JPS6039370A - Load current controlling method of delta-connection cycloconverter - Google Patents
Load current controlling method of delta-connection cycloconverterInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は三角結線サイクロコンバータの負荷−流制御方
法（＝関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a load-flow control method for a triangular cycloconverter.
サイクロコンバータはある周波数の交流磁力を別の周波
数の父流電カー直接変換する周阪欽変換装置で最近誘４
電動機や四期鴫励磯の駆励磁源として広く使われてきて
いる。A cycloconverter is a Shuhankin conversion device that directly converts alternating current magnetic force at one frequency to another frequency.
It has been widely used as a driving excitation source for electric motors and four-stage excitation rocks.
三角結線サイクロコンバータは３台の交亘竜力変換器（
コンバータ）をΔ結線して３相負荷に可変電圧可変周波
数の交流４力全供給する装置で一般に使われているサイ
クロコンバーク （正群及び負群コンバータを対として
出力１相分を構成するサイクロコンバータ）（二比較す
ると、コンバータの台数が半分で済む利点があシ、最近
注目をあびるよう（ニなってきた（特願昭５６−１５８
６９２ ）。The triangular connection cycloconverter consists of three cross-dry force converters (
Cycloconverter (converter) is connected in delta and is commonly used in a device that supplies all four AC power with variable voltage and variable frequency to a three-phase load. Converter) (Comparing the two, it has the advantage of requiring half the number of converters, and has recently been attracting attention.
692).
第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装置の構成
図を示すもので、詳しい説明は特願昭５６−１５８６９
２ ＋一記載されている。Figure 1 shows a configuration diagram of a conventional triangular connection cycloconverter device.
2+1 is listed.
第１図中ＢＵＳは３相交流鑞源の屯線路、Ｃは進相コン
デンサ、ＴＲは電源トランス、ＣＣは３相出力サイクロ
コンバータ本俸、Ｍは３相変Ｒ，屯劾俵である。サイク
ロコンバータ本俸ＣＣは３台の交直電力変換器（コンバ
ータ） ＳＳＩ 、ＳＳ２ 、ＳＳｓ及び中間タップ付
直流リアクトルＬ１．Ｌ２− Ｌｓから構成されている
。電力変換器（コンバータ）ＳＳ１．ＳＳ２゜８８ｇの
交流入力側は電源トランスＴＲｌ二よって絶縁されてお
シ、直流側は一方向の循環電流が流れるよう（二直流リ
アクトル”Ｉ Ｔ Ｌ２ ｔ Ｌｓを介してΔ接続され
ている。いわゆる三角形循環電流式サイクロコンバータ
を構成している。直流リアクトルＬｔ 、 Ｌ２ 、Ｌ
ｓの中間タップが３相交流’４Ｚ動愼Ｍの３相巻線（Δ
接続されている。In Fig. 1, BUS is a 3-phase AC power supply line, C is a phase advance capacitor, TR is a power transformer, CC is a 3-phase output cycloconverter, M is a 3-phase change R, and a tun line. Cyclo converter main salary CC consists of three AC/DC power converters (converters) SSI, SS2, SSs and a DC reactor with intermediate tap L1. It is composed of L2-Ls. Power converter (converter) SS1. The AC input side of SS2゜88g is insulated by the power transformer TRl2, and the DC side is Δ-connected via two DC reactors "IT L2 t Ls" so that a unidirectional circulating current flows. It constitutes a triangular circulating current type cycloconverter.DC reactors Lt, L2, L
The middle tap of s is 3-phase winding of 3-phase AC '4Z moving machine M (Δ
It is connected.
一方、制御回路としては、受電端の３相交流電流を検出
する変流器ＣＴｓ、３相交流電圧を検出する変成器ＰＴ
ｓ、無効電力演算器ＶＡＲ１制御補償回路Ｈ（Ｓ） 、
無効電力設定器ｖｇ、比較器ＣＱ ＋ Ｃｏ ＋Ｃ□Ｈ
Ｃ２＋ Ｃ３、加算器Ａ＋ 、Ａ２ 、Ａｓ、演算増幅
器搗、 Ｋ、 、 Ｋ、 、 Ｋ、、位相制御回路ＰＨ
，、ＰＨ２゜ＰＨ３及び負荷電流検出器ＣＴｕ 、ＣＴ
ｖ ＋ ＣＴｗが用いられる。On the other hand, the control circuit includes a current transformer CTs that detects the three-phase AC current at the receiving end, and a transformer PT that detects the three-phase AC voltage.
s, reactive power calculator VAR1 control compensation circuit H(S),
Reactive power setting device vg, comparator CQ + Co +C□H
C2+ C3, adder A+, A2, As, operational amplifier, K, , K, , K,, phase control circuit PH
,, PH2゜PH3 and load current detector CTu, CT
v + CTw is used.
このサイクロコンバータは３相交流電動機Ｍに供給する
電流ＩＵ、 Ｉｙ＋ Ｉｗを制御する回路と当該サイク
ココンバータの受電端の無効゛成力をル１４整するため
（＝、三角結線サイクロ・コンバータの循環電流工。を
制御する回路を含んでいるが、本発明の目的を明らかに
するため後者の１０１３ 御動作は省略する。This cyclo-converter adjusts the circuit that controls the currents IU, Iy+Iw supplied to the three-phase AC motor M, and the reactive forces at the receiving end of the cyclo-converter (=circulation of a triangular-connected cyclo-converter). Although the circuit includes a circuit for controlling the electric current generator 1013, the operation of the latter 1013 will be omitted in order to clarify the purpose of the present invention.
なお後者の制御動作は特願昭５６ １５８６９２ に詳
しく述べられているのでそちらを参照願いたい。The latter control operation is described in detail in Japanese Patent Application No. 158692, so please refer to that document.
