a rectangular window, but other windows such as a Hamming window may be used as the window g(n). It's okay.

なお、所望の周波数応答Fdv（ν）として式
（15）では理想低域フイルタを用いたが、インパ
ルス応答fv（ｎ）が次式で示される周波数応答Fv
（ν）を用いることも考えられる。すなわち fv（ｎ）＝１， ０ｎＮ−１ ０， そのほかのｎで ……(20) Fv（ν）＝_N-1 〓 〓ⁿ⁼⁰ e^-j2〓〓〓^on＝１−e^-j2〓〓〓^oＮ／１−e^-j2〓〓
〓^o＝sin（πνη_pＮ）／sin（πνη_p）e^-j〓〓〓^o(N-
1)……(21) 式(21)においてＮ＝２とおいたときのFv（ν）
は、カラーテレビジヨン信号の輝度信号と色信号
の分離（YC分離）に用いられる２水平周期
（2H）型くし型フイルタにほかならない。 Note that an ideal low-pass filter is used in equation (15) as the desired frequency response Fdv(ν), but the impulse response fv(n) is the frequency response Fv expressed by the following equation.
It is also possible to use (ν). That is, fv(n)=1, 0nN-1 0, and other n...(20) Fv(ν)= _N-1 〓 〓 ⁿ⁼⁰ e ^-j2 〓〓〓 ^on =1−e ^-j2 〓〓 〓 ^o N/1−e ^-j2 〓〓
〓 ^o = sin (πνη _p N) / sin (πνη _p ) e ^-j 〓〓〓 ^o(N-
1) ...(21) Fv(ν) when N=2 in equation (21)
is nothing but a two-horizontal period (2H) comb filter used to separate the luminance signal and color signal (YC separation) of color television signals.

またFdv（ν−ν_p／２）を第６図に示すように第５ 図の周波数応答をν_p／２だけ移動したものとす
る。すなわち、 １， −ν_p／２νν_C−ν_p／２お
よび Fdv（ν−ν_p／２）＝ −ν_C＋ν_p／２νν_p／
２ ０， ν_C−ν_b／２＜ν＜−ν_C＋ν_p
／２ ……(22) とする。このときインパルス応答fdv（ｎ）は式
（16）から、 fdv（ｎ）＝sin｛2π（ν_C−ν_p／２）η_pｎ｝／nπ ＝sin（2πν_Cη_pｎ−nπ）／nπ ＝sin（2πν_Cη_pｎ）／nπ ，ｎは０または偶数 −sin（2πν_Cη_pｎ）／nπ ，ｎは奇数 ……(23) となる。 Further, it is assumed that Fdv(v-v _p /2) is the frequency response of FIG. 5 shifted by v _p /2 as shown in FIG. That is, 1, −ν _p /2νν _C −ν _p /2 and Fdv(ν−ν _p /2) = −ν _C +ν _p /2νν _p /
2 0, ν _C −ν _b /2<ν<−ν _C +ν _p
/2 ...(22). At this time, the impulse response fdv(n) is obtained from equation (16), fdv(n)=sin{2π(ν _C −ν _p /2)η _p n}/nπ = sin(2πν _C η _p n−nπ)/ nπ = sin (2πν _C η _p n)/nπ, n is 0 or an even number −sin (2πν _C η _p n)/nπ, n is an odd number (23).

以上のようにして求められた有限数列fv（ｎ）
をタツプ利得として、第７図に示すようなトラン
スバーサル・フイルタを構成する。端子３９には
第４図の映像信号フイルタ３０の出力Xnが入力
として加えられる。４０−１，４０−２，……４
０−Ｎは1H（１水平周期）遅延素子、４１−０，
４１−１……４１−Ｎはfv（ｎ）の利得を有する
乗算器、４２，４３および４４は加算器、４５は
減算器である。ここで、乗算器４１−０，４１−
２，……４１−Ｎは端子３９および1H遅延素子
４０−１，４０−２，……４０−Ｎの出力端に接
続され、加算器４２はタツプ４１−０，４１−
２，４１−４，……４１−Ｎの出力を加算し、加
算器４３は乗算器４１−１，４１−３，……４１
−（Ｎ−１）の出力を加算し、加算器４４は加算
器４２と４３の出力を加算し、減算器４５は加算
器４２と４３の出力を減算する。出力端子４６は
第４図の水平方向遅延補償器３５へ、出力端子４
７は水平方向フイルタ３４へ、それぞれ受信希望
チヤンネルの輝度信号yn_Yおよび搬送色信号yn_Cを
出力する。 Finite sequence fv(n) obtained as above
A transversal filter as shown in FIG. 7 is constructed by setting the tap gain to . The output Xn of the video signal filter 30 shown in FIG. 4 is applied to the terminal 39 as an input. 40-1, 40-2,...4
0-N is a 1H (1 horizontal period) delay element, 41-0,
41-1...41-N are multipliers having a gain of fv(n), 42, 43 and 44 are adders, and 45 is a subtracter. Here, multipliers 41-0, 41-
2,...41-N are connected to the terminal 39 and the output ends of the 1H delay elements 40-1, 40-2,...40-N, and the adder 42 is connected to the taps 41-0, 41-N.
2, 41-4, ...41-N, and the adder 43 adds the outputs of the multipliers 41-1, 41-3, ...41.
-(N-1), the adder 44 adds the outputs of adders 42 and 43, and the subtracter 45 subtracts the outputs of adders 42 and 43. The output terminal 46 is connected to the horizontal delay compensator 35 in FIG.
7 outputs the luminance signal yn _Y and the carrier color signal yn _C of the desired channel to be received, respectively, to the horizontal filter 34 .

