JPS6016125B2 - carrier wave conversion device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数変調された搬送波を、直接に、振幅変
調された搬送波に変換する搬送波変換装置（ＦＭ一ＡＭ
変換装置）に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides a carrier wave conversion device (FM-AM) that directly converts a frequency-modulated carrier wave into an amplitude-modulated carrier wave.
Conversion device).

第１図は従来のＦＭ−ＡＭ変換装置の原理を示す回路図
である。FIG. 1 is a circuit diagram showing the principle of a conventional FM-AM converter.

周波数変調（ＦＭ変調）された入力の周波数をナ，とし
、その中心周波数をナｏとし、振幅変調（ＡＭ変調）さ
れるべき搬送波の周波数をナ２とする。第１図に於いて
、１はＦＭ変調波〆，の入力端子で、２は周波数の変化
に応じて、その伝達特性が変化する回路であり、その中
心周波数は〆ｏに設定されている。Let the frequency of the frequency modulated (FM modulated) input be Na, its center frequency be Nao, and the frequency of the carrier wave to be amplitude modulated (AM modulated) be Na2. In FIG. 1, 1 is an input terminal for an FM modulated wave, and 2 is a circuit whose transfer characteristics change in accordance with changes in frequency, the center frequency of which is set at 0.

３はダイオードで、４‘ま方向性結合器やサーキユレー
タなどの如く方向性を有する回路手段で、５は搬送波「
２の入力端子で、６は振幅変調を受けた搬送波ナ２の出
力端子を示し、７はダイオード３の整流電流ｌｄを一巡
させ、しかも高周波は阻止するための低域通過回路であ
り、８はダイオードで生ずるｌｍ〆，土ｎ〆２ ｌ（但
し、ｍ，ｎは０を含まない整数）及び（ｍ＋１）〆，，
及び（ｎ＋１）〆２成分の適当な成分を短絡するための
回路で、９は〆２波の阻止回路で、１０は〆，波の阻止
回路である。3 is a diode, 4' is a directional circuit means such as a directional coupler or circulator, and 5 is a carrier wave.
In the input terminal of 2, 6 indicates the output terminal of the carrier waveform 2 subjected to amplitude modulation, 7 is a low-pass circuit for passing the rectified current ld of the diode 3 and blocking high frequencies, and 8 is a lm〆, earth n〆2 l (however, m, n are integers not including 0) and (m+1)〆,, which occur in the diode,
and (n+1) A circuit for short-circuiting appropriate components of the 2nd wave, 9 is a 2nd wave blocking circuit, and 10 is a 2nd wave blocking circuit.

以下第１図の動作原理を説明する。端子１に加えられた
入力搬送波〆，は回路２によって、その周波数に応じて
伝達特性の変化を受けて例えば第２図の如き特性にある
。尚、第２図においてＥ，はダイオード３に加わる搬送
波〆，の振幅を表わす。搬送波Ｅ，によって、ダイオー
ド３に整流電流ｌｄが生じ、その整流電流もＥ，の振幅
変化に応じて変化することになり、その結果、ダイオー
ド３の小信号インピーダンス（以下Ｒｄと略す）がｌｄ
に従って変化し、結局、入力搬送波ナ，の周波数変化に
応じて第３図の如くＲｄが変化することになる。今、端
子５より回路４を経てダイオード３に、充分小振幅の搬
送波〆２ を印加すれば、端子６に現れる搬送波ナ２
の振幅Ｅ２は第１式の如くなる。Ｅ２＝母テ葦
肌【１１ 但し、ｋ‘ま定数、Ｒ。The operating principle of FIG. 1 will be explained below. The input carrier wave applied to the terminal 1 undergoes a change in transfer characteristic according to its frequency by the circuit 2, and has a characteristic as shown in FIG. 2, for example. In FIG. 2, E represents the amplitude of the carrier wave applied to the diode 3. A rectified current ld is generated in the diode 3 by the carrier wave E, and the rectified current also changes according to the amplitude change of E. As a result, the small signal impedance (hereinafter abbreviated as Rd) of the diode 3 becomes ld.
As a result, Rd changes as shown in FIG. 3 in accordance with the frequency change of the input carrier wave. Now, if a sufficiently small amplitude carrier wave 2 is applied to the diode 3 from the terminal 5 via the circuit 4, the carrier wave 2 appearing at the terminal 6 will be
The amplitude E2 of is expressed by the first equation. E2 = mother te reed
skin [11 However, k' constant, R.

は方向性を有する回路４の特性インピーダンスを表わす
。すなわち、前記Ｒｄの変化に応じて、ＲｄがＲ。represents the characteristic impedance of the circuit 4 having directionality. That is, Rd changes to R according to the change in Rd.

に等しいときは、端子６に〆２波は現れず、又メ，波の
周波数を変化させて第３図に従ってＲｄがＲ。より大に
なるか、又は小になれば、その大きさに応じて第１式に
従って端子６に〆２波の出力が現れることになり、結局
、端子１の入力搬送波メー，の周波数変化に応じて、例
えば第４図の如く端子６の〆２波の振幅Ｅ２が変化する
ことになり、ＦＭ波〆，の周波数偏移をＡＰ波「２ の
振幅変化に変換することが出来る。然しながら、第１図
の如き従来の回路では、ダイオード３にナ・と「２との
２種類の周波数が印加される結果ｌｍナ，±ｎプ２ ｉ
の周波数が発生し、このｌｍ〆，±ｎナ２ ｌがＡＭ波
〆２の伝送帯域内に落ち込む場合には、フィルター回路
を通過して出力端子に現れて妨害波となる。When it is equal to , the second wave does not appear at terminal 6, and by changing the frequency of the wave, Rd becomes R as shown in Fig. 3. If it becomes larger or smaller, two wave outputs will appear at terminal 6 according to the first equation depending on the magnitude, and eventually, depending on the frequency change of the input carrier wave at terminal 1, For example, as shown in FIG. 4, the amplitude E2 of the second wave at the terminal 6 changes, and the frequency deviation of the FM wave can be converted into an amplitude change of the AP wave "2." In the conventional circuit as shown in Fig. 1, two frequencies, Na and 2, are applied to the diode 3, resulting in lmna, ±np2i.
When the frequency lm〆,±nna21 falls within the transmission band of the AM wave〆2, it passes through the filter circuit and appears at the output terminal, becoming an interference wave.

このためナ，と「２との周波数を任意に選定することが
困難であると云う欠点があった。又前記回路２の直線性
と、ダィオード‘こ印加されるナ，波の振幅Ｅ，とダイ
オードの小信号インピーダンスとの関係の直線性と、小
信号ィンピ−ダンスとナ２波出力振幅との関係の直線性
等があまり良くないことが原因して、第４図の特性の直
線性が良くない欠点があった。For this reason, there was a drawback that it was difficult to arbitrarily select the frequencies of Na and 2.Also, the linearity of the circuit 2 and the amplitude E of the wave applied to the diode were The linearity of the relationship between the small signal impedance of the diode and the linearity of the relationship between the small signal impedance and the two-wave output amplitude are not very good, so the linearity of the characteristics shown in Figure 4 is not good. It had some bad flaws.