以下、従来装置の負荷颯流ｉ１制御励作を説明する。The load flow i1 control excitation of the conventional device will be explained below.
第２図は、第１図（二足したサイクロコンバータＣＣと
電動機Ｍの等価回路を示すもので、電動機ＭはΔ結線さ
れているものと匝定する。Ｖ、 、 Ｖ２゜■、はコン
バータＳＳ１．ＳＳ２及びＳＳｓの出力電圧で正及び負
の値をとりうる。しかし各コンバータの出力電流Ｌ 、
Ｉ２．Ｉｓは一定方向の電流しか流れない。亀ａＩ機Ｍ
はΔ結線されており、その各々の巻線を＆、Ｍｂ、Ｍｃ
としている。各々の巻線（電流れる電流Ｉ−，Ｉｂ＝
Ｉ。を図示の方向（二と９、線電流ＩＵ＋ Ｉｖ 、
Ｉｗとの関係式をめると次のよう（＝なる。Figure 2 shows the equivalent circuit of the cycloconverter CC and electric motor M shown in Figure 1 (two plus circuits), and it is assumed that the electric motor M is connected in Δ.V, , V2゜■, are converter SS1 .The output voltages of SS2 and SSs can take positive and negative values.However, the output current L of each converter,
I2. Is allows current to flow only in a certain direction. Kame aI machine M
are Δ-connected, and their respective windings are &, Mb, Mc
It is said that Each winding (current I-, Ib=
I. in the direction shown (2 and 9, line current IU + Iv,
The relational expression with Iw is as follows (=.
１、 ＝ （ＩＵＩｖ）／ ３ ”−（１）Ｉｂ＝（Ｉ
ｖ −Ｉｗ）／３ ・・・・・・（２）■。＝（Ｉｗ
Ｉｖ）／３ ・・・・・・（３）なお、ＩＵ＋ ＩＶ＋
Ｉｗ及びＩｎ＋Ｉｂ＋Ｉ。は平衡した３相正弦波シ流
として取扱っている。1, = (IUIv)/3”-(1)Ib=(I
v −Iw)/3 ・・・・・・(2)■. =(Iw
Iv)/3 ・・・・・・(3) In addition, IU+ IV+
Iw and In+Ib+I. is treated as a balanced three-phase sinusoidal flow.
第３図は第２図の％郡波形図を示すものである。FIG. 3 shows a % group waveform diagram of FIG. 2.
線電流Ｉｔ＋＋Ｉｖ＋Ｉｗに対して損電流１．．Ｉｂ、
Ｉ。Loss current 1. for line current It++Iv+Iw. ．． Ib,
I.
は王妃（Ｌ） ！ １２） −ｔ３）式を満足している
。コンバータＳＳＩ 、５Ｓ２−及びＳＳ、の出力電流
Ｉｔ、 Ｉ２− Ｉｎは負方向（＝は流れ得ないので、
線電流Ｉｎ、Ｉｙ、Ｉｗのｔ（＝よって図示のよう（二
変化する。これは次の３つのモードに分けて考えること
ができる。Is the queen (L)! 12) -t3) is satisfied. The output currents It, I2-In of converters SSI, 5S2- and SS are in the negative direction (= cannot flow, so
The line currents In, Iy, and Iw change as shown in the figure. This can be divided into the following three modes.
モードＩ ： Ｉｖ≦Ｏ，Ｉｗ≧０
このときは、ＳＳ２の出力゛電流Ｉ２は零となる。故（
二重、ニーＩｖ 、 Ｉｓ ＝ Ｉｗが流れる。Mode I: Iv≦O, Iw≧0 At this time, the output current I2 of SS2 becomes zero. late(
Double, knee Iv, Is = Iw flows.
モードｌ：Ｉｗ＜０．Ｉυ≧０
このときはＳＳｓの出力毫流工、は零となる。故（＝■
１：ＩＵ、：［２＝ ＩＷが流れる。Mode l: Iw<0. Iυ≧0 In this case, the output flow rate of SSs becomes zero. Therefore (=■
1:IU, :[2=IW flows.
モードＩＩ［： ＩＩＪ≦０．Ｉｖ≧０このときは、Ｓ
Ｓ＋の出力電流工、は零となる。故にＩ２ ”’ Ｉｖ
、Ｉｓ ＝−−Ｉｖが流れる。Mode II[: IIJ≦0. Iv≧0 In this case, S
The output current of S+ is zero. Therefore I2 ”' Iv
, Is =--Iv flows.
第２図の等価回路からもわかるように谷コンバータの出
力電圧が３．泪平衡状ｉ点にあるときく二は次の電圧方
程式が成９立つ。ただし電動機Ｍの巻線Ｍａ １Ｍｂ
１んしの抵抗を良、Ｒｈ、１尤。、インダクタンスをり
、 、 Ｌｂ 、 Ｌ、とじ”Ｃ逆１ｇ屯力をｇ、 、
Ｅわ。As can be seen from the equivalent circuit in Figure 2, the output voltage of the valley converter is 3. When the voltage is at point i in a state of equilibrium, the following voltage equation holds true. However, the winding Ma of electric motor M is 1Mb
1 inch of resistance is good, Rh, 1 degree. , inductance, , Lb, L, binding "C reverse 1g force, g, ,
Ew.
＆とする。−またｐ ＝ ｄ／ｄｔは俵分演算子である
。&. -Also, p = d/dt is a bale operator.
Ｖ１＝（Ｒ，＋Ｌ、−Ｐ）・ １．＋Ｅ、 ＝・−−・
ｔ４）Ｖ２ ＝ （Ｒｈ＋Ｌｂ−ｐ） ・Ｉｂ十Ｅｂ
−・・・（５）■、＝（良十玩・ｐ）・工。十Ｅ、
・・・・・・ （６）従って、電流■８を制御するため
（二は■１ を変えてやること（二よ）、又、電流Ｉｂ
及びＩ、を制御する（−はｖ２及び■３を変えてやるこ
と（二よシ、各々行うことができる。V1=(R, +L, -P)・1. +E, =・−−・
t4) V2 = (Rh + Lb-p) ・Ib + Eb
−...(5)■、=(Ryojugan・p)・工. 10E,
...... (6) Therefore, in order to control the current ■8 (second is to change ■1 (second), and the current Ib
and I (- can be done by changing v2 and 3) (2 and 3).