水平方向フイルタ３４の周波数応答F_H（μ）
は、第８図のように受信希望チヤンネルの色副搬
送波周波数3.58MHzを中心として±0.5MHzの通
過帯域を持つ。この水平方向フイルタ３４によつ
て、垂直方向フイルタ３３からの搬送色信号yn_c
は帯域制限される。一方、垂直方向フイルタ３３
から出力される輝度信号yn_Y（第８図ａ）は、水平
方向遅延補償器３５で水平方向フイルタ３４で生
じた遅延分だけ補償される。搬送色信号yn_Cは第
１の補間フイルタ３６で、輝度信号ny_Yは第２の
補間フイルタ３７でそれぞれ連続値に補間され
て、端子３８Ａおよび端子３８Ｂからアナログ信
号ＣおよびＹとして出力される。 Frequency response F _H (μ) of horizontal filter 34
has a pass band of ±0.5 MHz centered on the color subcarrier frequency of 3.58 MHz of the channel desired to receive, as shown in FIG. This horizontal filter 34 allows the conveyed color signal yn _c from the vertical filter 33 to be
is band-limited. On the other hand, the vertical filter 33
The luminance signal yn _Y (FIG. 8a) outputted from the horizontal delay compensator 35 is compensated for the delay caused by the horizontal filter 34. The carrier color signal yn _C is interpolated into continuous values by the first interpolation filter 36 and the luminance signal ny _Y by the second interpolation filter 37, and these are outputted as analog signals C and Y from terminals 38A and 38B.

第９図に下側隣接チヤンネルの搬送色信号およ
び残留輝度信号のスペクトルと受信希望チヤンネ
ルの輝度信号および搬送色信号のスペクトルとの
周波数関係を示す。下側隣接チヤンネルの映像信
号搬送波は6MHz（NTSC方式による。以下
NTSC方式により説明する。）であるが、受信希
望チヤンネルの水平走査周波数_H（4.5MHz÷286）
の２分の１の周波数の整数倍で6MHzに最も近い
値を有しているのは、 f_H／２×763＝6.00262（ＭHz） である。これは下側隣接チヤンネルの映像信号搬
送波の周波数に最も近い受信希望チヤンネルの搬
送色信号のスペクトルの周波数である。これらの
周波数の差は2.62KHzとなる。したがつて下側隣
接チヤンネルの輝度信号のスペクトルと受信希望
チヤンネルの搬送色信号のスペクトルとの周波数
差は2.62KHzである。また下側隣接チヤンネルの
搬送色信号のスペクトルは下側隣接チヤンネルの
輝度信号のスペクトルに対し、また受信希望チヤ
ンネルの輝度信号のスペクトルは受信希望チヤン
ネルの搬送色信号のスペクトルに対し、共に_H／
２の周波数差を持つから、下側隣接チヤンネルの
搬送色信号のスペクトルは受信希望チヤンネルの
輝度信号のスペクトルに対し2.62KHzの周波数差
を持つ。 FIG. 9 shows the frequency relationship between the spectrum of the carrier chrominance signal and residual luminance signal of the lower adjacent channel and the spectrum of the luminance signal and carrier chrominance signal of the channel desired to be received. The video signal carrier wave of the lower adjacent channel is 6MHz (based on NTSC system.
This will be explained using the NTSC system. ), but the horizontal scanning frequency _H of the desired channel (4.5MHz÷286)
The closest integer multiple of half the frequency to 6MHz is _fH /2×763=6.00262 (MHz). This is the frequency of the spectrum of the carrier color signal of the channel desired to be received that is closest to the frequency of the video signal carrier of the lower adjacent channel. The difference between these frequencies is 2.62KHz. Therefore, the frequency difference between the spectrum of the luminance signal of the lower adjacent channel and the spectrum of the carrier color signal of the channel desired to receive is 2.62 KHz. Furthermore, the spectrum of the carrier color signal of the lower adjacent channel is _H /
2, the spectrum of the carrier color signal of the lower adjacent channel has a frequency difference of 2.62 KHz with respect to the spectrum of the luminance signal of the desired channel.

