JPS6046844B2 - Carrier wave conversion device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数変調された搬送波を、直接に振幅変調
された搬送波に変換する搬送波変換装置（ＦＭ−ＡＭ変
換装置）に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a carrier wave conversion device (FM-AM conversion device) that directly converts a frequency modulated carrier wave into an amplitude modulated carrier wave.

第１図は従来のＦＭ−ＡＭ変換装置の原理を示す回路図
である。FIG. 1 is a circuit diagram showing the principle of a conventional FM-AM converter.

周波数変調（ＦＭ変調）された入力の周波数をｆ、とし
、その中心周波数をｆ。とし、振幅変調（ＡＭ変調）さ
れるべき搬送波の周波数をｆ。とする。第１図に於いて
、１はＦＭ変調波ｆ、の入力端子で、２は周波数の変化
に応じて、その伝達特性が変化する回路であり、その中
心周波数はｆ。Let f be the frequency of the frequency modulated (FM modulated) input, and let f be the center frequency. Let f be the frequency of the carrier wave to be amplitude modulated (AM modulated). shall be. In FIG. 1, 1 is an input terminal for an FM modulated wave f, and 2 is a circuit whose transfer characteristics change according to changes in frequency, the center frequency of which is f.

に−設定されている。３はダイオードで、４は方向性結
合器やサーキユレータなどの如く方向性を有する回路手
段で、５は搬送波ｆ２の入力端子で、６は振幅変調を受
けた搬送波ｆ。− is set. 3 is a diode, 4 is a directional circuit means such as a directional coupler or a circulator, 5 is an input terminal for a carrier wave f2, and 6 is an amplitude-modulated carrier wave f.

の出力端子を示し、７はダイオード３の整流電流Ｉｄを
一巡させ、しかも高周波は阻止するための低域通過回路
であり、８はダイオードて生するＩｍｆ、±ｎｆ。１（
但し、ｍ、ｎはＯを含まない整数）及び（ｍ＋１）ｆ、
、及び（ｎ＋１） ｆ。7 is a low-pass circuit for circulating the rectified current Id of the diode 3 and blocking high frequencies, and 8 is Imf, ±nf generated by the diode. 1(
However, m and n are integers not including O) and (m+1)f,
, and (n+1) f.

成分の適当な成分を短絡するための回路で、９はｊ２波
の阻止回路で、１０はｆｌ波の阻止回路てある。以下第
１図の動作原理を説明する。A circuit for short-circuiting appropriate components, 9 is a J2 wave blocking circuit, and 10 is a FL wave blocking circuit. The operating principle of FIG. 1 will be explained below.

端子１に加えられた入力搬送波ｆ、は回路２によつて、
その周波数に応じて伝達特性の変化を受けて例えは第２
図の如き特性になる。尚、第２図においてＥ１はダイオ
ード３に加わる搬送波ｆ、の振幅を表わす。搬送波Ｅ、
によつて、ダイオード３に整流電流Ｉｄが生じ、その整
流電流もＥ、の振幅変化に応じて変化することになり、
その結果、ダイオード３の小信号インピーダンス（以下
Ｒｄと略す）がＩｄに従つて変化し、結局、入力搬送波
ｆ、の周波数変化に応じて第３図の如くＲｄが変化する
ことになる。今、端子５より回路４を経てダイオード３
に、充分小振幅の搬送波ｆ。を印加すれば端子６に現れ
る搬送波ｆ２の振幅Ｅ。は第１式の如くなる。Ｅ２■に
・・・・・・・・・（１） Ｒｄ＋ Ｒｏ 但し、には定数、Ｒｏは方向性を有する回路４の特性イ
ンピーダンスを表わす。The input carrier f, applied to terminal 1 is given by circuit 2 as follows:
The second analogy is that the transfer characteristics change depending on the frequency.
The characteristics will be as shown in the figure. In FIG. 2, E1 represents the amplitude of the carrier wave f applied to the diode 3. carrier wave E,
As a result, a rectified current Id is generated in the diode 3, and the rectified current also changes according to the amplitude change of E.
As a result, the small signal impedance (hereinafter abbreviated as Rd) of the diode 3 changes according to Id, and as a result, Rd changes as shown in FIG. 3 in accordance with the frequency change of the input carrier wave f. Now, from terminal 5 through circuit 4, diode 3
, a carrier wave f of sufficiently small amplitude. The amplitude E of carrier wave f2 appearing at terminal 6 when . becomes as in the first equation. In E2■... (1) Rd+Ro However, is a constant, and Ro represents the characteristic impedance of the circuit 4 having directionality.

すなわち、前記Ｒｄの変化に応じて、ＲｄがＲｏに等し
いときは、端子６にｆ２波は現れず、又ｆｌ波の周波数
を変化させて第３図に従つてＲｄがＲｏより大になるか
、又は小になれば、その大きさに応じて第１式に従つて
端子６にＦ２波の出力が現れることになり、結局、端子
１の入力搬送波ｆ１の周波数変化に応じて、例えは第４
図の如く端子６のＦ２波の振幅Ｅ２が変化することにな
り、ＦＭ波ｆ１の周波数偏移をＡＭ波Ｆ２の振幅変化に
変換することができる。That is, according to the change in Rd, when Rd is equal to Ro, no f2 wave appears at terminal 6, and by changing the frequency of the fl wave, Rd becomes larger than Ro according to FIG. , or smaller, an output of the F2 wave will appear at the terminal 6 according to the first equation depending on its magnitude, and eventually, depending on the frequency change of the input carrier wave f1 at the terminal 1, for example, the F2 wave output will appear at the terminal 6 according to the first equation. 4
As shown in the figure, the amplitude E2 of the F2 wave at the terminal 6 changes, and the frequency shift of the FM wave f1 can be converted into an amplitude change of the AM wave F2.

然しながら、第１図の如き従来の回路では、ダイオード
３にｆ１とＦ２との２種類の周波数が印加される結果１
ｍハ±Ｎｆ２ｌの周波数が発生し、このＩｍｆｌ±Ｎｆ
２ｌがＡＭ波Ｆ２の伝送帯域内に落ち込む場合には、フ
ィルター回路を通過して出力端子に現れて妨害波となる
。However, in the conventional circuit as shown in FIG. 1, two frequencies, f1 and F2, are applied to the diode 3, resulting in 1
A frequency of Imfl±Nf2l is generated, and this Imfl±Nf
When 2l falls within the transmission band of the AM wave F2, it passes through the filter circuit and appears at the output terminal, becoming an interference wave.

このためＦ，とＦ２との周波数を任意に選定することが
困難であるという欠点があつた。又、前記回路２の直線
性と、ダイオードに印加されるｆ１波の振幅Ｅ１とダイ
オードの小信号インピーダンスとの関係の直線性と、小
信号インピーダンスとＦ２波出力振幅との関係の直線性
等があまり良くないことが原因して、第４図の特性の直
線性が良くない欠点があつた。For this reason, there was a drawback that it was difficult to arbitrarily select the frequencies of F and F2. Furthermore, the linearity of the circuit 2, the linearity of the relationship between the amplitude E1 of the f1 wave applied to the diode and the small signal impedance of the diode, the linearity of the relationship between the small signal impedance and the F2 wave output amplitude, etc. This was due to the fact that the linearity of the characteristics shown in FIG. 4 was not good.

又、入力端子１に印加されるＦＭ波の振幅が変動すると
Ｒｄが変動して、出力Ｆ２波の振幅Ｅ２が変動するので
、入力ＦＭ波の振幅変動による雑音を受けないためには
充分にｗ成分を抑圧した信号を印加する必要があり、本
ＦＭ−ＡＭ変換装置のために高性能の振幅制限回路を前
段に付加しなければならないと云う欠点があつた。Furthermore, when the amplitude of the FM wave applied to the input terminal 1 changes, Rd changes, and the amplitude E2 of the output F2 wave changes, so in order to avoid noise due to the amplitude fluctuation of the input FM wave, It is necessary to apply a signal whose components have been suppressed, and a high-performance amplitude limiting circuit must be added to the front stage for this FM-AM converter, which is a drawback.