第１図の装置（二もとり、上記相電流Ｉｉ＋Ｉｂ＋Ｉｃ
の制御動作を説明する。The device shown in Fig. 1 (two models, the above phase current Ii + Ib + Ic
The control operation will be explained.
電流検出器ＣＴｕ 、 ＣＴｖ 、 ＣＴｗ （二よｐ
線型ｎＣ−Ｉ（Ｊ ＋Ｉｙ、Ｉｗを検出し、（１） 、
Ｃ２） 、 （３）式の演算全行なうこと（二よシ相
電流検出値ＩＨＩｂ＋Ｉ。をめる。Current detectors CTu, CTv, CTw (two p
Detect linear nC-I (J + Iy, Iw, (1),
C2) Perform all calculations in equation (3) (determine the bi-phase current detection value IHIb+I).
それらを比較器ＣＩ ＋ Ｃ２＋ Ｃｓ （二人力し、
相電流指令値Ｉａ ＋ Ｉｂ”＋ Ｉｃ’と比較する。Comparator CI + C2 + Cs (by two people,
Compare with the phase current command value Ia + Ib'' + Ic'.
各々の偏差ε、＝Ｉヨ −エ。Each deviation ε,=Iyo-e.
ε２＝Ｉｂ−Ｉｂ ｅ、＝Ｉ。−■。ε2=Ib-Ib e,=I. −■.
を増幅器Ｋ１．に！、に＄で増幅し、位相制御回路Ｐｕ
ｔ 、ＰＨ２及びＰＨｓ に各々入力する。amplifier K1. To! , is amplified by $, and the phase control circuit Pu
t, PH2 and PHs, respectively.
例えば、１． ＜ １．の場合、Ｃ１，に１が増大して
コンバータＳＳＩの出力電圧Ｖ、を増加させ、（４）式
で示される相電流Ｉｌｌを増加させる。最終的口Ｌ＝Ｉ
。For example, 1. <1. In this case, C1 is increased by 1 to increase the output voltage V of the converter SSI, thereby increasing the phase current Ill expressed by equation (4). Final mouth L=I
.
（二なるよう（二制御される。逆にＬ＞１． の場合（
二はＣ１，に！が減少し、Ｖｌが減ってＩ８を減少させ
やは’） Ｔａ＝ Ｉａ ｒ二制御される。(2 is controlled (2). Conversely, when L>1. (2 is controlled)
The second one is C1! decreases, Vl decreases, and I8 decreases. Ta = Ia r2 is controlled.
ｌ司様（二Ｉｂ＝ Ｉｂ 、Ｉｃ＝ Ｉ。（二なる よ
う （＝ｉｔｉ制御さ几る。Mr. L (Two Ib=Ib, Ic=I.
Ｌ、 Ｉｂ、 ＩＣが第３図（２示されるよう（二３相
平衡した正弦波電流としてｔ５制御されれば、当然磁動
機Ｍの入力電流たる線゛電流ＩＵｖ ＩＹｔ Ｉｗ も
第３図の波形のよう（二３相平衡正弦波電流となる。If L, Ib, and IC are controlled as 23-phase balanced sinusoidal currents at t5 as shown in Fig. 3 (2), the line current IUv IYt Iw, which is the input current of the magnetic motor M, will naturally have the waveform in Fig. 3. (23-phase balanced sine wave current.
このような従来の三角結線サイクロコンバータの負荷電
流制御法は次のような問題点があった。The conventional load current control method for the triangularly connected cycloconverter has the following problems.
ａ）まず、従来の述ｊ御法では線電流Ｉｕ ｖ Ｉｖ
＋Ｉｗと相電流１．、 Ｉｂｔ Ｉ。の間Ｃ二（１）〜
（３）式で示される関係が成立することが前提条件とな
っているが負荷となる電動機Ｍの巻線地、 Ｍｂ 、
Ｍｅに循環電流が流れた場合、上記（１）〜（３）式の
関係がくずれてしまう。そのため実際（二供給すべき負
荷電流Ｉｕ＋Ｉｖ、Ｉｗの制御が正確（電性なわれない
可能性がある。a) First, in the conventional control method, the line current Iu v Iv
+Iw and phase current 1. , Ibt I. Between C2 (1)~
Although it is a prerequisite that the relationship shown in equation (3) holds true, the winding ground of the electric motor M, which is the load, Mb,
If a circulating current flows through Me, the relationships in equations (1) to (3) above will collapse. Therefore, there is a possibility that the load currents Iu+Iv and Iw to be supplied may not be controlled accurately.
ｂ）実際に供給すべき負荷電流ＩＩＪ、 ＩＴ、 Ｉｗ
を直接制御していないため本当（＝正確な制御がなされ
ているか不明である。故（二車動機Ｍのトルク制御や速
度制御に際して信頼性に欠ける面がおる。b) Load current IIJ, IT, Iw that should actually be supplied
Since it is not directly controlled, it is unclear whether accurate control is being performed.Therefore, there is a lack of reliability in torque control and speed control of the two-wheeled motive M.
ａｔ二最近音及してきた誘４−動機のベクトル制イ伸し
このサイクロコンバータを適用する場合、上記負荷電流
Ｉｔｒ ＋ Ｉｖ ＋ Ｉｗの振幅や位相全正確（二制
御する必要があるので、当該負荷４流の１直が不明とい
うことは致命的な欠点となる。When applying this cycloconverter, which has been mentioned recently, it is necessary to control the amplitude and phase of the load current Itr + Iv + Iw completely accurately (2), so that the load current The fact that the 1st shift of the 4th class is unknown is a fatal flaw.