以上のように、受信希望チヤンネルの輝度信号
yn_Yおよび搬送色信号yn_Cの各スペクトルは、下側
隣接チヤンネルの搬送色信号および輝度信号の各
スペクトルと2.62KHzの一定の周波数差を持つか
ら、第８図のような周波数応答を持つ垂直方向フ
イルタ３３で信号標本器２９の出力信号を濾波す
ることにより、下側隣接チヤンネルの搬送色信号
スペクトルおよび残留映像信号スペクトルを分離
することができる。 As mentioned above, the luminance signal of the channel you want to receive
Since each spectrum of yn _Y and carrier color signal yn _C has a constant frequency difference of 2.62 KHz from each spectrum of carrier color signal and luminance signal of the lower adjacent channel, vertical By filtering the output signal of the signal sampler 29 with the directional filter 33, the carrier color signal spectrum and the residual video signal spectrum of the lower adjacent channel can be separated.

また、垂直方向フイルタ３３の通過帯域幅の狭
帯域性のために、下側隣接チヤンネルの搬送音声
信号の混入を減少させることができる。 Furthermore, because of the narrow passband width of the vertical filter 33, it is possible to reduce the contamination of the carrier audio signal of the lower adjacent channel.

第９図はまた、各信号のスペクトルがピーク毎
にある周波数幅をもつていることを示している。
実際にはフレーム周波数間隔のスペクトルが、_H
毎にピークを有する構造となつている。もし、垂
直方向信号のレベルの変化が急激であればこの周
波数幅は拡大し、変化が緩慢であればこの周波数
幅は縮小する。ここで、垂直方向信号とは、テレ
ビジヨン信号の１フレームを２次元画像として捉
え、その垂直方向を軸とする信号である。すなわ
ち、走査線に垂直に軸をとり、その軸上で走査線
間隔で標本化された信号である。そこで、垂直方
向フイルタ３３の通過帯域幅ν_Cを可変にしておい
て、受信テレビジヨン信号の走査線間のレベルの
変化が急激なときはν_Cを広くし、緩慢なときには
ν_Cを狭くするように構成する。こうすることによ
つて受信希望チヤンネルのテレビジヨン信号の劣
化を防ぎながら、下側隣接チヤンネルの搬送色信
号スペクトルおよび一部が残留している映像信号
スペクトルの各スペクトルの大部分を除去でき
る。同時に下側隣接チヤンネルの搬送音声信号の
スペクトルの大部分を除去する。搬送音声信号は
周波数変調されているから、そのスペクトルはあ
る帯域内に広がつているからである。 FIG. 9 also shows that the spectrum of each signal has a certain frequency width for each peak.
Actually, the spectrum of the frame frequency interval is _H
It has a structure with a peak for each. If the level of the vertical signal changes rapidly, this frequency width will expand, and if the change is slow, this frequency width will decrease. Here, the vertical signal is a signal that captures one frame of a television signal as a two-dimensional image and whose axis is in the vertical direction. That is, it is a signal whose axis is perpendicular to the scanning lines and sampled at scanning line intervals on that axis. Therefore, the passband width ν _C of the vertical filter 33 is made variable, and when the level change between scanning lines of the received television signal is rapid, ν _C is widened, and when the level change is slow, ν _C is narrowed. Configure it as follows. By doing so, it is possible to remove most of the carrier color signal spectrum of the lower adjacent channel and the remaining video signal spectrum, while preventing deterioration of the television signal of the desired channel. At the same time, most of the spectrum of the carrier audio signal of the lower adjacent channel is removed. This is because the carrier audio signal is frequency modulated, so its spectrum is spread within a certain band.