したがつて本発明の目的は、これらの欠点を排除し、然
も従来の回路と同様、簡単な構成のＦＭ一Ｍ変換装置を
提供することである。SUMMARY OF THE INVENTION It is therefore an object of the present invention to provide an FM-to-M converter which eliminates these drawbacks and which, like conventional circuits, has a simple construction.

第５図は本発明の原理を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing the principle of the present invention.

同図に於いて１１はＦＭ変調波ｆ１の入力端子、１２は
周波数の変化に応じてその二つの入力端子への伝達特性
が互いに異なつて変化する分波回路で、例えば第１２図
にその一例を示す如く、入力端子１１に接続された分配
器５５によつて出力端子５１と５２とに入力信号を分配
して、その各々に共振周波数が異る直列共振回路５３及
び５４が接続されている。１５はｗ変調されるべき搬送
波Ｆ２の入力端子であり、１６は例えば方向性結合器な
どの分配回路で、１７および１８は例えば方向性結合器
や分配器などの合成回路である。In the figure, 11 is an input terminal for the FM modulated wave f1, and 12 is a branching circuit whose transfer characteristics to the two input terminals change differently according to changes in frequency. As shown, the input signal is distributed to the output terminals 51 and 52 by a distributor 55 connected to the input terminal 11, and series resonant circuits 53 and 54 having different resonance frequencies are connected to each of the output terminals 51 and 52. . 15 is an input terminal for the carrier wave F2 to be w-modulated, 16 is a distribution circuit such as a directional coupler, and 17 and 18 are combination circuits such as a directional coupler or a divider.

１９はＡＭ変調を受けた搬送波Ｆ２の出力端子であり、
２１と２２は高周波信号を阻止する低域通過回路あるい
は帯域阻止回路てある。19 is an output terminal of carrier wave F2 subjected to AM modulation;
21 and 22 are low pass circuits or band rejection circuits that block high frequency signals.

分岐回路１２からの２つの出力は、検波回路としてはた
らくダイオード１３を含むダイオード回路３１、及び同
様に検波回路としてはたらくダイオード１４を含むダイ
オード回路３２にそれぞれ供給される。ダイオード１３
と１４及び３３と３４とは各々、例えば接合ダイオード
や、ショットキーバリアダイオードやトンネルダイオー
ド等であり、２７と２８、及び２９と３０とはバイアス
電源である。２３と２４とは（ｍ＋１）ｆ１成分を短絡
するための回路であり、２５と２６とは（ｎ＋１）Ｆ２
成分を短絡するための回路てある。The two outputs from the branch circuit 12 are respectively supplied to a diode circuit 31 including a diode 13 serving as a detection circuit and a diode circuit 32 including a diode 14 also serving as a detection circuit. diode 13
and 14, 33, and 34 are, for example, junction diodes, Schottky barrier diodes, tunnel diodes, etc., and 27 and 28, and 29 and 30 are bias power supplies. 23 and 24 are circuits for shorting the (m+1)f1 component, and 25 and 26 are (n+1)F2
There is a circuit to short circuit the components.

ダイオード回路３１，３２の出力はそれぞれ低域通過回
路２１，２２を経たあと、伝送量制御回路としてはたら
くダイオード３３を含むダイオード回路３５、及び同様
に伝送量制御回路としてはたらくダイオード３４を含む
ダイオード回路３６へそれぞれ供給される。ダイオード
１３と３３、及び１４と３４とは、低域通過回路２１及
び２２によつて電流が各々一巡出来るように接続されて
いる。以下第５図に従つて本発明の動作を詳細に説明す
る。The outputs of the diode circuits 31 and 32 pass through the low-pass circuits 21 and 22, respectively, and are then connected to a diode circuit 35 including a diode 33 which acts as a transmission amount control circuit, and a diode circuit 36 including a diode 34 which also acts as a transmission amount control circuit. are supplied to each. The diodes 13 and 33 and the diodes 14 and 34 are connected by low-pass circuits 21 and 22 so that the current can pass through each circuit once. The operation of the present invention will be explained in detail below with reference to FIG.

ＦＭ変調された入力波ｆ１は端子１１より分波回路１２
に加えられる。分波回路１２はその二つの出力端子への
伝達特性が周波数に応じて互いに異なつて変化し、しか
もその周波数特性が対象とする周波数範囲において、例
えば第６図の如く中心周波数Ｆ。を対称軸としてほぼ対
称な特性の回路てある。尚、第６図に於いてＥｌｌはダ
イオ”−ド１３に加えられる分波回路１２の出力振幅で
、Ｅｌ。はダイオード１４に加えられる分波回路１２の
出力振幅である。振幅Ｅｌｌ及びＥｌ。のｆ１波によつ
てダイオード１３及び１４には各々整流電流が流れ生じ
、それはダイオード３３及び３４の．バイアス電流を変
化させてその結果各々ダイオード３３及び３４の小信号
インピーダンスＲｄｌ及びＲｄ２を変化させることにな
り、このＲｄｌ及びＲｄ２は第７図に示す如く、対象と
する周波数範囲でＦ。を対称軸として対称な特性となる
。ノ 今、端子１５より分配回路１６を経て、ダイオー
ド回路３５及び３６に充分小振幅の搬送波Ｆ２を印加し
た場合の各々の回路の伝達特性は例えば第８図の如くな
る。これも第７図と同様ＦＯを対称軸とする対称な特性
となる。第８図に於いてＧ１及びＧ２は各々ダイオード
回路３５及び３６の伝達特性てある。分配回路１６及び
合成回路１７の各端子に第５図の如く、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ
，Ｅ，Ｆと記号をつけ端子Ａ（５Ｂ，Ａ（５Ｃ，Ｅ（５
Ｄ，ＦとＤ間の伝達特性の位相量を各々くＡＢ，くＡＣ
，〈ＥＤ，〈ＦＤと表わすと、第２式を満足するように
例えはく佃を００，〈ＡＣを００，〈ＥＤを００，くＦ
Ｄを１８０〈とするような方向性結合器を分配回路１６
及び合成回路１７として採用すれば、端子１５より分配
回路１６を経てダイオード回路３５及び３６に充分小信
号のＦ２搬送波を印加すれは合成回路１７の出力端子Ｄ
に現れるＦ２波の振幅Ｅ２３は、ダイオード回路。The FM modulated input wave f1 is sent from the terminal 11 to the branching circuit 12.
added to. The transfer characteristics of the branching circuit 12 to its two output terminals vary depending on the frequency, and in the frequency range targeted by the frequency characteristics, for example, the center frequency F as shown in FIG. The circuit has almost symmetrical characteristics with the axis of symmetry as the axis of symmetry. In FIG. 6, Ell is the output amplitude of the branching circuit 12 applied to the diode 13, and El is the output amplitude of the branching circuit 12 applied to the diode 14. Amplitudes Ell and El. The f1 wave causes a rectified current to flow through the diodes 13 and 14, respectively, which changes the bias current of the diodes 33 and 34, thereby changing the small signal impedances Rdl and Rd2 of the diodes 33 and 34, respectively. As shown in Fig. 7, Rdl and Rd2 have symmetrical characteristics with F as the axis of symmetry in the target frequency range. For example, the transfer characteristics of each circuit when a carrier wave F2 of sufficiently small amplitude is applied to is as shown in FIG. G1 and G2 are the transfer characteristics of the diode circuits 35 and 36, respectively.As shown in FIG.
, E, F and terminals A(5B, A(5C, E(5
The phase amounts of the transfer characteristics between D, F and D are respectively AB and AC.
,〈ED,〈FD, then, in order to satisfy the second formula, we can use the following formulas to satisfy the second equation:
A distribution circuit 16 includes a directional coupler such that D is 180.
And if adopted as the combining circuit 17, the output terminal D of the combining circuit 17 can be applied to the diode circuits 35 and 36 from the terminal 15 via the distribution circuit 16.
The amplitude E23 of the F2 wave appearing in is a diode circuit.

５による振幅Ｅ２ｌとダイオード回路３６による振幅Ｅ
２２の和であり、例えば第９図の如くなる。The amplitude E2l due to 5 and the amplitude E due to the diode circuit 36
22, as shown in FIG. 9, for example.