Ｃ） 三角結線サイクロコンバータの負荷（二は３相３
線式で゛電力を供給するので、３相′４流の中で２相分
の１流が決定されれば残９の１相分の電流は自然に決っ
てしまう。これを３．ｉｆｆ分全部を制御する従来の制
御法では、／？！ｒ＠流制御系との間（二相互干渉が発
生し最悪の場合、発振現象を伴ない運転不能におちいる
こともある。C) Triangular connection cycloconverter load (2 is 3 phase 3
Since power is supplied by wire, if one current for two phases is determined among the three-phase currents, the current for one of the remaining nine phases is determined naturally. This is 3. In the conventional control method that controls the entire if part, /? ! r@ flow control system (mutual interference may occur, and in the worst case, oscillation may occur and operation may fail.
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので三角結線
サイクロコンバータの負荷電流全直接的に制御し、しか
も各相′電流制御卸系の相互干渉を発生しない制御方法
を提供することを目的としている。The present invention has been made in view of the above problems, and it is an object of the present invention to provide a control method that completely directly controls the load current of a triangularly connected cycloconverter, and that does not cause mutual interference between the current control system of each phase. It is said that
本発明は３相−負荷に交流電力を供給する三角結線サイ
クロコンバータに係ρ当該負荷（二供給する３相さ流Ｉ
Ｕ＋ Ｉｖ＋ Ｉｗのうち２相分の磁流ＩＵ、ｂを検出
しその指令値Ｉｕ ＋ Ｉｖと比較して谷偏差ε。The present invention provides a triangular connection cycloconverter that supplies alternating current power to a three-phase load.
The magnetic currents IU and b for two phases of U+Iv+Iw are detected and compared with the command value Iu+Iv to find the valley deviation ε.
＊
”” ＩＵ ＩＵ ＋ ε７二Ｉ、 −Ｉｙをめ、当該
サイクロコンバークを構成する第１のコンバークＳＳ＋
の出力′Ｉａ圧を（ｇＵ−リ）の値に応じて１ｉｉｌＪ
御し、また第２のコンバータＳＳ２の出力電圧を（２ε
７＋εＵ）の値に応じて制御しさら（２弟３のコンバー
タＳＳｓの出力電圧を−（２ε。＋εＶ）の値（２応じ
て制御すること（二より上記負荷電σｉ［： Ｉｕ ＋
Ｉｖ ＋ Ｉｗと直接的（二、しかも相互干渉もなく
制御するよう（＝した三角結線サイクロコンバータの負
荷電流制御方法である。* ””IU IU + ε72I, -Iy, the first converk SS+ that constitutes the cycloconverk
The output 'Ia pressure is 1iilJ according to the value of (gU-li)
The output voltage of the second converter SS2 is (2ε
7+εU), and furthermore, the output voltage of the converter SSs of the second younger brother 3 is controlled according to the value of -(2ε.+εV) (2).
This is a method for controlling the load current of a triangular-connected cycloconverter by directly controlling Iv + Iw and without mutual interference.
第４図は本発明の三角結線サイクロコンバータ装置の実
施例を示す構成図でちる。FIG. 4 is a block diagram showing an embodiment of the triangular connection cycloconverter device of the present invention.
図中、ＢＵＳは３相交流゛這源の磁線路、ＣＡＰ は進
相コンデンサ、ＴＲは′電源トランス、ＣＣは３４目出
力サイクロコンバ一タ本体、Ｍは３相交流電動機（負荷
）である。In the figure, BUS is the magnetic line of the three-phase AC source, CAP is the phase advancing capacitor, TR is the power transformer, CC is the 34th output cycloconverter body, and M is the three-phase AC motor (load).
サイクロコンバータ本体ＣＣは３台の交直重力変換器（
コンバータ） ＳＳＩ ｒ ＳＳ２ ＋ ＳＳｓ及び直
流リアクトルＬ＊ 、 Ｌ２ 、Ｌｓで構成されておシ
、当該各コンバータＳＳＩ 、 ＳＳ２ 、 ＳＳｓの
交流入力側は電源トジンスＴＲｉ二よって絶縁されてお
シ直流側は一方向の循環磁流が流れるよう（二直流リア
クトルＬｌｌｌＬ２１ Ｌ３を介してΔ接続されている
。いわゆる三角形循環磁流式サイクロコンバータを構成
している。The cycloconverter body CC has three AC/DC gravity converters (
The AC input side of each converter SSI, SS2, and SSs is insulated by a power supply resistor TRi2, and the DC side is A so-called triangular circulating magnetic current type cycloconverter is configured so that a circulating magnetic current in the direction flows (Δ-connected via two DC reactors LllllL21 and L3).
直流リアクトルＬ１．Ｌ２ 、Ｌｓの中間タップが３相
交流電動機Ｍの３相巻線（Δ接続されている。DC reactor L1. The intermediate taps of L2 and Ls are connected to the three-phase winding (Δ) of the three-phase AC motor M.
また制御回路として、受電端の３相交流′岨流を検出す
る変流器ＣＴｓ、３相交流「Ｅ圧を検出する変成器ＰＴ
ｓ、無効電力演算器ＶＡＲ１無効電力制御補償回路Ｈ（
Ｓ）、無効電力設足器ＶＲ１比較器ＣＱ、ｃｏ ＋ ｃ
ｔｙ ＋ ｃｖ、加算器ＡＩ 、Ａ２ 、 Ａｓ 、Ａ
４ 、Ａ！ｌ 、Ａａ、電流制御補償回路Ｇｏ ＋ Ｇ
Ｕ’ｌ ＧＶ 、演算増幅器ＯＡＩ 。In addition, as a control circuit, a current transformer CTs that detects the three-phase AC current at the power receiving end, a transformer PTs that detects the three-phase AC voltage
s, reactive power calculator VAR1 reactive power control compensation circuit H (
S), reactive power equipment VR1 comparator CQ, co + c
ty + cv, adder AI, A2, As, A
4.A! l, Aa, current control compensation circuit Go + G
U'l GV, operational amplifier OAI.