垂直方向フイルタ３３の通過帯域幅ν_Cを可変に
するために、垂直方向フイルタ３３を適応型垂直
方向フイルタとする。この適応型垂直方向フイル
タは、既に述べた垂直方向フイルタ３３のインパ
ルス応答fv（ｎ）を可変とすることにより得られ
る。このfv（ｎ）の値を垂直方向フイルタ３３に
与えてこれを制御するために垂直方向フイルタ制
御器３１が設けられている。 In order to make the passband width ν _C of the vertical filter 33 variable, the vertical filter 33 is an adaptive vertical filter. This adaptive vertical filter is obtained by making the impulse response fv(n) of the vertical filter 33, which has already been described, variable. A vertical filter controller 31 is provided to provide the value of fv(n) to the vertical filter 33 to control it.

第１０図は、垂直方向フイルタ制御器３１に用
いられるフイルタの構成図、第１１図はその周波
数応答を示す図である。このフイルタは受信希望
チヤンネルの信号スペクトルのみを分離して選択
するためのものである。端子４８には第４図の映
像信号フイルタ３０の出力が加えられる。垂直方
向フイルタ４９の通過帯域幅は、前に求めた周波
数差2.62KHzを考慮した上で、下側隣接チヤンネ
ルのスペクトルを除去するのに十分なように狭く
とつてある。この垂直方向フイルタ４９の出力は
水平方向帯域フイルタ５０に加えられる。水平方
向帯域フイルタ５０の通過帯域は1.4MHzから
4.5MHzにとつてある。この下限1.4MHzは、下側
隣接チヤンネルの音声搬送波の同期検波器１６に
よつて変換された周波数1.5MHzから、音声搬送
波の周波数変調による側帯域の帯域幅の２分の１
である0.1MHzを差し引いた値である。こうする
ことによつて、下側隣接チヤンネル信号のスペク
トルが存在する周波数帯域でだけ垂直方向フイル
タ４９が有効に働くことになる。垂直方向フイル
タ４９と水平方向フイルタ５０を縦続した場合の
周波数応答を第１１図ａに示してある。端子４８
に加えられた信号はまた、垂直方向遅延補償器５
１を経て水平方向低域フイルタ５２に加えられ
る。水平方向低域フイルタ５２の周波数応答は第
１１図ｂに示してある。通過帯域を1.4MHzとし
ているのは、下側隣接チヤンネル信号により妨害
を受けない周波数範囲では、受信希望チヤンネル
信号から垂直方向フイルタにより下側隣接チヤン
ネルのスペクトルを除去する必要がないためであ
る。水平方向フイルタ５０の出力と水平方向低域
フイルタ５２の出力は加算器５３で加算され、レ
ベル検出器５４を通して端子５５に出力される。
結局第１０図で示されるフイルタの構成は第１１
図ｃのような周波数応答をもつことになる。なお
垂直方向フイルタ４９および垂直方向遅延補償器
５１で要する1H遅延素子w^-1は第７図で示した
４０−１，４０−２，……４０−Ｎと共用するこ
とができる。 FIG. 10 is a block diagram of a filter used in the vertical filter controller 31, and FIG. 11 is a diagram showing its frequency response. This filter is for separating and selecting only the signal spectrum of the channel desired to be received. The output of the video signal filter 30 shown in FIG. 4 is applied to the terminal 48. The passband width of the vertical filter 49 is set narrow enough to eliminate the spectrum of the lower adjacent channel, taking into account the frequency difference of 2.62 KHz determined previously. The output of this vertical filter 49 is applied to a horizontal bandpass filter 50. The passband of the horizontal band filter 50 is from 1.4MHz
It is set at 4.5MHz. This lower limit of 1.4 MHz is calculated from the frequency 1.5 MHz converted by the synchronous detector 16 of the audio carrier of the lower adjacent channel to half the bandwidth of the side band by frequency modulation of the audio carrier.
This is the value obtained by subtracting 0.1MHz. By doing so, the vertical filter 49 works effectively only in the frequency band where the spectrum of the lower adjacent channel signal exists. The frequency response when vertical filter 49 and horizontal filter 50 are connected in series is shown in FIG. 11a. terminal 48
The signal applied to the vertical delay compensator 5
1 and is applied to a horizontal low-pass filter 52. The frequency response of horizontal low pass filter 52 is shown in FIG. 11b. The passband is set to 1.4 MHz because, in a frequency range that is not interfered with by the lower adjacent channel signal, there is no need to remove the spectrum of the lower adjacent channel from the desired reception channel signal using a vertical filter. The output of the horizontal filter 50 and the output of the horizontal low-pass filter 52 are added by an adder 53 and output to a terminal 55 through a level detector 54.
In the end, the configuration of the filter shown in FIG.
It will have a frequency response as shown in Figure c. Note that the 1H delay element w ^-1 required in the vertical filter 49 and the vertical delay compensator 51 can be shared with 40-1, 40-2, . . . , 40-N shown in FIG.