又、入力端子１に印加されるＦＭ波の振幅が変動すると
Ｒｄが変動して、出力〆２波の振幅Ｅ２が変動するので
、入力ＦＭ波の振幅変動による雑音を受けないためには
充分にＡＭ成分を抑圧した信号を印加する必要があり、
本ＦＭ−ＡＭ変換装置のために高性能の振幅制限回路を
前段に付加しなければならないと云う欠点があった。Furthermore, when the amplitude of the FM wave applied to input terminal 1 changes, Rd changes, and the amplitude E2 of the output final wave changes, so in order to avoid noise caused by the amplitude fluctuation of the input FM wave, It is necessary to apply a signal with the AM component suppressed,
This FM-AM converter has the disadvantage that a high-performance amplitude limiting circuit must be added to the front stage.

したがって本発明の目的は、これらの欠点を排除し、然
も従来の回路と同様、簡単な構成のＦＭ−ＡＭ変換装置
を提供することである。SUMMARY OF THE INVENTION It is therefore an object of the present invention to provide an FM-AM converter that eliminates these drawbacks and yet has a simple construction similar to conventional circuits.

第５図は本発明の原理を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing the principle of the present invention.

同図に於いて１１はＦＭ変調波〆，の入力端子、１２は
周波数の変化に応じてその二つの出力端子への伝達特性
が互いに異なって変化する分波回路で、例えば第１１図
にその一例を示す如く、入力端子１１に接続された分配
器５５によって出力端子５１と５２とに入力信号を分配
した、その各々に共振周波数が異る直列共振回路５３及
び５４が接続されている。１５はＡＭ変調されるべき搬
送波ナ２ の入力端子であり、１６は方向性結合器やサ
ーキュレータなどの方向性を有する回路で、１７は例え
ば方向性結合器や分配器などの合成回路である。In the figure, 11 is an input terminal of the FM modulated wave, and 12 is a branching circuit whose transfer characteristics to the two output terminals change differently according to changes in frequency. As shown in an example, an input signal is distributed to output terminals 51 and 52 by a distributor 55 connected to an input terminal 11, and series resonant circuits 53 and 54 having different resonance frequencies are connected to each of the output terminals 51 and 52, respectively. Reference numeral 15 is an input terminal of a carrier wave 2 to be subjected to AM modulation, 16 is a directional circuit such as a directional coupler or a circulator, and 17 is a combining circuit such as a directional coupler or a distributor.

１８はＡ舵変調を受けた搬送波ナ２ の出力端子であり
、２１と２２は高周波信号を阻止する低域通過回路であ
る。Reference numeral 18 is an output terminal of the carrier wave 2 subjected to A-rudder modulation, and 21 and 22 are low-pass circuits that block high-frequency signals.

分波回路からの２つの出力は、検波回路としてはたらく
ダイオード１３を含むダイオード回路３１、及び同様に
検波回路としてはたらくダイオード１４を含むダイオー
ド回路３２にそれぞれ供給される。ダイオード１３と１
４、及び１９と２０とは各々、例えば接合ダイオードや
「ショットキーバリアダイオードやトンネルダイオード
等であり、２７と２８、及び２９と３０とはバイアス電
源である。２３と２４とは（ｍ十１）ナ．成分を短絡す
るための回路であり、２５と２６とは（ｎ＋１）〆２成
分を短絡するための回路である。The two outputs from the branching circuit are respectively supplied to a diode circuit 31 including a diode 13 which acts as a detection circuit, and a diode circuit 32 including a diode 14 which also acts as a detection circuit. Diodes 13 and 1
4, 19 and 20 are, for example, junction diodes, Schottky barrier diodes, tunnel diodes, etc., 27 and 28, and 29 and 30 are bias power supplies. 23 and 24 are (m11 ) N. This is a circuit for short-circuiting the components, and 25 and 26 are circuits for short-circuiting two (n+1) components.

ダイオード回路３１，３２の出力はそれぞれ低域通過回
路２１，２２を経たあと、インピーダンス変換回路とし
てはたらくダイオード１９を含むダイオード回路３５、
及び同様にインピーダンス変換回路としてはたらくダイ
オード２０を含むダイオード回路３６へそれぞれ供給さ
れる。ダイオード１３と１９、及び１４と２０とは、低
域通過回路２１及び２２によって電流が各々一巡出釆る
ように接続されている。以下第５図に従って本発明の動
作を詳細に説明する。ＦＭ変調された入力波〆，は端子
１１より分波回路１２に加えられる。分波回路１２はそ
の一つの出力端子への伝達特性が周波数に応じて互いに
異なって変化し、しかしその周波数特性が対象とする周
波数範囲において、例えば第６図の如く中心周波数〆ｏ
を対称軸としてほ）、対称な特性の回路である。尚、第
６図に於いてＥ，．はダイオード１３に加えられる分波
回路１２の出力振幅で、Ｅ，２はダイオード１４に加え
られる分波回路１２の出力振幅である。振幅ＥＡ，及び
Ｅ，２の〆，波によってダイオード１３及び１４には各
々整流電流が流れ、その結果各々ダイオード１９及び２
０の４・信号インピーダンスＲｄ，及びＲ舷を変化させ
ることになり、このＲｄ，及びＲｄ２は第７図に示す如
く、対象とする周波数範囲でナ。を対称軸として対称な
特性となる。今、端子１５より方向性回路１６を経て、
ダイオード１９及び２０に充分小振幅の搬送波ナ２ を
印加すれば、方向性回路１６の出力端子３３におけるナ
２ 波の位相を考慮した振幅Ｅ２３は例えば８図の如く
なる。After the outputs of the diode circuits 31 and 32 pass through low-pass circuits 21 and 22, respectively, a diode circuit 35 including a diode 19 serving as an impedance conversion circuit;
and a diode circuit 36 including the diode 20 which also acts as an impedance conversion circuit. Diodes 13 and 19, and 14 and 20 are connected by low-pass circuits 21 and 22 so that the current flows through each circuit. The operation of the present invention will be explained in detail below with reference to FIG. The FM modulated input wave 〆, is applied to a branching circuit 12 from a terminal 11. In the branching circuit 12, the transfer characteristics to one output terminal vary depending on the frequency, but in the frequency range targeted by the frequency characteristics, for example, as shown in FIG.
It is a circuit with symmetrical characteristics. In addition, in FIG. 6, E, . is the output amplitude of the branching circuit 12 applied to the diode 13, and E,2 is the output amplitude of the branching circuit 12 applied to the diode 14. Rectified currents flow through diodes 13 and 14 due to the amplitudes EA and E,2, respectively, and as a result, diodes 19 and 2 flow through diodes 19 and 2, respectively.
0 of 4. Signal impedance Rd and R side will be changed, and these Rd and Rd2 will be changed within the target frequency range as shown in FIG. The property is symmetrical with respect to the axis of symmetry. Now, from the terminal 15 through the directional circuit 16,
If a sufficiently small amplitude carrier wave N2 is applied to the diodes 19 and 20, the amplitude E23, taking into account the phase of the N2 wave at the output terminal 33 of the directional circuit 16, will be as shown in FIG. 8, for example.