即ち、前記Ｇ１とＧ２とがＦ。を対称軸として対称な特
性であるから、Ｅ２ｌとＥ２２の絶対値もＦ。を対称軸
として対称な特性となり、又、第２式の関係からＥ２ｌ
とＥ２２とは位相が逆になつているから、例えはＥ２ｌ
の位相を基準にすれは第９図の如くハ軸上のｆ１ ＝Ｆ
Ｏの点に関してＥ２ｌとＥ２２とはほ＼゛点対称となる
。従つて、前記１Ｅ１１１と１Ｅ１。Ｉの周波数間隔及
び周波数変化特性を適当に設定れば、第９図のＥ２ｌと
Ｅ２。との周波数間隔及び周波数変化特性が適当に設定
されて、Ｅ２３は第９図に例示する如くＦ。にて０とな
るほＳ゛直線のグラフとなる。以上の如くｆ１波の周波
数変化に応じて、合成回路１７の出力端子Ｄに現れるＦ
２波の振幅は第９図のＥ２３のグラフの如くほ＼゛直線
に変化することになり、このグラフの直線性は、従来の
回路の直線性（それは、例えは第９図のＥ２ｌの直線性
と同程度てある）よりも良好な特性が得られる。That is, G1 and G2 are F. Since the characteristics are symmetrical with respect to the axis of symmetry, the absolute values of E2l and E22 are also F. The characteristic is symmetrical with respect to the axis of symmetry, and from the relationship of the second equation, E2l
Since the phase is opposite to that of and E22, for example, E2l
Based on the phase of f1 = F on the H axis as shown in Figure 9,
With respect to the point O, E2l and E22 are nearly symmetrical. Therefore, the above 1E111 and 1E1. If the frequency interval and frequency change characteristics of I are set appropriately, E2l and E2 in FIG. By setting the frequency interval and frequency change characteristics appropriately, E23 becomes F as illustrated in FIG. As it becomes 0, the graph becomes a straight line. As described above, F which appears at the output terminal D of the synthesis circuit 17 according to the frequency change of the f1 wave.
The amplitude of the two waves changes almost linearly as shown in the graph of E23 in Figure 9, and the linearity of this graph is similar to the linearity of the conventional circuit (for example, the straight line of E2l in Figure 9). The characteristics are better than those (which are comparable to the characteristics).

次に合成回路１７の出力てあるＥ２３は、他の合成回路
１８によつて更にＦ２搬送波の適当な振幅ＥｃがＥ２ｌ
と同相か、又はＥ２２と同相に加えられる。その結果、
出力端子１９に現れるＦ２波の振幅をＥ２とすると、端
子１１に加えられるｆ１波の周波数変化に応じて端子１
９に現れるＦ２波の振幅Ｅ２を表わすグラフは、前記第
９図のＥ２３のグラフを縦軸方向にＥｃだけ平行移動さ
せたグラフとなり例えば第１０図の如き特性となる。従
つて、端子１１に加えられるｆ１波の周波数に応じて、
端子１９のＦ２波の振幅は、良好な直線性を保つて変化
させることができ、前記Ｅｃを適当に設定すれば、必要
とするｆ１波の周波数において、Ｆ２波の振幅を０に設
定することができる。即ち入力ＦＭ波を充分高い変調度
のＡＭ波に良好な直線性を保つて変換することが容易に
出来る。本回路によれば、ダイオード１３及び１４又は
３３及び３４に印加される高周波信号はそれぞれノｆ１
又はＦ２の一種類であるから、！Ｍｆｌ±Ｎｆ２ｌの周
波数の発生がなく、従来の回路に見られる妨害の恐れが
なく、ｆ１とＦ２とは完全に任意に選定することが出来
る特長を有する。また、ダイオード３３及び３４にてＦ
２周波数の高調波・が発生する恐れがあるが、これも例
えば第３式の如く合成回路１７の位相を設定すれぱ、ダ
イオード３３側とダイオード３４側とは合成回路１７に
よつて逆相に加えられるので、前記高調波は大幅に減少
させることができる。第１０図の例では合成回路１８に
よつて振幅ＥＣ（７）Ｆ２波をＥ２ｌと同相に加えて、
Ｅ２３のグラフの縦軸の正の方向に平行移動させた。Next, the output E23 of the combining circuit 17 is further converted into an appropriate amplitude Ec of the F2 carrier wave by another combining circuit 18.
or added in phase with E22. the result,
Assuming that the amplitude of the F2 wave appearing at the output terminal 19 is E2, the amplitude of the F2 wave appearing at the output terminal 19 changes depending on the frequency change of the f1 wave applied to the terminal 11.
The graph representing the amplitude E2 of the F2 wave appearing in FIG. 9 is a graph obtained by translating the graph of E23 in FIG. 9 by Ec in the vertical axis direction, and has a characteristic as shown in FIG. 10, for example. Therefore, depending on the frequency of the f1 wave applied to the terminal 11,
The amplitude of the F2 wave at the terminal 19 can be changed while maintaining good linearity, and by appropriately setting Ec, the amplitude of the F2 wave can be set to 0 at the required frequency of the f1 wave. I can do it. That is, it is possible to easily convert an input FM wave into an AM wave with a sufficiently high degree of modulation while maintaining good linearity. According to this circuit, the high frequency signals applied to the diodes 13 and 14 or 33 and 34 are
Or because it is a type of F2! There is no generation of frequencies Mfl±Nf2l, there is no fear of interference seen in conventional circuits, and f1 and F2 can be selected completely arbitrarily. In addition, F at diodes 33 and 34
There is a possibility that harmonics of two frequencies may be generated, but if the phase of the combining circuit 17 is set as shown in the third equation, the diode 33 side and the diode 34 side will be in opposite phase by the combining circuit 17. Since the harmonics are added, the harmonics can be significantly reduced. In the example of FIG. 10, the synthesizer circuit 18 adds the amplitude EC(7)F2 wave to the same phase as E2l,
The graph of E23 was translated in the positive direction of the vertical axis.

この場合、入力ＦＭ変調波ｆ１が、例えば、映像信号で
変調されていて、その変調の極性が同期信号負極性方式
（すなわち、同期信号部分に相当するｆ１波の瞬時周波
数が中心周波数より低い方式）の場合、第１０図て例示
する如く出力ＡＭ変調波Ｆ２は同期信号正変調方式（す
なわち、同期信号に相当する部分て搬送波が平均振幅よ
り大となる方式）となる。まつたく同様にして合成回路
１８によつて振幅ＥＣ（７）Ｆ２波をＥ２。と同相に加
えれば、Ｅ２の変化のグラフは例えば第１１図の如く、
前記Ｅ２３のグラフをＥｃだけ縦軸の負の方向に平行移
動したグラフとなり、同様の同期信号負極性の映像信号
変調波のＦＭ入力信号に対して出力ＡＭ変調波は同期信
号負変調方式（すなわち、同期信号に相当する部分で搬
送波が平均振幅より小となる方式）とすることが出来る
。このように、本発明によれば、Ｅｃを加える位相を変
えることにより（例えば合成回路１８を方向性結合器で
構成している場合には、その接続端子を変更すれば位相
を変えることが出来る）同じＦＭ入力波に対して出力Ａ
Ｍ波の変調極性を正又は負に設定することが簡単に出来
る、これも本発明の特徴てある。ＦＭ入力波Ｆ，が中心
周波数Ｆ。In this case, the input FM modulated wave f1 is modulated by, for example, a video signal, and the polarity of the modulation is a synchronization signal negative polarity method (that is, a method in which the instantaneous frequency of the f1 wave corresponding to the synchronization signal portion is lower than the center frequency). ), as illustrated in FIG. 10, the output AM modulated wave F2 is of the synchronizing signal positive modulation method (that is, a method in which the carrier wave has a larger average amplitude in the portion corresponding to the synchronizing signal). Similarly, the amplitude EC(7)F2 wave is converted to E2 by the synthesis circuit 18. If we add it to the same phase as E2, the graph of the change in E2 will be as shown in Figure 11, for example.
The graph of E23 is shifted in parallel by Ec in the negative direction of the vertical axis, and the output AM modulated wave is a synchronizing signal negative modulation method (i.e. , a method in which the carrier wave has a smaller average amplitude in the portion corresponding to the synchronization signal). As described above, according to the present invention, by changing the phase at which Ec is added (for example, if the combining circuit 18 is configured with a directional coupler, the phase can be changed by changing the connection terminals thereof). ) Output A for the same FM input wave
Another feature of the present invention is that the modulation polarity of the M wave can be easily set to positive or negative. The FM input wave F has a center frequency F.