このように、水平方向帯域フイルタ５０の出力
と水平方向低域フイルタ５２の出力は加算器５３
で加算され、この加算信号はレベル検出器５４の
一方の入力端子に加えられ、垂直方向遅延補償器
５１の出力はレベル検出器５４の他方の入力端子
に加えられる。この際、垂直方向遅延補償器５１
は遅延素子を有しているので１走査線の遅延メモ
リとしても働き、これによりレベル検出器５４は
受信テレビジヨン信号の垂直方向信号のレベル変
化に応じた信号を生成し、この信号は端子５５か
ら出力される。この検出器５４出力を垂直方向フ
イルタ制御器３１の出力とし、この出力で垂直方
向フイルタ３３のタツプ利得fv（ｎ）を定める。 In this way, the output of the horizontal band filter 50 and the output of the horizontal low pass filter 52 are connected to the adder 53.
This added signal is added to one input terminal of the level detector 54, and the output of the vertical delay compensator 51 is added to the other input terminal of the level detector 54. At this time, the vertical delay compensator 51
Since it has a delay element, it also functions as a delay memory for one scanning line, so that the level detector 54 generates a signal corresponding to the level change of the vertical signal of the received television signal, and this signal is sent to the terminal 55. is output from. The output of this detector 54 is used as the output of the vertical filter controller 31, and the tap gain fv(n) of the vertical filter 33 is determined by this output.

fv（ｎ）の値は次のようにして求める。すなわ
ち、画像の走査線間のレベル差が大きいときは式
（15）で示す通過帯域幅ν_Cが狭くなるように、ま
たレベル差が小さいときはν_Cが広くなるように式
（16）のfdv（ｎ）を対応させ、さらに式（18）に
よつてfv（ｎ）を求める。 The value of fv(n) is determined as follows. In other words, when the level difference between the scanning lines of the image is large, the passband width ν _C shown in equation (15) is narrowed, and when the level difference is small, ν _C is widened in equation (16). fdv(n) is made to correspond, and fv(n) is further determined by equation (18).

そして、垂直方向フイルタ制御器３１を第１０
図のように構成し、そのレベル検出器５４の出力
で、垂直方向フイルタ３３を第７図のように構成
した場合の乗算器４１−０，４１−１，……４１
−Ｎの利得fv（ｎ）を定める。 Then, the vertical filter controller 31 is
Multipliers 41-0, 41-1, .
-N gain fv(n) is determined.

このように本実施例によれば、テレビジヨン信
号を同期検波して得た受信希望チヤンネルの信号
を垂直方向フイルタ３３で濾波するようにしたこ
とにより、下側隣接チヤンネルの信号による妨害
の除去を実現している。さらに垂直方向フイルタ
３３を適応型フイルタとすることにより、垂直方
向フイルタ３３による受信希望チヤンネルの信号
の品質の劣化を防止している。 In this way, according to the present embodiment, the signal of the channel desired to be received obtained by synchronously detecting the television signal is filtered by the vertical filter 33, so that the interference caused by the signal of the lower adjacent channel can be removed. It has been realized. Furthermore, by making the vertical filter 33 an adaptive filter, it is possible to prevent the vertical filter 33 from deteriorating the quality of the signal of the channel desired to be received.

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は、映
像搬送波信号の同相成分を同期検波する同期検波
回路の出力に含まれるベースバンド映像信号をア
ナログ信号のまま離散値に標本化する信号標本器
と、この信号標本器の出力映像信号スペクトルを
濾波する垂直方向フイルタと、この垂直方向フイ
ルタの出力を連続値に補間して映像信号を得る補
間フイルタとによつて構成しているので、テレビ
ジヨン放送波が下側隣接チヤンネルを有している
にもかかわらず、同期検波回路において発生する
下側隣接チヤンネルの変換された輝度信号搬送色
信号および搬送音声信号の混入を防止することが
できるという効果が得られる。Effects of the Invention As is clear from the above description, the present invention provides a signal that samples a baseband video signal contained in the output of a synchronous detection circuit that synchronously detects the in-phase component of a video carrier signal into discrete values as an analog signal. It consists of a sampler, a vertical filter that filters the output video signal spectrum of the signal sampler, and an interpolation filter that interpolates the output of the vertical filter into continuous values to obtain a video signal. Even though the television broadcast wave has a lower adjacent channel, it is possible to prevent the converted luminance signal carrier chrominance signal and carrier audio signal of the lower adjacent channel from being mixed in, which occurs in the synchronous detection circuit. This effect can be obtained.