即ち第８図に於いて、ダイオード１９で反射され前記方
向性回路１６の出力端３３に現れる〆２波の振幅をＥａ
とし、ダイオード２０で反射され、前記出力端子３３に
現れる〆２波の振幅をＥ２２とすると、各々のグラフの
形は第４図のＥ２とは）、同様となる。又、方向性回路
１６の各端子に第５図の如く、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，と記号
をつけ、端子ＡとＢ，ＢとＣ，ＣとＤ，ＤとＡの各端子
間の伝達特性の位相量を各々二ＡＢ，くＢＣ，くＣＤ，
二ＤＡ，と表わすと、ｌ（くＡＢ＋くＢＣ）一（くＣＤ
十くＤＡ）ｌ＝１８００・・・・・・■第２式を満足す
るように、例えば、くＡＢをｏｏ ，くＢＣを００，千
ＣＤを１８００，くＤＡを００とし、方向性回路１６と
して方向性結合器を採用すれば、前許畑２，とＥ２２は
互に逆位相となる。That is, in FIG. 8, the amplitude of the second wave reflected by the diode 19 and appearing at the output terminal 33 of the directional circuit 16 is expressed as Ea.
Assuming that the amplitude of the second wave reflected by the diode 20 and appearing at the output terminal 33 is E22, the shape of each graph is the same as that of E2 in FIG. 4. In addition, as shown in FIG. 5, each terminal of the directional circuit 16 is marked with symbols A, B, C, and D, and between each terminal A and B, B and C, C and D, and D and A. The phase amount of the transfer characteristic is 2AB, 2BC, 5CD, respectively.
When expressed as 2DA, l(ku AB+ku BC) 1(ku CD
10kuDA)l=1800・・・・・・■In order to satisfy the second equation, for example, let AB be oo, BC be 00, 1000CD be 1800, DA be 00, and the directional circuit 16 If a directional coupler is adopted as a directional coupler, the front field 2 and E22 will have opposite phases to each other.

Ｒｄ，とＲｄ２が第７図の如く、「ｏに対して対称であ
るから、ＩＥ２，ｌとＩＥ２２ｌとはナｏに対して対称
となり、又前記の如くＥ２，とＥ２２は互に逆位相であ
るから、結局Ｅ２，とＥ２２は、第８図の如く、ナ，軸
上の〆，＝ナｏの点に関してはほ）、点対称となる。尚
、第８図は、Ｅ２，の位相を基準としている。出力Ｅ２
３はＥ２．とＥ２２との和であるから、前記第６図のＩ
Ｅ，．ｌとＩＥ，２ｌの周波数間隔及び周波数変化特性
を適当に設定すれば、第８図のＥ２，とＥ２２との周波
数間隔及び周波数変化特性が適当に設定されて、Ｅ２３
は第８図に示す如く、「ｏにて０となるほ）、直線のグ
ラフとなる。以上の如くナ，波の周波数変化に応じて、
方向性回路１６の出力端子に現れるナ２波の振幅は第８
図のＥ２３のグラフの如くほゞ直線に変化することにな
り、このグラフの直線性は、従来の回路の直線性（それ
は、例えば第８図のＥ２，の直線性と同程度である）よ
りも良好な特性が得られる。次に方向性回路１６の出力
であるＥ凶は、合成回路１７によって更にナ２搬送波の
適当な振幅ＥｃがＥ２，と同相か、又はＥ２２と同相に
加えられる。As shown in Figure 7, Rd and Rd2 are symmetrical with respect to o, so IE2,l and IE22l are symmetrical with respect to nao, and as mentioned above, E2 and E22 are in opposite phase with each other. Therefore, as shown in Figure 8, E2 and E22 are point symmetric with respect to the point 〆,=Nao on the axis, as shown in Figure 8.In addition, Figure 8 shows the phase of E2, It is used as a standard.Output E2
3 is E2. Since it is the sum of E22 and E22, I of FIG.
E. If the frequency interval and frequency change characteristics of I, IE, and 2l are appropriately set, the frequency interval and frequency change characteristics of E2 and E22 in FIG. 8 are appropriately set, and E23
As shown in Figure 8, becomes a straight line graph (becomes 0 at o).As shown above, depending on the frequency change of the wave
The amplitude of the second wave appearing at the output terminal of the directional circuit 16 is
As shown in the graph of E23 in the figure, the linearity of this graph is higher than that of the conventional circuit (which is comparable to the linearity of E2 in Figure 8, for example). Good characteristics can also be obtained. Next, the output of the directional circuit 16, E, is further added with an appropriate amplitude Ec of the N2 carrier wave in phase with E2, or in phase with E22, by a combining circuit 17.

その結果、出力端子１８に現れるナ２波の振幅をＥ２と
すると、端子１１に加えられる「，波の周波数変化に応
じて端子１８に現れるナ２波の振幅Ｅ２を表わすグラフ
は、前記第８図のＥ幻のグラフを縦軸方向にＥｃだけ平
行移動させたグラフとなり例えば第９図の如き特性とな
る。従って、端子１１に加えられるナ，波の周波数に応
じて、端子１のナ２波の振幅は、良好な直線性を保って
変化させることができ、前記Ｅｃを適当に設定すれば、
必要とする〆，波の周波数において、「２波の振幅を０
に設定することができる。即ち入力ＦＭ波を充分高い変
調度のＡＭ波に良好な直線性を保って変換することが容
易に出来る。又第８図及び第９図から明らかな如く、本
発明の回路による〆２波の出力振幅は、ダイオード１９
及び２川こ加わる〆２波の振幅を従来の回路におけるダ
イオード３に加わる〆２波の振幅と同一に設定した場合
、従釆の回路の出力振幅（これはほぼＥ２，と同程度で
ある）に比べて約２倍とすることができ、従って本発明
による変換装置の出力電力は従来の回路の約４倍の値を
得ることが出来て、これは本発明の大きな特徴である。As a result, if the amplitude of the second wave appearing at the output terminal 18 is E2, the graph representing the amplitude E2 of the second wave appearing at the terminal 18 in accordance with the frequency change of the wave applied to the terminal 11 is The graph obtained by translating the E phantom graph in the figure by Ec in the vertical axis direction has a characteristic as shown in Figure 9. Therefore, depending on the frequency of the Na wave applied to terminal 11, the Na The amplitude of the wave can be changed while maintaining good linearity, and if the Ec is set appropriately,
At the required wave frequency, set the amplitude of the two waves to 0.
Can be set to . That is, it is possible to easily convert an input FM wave into an AM wave with a sufficiently high degree of modulation while maintaining good linearity. Also, as is clear from FIGS. 8 and 9, the output amplitude of the final two waves by the circuit of the present invention is
If the amplitude of the final two waves applied to the diode 3 is set to be the same as the amplitude of the final two waves applied to the diode 3 in the conventional circuit, the output amplitude of the secondary circuit (this is approximately the same as E2) Therefore, the output power of the converter according to the present invention can be approximately four times that of the conventional circuit, which is a major feature of the present invention.