附近の場合、入力端子１１の入力波の振幅が多少変動し
ても、分波回路１２の二つの出力振幅Ｅｌｌ，Ｅｌ．も
同じ割合で変動し、従つてＲｄｌとＲｄ２も同じ割合で
変動し、従つてＧ１とＧ２も同じ割合で変動し、従つて
Ｅ２ｌとＥ２２も同じ割合で振幅が変動するが第９図で
明らかの如く、ｆ１＝ＦＯてはＥ２３はＯて変動せす、
従つて、第１０図又は第１１図におけるＥ２振幅のｆ１
＝ＦＯに於ける振幅は変動せず、又ＦＯ附近の変動も少
ない。従つて本発明によるＦＭ−ＡＭ変換回路は、従来
の変換回路よりも、ＦＭ入力波の振幅変動による雑音を
受けずらいことになる。以上の説明では分波回路１２の
例として第１２図の回路例を述べ、又同図にて５３及び
５４を並列接続された直列共振回路としたが、これ等を
各々直列接続された並列共振回路又は帯域阻止フィルタ
ーて置換することもできる。In the case of nearby, even if the amplitude of the input wave at the input terminal 11 changes somewhat, the two output amplitudes of the branching circuit 12, Ell, El. changes at the same rate, so Rdl and Rd2 also change at the same rate, G1 and G2 also change at the same rate, and therefore E2l and E22 also change in amplitude at the same rate, which is clear from Figure 9. As in, when f1=FO, E23 changes with O.
Therefore, f1 of E2 amplitude in FIG. 10 or 11
=The amplitude at FO does not vary, and there is little variation near FO. Therefore, the FM-AM conversion circuit according to the present invention is less susceptible to noise due to amplitude fluctuations of the FM input wave than the conventional conversion circuit. In the above explanation, the circuit example shown in FIG. 12 was described as an example of the branching circuit 12, and in the same figure, 53 and 54 were connected in parallel as series resonant circuits. It can also be replaced by a circuit or a band-stop filter.

分波回路１２の他の例として第１３図、第１４図、第１
５図、第１６図、第１７図等の回路図の如き原理の回路
でも同様の特性が得られることは明らかである。Other examples of the branching circuit 12 are shown in FIGS. 13, 14, and 1.
It is clear that similar characteristics can be obtained with circuits based on the principles shown in the circuit diagrams of FIGS. 5, 16, and 17.

尚、第１３図に於いて、５９と６０とは各々共振周波数
の異る並列共振回路であり、５９と６０の代りに直列接
続された直列共振回路か、又は帯域通過フィルターを使
用しても前記同様の特性が得られる。又第１４図に於い
て６１及び６２は低域通過フィルター及び高域通過フィ
ルターてあり、第１５図に於いて６３及び６４は方向性
結合器であり、θ１及びθ２は各々の線路の電気長であ
り、θ１とθ２とは適当な長さだけ異るものてある。又
第１７図に於いて６５及び６６は方向性結合器又はマジ
ックＴであり、６７は共振回路で、６８は短絡線路てあ
る。又以上の各種の分波回路の入出力端子又は途中に増
巾器又は減衰器又はアイソレータ等の方向性を有する回
路を接続しても同様のＦＭ−Ｍ変換特性が得られる。以
上の説明に於いてダイオード１３及び１４及び３３及び
３４は並列接続されているが、第１８図の如く、１つ以
上のダイオードを直列接続としても前記と同様の動作特
性が得られる。In Fig. 13, 59 and 60 are parallel resonant circuits with different resonant frequencies, and a series resonant circuit connected in series or a bandpass filter may be used instead of 59 and 60. Properties similar to those described above are obtained. Further, in Fig. 14, 61 and 62 are a low-pass filter and a high-pass filter, and in Fig. 15, 63 and 64 are directional couplers, and θ1 and θ2 are the electrical lengths of the respective lines. , and θ1 and θ2 differ by an appropriate length. Further, in FIG. 17, 65 and 66 are directional couplers or magic tees, 67 is a resonant circuit, and 68 is a short-circuit line. Similar FM-M conversion characteristics can also be obtained by connecting a directional circuit such as an amplifier, an attenuator, or an isolator to the input/output terminals or intermediate portions of the various branching circuits described above. In the above description, the diodes 13 and 14 and 33 and 34 are connected in parallel, but the same operating characteristics as described above can be obtained even if one or more diodes are connected in series as shown in FIG.

尚、第１８図に於いても８１と８２と８３と８４は高周
波信号を阻止する回路である。又、ダイオード１３と３
３又は１４と３４の組のうち、いずれか一方又は両方の
組の極性を逆にしても、前記と同様の動作特性が得られ
る。又ダイオード１３と１牡及び３３と３４の代りとし
て、前記のダイオード以外の非直線素子、例えばトラン
ジスタや電子管等を使用して、その適当な端子間のダイ
オード特性を利用しても前記と同様の動作特性が得られ
ることは明らかである。又回路３１及び３２としては、
入力Ｅｌｌ及びＥｌ２の振幅に応じて直流成分の変化を
生ずる所謂検波回路であればよく、例えば前記の説明に
あるダイオードを２個以上使用した整流回路は勿論のこ
と、例えば、バイポーラ・トランジスタや、電界効果ト
ランジスタや、ガンダイオードや、インパットダイオー
ド等を使用した半導体非直線回路や、電子管非直線回路
を使用しても同様の特性が得られる。Also in FIG. 18, 81, 82, 83, and 84 are circuits for blocking high frequency signals. Also, diodes 13 and 3
Even if the polarity of one or both of the pairs 3 and 14 and 34 is reversed, the same operating characteristics as described above can be obtained. Also, in place of the diodes 13 and 1 and 33 and 34, a non-linear element other than the diodes described above, such as a transistor or an electron tube, may be used, and the diode characteristics between the appropriate terminals may be used to obtain the same results as above. It is clear that the operational characteristics are obtained. Moreover, as the circuits 31 and 32,
It may be any so-called detection circuit that produces a change in the DC component depending on the amplitude of the inputs Ell and E12, such as a rectifier circuit using two or more diodes as described above, a bipolar transistor, etc. Similar characteristics can be obtained by using a semiconductor nonlinear circuit using a field effect transistor, a Gunn diode, an Imput diode, etc., or an electron tube nonlinear circuit.

即ち、回路３１及び３２の代りに各々例えば第１９図に
示す如き、非直線トランジスタ増幅回路を使用すれば、
このトランジスタ回路は非直線特性を有しているから、
その入出力端のｆ１波の波形は歪みを受け、その結果入
出力信号には直流成分を生じ、又入力ｆ１波は分波回路
によつて振幅変化を受けているから、前記直流成分もそ
れに対応して変化し、結局端子１１の入力ＦＭ信号に応
じて、トランジスタ回路に検波信号を生ずることになり
、これを低域通過回路２１及び２２を通して回路３５及
び３６に印加すれば前記の説明と同様のＦＭ−ＡＭ変換
特性を得ることが出来る。又電子管を使用して第２０図
に例示する如・き回路を検波回路３１及び３２として使
用しても同様のＦＭ−ＡＭ変換特性が得られる。ダイオ
ード３３および３４として前記説明例にあるダイオード
以外にも、流れる電流によつてそのインミツタンスが変
化するダイオード例えばＰＩＮダイオードなどを使用し
てもよく、又ダイオードを２個以上使用した回路を回路
３５及び３６とすることもできる。That is, if non-linear transistor amplifier circuits, such as those shown in FIG. 19, are used in place of the circuits 31 and 32,
Since this transistor circuit has non-linear characteristics,
The waveform of the f1 wave at the input/output terminal is distorted, resulting in a DC component in the input/output signal, and since the input f1 wave is subjected to an amplitude change by the branching circuit, the DC component also changes accordingly. The result is a detection signal in the transistor circuit according to the input FM signal at the terminal 11, and if this is applied to the circuits 35 and 36 through the low-pass circuits 21 and 22, the above explanation can be achieved. Similar FM-AM conversion characteristics can be obtained. Similar FM-AM conversion characteristics can also be obtained by using electron tubes as the detection circuits 31 and 32, such as the circuit shown in FIG. As the diodes 33 and 34, in addition to the diodes in the above-mentioned example, diodes whose immittance changes depending on the flowing current, such as PIN diodes, may be used, and circuits using two or more diodes may be used as the circuits 35 and 34. It can also be set to 36.