さらに、上記垂直方向フイルタを受信テレビジ
ヨン信号の走査線間のレベル変化に応じて通過帯
域幅を可変する適応型垂直フイルタで構成するこ
とにより、垂直方向フイルタによる受信希望チヤ
ンネルの信号の品質を劣化させることなく、下側
隣接チヤンネルの変換された各信号を分離し除去
できるという効果が得られる。 Furthermore, by configuring the above vertical filter with an adaptive vertical filter that varies the passband width according to level changes between scanning lines of the received television signal, the quality of the signal of the channel desired to be received by the vertical filter is degraded. The effect is that the converted signals of the lower adjacent channels can be separated and removed without causing any interference.

さらに、適応型垂直方向フイルタを、信号入力
端子と偶数番目の１水平周期遅延素子の各タツプ
の出力を荷重和する第１の加算器と、奇数番目の
１水平周期遅延素子の各タツプの出力を荷重和す
る第２の加算器とを備え、上記第１の加算器の出
力と上記第２の加算器の出力とを更に加算する第
３の加算器から輝度信号を得、上記第１の加算器
の出力から上記第２の加算器の出力を減算する減
算器から搬送色信号を得るようにしたトランスバ
ーサル・フイルタで構成することにより、テレビ
ジヨン信号のように周波数インターレース方式に
よつて映像信号と搬送色信号が帯域共有している
場合であつても、適応型垂直方向フイルタで、受
信希望チヤンネルのベースバンド映像信号を下側
隣接チヤンネルの変換信号から分離して選択する
ことができるという効果が得られる。 Furthermore, the adaptive vertical filter is connected to a first adder that adds a weighted sum of the signal input terminal and the output of each tap of the even-numbered one-horizontal period delay element, and an output of each tap of the odd-numbered one-horizontal period delay element. a second adder that performs a weighted sum of the first adder and a third adder that further adds the output of the first adder and the second adder; By constructing a transversal filter in which a carrier color signal is obtained from a subtracter that subtracts the output of the second adder from the output of the adder, video signals can be processed using the frequency interlace method like a television signal. Even if the signal and the carrier color signal share a band, the adaptive vertical filter can separate and select the baseband video signal of the desired channel from the converted signal of the lower adjacent channel. Effects can be obtained.

さらに、上記トランスバーサル・フイルタの１
水平周期遅延素子の各タツプにおける荷重を等し
くすることにより、通過帯域の周波数特性は理想
フイルタの特性にはならないが、フイルタの構成
として簡単になるという効果が得られる。 Furthermore, one of the above transversal filters
By making the loads on each tap of the horizontal period delay element equal, the frequency characteristics of the pass band will not become the characteristics of an ideal filter, but the effect of simplifying the structure of the filter can be obtained.