本回路によれば、ダイオード１３及び１４又は１９及び
２０に印加される高周波信号はそれぞれ〆，又は〆２
の一種類であるから、ｌｍ〆，土ｎ〆２ ！の周波数の
発生がなく、従来の回路に見られる妨害の恐れがなく、
「，とナ２とは完全に任意に選定することが出来る特長
を有する。According to this circuit, the high frequency signals applied to the diodes 13 and 14 or 19 and 20 are
Since it is one type of , lm〆, SAT n〆2! frequency, and there is no fear of interference found in conventional circuits.
``, and Na2 have the feature that they can be selected completely arbitrarily.

また、ダイオード１９及び２０にてナ２周波数の高調波
が発生するおそれがあるが、これも例えば第３式の如く
方向性回路１６の位相を設定すれば、ダイオード１９側
とダイオード２０側とは方向性回路１６によって逆相に
加えられるので、前記高調波は大幅に減少させることが
出来て、これも本発明の特徴である。ｌとＢＣ−くＣＤ
Ｉ＝１８００ ……【３’第９図の例では
合成樹脂１７によって振幅Ｅｃの〆２波をＥ２，と同相
に加えて、Ｅ２３のグラフを縦軸の正の方向に平行移動
させた。Furthermore, there is a possibility that harmonics of two frequencies may be generated in the diodes 19 and 20, but if the phase of the directional circuit 16 is set as shown in the third equation, the diode 19 side and the diode 20 side will be different. Since they are added in opposite phase by the directional circuit 16, the harmonics can be significantly reduced, which is also a feature of the invention. l and BC-ku CD
I=1800...[3' In the example of FIG. 9, the synthetic resin 17 adds the final wave of amplitude Ec to the same phase as E2, and moves the graph of E23 in parallel in the positive direction of the vertical axis.

この場合、入力ＦＭ変調波〆，が、例えば、映像信号で
変調されていて、その変調の極性が同期信号負極性方式
（すなわち、同期信号部分に相当するナ，波の瞬時周波
数が中心周波数より低い方式）の場合、第９図で例示す
る如く出力ＡＭ変調波ナ２ は同期信号正変調方式（す
なわち、同期信号に相当する部分で搬送波が平均振幅よ
り大となる方式）となる。まったく同様にして合成回路
１７によって振幅Ｅｃの〆２波をＥ２２と同相に加えれ
ば、Ｅ２の変化のグラフは例えば第１０図の如く、前記
Ｅ２３のグラフをＥｃだけ縦軸の負の方向に平行移動し
たグラフとなり、同様の同期信号負極性の映像信号変調
波のＦＭ入力信号に対して出力ＡＭ変調波は同期信号負
変方式（すなわち、同期信号に相当する部分で搬送波が
平均振幅より小となる方式）とすることが出来る。この
ように、本発明によれば、Ｅｃを加えることにより（例
えば合成回路１７を方向性結合器で構成している場合に
は、その接続端子を変更すれば位相を変えることが出来
る）同じＦＭ入力波に対して、出力ＡＭ波の変調極性を
正又は負に設定することが簡単に出来るｔこれも本発明
の特徴である。ＦＭ入力波ナ．が中心周波数ナ。In this case, the input FM modulated wave is modulated by, for example, a video signal, and the polarity of the modulation is the synchronization signal negative polarity method (i.e., the instantaneous frequency of the wave is lower than the center frequency). In the case of a low modulation method), the output AM modulated wave N2 is a synchronization signal positive modulation method (that is, a method in which the carrier wave has a larger average amplitude in the portion corresponding to the synchronization signal) as illustrated in FIG. In exactly the same way, if the synthesizer circuit 17 adds the second wave of amplitude Ec in phase with E22, the graph of change in E2 will become parallel to the graph of E23 by Ec in the negative direction of the vertical axis, as shown in Figure 10, for example. The graph has moved, and the output AM modulated wave is based on the sync signal negative variation method (in other words, if the carrier wave is smaller than the average amplitude in the part corresponding to the sync signal) for the FM input signal of the video signal modulation wave with the same negative polarity as the sync signal. This method can be used as follows. As described above, according to the present invention, by adding Ec (for example, if the combining circuit 17 is configured with a directional coupler, the phase can be changed by changing the connection terminal). It is also a feature of the present invention that the modulation polarity of the output AM wave can be easily set to positive or negative with respect to the input wave. FM input wave na. is the center frequency.

附近の場合、入力端子１１の入力波の振幅が多少変動し
ても「分波回路１２の二つの出力振幅Ｅ，．，Ｅ，２も
同じ割合で変動し、従ってＲｄ，とＲｄ２も同じ割合で
変動し、従ってＥ２，とＥ２２も同じ割合で振幅が変動
するが、第８図で明らかの如く、ナ，＝〆ｏではＥ２３
は０で変動せず、従って、第９図又は第１０図における
Ｅ２振幅のナ，＝プｏに於ける振幅は変動せず、又メ。
附近の変動も少ない。従って本発明によるＦＭ−ＡＭ変
換回路は、従来の変換回路よりも、ＦＭ入力波の振幅変
動による雑音を受けずらし、ことになり、これも本発明
の特徴である。以上の説明では分波回路１２の例として
第１１図の回路例を述べ、又同図にて５３及び５４を並
列接続された直列共振回路としたが「 これ等を各々直
列接続された並列共振回路又は帯城阻止フィルターで置
換することもできる。分波回路１２の他の例として第１
２図、第１３図、第１４図、第１５図、第１６図等の回
路図の如き原理の回路でも同様の特性が得られることは
明らかである。尚第１２図に於いて、５９と６０とは各
々共振周波数の異る並列共振回路であり、５９と６０の
代り‘こ直列接続された直列共振回路か、又は帯域通過
フィルターを使用しても前記同様の特性が得られる。又
第１３図に於いて６１及び６２は低域通過フィルター及
び高城通過フィルターであり、第１４図に於いて６３及
び６４は方向性結合器であり、８，及び８２ は各々の
線路の電気長であり、０，と０２とは適当な長さだけ異
るものである。又第１６図に於いて６５及び６６は方向
性結合器又はマジックＴであり、６７は共振回路で、６
８は短絡線路である。又以上の各種の分波回路の入出力
端子又は途中に増中器又は減衰器又はアィソレーター等
の方向性を有する回路を接続しても同機のＦＭ−ＡＭ変
換特性が得られる。以上の説明に於いてダイオード１３
及び１４及び１９及び２０‘ま並列接続されているが、
第１７図の如く、１つ以上のダイオードを直列接続とし
ても前記と同様の動作特性が得られる。If the amplitude of the input wave at the input terminal 11 fluctuates somewhat, the two output amplitudes E, . Therefore, the amplitude of E2 and E22 also fluctuate at the same rate, but as is clear from Fig. 8, when Na=〆o, E23
does not fluctuate at 0, and therefore the amplitude at n,=p o of the E2 amplitude in FIG. 9 or FIG. 10 does not fluctuate, and also me.
There are also few changes in the vicinity. Therefore, the FM-AM converter circuit according to the present invention is more susceptible to noise due to amplitude fluctuations of the FM input wave than the conventional converter circuit, and this is also a feature of the present invention. In the above explanation, the circuit example shown in FIG. 11 was described as an example of the branching circuit 12, and in the same figure, 53 and 54 were shown as series resonant circuits connected in parallel. It is also possible to replace it with a circuit or an obijo rejection filter.As another example of the branching circuit 12, the first
It is clear that similar characteristics can be obtained with circuits based on the principles shown in the circuit diagrams of FIGS. 2, 13, 14, 15, and 16. In Fig. 12, 59 and 60 are parallel resonant circuits with different resonant frequencies, and instead of 59 and 60, a series resonant circuit connected in series or a band-pass filter may be used. Properties similar to those described above are obtained. Further, in Fig. 13, 61 and 62 are a low-pass filter and a Takagi pass filter, and in Fig. 14, 63 and 64 are directional couplers, and 8 and 82 are the electrical lengths of each line. , and 0 and 02 differ by an appropriate length. Also, in FIG. 16, 65 and 66 are directional couplers or magic Ts, 67 is a resonant circuit, and 6
8 is a short circuit line. The same FM-AM conversion characteristics can also be obtained by connecting a directional circuit such as an intensifier, an attenuator, or an isolator to the input/output terminals or midway of the various branching circuits described above. In the above explanation, diode 13
and 14, 19 and 20' are connected in parallel,
As shown in FIG. 17, the same operating characteristics as described above can be obtained even when one or more diodes are connected in series.