また、回路３５又は３６の各々入力端子に第５図の如く
記号をつけて、即ち検波信号の入力をＪＧ，ｆ２波の入
力をＨ，ｆ２波の出力をＩとすると、回路３５及び３６
としては、一般にＧに印加される電圧又は電流によつて
ＨとＩ間のＦ２波に対する伝達量を制御出来る回路であ
ればよく、以上の動作原理を示す回路図の例以外に、例
えば、第２１図の如く２対のダイオードを使用した平衡
形回路てもよく、又第２２図の如く、４対のダイオード
を使用して２重平衡形回路としても、前記同様のＦＭ−
ＡＭ変換特性が得られることは明らかである。Furthermore, if the input terminals of the circuits 35 and 36 are marked with symbols as shown in FIG.
In general, any circuit that can control the amount of transmission of the F2 wave between H and I by the voltage or current applied to G is sufficient. A balanced type circuit using two pairs of diodes as shown in Fig. 21 may be used, or a double balanced type circuit using four pairs of diodes as shown in Fig. 22 may be used.
It is clear that AM conversion characteristics can be obtained.

又第２３図の如く、ダイオード８６と、例えばブリッジ
回路又は方向性結合器又はサーキユレータなどの方向特
性を有する回路８５とを組合せて、ダイオード８６の小
信号インピーダンスの変化による反射係数の変化を利用
しても第８図と同様の伝達特性が得られて、前記同様の
ＦＭ−ＡＭ変換特性が得られる。Furthermore, as shown in FIG. 23, a diode 86 is combined with a circuit 85 having directional characteristics such as a bridge circuit, a directional coupler, or a circulator to utilize changes in the reflection coefficient due to changes in the small signal impedance of the diode 86. Even in this case, a transfer characteristic similar to that shown in FIG. 8 can be obtained, and an FM-AM conversion characteristic similar to that described above can be obtained.

尚、第２３図において、８６は前記の説明にあるダイオ
ード以外に流れる電流によつてそのインミツタンスの変
化するダイオード例えばＰＩＮダイオードや、インパッ
トダイオードやガンダイオードなどを使用することもで
きる。In addition to the diode described above, 86 in FIG. 23 may also be a diode whose immittance changes depending on the current flowing therein, such as a PIN diode, an impact diode, a Gunn diode, or the like.

又、以上の説明では回路３５及び３６として、ダイオー
ドを使用した例を述べたが、本回路としては例えばバイ
ポーラ・トランジスタや、電界効果トランジスタや、電
子管などの如く、バイアス電流又は電圧の変化に対して
そのインミツタンスが変化する素子を使用した回路でも
よく、例えばトランジスタのコレクターとエミッター間
のインミツタンスのバイアス依存性を利用した回路例を
第２４図に示す。In addition, in the above explanation, an example was given in which diodes were used as the circuits 35 and 36, but this circuit can also be used to respond to changes in bias current or voltage, such as bipolar transistors, field effect transistors, electron tubes, etc. A circuit using an element whose immittance changes may also be used. For example, FIG. 24 shows an example of a circuit that utilizes the bias dependence of the inmittance between the collector and emitter of a transistor.

又第２４図のトランジスタを直列形に使用すれば第２５
図の例の如くなる。尚、第２４図、第２５図において、
Ｈ．！１．Ｉ端子を入れかえても同様の動作をすること
は明らかである。又前記のダイオードを使用した回路の
ダイオードの代りに前記第２４図又は第２５図の例の如
くトランジスタ等の電極間のインミツタンスのバイアス
による変化を利用しても前記と同様に伝達量を制御出来
ることは明らかてある。又第２６図の如く２ゲート形の
電界効果トランジスタを使用して１つのゲートにＦ２波
を、他の１つのゲートに検波信号を印加しても検波信号
によつて電界効果トランジスタのＦ２波に対する利得即
ちＦ２波に対する伝達量を制御出来て、前記同様の変換
特性が得られる。Also, if the transistors shown in Fig. 24 are used in series,
It will look like the example in the figure. In addition, in FIGS. 24 and 25,
H. ! 1. It is clear that the same operation will occur even if the I terminals are replaced. Furthermore, in place of the diode in the circuit using the diode described above, the amount of transmission can be controlled in the same way as described above by using the change in immittance between the electrodes of a transistor, etc. due to bias, as in the example shown in FIG. 24 or 25. That is clear. Also, as shown in Fig. 26, even if a two-gate field effect transistor is used and the F2 wave is applied to one gate and the detection signal is applied to the other gate, the detection signal will cause the field effect transistor to respond to the F2 wave. The gain, that is, the amount of transmission for the F2 wave can be controlled, and conversion characteristics similar to those described above can be obtained.

又以上の説明ではダイオード又はトランジスタのバイア
スの変化に対するインミツタンスの変化を利用した伝達
量制御回路について説明したが、例えばバイポーラ・ト
ランジスタや電界効果トランジスタや電子管などの印加
バイアスの変化に対する順方向又は逆方向の利得の変化
即ち伝達量の変化を利用して伝達量制御回路３５及ひ３
６を構成することも出来て、例えば第２７図に示す如く
検波信号によつてトランジスタのベース●バイアスを制
御すれば、エミッタ接地トランジスタ増幅器のベースと
コレクター間のＪ２波に対する利得即ち伝達量を変化さ
せることが出来る。Furthermore, in the above explanation, a transmission amount control circuit that utilizes a change in immittance in response to a change in the bias of a diode or a transistor has been described. The transmission amount control circuits 35 and 3 utilize changes in the gain, that is, changes in the transmission amount.
For example, if the base bias of the transistor is controlled by the detection signal as shown in Fig. 27, the gain, that is, the amount of transmission for the J2 wave between the base and collector of the common emitter transistor amplifier can be changed. I can do it.

同様にして検波信号をエミッターに印加する例を第２８
図ｂに、又コレクターに印加する例を第２９図に例示す
る。尚以上の説明におけるトランジスタはエミッター接
地で使用されているがベース接地又はコレクター接地と
して使用しても、まつたく同様の特性が得られることは
明らかであり、又、前記のトランジスタ以外に、電界効
果トランジスタや電子管などを使用しても、同様の特性
が得られることは明らかである。又以上の説明における
回路図において、高周波信号は直流阻止コンデンサーを
通して、トランジスタ又はダイオード等に印加されてい
るが、高周波トランスを使用しても同様の特性が得られ
ることは明らかである。An example of applying a detection signal to an emitter in the same manner is shown in the 28th example.
FIG. 29 shows an example of applying the voltage to the collector. Although the transistor in the above explanation is used with the emitter grounded, it is clear that the same characteristics can be obtained even if the transistor is used with the base grounded or the collector grounded. It is clear that similar characteristics can be obtained using transistors, electron tubes, etc. Furthermore, in the circuit diagrams described above, a high frequency signal is applied to a transistor, diode, etc. through a DC blocking capacitor, but it is clear that similar characteristics can be obtained even if a high frequency transformer is used.

又以上、説明のトランジスタ回路などを第２１図又は第
２２図のダイオードの例と同様に、平衡形、及び２重平
衡形としても同様の特性が得られる。Furthermore, similar characteristics can be obtained by using the transistor circuit described above as a balanced type or a double balanced type, similar to the diode example shown in FIG. 21 or 22.