ＯＡ２ 、ＯＡ３、位相制御回路ＰＨ＋ 、ＰＨ２、Ｐ
Ｈｓ及び出刃電流検出器ＣＴ＋ 、 ＣＴ２ 、ＣＴｓ
を備えて構成されている。OA2, OA3, phase control circuit PH+, PH2, P
Hs and blade current detector CT+, CT2, CTs
It is configured with.
この実施例の装置は、３相変流電＠磯Ｍに供給する電流
Ｉυ＋Ｉｖ＋ＩＷを市１ｊ御する回路と、サイクロコン
バータＣＣの受電端の無効電力を調整するために当該サ
イクロコンバータの循環壌流工０を制御する回路を含ん
でいるが本発明の土な目的は前者（二あるのでそれを詳
しく説明する。The device of this embodiment includes a circuit that controls the current Iυ+Iv+IW supplied to the three-phase current transformer @Iso M, and a circuit for controlling the current Iυ+Iv+IW supplied to the 3-phase transformer CC, and a circuit that controls the circulating flow of the cycloconverter to adjust the reactive power at the receiving end of the cycloconverter CC. 0, but the main purpose of the present invention is the former (there are two, so we will explain them in detail).
まず、サイクロコンバータＣＣＱ受電端の無効磁力の制
御動作を簡単（二説明する。First, the control operation of the reactive magnetic force at the receiving end of the cycloconverter CCQ will be briefly explained.
サイクロコンバータＣＣを構成する電力変換器（コンバ
ータ） ＳＳｉ 、ＳＳ２ 、ＳＳａ ハ谷ＨＥ子（？
（リスク）の転流を電源電圧（二よって行っている。Power converters (converters) that make up the cycloconverter CC SSi, SS2, SSa Hatani HEKO (?
(risk) commutation is performed by the power supply voltage (2).
いわゆる自然転流である。このため、コンバータの交流
入力電流は電源電圧に対して常（−遅れた位相となシ、
電源から見たとき遅れ無効磁力を消費することはよく知
られている。当該遅れ無効磁力は負荷に供給する電流”
Ｕ＋ ＩＹ＋ Ｉｗの太きさや前記各コンバータの点弧
位相角の値に依存し、その無効電力変動（＝よって電源
電圧の変動をもたらし電源系統へ種々の悪影響を与える
欠点がある。This is the so-called natural commutation. Therefore, the AC input current of the converter is always (−) in phase with respect to the power supply voltage.
It is well known that when viewed from the power source, the lagging reactive magnetic force is consumed. The delayed reactive magnetic force is the current supplied to the load.
It depends on the thickness of U+IY+Iw and the value of the firing phase angle of each of the converters, and there is a drawback that the reactive power fluctuation (=therefore, the power supply voltage fluctuates), which has various adverse effects on the power supply system.
そこで受電端（＝一定の進み無効磁力を消費する進相コ
ンデンサＣＡＰを設置し、サイクロコンバークＣＣの遅
れ無効磁力が当該進相コンデンサＣＡＰの進み無効電力
と常（二等しくなるよう（二尚該サイクロコンバータＣ
Ｃの循環電流工０を制御している。Therefore, a phase advancing capacitor CAP that consumes a certain amount of leading reactive magnetic force is installed at the power receiving end (= a phase advancing capacitor CAP that consumes a certain amount of leading reactive magnetic force) so that the lagging reactive magnetic force of the cycloconverter CC is always equal to (2) the leading reactive power of the phase advancing capacitor CAP. Cyclo converter C
The circulating current machine 0 of C is controlled.
サイクロコンバータＣＣの循環電流工０は電源側から見
た場合、遅れ無効磁力として現われるが、有効縄力〈二
は関係しない。一方負荷電流工υ、■、。The circulating current force 0 of the cycloconverter CC appears as a delayed reactive magnetic force when viewed from the power supply side, but the effective rope force <2 is not relevant. On the other hand, the load current factor υ,■,.
Ｉｗは電源側から見た場合、有効電力成分と遅れ無効゛
電力成分を含んでいる。Iw includes an active power component and a delayed reactive power component when viewed from the power source side.
すなわち、負荷題流工υ＋ＩＶ＋ＩＷによる遅れ無効磁
力と循環嬢流■ｏｔ＝よる遅れ無効磁力との和が進相コ
ンデンサＣＡＰの進み無効電力の値（二ちょうど等しく
なるように循環奄流工０の値を制御すれば電源から見た
無効電力変動は零とな９、負荷電流（二値イｆする有効
電力成分だけとなる。In other words, the sum of the delayed reactive magnetic force due to the load problem flow υ + IV + IW and the delayed reactive magnetic force due to the circulation missing flow ■ot= is the value of the leading reactive power of the phase advancing capacitor CAP (2). If this is controlled, the reactive power fluctuation seen from the power source will be zero9, and only the active power component will be the load current (binary value f).