尚、第１７図に於いても８１と８２と８３と８４は高周
波信号を阻止する回路である。又、ダイオード１３と１
９又は１４と２０の組のうち、いずれか一方又は両方の
組の樋性を逆にしても、前記と同様の動作特性が得られ
る。又ダイオード１３と１４、及び１９と２０の代りと
して、前記のダイオード以外の非道線素子、例えばトラ
ンジスタや電子管等を使用して、その適当な端子間のダ
イオード特性を利用しても前記と同機の動作特性が得ら
れることは明らかである。又ダイオード回路３１及び３
２としては、入力Ｅ，．及びＥ，２の振幅に応じて直流
成分の変化を生ずる所謂検波回路であればよく、例えば
前記の説明にあるダイオードを２個以上使用した整流回
路は勿論のこと、例えば、バイポーラ‘トランジスタや
「電界効果トランジスタや、ガンダィオードや、ィンパ
ットダィオード等を使用した半導体非直線回路や、電子
管非直線回路を使用しても同様の特性が得られる。Also in FIG. 17, 81, 82, 83, and 84 are circuits for blocking high frequency signals. Also, diodes 13 and 1
Even if the gutter characteristics of one or both of the pairs 9 or 14 and 20 are reversed, the same operating characteristics as described above can be obtained. Also, in place of the diodes 13 and 14 and 19 and 20, non-radio elements other than the diodes described above, such as transistors and electron tubes, may be used and the diode characteristics between their appropriate terminals may be utilized. It is clear that the operational characteristics are obtained. Also, diode circuits 31 and 3
2, the inputs E, . It may be any so-called detection circuit that produces a change in the DC component according to the amplitude of Similar characteristics can be obtained by using a semiconductor nonlinear circuit using a field effect transistor, Gunn diode, impact diode, etc., or an electron tube nonlinear circuit.

即ちダイオード回路３１及び３２の代物こ各々例えば第
１８図に示す如き、非直線トランジスタ増振回路を使用
すれば、このトランジスタ回路は非直線特性を有してい
るから、その入出力端の〆，波の波形は歪みを受け、そ
の結果入出力信号には直流成分を生じ、又入力プ，波は
分波回路によって振幅変化を受けているから、前記直流
成分もそれに対応して変化し、結局端子１１の入力ＦＭ
信号に応じて、トランジスタタ回路に検波信号を生ずる
ことになり、これを低域通過回路２１及び２２を通して
ダイオード回路３５及３６に印加すれば前記の説明と同
様のＦＭ−ＡＭ変換特性を得ることが出釆る。又第２０
図に例示する如き電子管回路を検波回路３１及び３２０
として使用しても同様のＦＭ−ＡＭ変換特性が得られる
。また、ダイオード回路３５及び３６も前記の説明例に
あるダイオードを２個以上使用した回路は勿論のこと、
例えばＰＩＮ接合ダイオードや、バィポーラ・トランジ
スタや電界効果トランジスタやガンダィオードやィンバ
ツト・ダイオードや電子管等の如く、印加されるバイア
ス電圧又は電流によってそのインピーダンス又はアドミ
ツタンスが変化する作用のある素子を使用したインピー
ダンス変化回路を使用しても前記と同様のＦＭ−ＡＭ変
換特性が得られることは明らかである。That is, if a non-linear transistor amplifier circuit is used as a substitute for the diode circuits 31 and 32, for example as shown in FIG. 18, since this transistor circuit has non-linear characteristics, The waveform of the wave is distorted, resulting in a DC component in the input/output signal, and since the input wave is subjected to an amplitude change by the branching circuit, the DC component also changes accordingly, and eventually Input FM of terminal 11
In response to the signal, a detection signal is generated in the transistor circuit, and if this is applied to the diode circuits 35 and 36 through the low-pass circuits 21 and 22, the same FM-AM conversion characteristics as described above can be obtained. will appear. Also the 20th
Detection circuits 31 and 320 include an electron tube circuit as illustrated in the figure.
Similar FM-AM conversion characteristics can be obtained even when used as FM-AM conversion characteristics. In addition, the diode circuits 35 and 36 are not only circuits using two or more diodes as in the example described above, but also
Impedance changing circuits that use elements whose impedance or admittance changes depending on the applied bias voltage or current, such as PIN junction diodes, bipolar transistors, field effect transistors, Gunn diodes, imbat diodes, electron tubes, etc. It is clear that the same FM-AM conversion characteristics as described above can be obtained even if .