又以上の説明の原理図に於いて、分配回路１６及び合成
回路１７を、方向性結合器としたが、例えば、マジック
ーＴや、ブリッジ回路でも同様の特性を得ることが出来
ることは勿論のこと、例えば第３０図に等価回路を示す
如きハイブリッド・トランス回路でもよく、又使用する
端子を変更して、第３１図や第３２図の如き接続のハイ
ブリッド・トランス回路で同様の特性が得られて、更に
第３３図又は第３４図に例示するような中点タップ付の
高周波トランス回路や、第３５図に例示するような分布
定数形分波回路や、第３５図を集中定数形に変換した回
路や、更に第３６図の如き単にＴ分岐回路でも使用可能
である。Also, in the principle diagram explained above, the distribution circuit 16 and the combination circuit 17 are used as directional couplers, but it is of course possible to obtain similar characteristics with a Magic-T or a bridge circuit, for example. For example, a hybrid transformer circuit such as the equivalent circuit shown in Fig. 30 may be used, or by changing the terminals used, similar characteristics can be obtained with a hybrid transformer circuit with connections as shown in Figs. 31 and 32. , Furthermore, a high frequency transformer circuit with a center point tap as shown in Fig. 33 or Fig. 34, a distributed constant type branching circuit as shown in Fig. 35, or a circuit in which Fig. 35 is converted to a lumped constant form. A circuit or even a simple T-branch circuit as shown in FIG. 36 can be used.

尚、第３６図において１１及び１．は適当な長さの電気
長を示す。又以上の回路は主として集中定数形等価回路
で示したが、ストリップラインや導形管回路の如き分布
定数回路て構成することもてきる。又第３７図の如く能
動素子を使用した分配又は合成回路を使用することも出
来て、又以上の分配又は合成回路の入力又は出力部分に
減衰器や増幅器やアイソレータなどを挿入しても同様の
特性が得られる。又以上の合成又は分配回路の入出力端
子に適当な電気長の線路を挿入して等価的に前記の第２
式又は第３式の条件を満足させることも出来る。又前記
の伝達量制御回路３５と３６との伝達特性の位相量に差
がある場合には、その位相量の差を分配回路１６又は合
成回路１７の位相量に組み入れて考え、分配又は合成回
路の各端子間の位相量及び挿入線路の電気長を設定すれ
ば、同様に第２式及び第３式の条件を満足させることが
出来る。合成回路１８を省略して、第３８図の例の如く
合成回路１７の出力端子を、出力端子１９に接続して、
例えは合成回路と伝達量制御回路３６との間に減衰器９
０を挿入すれば、第９図と同様に合成回路１７の出力に
於けるＦ２波の振幅は、第３９図の如くＥ２２の振幅は
減衰され、Ｅ２ｌとＥ２２の合成である出力振幅Ｅ２３
のグラフとｆ１軸との交点をすらすことが出来て、あら
かじめ分波回路１２の共振周波数を適当にずらしておけ
ば、第３９図の如く入力周波数ｆ１の中心周波数付近に
於いて必要な振幅のＦ２波を出力とすることができ、合
成回路１８なしで、前記の回路例より簡単に前記同様の
ＦＭ−ＡＭ変換特性を得ることが出来る。In addition, in FIG. 36, 11 and 1. indicates the appropriate electrical length. Further, although the circuits described above are mainly shown as lumped constant type equivalent circuits, they may also be constructed as distributed constant circuits such as strip line or conductive tube circuits. It is also possible to use a distribution or combination circuit using active elements as shown in Figure 37, or insert an attenuator, amplifier, isolator, etc. into the input or output section of the above distribution or combination circuit to achieve the same effect. characteristics are obtained. Also, by inserting a line of an appropriate electrical length into the input/output terminal of the above combining or dividing circuit, the above-mentioned second
It is also possible to satisfy the condition of the formula or the third formula. In addition, if there is a difference in the phase amount of the transfer characteristics between the transmission amount control circuits 35 and 36, the difference in phase amount is incorporated into the phase amount of the distribution circuit 16 or the combining circuit 17, and the distribution or combining circuit is By setting the phase amount between each terminal and the electrical length of the insertion line, the conditions of the second and third equations can be similarly satisfied. The synthesis circuit 18 is omitted and the output terminal of the synthesis circuit 17 is connected to the output terminal 19 as in the example shown in FIG.
For example, an attenuator 9 is provided between the combining circuit and the transmission amount control circuit 36.
If 0 is inserted, the amplitude of the F2 wave at the output of the combining circuit 17 is attenuated as shown in FIG. 39, and the output amplitude E23, which is a combination of E2l and E22, is
If the intersection of the graph of and the f1 axis can be made smooth, and if the resonant frequency of the branching circuit 12 is shifted appropriately in advance, the necessary amplitude can be obtained near the center frequency of the input frequency f1 as shown in Fig. 39. The F2 wave can be outputted, and the same FM-AM conversion characteristics as described above can be obtained without the synthesis circuit 18 more easily than in the circuit example described above.

但し、第３８図の原理図によれば、前記の回路の場合に
比べて、平衡がずれているので、前記の動作の特徴が多
少そこなわれるが、従来の回路より良好てあることは明
らかてある。尚、第３８図に於いて、減衰器９０を分配
回路と伝達量制御回路の間に挿入するか、分配回路及び
合成回路の分配又は合成量を不平衡にしても同様の特性
が得られることは明らかてある。又減衰器９０を挿入す
る代りに分波回路１２の２つの出力端子の出力振幅を異
ならせて、検波回路３１及び３２の検波電流の大きさを
異ならせるか、又は低域通過回路２１及ひ２２に減衰器
を挿入して、その結果伝達量制御回路３５及ひ３６に印
加される検波電流又は電圧の大きさを異ならせて、伝達
特性Ｇ１およびＧ２の大きさを異ならせても、第３９図
の特性が得られる。第４０図に例示する如く、位相量制
御回路３５及び３６に並列に抵抗９１及び９２を挿入し
ても等価的に伝達特竹連，とＧ２とを異ならせることが
出来て、第３９図の特性が得られる。However, according to the principle diagram in Figure 38, the balance is shifted compared to the case of the circuit described above, so the characteristics of the operation described above are somewhat impaired, but it is clear that the circuit is better than the conventional circuit. There is. In addition, in FIG. 38, the same characteristics can be obtained by inserting the attenuator 90 between the distribution circuit and the transmission amount control circuit, or by making the distribution or combination amount of the distribution circuit and the combination circuit unbalanced. It's obvious. Also, instead of inserting the attenuator 90, the output amplitudes of the two output terminals of the branching circuit 12 may be made different to make the detection currents of the detection circuits 31 and 32 different in magnitude, or the low-pass circuit 21 and the detection current may be made different. Even if an attenuator is inserted in 22, and as a result, the magnitude of the detection current or voltage applied to the transmission amount control circuits 35 and 36 is made different, and the magnitudes of the transfer characteristics G1 and G2 are made different, the The characteristics shown in Figure 39 are obtained. As illustrated in FIG. 40, even if resistors 91 and 92 are inserted in parallel to the phase amount control circuits 35 and 36, it is possible to equivalently make the transmission special bamboo chain and G2 different, and as shown in FIG. characteristics are obtained.

又、第４０図に於いて、９１及び９２は抵抗に限らず、
インダクター又はキャパシター又はそれ等の複合回路で
もよく、又第４０図では、伝達量制御回路に並列に挿入
されているが、直列に挿入しても同様の特性を得ること
ができる。第３８図又は第４０図のように出力Ｅ２ｌと
、出力Ｅ２２を非対称とせず、第８図の特性のままでも
、第９図のＥ２３のグラフに於いてＦ。Also, in Fig. 40, 91 and 92 are not limited to resistors;
An inductor, a capacitor, or a composite circuit thereof may be used. In FIG. 40, the circuit is inserted in parallel with the transmission amount control circuit, but the same characteristics can be obtained even if the circuit is inserted in series. Even if the output E2l and the output E22 are not made asymmetrical as shown in FIG. 38 or 40, and the characteristics shown in FIG. 8 are maintained, the graph of E23 in FIG. 9 will be F.