さらに、垂直方向フイルタ制御器を、チヤンネ
ル間隔周波数から音声中間周波数を減じた周波数
を通過帯域とする水平方向低域フイルタと、下側
隣接チヤンネルの搬送色信号スペクトルを除去す
ることができるように通過帯域を充分狭くした垂
直方向フイルタと、この垂直方向フイルタの出力
を上記チヤンネル間隔周波数から音声中間周波数
を減じた周波数を下限とし音声中間周波数を上限
として帯域通過させる水平方向フイルタと、この
水平方向帯域フイルタの出力と上記垂直方向フイ
ルタの出力を重畳する手段と、この重畳する手段
と上記水平方向低域フイルタの出力とを加算する
手段と、この加算する手段の出力レベルの走査線
間での差を検出するレベル検出器によつて構成す
ることにより、下側隣接チヤンネルの変換信号の
影響を受けることなく、受信希望チヤンネルの走
査線間レベル差を検出することができるという効
果が得られる。 Additionally, a vertical filter controller is coupled to a horizontal low pass filter having a passband equal to the channel spacing frequency minus the audio intermediate frequency, and a horizontal low pass filter for filtering out the carrier color signal spectrum of the lower adjacent channel. a vertical filter with a sufficiently narrow band, a horizontal filter that passes the output of this vertical filter in a band whose lower limit is the frequency obtained by subtracting the audio intermediate frequency from the channel interval frequency and whose upper limit is the audio intermediate frequency, and this horizontal band. means for superimposing the output of the filter and the output of the vertical filter; means for adding the superimposing means and the output of the horizontal low-pass filter; and a difference in the output level of the adding means between scanning lines. By using a level detector that detects the signal, it is possible to detect the level difference between the scanning lines of the channel desired to be received without being affected by the converted signal of the lower adjacent channel.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来のテレビジヨン同期受信機の要部
ブロツク図、第２図ａは映像信号のベースバンド
周波数特性図、第２図ｂは映像信号フイルタの周
波数特性、第３図ａはテレビジヨン信号の受信希
望チヤンネルと下側隣接チヤンネルの周波数関係
を示す図、第３図ｂは受信希望チヤンネルの周波
数変換関係を示す図、第３図ｃは下側隣接チヤン
ネルの周波数変換関係を示す図、第４図は本発明
の一実施例の要部ブロツク図、第５図は理想低域
フイルタの周波数応答を示す図、第６図は理想低
域フイルタの周波数応答をν_p／２だけ周波数移動
した周波数応答を示す図、第７図はトランスバー
サル・フイルタの構成図、第８図ａは垂直方向フ
イルタの周波数応答を示す図、第８図ｂは水平方
向フイルタの周波数応答を示す図、第９図は下側
隣接チヤンネルの搬送色信号および残留輝度信号
のスペクトルと受信希望チヤンネルの輝度信号お
よび搬送色信号のスペクトルとの周波数関係を示
す図、第１０図は垂直方向フイルタ制御器に用い
られるフイルタの構成図、第１１図ａは垂直方向
フイルタ制御器に用いられるフイルタ中の垂直方
向フイルタと水平方向フイルタを縦続接続した場
合の周波数応答図、第１１図ｂは同じく垂直方向
フイルタ制御器に用いられるフイルタ中の水平方
向低域フイルタの周波数応答図、第１１図ｃは垂
直方向フイルタ制御器に用いられるフイルタの周
波数応答図である。 １６……第１の同期検波器、１７……第２の同
期検波器、１８……第１の低域フイルタ、１９…
…第２の低域フイルタ、２２……位相検出器、２
５……電圧制御発振器、２６……90°移相器、２
９……信号標本器、３１……垂直方向フイルタ制
御器、３３……垂直方向フイルタ、３４……水平
方向フイルタ、３６……第１の補間フイルタ、３
７……第２の補間フイルタ。 Figure 1 is a block diagram of the main parts of a conventional television synchronous receiver, Figure 2a is a baseband frequency characteristic diagram of a video signal, Figure 2b is a frequency characteristic of a video signal filter, and Figure 3a is a diagram of a television synchronous receiver. FIG. 3b is a diagram showing the frequency conversion relationship of the desired reception channel and the lower adjacent channel, FIG. 3c is a diagram showing the frequency conversion relationship of the lower adjacent channel, FIG. 4 is a block diagram of the main part of an embodiment of the present invention, FIG. 5 is a diagram showing the frequency response of an ideal low-pass filter, and FIG. 6 is a diagram showing the frequency response of the ideal low-pass filter by shifting the frequency by ν _p /2. 7 is a diagram showing the configuration of the transversal filter, FIG. 8a is a diagram showing the frequency response of the vertical filter, FIG. 8b is a diagram showing the frequency response of the horizontal filter, and FIG. Figure 9 is a diagram showing the frequency relationship between the spectrum of the carrier chrominance signal and residual luminance signal of the lower adjacent channel and the spectrum of the luminance signal and carrier chrominance signal of the channel desired to be received, and Figure 10 is used for the vertical filter controller. The configuration diagram of the filter, Figure 11a is a frequency response diagram when the vertical filter and horizontal filter in the filter used in the vertical filter controller are connected in cascade, and Figure 11b is the frequency response diagram for the vertical filter controller. FIG. 11c is a frequency response diagram of a horizontal low-pass filter among the filters used. FIG. 11c is a frequency response diagram of a filter used in a vertical filter controller. 16...first synchronous detector, 17...second synchronous detector, 18...first low-pass filter, 19...
...Second low-pass filter, 22...Phase detector, 2
5...Voltage controlled oscillator, 26...90° phase shifter, 2