尚、トランジスタを使用した回路例を第１９図に示し、
回路３１と３２及び３５と３６に対する三極管を使用し
た回路例を第２０図及び第２１図に示す。第１８図及び
第１９図、及び第２０図及び第２１図は、各々ェミッタ
ー接地及びカソード接地の例を示したが、その他の接地
方式でもよく、又バイアス回路も同回路図の例に限らな
くても同様の変換特性が得られることは明らかである。
合成回路１７を省略して、第２２図の例の如く方向性回
路１６の出力端子を、出力端子１８に接続して、例えば
ブリッジ回路とインピーダンス変化回路３６との間に減
衰器９０を挿入すれば、第８図と同様に方向性回路１６
の出力に於ける〆２波の振幅は、第１９図の如くＥ２２
の振幅は減衰され、Ｅ２，とＥ２２の合成である出力振
幅Ｅ２３のグラフとナ，軸との交点をずらすことが出来
て、あらかじめ分波回路１２の共振周波数を適当にずら
しておけば、第２３図の如く入力周波数〆．の中心周波
数附近に於いて必要な振幅のナ２波を出力とすることが
でき、合成回路１７なしで、前記の回路例より簡単に前
記同様のＦＭ−ＡＭ変換特性を得ることが出来る。但し
、第２２図の原理図によれば、前記の回路の場合に比べ
て、平衡がずれているので、前記の動作の特徴が多少そ
こなわれるが、従来の回路より良好であることは明らか
である。尚、第２２図に於いて、減衰器９０を挿入する
代りに分波回路１２の２つの出力端子の出力振幅を異な
らせて、検波回路３１及び３２の検波電流の大きさを異
ならせるか、又は低減通過回路２１及び２２に減衰器を
挿入した、その結果インピーダンス変化回路に印加され
る電流の大きさを異ならせて、小信号インピーダンスＲ
ｄ，とＲｄ２の大きさを異ならせても、第２３図の特性
が得られる。第２４図に例示する如く、抵抗９１及び９
２を挿入しても等価的に方向性回路１６から見た小信号
インピーダンスの大きさを異ならせることが出来て、第
２３図の特性が得られる。An example of a circuit using transistors is shown in FIG.
Examples of circuits using triodes for circuits 31 and 32 and 35 and 36 are shown in FIGS. 20 and 21. Although Figures 18 and 19, and Figures 20 and 21 show examples of emitter grounding and cathode grounding, respectively, other grounding systems may be used, and the bias circuit is not limited to the example shown in the circuit diagram. It is clear that similar conversion characteristics can be obtained.
By omitting the combining circuit 17, the output terminal of the directional circuit 16 is connected to the output terminal 18 as in the example shown in FIG. 22, and an attenuator 90 is inserted between the bridge circuit and the impedance changing circuit 36, for example. For example, the directional circuit 16 as in FIG.
The amplitude of the second wave in the output of E22 is as shown in Figure 19.
It is possible to shift the intersection of the graph of the output amplitude E23, which is the combination of E2 and E22, with the axis N, and by appropriately shifting the resonant frequency of the branching circuit 12 in advance, As shown in Figure 23, input frequency 〆. It is possible to output N2 waves with the necessary amplitude around the center frequency of , and the same FM-AM conversion characteristics as described above can be obtained without the synthesis circuit 17 more easily than in the circuit example described above. However, according to the principle diagram in Fig. 22, the balance is shifted compared to the case of the circuit described above, so the characteristics of the operation described above are somewhat impaired, but it is clear that the circuit is better than the conventional circuit. It is. In addition, in FIG. 22, instead of inserting the attenuator 90, the output amplitudes of the two output terminals of the branching circuit 12 may be made different, and the magnitudes of the detection currents of the detection circuits 31 and 32 may be made different. Alternatively, an attenuator is inserted into the reduction pass circuits 21 and 22, and as a result, the magnitude of the current applied to the impedance change circuit is varied, and the small signal impedance R is
Even if the magnitudes of d and Rd2 are made different, the characteristics shown in FIG. 23 can be obtained. As illustrated in FIG. 24, resistors 91 and 9
Even if 2 is inserted, it is possible to equivalently change the magnitude of the small signal impedance seen from the directional circuit 16, and the characteristics shown in FIG. 23 can be obtained.

又、第２４図に於いて、９１及び９２は抵抗に限らずィ
ンダクタ−又はキャパシター又はそれ等の複合回路でも
よく、又第２４図では、インピーダンス変化回路に並列
に挿入されているが、直列に挿入しても同様の特性を得
ることができる。第２４図の例のように出力Ｅ２，と、
出力Ｅ２２を非対称とせず、第８図の特性のままでも、
第８図のＥ２３のグラフに於いても〆。In addition, in FIG. 24, 91 and 92 are not limited to resistors, but may also be inductors, capacitors, or a composite circuit thereof. In FIG. Similar characteristics can be obtained by inserting the same. As in the example of FIG. 24, the output E2,
Even if the output E22 is not made asymmetrical and the characteristics shown in Fig. 8 are maintained,
Also in the graph of E23 in Figure 8.

より小又は大の周波数範囲のみを使用すれば前記同様
のＦＭ−ＡＰ変換０特性が得られて、変調度の高いＡＭ
波を得ることができ、例えば第５図又は第１７図の合成
回路１７を省略することができる。又第２５図に例示す
る如く、検波回路及びインピーダンス変化回路の低周波
電流路と結合した端子１０１と設けて、例えば第２５図
の如く整流電流の一部を１０１より取り出せば、これは
入力ナ，波の周波数変化に対して直流電流振幅が変化す
る周波数弁別器特性が得られて、例えば第２６図に示す
系統図の如く本発明になるＦＭ−ＡＭ変換装置１０２及
び〆２搬送波発振器１０８及びミクサー１０３、中間周
波増幅器１０４、リミター１０５、可変周波数局部発振
器１０６等にてスーパーヘテロダィン受信機を構成し、
前記端子１０１の出力によって前記発振器１０６の発振
周波数を制御すれば、例えば入力端子１０７に印加され
るＦＭ波の中心周波数が変動しても自動周波数制御動作
によってＦＭ−ＡＭ変換装置１０２に印加されるＦＭ波
の中心周波数は一定になるように制御されて、ＡＭ出力
端子１８におけるＡＭ出力信号の平均搬送波振幅を入力
ＦＭ波の変動にか）わらず一定値に保持することができ
る。If only the smaller or larger frequency range is used, the same FM-AP conversion characteristics as described above can be obtained, and AM with a high modulation degree can be obtained.
For example, the combining circuit 17 of FIG. 5 or FIG. 17 can be omitted. Also, as illustrated in FIG. 25, if a terminal 101 is provided that is connected to the low frequency current path of the detection circuit and the impedance change circuit, and a part of the rectified current is taken out from 101 as shown in FIG. , a frequency discriminator characteristic in which the DC current amplitude changes with respect to the frequency change of the wave is obtained, and the FM-AM converter 102 and the second carrier wave oscillator 108 according to the present invention are obtained, for example, as shown in the system diagram shown in FIG. A superheterodyne receiver is configured by a mixer 103, an intermediate frequency amplifier 104, a limiter 105, a variable frequency local oscillator 106, etc.
If the oscillation frequency of the oscillator 106 is controlled by the output of the terminal 101, for example, even if the center frequency of the FM wave applied to the input terminal 107 fluctuates, it will be applied to the FM-AM converter 102 by automatic frequency control operation. The center frequency of the FM wave is controlled to be constant, so that the average carrier wave amplitude of the AM output signal at the AM output terminal 18 can be maintained at a constant value regardless of fluctuations in the input FM wave.

系統図第２７図に例示する如く、端子１０１の出力を低
周波増幅器１１０等を通して取に出せば、本受信機の入
出力変調信号をモニターすることも出来る。As illustrated in FIG. 27 of the system diagram, if the output of the terminal 101 is taken out through a low frequency amplifier 110 or the like, the input/output modulated signal of the receiver can be monitored.