具体的（−は、第４図の装置（二おいて、まず、受電端
の゛峨圧、電流をＰＴｓ及びＣＴｓで検出し、その値を
使って無効電力演算器ＶＡＲで受電端の無効磁力Ｑを検
出する。−また無効゛藏力設定器ＶＲｉ二よって無効電
力指令値Ｑを出力し、比較器ｃＱで当該偏差εＱ＝Ｑ
Ｑをめる。偏差ε９は制御補償回路Ｈ（Ｓ）を介して循
環電流指令値工０ となる。次に比較器Ｃｏによってサ
イクロコンバータｃｃのｍ環電流検出値工０と前記指令
値ＩＯを比較し、偏差εｏ−＊
Ｉｏ Ｉｏをめる。偏差ε０は次の電流制御補償回路Ｇ
ｏを介して、各コンバータの位相制御回路ＰＩ（１。Specifically (- indicates the device shown in Figure 4). First, the pressure and current at the receiving end are detected by PTs and CTs, and the values are used to calculate the reactive magnetic force at the receiving end using the reactive power calculator VAR. Q is detected. - Also, the reactive power setting device VRi2 outputs the reactive power command value Q, and the comparator cQ detects the deviation εQ=Q.
Enter Q. The deviation ε9 becomes the circulating current command value 0 via the control compensation circuit H(S). Next, the comparator Co compares the m ring current detection value 0 of the cycloconverter cc with the command value IO, and calculates the deviation εo-*IoIo. The deviation ε0 is the following current control compensation circuit G
o to the phase control circuit PI(1) of each converter.
ＰＨ２ｔ Ｐｕｓ ｉ二人力される。PH2t Pus i Two people are powered.
＊
Ｑ＞Ｑとなった場合、偏差ε９は正の値となり、循環電
流指令値工０を増加させる。故にＩｏ ＞ Ｉｏとなシ
、偏差ε。〉０の値に応じて各コンバータの出力賦圧Ｖ
、、Ｖ２．Ｖ３を矢印の方向（＝増加させる。* When Q>Q, the deviation ε9 becomes a positive value and increases the circulating current command value 0. Therefore, Io > Io, and the deviation ε. 〉According to the value of 0, the output pressure V of each converter
,,V2. Increase V3 in the direction of the arrow (=increase.
故Ｃ二、当該出力電圧の和Ｖ１＋ Ｖ２ ＋Ｎａ ＞
０が直流リアクトルＬ□＋Ｌ２＋Ｌ、ｉ二印カロされサ
イクロコンバークＣＣの循環電流工０を増加させ、Ｉｏ
−Ｉｏ となって落ち着く。従って、受電端の遅れ無効
電力Ｑが増加し、その指令値Ｑ＊（二等しくなるよう（
二制御される。C2, the sum of the output voltages V1+ V2 +Na>
0 is DC reactor L
-Io and settles down. Therefore, the delayed reactive power Q at the receiving end increases, and its command value Q*(2 becomes equal to (
Two controlled.
逆（二、Ｑ ＜Ｑとなった場合も同様（二制御され、最
終的（二Ｑ＝Ｑとなって洛ち着く。In the opposite case (2, Q < Q, it is controlled by (2), and finally (2Q = Q, and it reaches Kyoto.
＊ 通常、上記無効電力指令値Ｑは零に設定され。* Normally, the reactive power command value Q is set to zero.
＊
＝Ｑ＝０となって、受電端の基本波方半は常（二１に制
御される。*=Q=0, and the fundamental wave half at the receiving end is always controlled to (21).
以上の無効屯力制＠（二ついてのより詳しい動作説明は
特願昭５６ １５８６９２を参照願いたい。Please refer to Japanese Patent Application No. 158692 for a more detailed explanation of the above two invalid force systems.
次に、本発明の目的となっている負荷電流制御の動作説
明を行う。Next, the operation of load current control, which is the object of the present invention, will be explained.
まず、電流検出器ＣＴ、、 Ｃｒ２及びＣＴａ ＋二よ
ってコンバータＳＳ＋ 、ＳＳ２ 、Ｅ３Ｓｓ （１）
出力？４ａ Ｉｆ ｒ Ｉ２及び工、を検出する。この
コンバータの出方磁流Ｉ＋＋■２．Ｉｎと負荷庫流工υ
＄ＩＶＩＩＷとの間（＝は次の関係がある。First, the current detectors CT, Cr2 and CTa +2 and the converters SS+, SS2, E3Ss (1)
output? 4a If r I2 and engineering are detected. This converter's output magnetic current I++■2. In and load warehouse flow engineering υ
Between $IVIIW (= has the following relationship.
工υ＝ Ｉｔ −Ｌ ・・曲（７） Ｉｖ ＝［２ＩＩ ・・曲（８） ＩＷ＝Ｉｌｌ Ｉ２ ・・曲（９） この関係はサイクロコンバータＣＣに循環電流Ｉ。Work υ= It -L ・・・Song (7) Iv = [2II...Song (8) IW=Ill I2...Song (9) This relationship is based on the circulating current I in the cycloconverter CC.
が流れても流れなくとも成り立つもので、上記（７）〜
（９）式を使ってコンバータの出力電流１１＋Ｉ２＋工
３から負荷電流Ｉｕ ＋ Ｉｖ ＋ Ｉｗをめることが
できる。もちろん負荷電流工υ＋Ｉｖ＋Ｉｗを直接検出
してもよい。This holds true whether or not it flows, and the above (7) ~
Using equation (9), the load current Iu + Iv + Iw can be calculated from the converter output current 11 + I2 + 3. Of course, the load current value υ+Iv+Iw may be directly detected.
比較器Ｃυ＋ Ｃｖは上記負荷電流検出値■υ＋ ｉｖ
とその指令値ＩＵ ＋ Ｉｖを各々比較して各偏差εＵ
、εＶをめている。Comparator Cυ+ Cv is the above load current detection value ■υ+ iv
and its command value IU + Iv, and calculate each deviation εU.
, εV.