より小又は大の周波数範囲のみを使用すれば前記同様の
ＦＭ−Ｗ変換特性が得られて、変調度の高いＡＭ波を得
ることができ、例えば第５図又は第１８図の合成回路１
８を省略することができる。又第４１図に例示する如く
、検波回路及びインピーダンス変化回路の低周波電流路
と結合した端子１０１を設けて、例えば第４１図の如く
検波回路３１と３２との検波電流の一部を１０１より取
り出せば、これは入力ｆ１波の周波数変化に対して直流
電流振幅が変化する周波数弁別器特性が得られて、例え
ば第４２図に示す系統図の如く本発明になるＦＭ−Ｍ変
換装置１０２及びＦ２搬送波発振器１０８及びミクサー
１０３、中間周波増幅器１０４、リミター１０５、可変
周波数局部発振器１０６等にてスーパーヘテロダイン受
信機を構成し、前記端子１０１の出力によつて前記発振
器１０６の発振周波数を制御すれば、例えば入力端子１
０７に印加されるＦＭ波の中心周波数が変動しても自動
周波数制御動作によつてＦＭ−ＡＭ変換装置１０２に印
加されるＦＭ波の中心周波数は一定になるように制御さ
れて、ＡＭ出力端子１９におけるＭ出力信号の平均搬送
波振幅を入力ＦＭ波の変動にか）わらず一定値に保持す
ることができる。If only a smaller or larger frequency range is used, the same FM-W conversion characteristics as described above can be obtained, and an AM wave with a high degree of modulation can be obtained. For example, the synthesis circuit 1 of FIG. 5 or FIG.
8 can be omitted. Further, as illustrated in FIG. 41, a terminal 101 coupled to the low frequency current path of the detection circuit and the impedance change circuit is provided, so that a part of the detection current of the detection circuits 31 and 32 is transferred from 101 as shown in FIG. If taken out, a frequency discriminator characteristic in which the DC current amplitude changes with respect to the frequency change of the input f1 wave can be obtained, and the FM-M converter 102 according to the present invention and the system diagram shown in FIG. 42, for example, can be obtained. A superheterodyne receiver is configured by an F2 carrier wave oscillator 108, a mixer 103, an intermediate frequency amplifier 104, a limiter 105, a variable frequency local oscillator 106, etc., and the oscillation frequency of the oscillator 106 is controlled by the output of the terminal 101. , for example, input terminal 1
Even if the center frequency of the FM wave applied to the FM-AM converter 102 changes, the center frequency of the FM wave applied to the FM-AM converter 102 is controlled to be constant by automatic frequency control operation, and the center frequency of the FM wave applied to the FM-AM converter 102 is controlled to be constant. The average carrier wave amplitude of the M output signal at 19 can be held constant regardless of fluctuations in the input FM wave.

系統図第４３図に例示する如く、端子１０１の出力を低
周波増幅器１１０等を通して取り出せば、本受信機の入
出力変調信号をモニターすることも出来る。As illustrated in FIG. 43 of the system diagram, if the output of the terminal 101 is taken out through a low frequency amplifier 110 or the like, the input/output modulated signal of the receiver can be monitored.

系統図第４４図に例示する如く、ＦＭ信号入力を切るか
又は、ＦＭ信号入力と同時に、端子１０１に別の外部低
周波入力信号を低周波増幅器１１１等を通して印加すれ
ば、この低周波信号によつてもインピーダンス変化回路
の電流を変化させて、小信号インピーダンスを変化させ
て、伝達量Ｇ１およびＧ２が変化して搬送波Ｆ２をＡＭ
変調することが出来て、このＡＭ変調波を端子１８から
送出することが出来る特徴を有する。As illustrated in FIG. 44 of the system diagram, if the FM signal input is turned off or another external low frequency input signal is applied to the terminal 101 through the low frequency amplifier 111 etc. at the same time as the FM signal input, this low frequency signal By changing the current of the impedance changing circuit, the small signal impedance is changed, and the transmission amounts G1 and G2 are changed to change the carrier wave F2 to AM.
It has a feature that it can be modulated and this AM modulated wave can be sent out from the terminal 18.

前に説明したような合成回路１８を省略したＦＭ−ＡＭ
変換装置についても、まつたく同様に低周波結合端子１
０１を設けることが出来て、同様の使用方法がある。FM-AM in which the combining circuit 18 as described above is omitted
As for the conversion device, the low frequency coupling terminal 1
01 can be provided, and there is a similar usage method.

第４５図の如く、検波回路２０１と、増幅器２０２と、
レベル制御回路２０３とによつて合成回路１８のＦ２波
出力の振幅の大きさの偏差を検出し、増幅して、合成回
路１８に印加されるＦ２搬送波のレベルを制御すれば、
合成回路１８のＦ２波出力振幅を、あらかじめ設定した
値に自動制御することが出来る。As shown in FIG. 45, a detection circuit 201, an amplifier 202,
If the level control circuit 203 detects the deviation in the amplitude of the F2 wave output of the synthesis circuit 18, amplifies it, and controls the level of the F2 carrier wave applied to the synthesis circuit 18.
The F2 wave output amplitude of the synthesis circuit 18 can be automatically controlled to a preset value.

例えば入力ｆ１波の中心周波数Ｆ。が何らかの原因によ
つて変動すれば、前記第１０図の変換特性を示すグラフ
から明らかなごとく、出力Ｍ波の中心振幅が変動するこ
とになり、例えば入力ｆ１波が第１０図の例の如く映像
信号でＦＭ変調されている場合には、出力ｗ波の中心振
幅を変動させ、従つて出力ＡＭ波の同期尖頭振幅を変動
させることになつて不都合であるが、この時、第４５図
のにおいて、検波器２０１として尖頭値検波器を、又２
０２として前述の中心周波数Ｆ。の変動周期よりも早い
時定数の直流増幅器を使用すれば、出力ｗ波の同期尖頭
振幅，を一定値に保持することが出来る。第４６図の如
く、検波器２１１と信号検出器２１２とによつて合成回
路１８の出力ＡＭ波の変調信号を復調し、その中に含ま
れている特定の信号の大きさを検出し、直流増幅器２１
３とレベル制．御回路２１４によつて分配回路１６に印
加する搬送波Ｆ２の大きさを制御すれば、前記合成回路
１８の出力ＡＭ波の変調振幅を設定値に自動制御するこ
とが出来る。For example, the center frequency F of the input f1 wave. If F1 fluctuates for some reason, the center amplitude of the output M wave will fluctuate, as is clear from the graph showing the conversion characteristics in FIG. 10. For example, if the input f1 wave When the video signal is FM modulated, it is inconvenient that the center amplitude of the output W wave varies, and therefore the synchronous peak amplitude of the output AM wave changes, but in this case, as shown in FIG. In this case, a peak value detector is used as the detector 201, and a peak value detector is used as the detector 201.
The center frequency F mentioned above as 02. By using a DC amplifier with a time constant faster than the fluctuation period of , it is possible to maintain the synchronous peak amplitude of the output w wave at a constant value. As shown in FIG. 46, the modulated signal of the AM wave output from the combining circuit 18 is demodulated by the wave detector 211 and the signal detector 212, the magnitude of a specific signal contained therein is detected, and the DC Amplifier 21
3 and level system. By controlling the magnitude of the carrier wave F2 applied to the distribution circuit 16 by the control circuit 214, the modulation amplitude of the AM wave output from the synthesis circuit 18 can be automatically controlled to a set value.