系統図第２８図に例示する如く、ＦＭ信号入力を切るか
又は、ＦＭ信号入力と同時に、端子１０１に別の外部低
周波入力信号を低周波増幅器１１１等を通して印加すれ
ば、この低周波信号によってもインピーダンス変化回路
の電流を変化させて、小信号インピーダンスを変化させ
て、搬送波〆２ をＡＭ変調することが出来て、このＡ
Ｍ変調波を端子１８から送出することが出釆る特徴を有
する。As illustrated in FIG. 28 of the system diagram, if the FM signal input is turned off or another external low frequency input signal is applied to the terminal 101 through the low frequency amplifier 111 etc. at the same time as the FM signal input, this low frequency signal By changing the current of the impedance changing circuit and changing the small signal impedance, it is possible to perform AM modulation on the carrier wave 〆2.
It has a feature that the M modulated wave can be sent out from the terminal 18.

第２５図は、前記第５図に例示したＦＭ−ＡＭ変換装置
に低周波結合端子１０１を設けた例を示したが、前記第
１７図の回路例や、第１８図、第１９図、第２０図、第
２１図に例示したダイオード以外の非直線回路を使用し
たＦＭ−ＡＭ変換装置や、前記第２２図や第２４図にて
説明したような合成回路１ ７を省略したＦＭ−ＡＭ変
換装置についても、まったく同様に低周波結合端子１０
１を設けることが出来て、同様の使用方法があり、例え
ば、前記第１７図に例示したＦＭ−ＡＭ変換装置に低周
波結合端子１０１を設けた例を第２９図に示す。Although FIG. 25 shows an example in which the low frequency coupling terminal 101 is provided in the FM-AM conversion device illustrated in FIG. 5, the circuit example in FIG. An FM-AM conversion device using a non-linear circuit other than the diode illustrated in FIGS. 20 and 21, and an FM-AM conversion device that does not include the combining circuit 17 as explained in FIGS. 22 and 24. Regarding the device, the low frequency coupling terminal 10 is also connected in exactly the same way.
For example, FIG. 29 shows an example in which the FM-AM converter shown in FIG. 17 is provided with a low frequency coupling terminal 101.

又トランジスタを使用した場合の一例を第３０図に示す
。第３１図の如く、検波回路２０１と、増幅器２０２と
、レベル制御回路２０３とによって合成回路１７のナ２
波出力の振幅の大きさの偏差を検出し、増幅して、合成
回路１７に印加．されるナ２搬送波のレベルを制御すれ
ば、合成回路１７のナ２波出力振幅を、あらかじめ設定
した値に自動制御することが出来る。FIG. 30 shows an example in which a transistor is used. As shown in FIG.
A deviation in the amplitude of the wave output is detected, amplified, and applied to the synthesis circuit 17. By controlling the level of the N2 carrier wave to be applied, the N2 wave output amplitude of the combining circuit 17 can be automatically controlled to a preset value.

例えば入力ナ，波の中心周波数ナ。が何らかの原因によ
って変動すれば、前記第９図の変換特性を示すグラフか
ら明らかなごとく、出力ＡＭ波の中心振幅が変動するこ
とになり、例えば入力ナ，波が第９図の例の如く映像信
号でＦＭ変調されている場合には、出力ＡＭ波の同期尖
頭振幅を変動させることになって不都合であるが、この
時、第３１図の例の如く、検波器２０１として尖頭値検
波器を、又２０２として前述の中心周波数〆。の変動周
期よりも早い時定数の直流増幅器を使用すれば、出力Ａ
Ｍ波の同灘尖頭振幅を一定値に保持することが出来る。
第３２図の如く、検波器２１１と信号検出器２１ ２と
によって合成回路１ ７の出力ＡＭ波の変調信号を復調
し、その中に含まれている特定の信号の大きさを検出し
、直流増幅器２１３としベル制御回路２１４によって方
向性回路１６の印加する搬送波〆２の大きさを制御すれ
ば、前記合成回路１７の出力ＡＭ波の変調振幅を設定値
に自動制御することが出来る。For example, input na, wave center frequency na. If it changes for some reason, the center amplitude of the output AM wave will change, as is clear from the graph showing the conversion characteristics in FIG. If the signal is FM modulated, the synchronized peak amplitude of the output AM wave will fluctuate, which is inconvenient, but in this case, as in the example of FIG. The center frequency 〆 is also set as 202. If you use a DC amplifier with a time constant faster than the fluctuation period of
The peak amplitude of the M wave can be maintained at a constant value.
As shown in FIG. 32, the wave detector 211 and the signal detector 212 demodulate the modulated signal of the AM wave output from the combining circuit 17, detect the magnitude of a specific signal contained therein, and detect the magnitude of the specific signal contained therein. By controlling the magnitude of the carrier wave 2 applied by the directional circuit 16 using the amplifier 213 and the bell control circuit 214, the modulation amplitude of the AM wave output from the combining circuit 17 can be automatically controlled to a set value.

即ち、ＦＭ−ＡＭ変換特性を示す第３３図に於いて説明
すると、例えば、映像信号でＦＭ変調されている入力〆
，波をＳＩＧＩと表わし、正規の状態における変モ奥特
性のグラフを２１６とすると、この時の出力〆２波の振
幅変化特性は同第３３図のＳＩＧ２となる。今、例えば
温度特性変化等によって、変換特性が２１７の如く変化
したとすると、出力振幅変化特性はＳＩＧ２の如く変化
することになるが、検波器２１１と信号検出器２１２に
よって、例えば、ＳＩＧＺ信号の同期信号の振幅の減少
を検出して、その変化量によって、方向性回路１６に印
加される〆２搬送波のレベルを制御して増加させれば、
変換特性の勾配△Ｅ２／△〆，は印加されるナ２搬送波
のレベルに比例するから、２１７の変換特性を２１６の
変換０特性まで勾配を補正することが出来て、結局出力
ＡＭ波はＳＩＧ２を保つことが出来る。前記の説明の同
期信号以外にも、例えば多重信号で変調されている場合
にはその多重信号の中の特定の信号の大きさを検出して
前記同様に、ナ２６搬送波の印加レベルを制御すること
によって、出力ＡＭ振幅を一定に保持することが出釆る
。That is, to explain with reference to FIG. 33 showing the FM-AM conversion characteristics, for example, the input wave that is FM modulated with the video signal is expressed as SIGI, and the graph of the variable modulus depth characteristic in the normal state is expressed as 216. Then, the amplitude change characteristic of the output final wave at this time becomes SIG2 in FIG. 33. Now, if the conversion characteristic changes as shown in 217 due to a change in temperature characteristics, for example, the output amplitude change characteristic will change as shown in SIG2. If the decrease in the amplitude of the synchronization signal is detected and the level of the second carrier wave applied to the directional circuit 16 is controlled and increased according to the amount of change,
Since the slope △E2/△〆 of the conversion characteristic is proportional to the level of the applied Na2 carrier wave, the slope of the conversion characteristic of 217 can be corrected to the conversion 0 characteristic of 216, and the output AM wave will eventually become SIG2. can be maintained. In addition to the synchronization signal described above, for example, if the signal is modulated by a multiplexed signal, the magnitude of a specific signal in the multiplexed signal is detected and the applied level of the 26 carrier waves is controlled in the same way as above. This makes it possible to keep the output AM amplitude constant.