9... Signal sampler, 31... Vertical filter controller, 33... Vertical filter, 34... Horizontal filter, 36... First interpolation filter, 3
7...Second interpolation filter.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の出
力を90°移相させる90°移相器と、上記電圧制御発
振器の出力と上記90°移相器の出力をそれぞれ同
期搬送波として映像搬送波信号の同相および直交
成分を同期検波する第１および第２の同期検波器
と、この第１および第２の同期検波器の出力を低
域濾波する第１および第２の低域フイルタと、こ
の第１と第２の低域フイルタの出力から上記映像
搬送波信号と上記電圧制御発振器の出力の位相差
を検出する位相検出器と、この位相検出器の出力
を上記電圧制御発振器へ帰還する手段と、上記第
１の低域フイルタの出力に含まれるベースバンド
映像信号をアナログ信号のまま離散値に標本化す
る信号標本器と、この信号標本器の出力の中の受
信希望チヤンネル映像信号スペクトルを濾波する
垂直方向フイルタと、この垂直方向フイルタの出
力を連続値に補間して映像信号を得る補間フイル
タとを有し、上記垂直方向フイルタを、受信テレ
ビジヨン信号の走査線間のレベル変化に応じて通
過帯域幅を可変する適応型垂直方向フイルタで構
成したことを特徴とするテレビジヨン同期受信
機。 ２ 適応型垂直方向フイルタを、信号入力端子と
偶数番目の１水平周期遅延素子の各タツプの出力
を荷重和する第１の加算器と、奇数番目の１水平
周期遅延素子の各タツプの出力を荷重和する第２
の加算器とを備え、上記第１の加算器の出力と上
記第２の加算器の出力とを更に加算する第３の加
算器から輝度信号を得、上記第１の加算器の出力
から上記第２の加算器の出力を減算する減算器か
ら搬送色信号を得るようにしたトランスバーサ
ル・フイルタで構成した特許請求の範囲第１項記
載のテレビジヨン同期受信機。 ３ トランスバーサル・フイルタの１水平周期遅
延素子の各タツプにおける荷重を等しくした特許
請求の範囲第２項記載のテレビジヨン同期受信
機。 ４ 垂直方向フイルタ制御器を、チヤンネル間隔
周波数から音声中間周波数を減じた周波数を通過
帯域とする水平方向低域フイルタと、下側隣接チ
ヤンネルの搬送色信号スペクトルを除去すること
ができるように通過帯域を充分狭くした垂直方向
フイルタと、この垂直方向フイルタの出力をチヤ
ンネル間隔周波数から音声中間周波数を減じた周
波数を下限とし音声中間周波数を上限として帯域
通過させる水平方向帯域フイルトと、この水平方
向帯域フイルタの出力と上記水平方向低域フイル
タの出力とを加算する手段と、この加算手段の出
力レベルの走査線間での差を検出するレベル検出
器とによつて構成した特許請求の範囲第１項記載
のテレビジヨン同期受信機。[Claims] 1. A voltage controlled oscillator, a 90° phase shifter that shifts the output of the voltage controlled oscillator by 90°, and a synchronous carrier wave for the output of the voltage controlled oscillator and the output of the 90° phase shifter, respectively. first and second synchronous detectors that synchronously detect in-phase and quadrature components of a video carrier signal, and first and second low-pass filters that low-pass filter the outputs of the first and second synchronous detectors. and a phase detector that detects the phase difference between the video carrier signal and the output of the voltage controlled oscillator from the outputs of the first and second low-pass filters, and the output of this phase detector is fed back to the voltage controlled oscillator. a signal sampler for sampling the baseband video signal contained in the output of the first low-pass filter into discrete values as an analog signal; and a signal sampler for sampling the baseband video signal contained in the output of the first low-pass filter into discrete values; It has a vertical filter that filters the spectrum, and an interpolation filter that interpolates the output of the vertical filter into continuous values to obtain a video signal, and the vertical filter is used to detect level changes between scanning lines of the received television signal. What is claimed is: 1. A television synchronization receiver comprising an adaptive vertical filter that changes the passband width according to the 2 The adaptive vertical filter is connected to a signal input terminal and a first adder that adds the weighted outputs of each tap of the even-numbered one-horizontal period delay element, and a first adder that adds the output of each tap of the odd-numbered one-horizontal period delay element. The second sum of weights
a third adder that further adds the output of the first adder and the output of the second adder, obtains the luminance signal from the output of the first adder, and obtains the luminance signal from the output of the first adder. 2. A television synchronization receiver according to claim 1, comprising a transversal filter that obtains a carrier color signal from a subtracter that subtracts the output of the second adder. 3. The television synchronization receiver according to claim 2, wherein the loads on each tap of the one horizontal period delay element of the transversal filter are equal. 4. The vertical filter controller is combined with a horizontal low-pass filter whose passband is the channel spacing frequency minus the audio intermediate frequency, and a passband whose passband is such that the carrier color signal spectrum of the lower adjacent channel can be removed. a vertical filter which is sufficiently narrow, a horizontal bandpass filter that passes the output of this vertical filter in a band with a frequency obtained by subtracting the audio intermediate frequency from the channel spacing frequency as the lower limit and the audio intermediate frequency as the upper limit, and this horizontal bandpass filter. and a level detector for detecting a difference in the output level of the adding means between scanning lines. Television synchronization receiver as described.