ε。＝工。−Ｉｔｒ ・・・・・・仕０）εｖ−Ｉｖ
Ｉｖ ・・・・・・αη
上記偏差ε。、ε７は谷々の電流制御補償回路缶及びＧ
ｙを介した後、演算増幅ｇ６０ＡＩ ＋ ＯＡ２ ＋
ＯＡ３と加算器Ａ＋ 、Ａｓ 、Ａ５によシ、次式で・
示される制御信号ｅａｌ＋ｅ６２及びｅｄ３に変換され
る。ε. = Engineering. -Itr ・・・・・・Shi0) εv-Iv
Iv...αη The above deviation ε. , ε7 is the valley current control compensation circuit can and G
After passing through y, operational amplification g60AI + OA2 +
For OA3 and adders A+, As, and A5, the following equation is used.
It is converted into the control signals eal+e62 and ed3 shown.
ｅαｌ＝ Ｇｏ−ｔＵＧｙ ・εｙ Ｈ＋＋＋＋４１３
ｅａ２＝ Ｇｖ ・２εｙ＋Ｇｕεｕ −・−・ｔｔ３
ｅａＢ ＝ Ｑｙ９２εＵ−Ｇｖ°εｖ −−（Ａ４）
ここで、各電流制御補償回路Ｇｔ＋ ｌ Ｇｖの制御定
数を合わせること（二よシ
由＝Ｇｖ＝［有］＝ Ｇ（Ｓ） ・・・・・・（１鴎と
置き換えることができ、α渇〜（［４）式は次のように
なる。eαl= Go-tUGy ・εy H++++413
ea2= Gv ・2εy+Guεu −・−・tt3
eaB = Qy92εU−Gv°εv −−(A4)
Here, by matching the control constants of each current control compensation circuit Gt+l ~(Equation [4) is as follows.
Ｑａ、−（εａ ’ｖ） ・Ｇ（Ｓ） −・・ｕｅｅａ
２−（２ε７＋εＵ）・Ｇ（Ｓ） ・・・・・・すηｇ
ａｓ −（２’ｇ＋’ｖ） ｌ Ｇ（Ｓ） ・・”・・
ｕｌｌｌこれらの制御信号”ｌ ＋ ｅ、２及びｅａＢ
は次の加算器ん、Ａ４．Ａ６（二よって前述の循環４流
制御回路からの信号ｅａｏ−εｏ−Ｇｏ と加え合わせ
られ、位相制御回路Ｐｆ（ｓ 、ＰＨ２及びＰＨａに入
力される。Qa, −(εa 'v) ・G(S) −・・ueea
2-(2ε7+εU)・G(S) ・・・・・・Suηg
as −(2'g+'v) l G(S)..."...
ull these control signals “l + e, 2 and eaB
is the next adder, A4. A6 (2) is added to the signal eao-εo-Go from the circulating four-flow control circuit described above, and is input to the phase control circuit Pf(s), PH2, and PHa.
ここでは説明を簡単にするため受電端の無効電力Ｑはそ
の指令値Ｑに一致して循環４流Ｉｏが定常状態（Ｉｏ
＝ Ｉｏ ） ｉ二おるものとして偏差ｇｏ＝Ｉｏ−Ｉ
ｏは零あるいはごく小さいものとして説明する。Here, to simplify the explanation, the reactive power Q at the power receiving end matches its command value Q, and the circulating four flows Io are in a steady state (Io
= Io) deviation go=Io-I as i2
The explanation will be made assuming that o is zero or very small.
従って、上記信号ｅ、ｏ舛０として考える。Therefore, the above signals e and o are considered to be 0.
まず、Ｉｖ ＝ Ｉｖの状態でＩｔｒ ＞ ＩＵとなっ
た場合を考える。故（二側差ε７＝０となっている。First, consider the case where Itr > IU in the state of Iv = Iv. Therefore (the difference between the two sides ε7=0).
偏差＆Ｕ＝ＩＵ−Ｉυは正の値となシ制御補償回路Ｇｏ
を介して、ｅユニε、 Ｇ（Ｓ）が位相制御回路ＰＨ＋
に入力される。また位相制御回路ＰＨ２ｉ二はｅ、２＝
εＵ・Ｇ（Ｓ） ＝ ｅαｌが入力され、位相制御回路
ＰＨｓにはｅｇｇ＝ −２ｇ、・Ｇ（Ｓ） ＝ ２ｅ、
１が入力される。Deviation &U = IU - Iυ should be a positive value. Control compensation circuit Go
Through the euniε, G(S) is connected to the phase control circuit PH
is input. Moreover, the phase control circuit PH2i2 is e, 2=
εU・G(S)=eαl is input, and the phase control circuit PHs receives egg=−2g,・G(S)=2e,
1 is input.
サイクロコンバータＣＣを構成する各コンバータＳＳＩ
、ＳＳ２及びＳＳｓ ’Ｄ出カフ４圧Ｖｔ 、Ｖ２及び
Ｖ３は上記位相制御人力Ｖａ□＝ｅ４ ＋ Ｖａ□＝ｅ
６２及びＶａ３＝ ｅａＢ（＝比例した値となる。Each converter SSI that constitutes the cycloconverter CC
, SS2 and SSs 'D output cuff 4 pressure Vt, V2 and V3 are the above phase control human power Va□=e4 + Va□=e
62 and Va3=eaB (=proportional value.
ここで、第４図の装置の主回路の等価回路は第２図と同
様（＝表わされるのでそれを用いて説明を行う。Here, the equivalent circuit of the main circuit of the apparatus in FIG. 4 is expressed as in FIG. 2, so the explanation will be given using it.
ＳＳ１の出力電圧Ｖ□及びＳＳ２の出力電圧ｖ２は上記
偏差ε。＝Ｉｕ Ｉｕｉ二比例して増加し逆（二Ｓ８３
の出力電圧Ｖ３は当該偏差６Ｕの２倍（二比例して減少
する。The output voltage V□ of SS1 and the output voltage v2 of SS2 have the above deviation ε. = Iu Iui 2 increases proportionally and vice versa (2 S83
The output voltage V3 decreases in proportion to twice the deviation 6U.