第３２図の如く、方向性回路１６への〆２搬送波の印加
量を制御する代りに、第３４図の如く、レベル制御回路
２１４を分波回路１２の入力部に０挿入して、分波回路
１２に印加される〆，波の大きさを制御しても、前記と
同様に変換特性２１６の勾配を変化させることが出来て
、出力ＡＭ振幅を補正することが出釆る。前記第３１図
に例示した補正と、第３２図又はタ第３４図に例示した
補正を同時に行えば、例えば出力ＡＭ信号波の尖頭値と
変調度を補正することが出来る。Instead of controlling the amount of the second carrier wave applied to the directional circuit 16 as shown in FIG. 32, as shown in FIG. Even if the magnitude of the wave applied to the circuit 12 is controlled, the slope of the conversion characteristic 216 can be changed in the same way as described above, and the output AM amplitude can be corrected. If the correction illustrated in FIG. 31 and the correction illustrated in FIG. 32 or FIG. 34 are performed simultaneously, it is possible to correct, for example, the peak value and modulation degree of the output AM signal wave.

前記の補正量が、例えば温度変化特性の如く、あらかじ
めわかっている場合には、例えば第３５０図の如く、逆
温度変化特性の減衰器又は増幅器等の如き補正回路２１
５，２１６，２１７を使用すれば、前記と同様の補正を
簡単に行うことが出来る。If the above-mentioned correction amount is known in advance, such as a temperature change characteristic, for example, as shown in FIG. 350, a correction circuit 21 such as an attenuator or an amplifier having an inverse temperature change characteristic
5, 216, and 217, the same correction as above can be easily performed.

尚以上の補正方法は、第５図の回路のみなら夕ず、前記
の説明にあるすべてのＦＭ−ＡＭ変換回路について行う
ことが出来ることは明らかである。It is clear that the above correction method can be applied not only to the circuit shown in FIG. 5, but also to all the FM-AM conversion circuits described above.

又以上の説明における低域通過回路２１及び２２の代り
として第３６図の如く低域通過回路２５０１と２５３の
間に例えばヱンフアシス回路２５２を付加した回路を使
用すれば、容易に変調信号に対して周波数特性（すなわ
ちェンフアシス特性）を持たせることが出来ることも、
本発明の特徴である。Moreover, if a circuit in which an amplifier circuit 252 is added between the low-pass circuits 2501 and 253 as shown in FIG. 36 is used instead of the low-pass circuits 21 and 22 in the above explanation, it will be easy to adjust the modulation signal. The fact that it can have frequency characteristics (i.e., enhancement characteristics) is also important.
This is a feature of the present invention.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来のＦＭ−ＡＭ変換装置を示す原理図、第２
，３，４図は従釆の回路の特性を示すグラフ、第５図は
本発明の一実施例のブロック図、第６，７，８，９，１
０図は本発明の装置の特性を示すグラフ、第１１，１２
，１３，１４，１５，１６図は分波回路の例を示す図、
第１７図は本発明の他の実施例のブロック図、第１８，
１９，２０，２１図は検波回路及びインピーダンス変化
回路の他の例を示す図、第２２図は本発明のさらに他の
実施例のブロック図、第２３図は本発明の装置の特性例
を示すグラフ、第２４，２５，２６，２７，２８，２９
，３０，３１，３２図及び第３４，３５図は本発明の他
の実施例のブロック図、第３３図は本発明の装置の特性
を示すグラフ、第３６図は低域通過回路の他の例を示す
図である。 才１皿 ＊図 沫３図 〃ｄ虹ス 才５図 フち雌 洲四 ブ６岬 ・沼四 ネ凶四 ＊虹 −ィーフ匹ａ ＊近遡 才導■ ウたいＦ刈Ｙ」 才蛤図 ガワ四 イー８池Ｉ 災途四 （ＭＪ匹ａ ゴ２ユ ＾加盟 三Ｐ２引匹〇 才滋側 彩る血 オ雄図 才力図 了窓図 力滋血 」。 ＾Ｊｇａフト３１１ＹＩ 寸３ら図 お畑 寸５細 ±Ｆ１４″Ｙ」 才地図Figure 1 is a principle diagram showing a conventional FM-AM conversion device, Figure 2
, 3, and 4 are graphs showing the characteristics of the subordinate circuits. FIG. 5 is a block diagram of an embodiment of the present invention. 6, 7, 8, 9, 1
Figures 11 and 12 are graphs showing the characteristics of the device of the present invention.
, 13, 14, 15, 16 are diagrams showing examples of branching circuits,
FIG. 17 is a block diagram of another embodiment of the present invention;
19, 20, and 21 are diagrams showing other examples of a detection circuit and an impedance change circuit, FIG. 22 is a block diagram of still another embodiment of the present invention, and FIG. 23 is a diagram showing an example of characteristics of the device of the present invention. Graph, 24th, 25th, 26th, 27th, 28th, 29th
, 30, 31, 32 and 34 and 35 are block diagrams of other embodiments of the present invention, FIG. 33 is a graph showing the characteristics of the device of the present invention, and FIG. 36 is a block diagram of another embodiment of the low-pass circuit. It is a figure which shows an example. Sai 1 plate * Drawing 3 drawings 〃d Rainbow Su Sai 5 drawing Fuchi Mezu 4bu 6 Misaki/Numa 4 Neku 4 * Rainbow - Eef a Gawa 4 E 8 Pond I Disaster 4 (MJ animal a Go 2 Yu ^ Affiliated 3 P 2 animal 0 year old Shigeru side coloring blood O male figure talent figure finished window Zu force Shigetsu”. ^ Jga Fut 311YI Sun 3 et al figure Field size 5thin ±F14″Y” Sai map

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 周波数変調された信号を受け周波数に応じて伝達特
性が互いに異つて変化する２つの出力を取り出す分波回
路と、前記分波回路からの２つの出力をそれぞれ受ける
第一及び第二の検波回路と、前記第一及び第二の検波回
路の出力をそれぞれ受ける第一及び第二のインピーダン
ス変換回路と、前記第一及び第二のインピーダンセ変換
回路の出力端子と結合して搬送波を前記第一及び第二の
インピーダンス変換回路へ送り反射波を抽出する方向性
回路とを具備し、前記分波回路に印加された周波数変調
された信号を前記搬送波に対する振幅変調波に変換する
ことを特徴とする搬送波変換装置。1. A branching circuit that receives a frequency-modulated signal and extracts two outputs whose transfer characteristics change differently depending on the frequency, and first and second detection circuits that receive the two outputs from the branching circuit, respectively. and first and second impedance conversion circuits receiving the outputs of the first and second detection circuits, respectively, and connecting the output terminals of the first and second impedance conversion circuits to convert the carrier wave into the first detection circuit. and a directional circuit for extracting the reflected wave sent to a second impedance conversion circuit, and converts the frequency-modulated signal applied to the branching circuit into an amplitude-modulated wave for the carrier wave. Carrier wave conversion device.