即ち、ＦＭ−ＡＭ変換特性を示す第４７図に於いて説明
すると、例えば、映像信！号でＦＭ変調されている入力
ｆ１波をＳＩＧｌと表わし、正規の状態における変換特
性のグラフを２１６とすると、この時の出力Ｆ２波の振
幅変化特性は同第４７図のＳＩＧ２となる。今、例えば
温度特性変化等によつて、変換特性が２１７の如く変く
化したとすると、出力振幅変化特性はＳＩＧ２″の如く
変化することになるが、検波器２１１と信号検出器２１
２によつて、例えば、ＳＩＧ２″信号の同期信号の振幅
の減少を検出して、その変化量によつて、分配回路１６
に印加されるＦ２搬送波のレベルを制御して増加させれ
ば変換特性の勾配△Ｅ２／Δｆ１は印加されるＦ２搬送
波のレベルに比例するから、２１７の変換特性を２１６
の変換特性まで勾配を補正することが出来て、結局出力
ＡＭ波はＳＩＧ２に保つことが出来る。前記の説明の同
期信号以外にも、例えば多重信号で変調されている場合
にはその多重信号の中の特定の信号の大きさを検出して
前記同様に、Ｆ２）搬送波の印加レベルを制御すること
によつて、出力Ｍ振幅を一定に保持することが出来る。That is, to explain it with reference to FIG. 47 showing the FM-AM conversion characteristics, for example, video transmission! If the input f1 wave which is FM modulated by the signal is expressed as SIG1, and the graph of the conversion characteristic in the normal state is denoted by 216, then the amplitude change characteristic of the output F2 wave at this time becomes SIG2 in FIG. Now, if the conversion characteristic changes as shown in 217 due to a change in temperature characteristics, for example, the output amplitude change characteristic will change as shown in SIG2'', but the detector 211 and the signal detector 21
2, for example, detects a decrease in the amplitude of the synchronizing signal of the SIG2'' signal, and based on the amount of change, the distribution circuit 16
If the level of the F2 carrier wave applied to is controlled and increased, the slope of the conversion characteristic △E2/Δf1 is proportional to the level of the F2 carrier wave applied to the
The slope can be corrected up to the conversion characteristic of , and the output AM wave can be maintained at SIG2 after all. In addition to the synchronization signal described above, for example, if the signal is modulated by a multiplexed signal, the magnitude of a specific signal in the multiplexed signal is detected, and in the same manner as above, F2) the applied level of the carrier wave is controlled. This allows the output M amplitude to be held constant.

第４６図の如く、分配回路１６へのＦ２搬送波の印加量
を制御する代りに、第４８図の如く合成回路１７の出力
にレベル制御回路２１４を挿入し−てもまつたく同様の
特性が得られる。Instead of controlling the amount of F2 carrier wave applied to the distribution circuit 16 as shown in FIG. 46, the same characteristics can be obtained by inserting a level control circuit 214 at the output of the combining circuit 17 as shown in FIG. It will be done.

又、第４９図の如く、レベル制御回路２１４を分波回路
１２の入力部に挿入して、分波回路１２に印加されるｆ
１波の大きさを制御しても、前記と同様に変換特性２１
６の勾配を変化させるこ、とが出来て、出力Ｍ振幅を補
正することが出来る。前記第４５図に例示した補正と、
第４６図又は第４８図又は第４９図に例示した補正を同
時に行えば、例えば出力ＡＭ信号波の尖頭値と変調度を
補正することが出来る。Furthermore, as shown in FIG.
Even if the size of one wave is controlled, the conversion characteristic 21 is the same as above.
6 can be changed, and the output M amplitude can be corrected. The correction illustrated in FIG. 45,
If the corrections illustrated in FIG. 46, FIG. 48, or FIG. 49 are performed simultaneously, the peak value and modulation degree of the output AM signal wave can be corrected, for example.

前記の補正量が、例えば温度変化特性の如く、あらかじ
めわかつている場合には、例えば第５０図の如く、逆温
度変化特性の減衰器又は増幅器等の如き補正回路２１５
，２１６，２１７，２１８を使用すれば、前記同様の補
正を簡単に行うことが出来る。When the above-mentioned correction amount is known in advance, such as a temperature change characteristic, for example, as shown in FIG. 50, a correction circuit 215 such as an attenuator or an amplifier having an inverse temperature change characteristic
, 216, 217, and 218, the same correction as described above can be easily performed.

尚以上の補正方法は、例示の回路のみならず、前記の説
明にあるすべてのＦＭ−Ｍ変換回路について行うことが
出来ることは明らかである。It is clear that the above correction method can be applied not only to the illustrated circuit but also to all the FM-M conversion circuits described above.

又以上の説明における低域通過回路２１及び２２の代り
として第５１図の如く低域通過回路２５１と２５３の間
に例えばエンフアシス回路２５２を付加した回路を使用
すれば、容易に変調信号に対して周波数特性（すなわち
エンフアシス特性）を持たせることが出来ることも、本
発明の特徴である。Furthermore, if a circuit in which an emphasis circuit 252 is added between the low-pass circuits 251 and 253 as shown in FIG. 51 is used in place of the low-pass circuits 21 and 22 in the above explanation, it is possible to easily control the modulation signal. Another feature of the present invention is that it can have frequency characteristics (that is, emphasis characteristics).

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来のＦＭ−ＡＭ変換装置を示す原理図、第２
，３，４図は従来の回路の特性を示すグラフ、第５図は
本発明の一実施例のブロック図、第６，７，８，９，１
０，１１図は本発明の装置の特性を示すグラフ、第１２
，１３，１４，１５，１６，１７図は分波回路の例を示
す図、第１８図は本発明の他の実施例のブロック図、第
１９，２０図は検波回路の例を示す図、第２１，２２，
２３，２４，２５，２６，２７，２８，２９図は伝達量
制御回路の例を示す図、第３０，３１，３２，３３，３
４，３５，３６，３７図は分配又は合成回路の例を示す
図、第３８図は本発明のさらに他の実施例のブロック図
、第３９図は本発明の装置の特性例を示すグラフ、第４
０，４１，４２，４３，４４，４５，４６，４８，４９
，５０図は本発明の他の実施例のブロック図、第４７図
は本発明の装置の特性を示すグラフ、第５１図は低域通
過回路の他の例を示す図てある。Figure 1 is a principle diagram showing a conventional FM-AM conversion device, Figure 2
, 3 and 4 are graphs showing the characteristics of conventional circuits, FIG. 5 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and 6, 7, 8, 9, 1
Figures 0 and 11 are graphs showing the characteristics of the device of the present invention;
, 13, 14, 15, 16, and 17 are diagrams showing examples of branching circuits, FIG. 18 is a block diagram of another embodiment of the present invention, and FIGS. 19 and 20 are diagrams showing examples of detection circuits. 21st, 22nd,
Figures 23, 24, 25, 26, 27, 28, and 29 are diagrams showing examples of transmission amount control circuits, Figures 30, 31, 32, 33, and 3
4, 35, 36, and 37 are diagrams showing examples of distribution or combining circuits, FIG. 38 is a block diagram of still another embodiment of the present invention, and FIG. 39 is a graph showing an example of characteristics of the device of the present invention. Fourth
0,41,42,43,44,45,46,48,49
, 50 are block diagrams of other embodiments of the present invention, FIG. 47 is a graph showing the characteristics of the device of the present invention, and FIG. 51 is a diagram showing another example of a low-pass circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 周波数変調された信号を受け周波数に応じて伝送特
性が互いに異つて変化する２つの出力を取り出す分波回
路と、前記分波回路からの２つの出力をそれぞれ受ける
第一及び第二の検波回路と、前記第一の検波回路の出力
と搬送波とを受ける第一の伝送量制御回路と、前記第二
の検波回路の出力と搬送波とを受ける第二の伝送量制御
回路と、前記第一及び第二の伝送量制御回路の出力を合
成する合成回路とを具備し、前記分波回路に印加された
周波数変調された信号を前記搬送波に対する振幅変調波
に変換することを特徴とする搬送波変換装置。1. A branching circuit that receives a frequency-modulated signal and extracts two outputs whose transmission characteristics change differently depending on the frequency, and first and second detection circuits that receive the two outputs from the branching circuit, respectively. a first transmission amount control circuit that receives the output of the first detection circuit and the carrier wave; a second transmission amount control circuit that receives the output of the second detection circuit and the carrier wave; a combining circuit that combines the outputs of the second transmission amount control circuit, and converts the frequency-modulated signal applied to the branching circuit into an amplitude-modulated wave for the carrier wave. .