故（＝、第２図の等価回路から電流工、及びＩｂは上記
偏差〜に比例して増加し＠流１．は一２ε０に比例して
減少する。Therefore, from the equivalent circuit of FIG. 2, the current and Ib increase in proportion to the above deviation, and the current 1. decreases in proportion to -2ε0.
ここで、第２図の等価回路（二おいて負荷電流（線４流
）Ｉ、、 ｘ、、 Ｉｗと上記相′４流１．．Ｉｂ、Ｉ
−との間（二は、次の関係式が成り立っている。Here, the equivalent circuit of Fig. 2 (2, load current (line 4 current) I, x, Iw and the phase '4 current 1..Ib, I
- (2, the following relational expression holds true.
工υ＝１．−Ｉ。 ・・・・・・Ｕ
Ｉｖ＝ Ｉｂ １． −・・（ａ）
贈＝工。−Ｉｂ ・・・・・・ｔ２１）この関係式は、
Δ結線された負荷（二循環電流が流λしているか否か（
二かかわらず成立する。Engineering υ=1. -I. ...U Iv= Ib 1. -... (a) Gift = work. -Ib...t21) This relational expression is
Δ-connected load (two-circulation current flowing λ or not (
It holds true regardless of the two.
従ってＩＵは３・εＵ（二比例して増加しＩｖは増減な
く、Ｉｗは−３・εＵ （二比例して減少する。すなわ
ち工υ”＞ＩＵとなった場合、当該偏差ε。＝Ｉｕ Ｉ
ｕｆ二比例した分だけ実゛砿流工υが増加し、Ｉｕ ＝
Ｉｎとなるよう（二制御される。３相３線式で負荷（
−磁力を供給するため、■υが増加した分だけＩｗが減
少（負方同（二増）ＪＯ）Ｌ、常（二
Ｉｕ ＋Ｉｖ 十Ｉｗ ＝ ０ −− （２ａは満足さ
れている。Therefore, IU increases in proportion to 3・εU (2), Iv does not increase or decrease, and Iw decreases in proportion to -3・εU (2). In other words, if υ">IU, the deviation ε. = Iu I
The actual thread flow rate υ increases by the proportion of uf2, and Iu =
The load (is controlled by 3-phase 3-wire system) so that
- To supply magnetic force, Iw decreases by the amount that ■υ increases (negative same (two increase) JO) L, always (2 Iu + Iv + Iw = 0 -- (2a is satisfied).
また、Ｉｖ＝Ｉｖの状態で、ＩＵ ＜ Ｉｕとなった場
合ｇｕ＝Ｉυ−工υは負の値となル、当該偏差εＵ（＝
比例してＩｕが減少しやはジＩｕ＝Ｉｕとなるよう口制
御される。Also, in the state of Iv = Iv, if IU < Iu, gu = Iυ - engineering υ becomes a negative value, and the deviation εU (=
Iu decreases proportionally and is controlled so that Iu=Iu.
欠口、Ｉｕ −ＩＵの状態でｉｖンＩｖとなった場合を
考える。故に偏差εＵ＝Ｑとなっている。Let us consider the case where the state of Iu - IU becomes iv - Iv. Therefore, the deviation εU=Q.
■相（流制御の偏差εｙ−Ｉｖ Ｉｖは正の値となり、
制御補償回路Ｇｖを介してｅ、１−一ε、・Ｇ （ｓ）
が位相制御回路ＰＨ８（二人力される。また位相制御回
路ＰＨ２＋−は８ｍ２ ＝ ２ ｅｖ ・Ｇ （Ｓ）が
入力され、ＰＨｓ ｔ＝はｅ６３−−ｅｖ □ Ｇ （
Ｓ） ＝ ｅａｌ が入力される。■Phase (deviation of flow control εy−Iv Iv is a positive value,
e, 1-1 ε, ・G (s) via the control compensation circuit Gv
is the phase control circuit PH8 (operated by two people. Also, the phase control circuit PH2+- is inputted with 8m2 = 2 ev ・G (S), and PHs t= is e63--ev □ G (
S) = eal is input.
従って、第２図の等価回路から電流工、及び■。Therefore, from the equivalent circuit of Fig. 2, the electric current and ■.
は−ε７（二比例して減少し、逆（二鴫流Ｉｂは２・ε
７に比例して増加する。decreases in proportion to −ε7 (2), and vice versa (Niyoshi flow Ib decreases in proportion to 2・ε
increases in proportion to 7.
故（二１．Ｌ翅〜ｇＤ式からＩｕは増減せずＩＶは３・
εＶ（二比例して増加し、Ｉｗは−３・εＶ（二比列し
て減少する。Therefore (21. From the L wing to gD formula, Iu does not increase or decrease, and IV is 3.
εV (increases in proportion to 2), and Iw decreases in proportion to −3·εV (in proportion to 2).
すなわちＩｖ ＞ Ｉｖとなった場合、当該偏差εｙ＝
ＩＶ−Ｉｙ ｉ二比例した分だけ実電流Ｉｕが増加しＩ
ｖ−Ｉｖとなるように制御される。当然のことながら、
Ｉｖが増加した分だけＩｗが減少（矢印と反対方向に増
加）し、１２つ式は満足される。In other words, when Iv > Iv, the deviation εy=
The actual current Iu increases by the proportion of IV-Iy i, and I
It is controlled so that v-Iv. As a matter of course,
Iw decreases (increases in the opposite direction to the arrow) by the amount that Iv increases, and the 12 equations are satisfied.
＊
また、工υ＝Ｉｎの状態で、Ｉｖ ＜ Ｉｖとなった場
合、匂は負の値となシ、当該偏差εＶ（二比例してＩｖ
が減少しやはｊ） Ｉｖ ＝ Ｉｖとなるよう（二制御
される。* Also, in the state of engineering υ = In, if Iv < Iv, the odor will not be a negative value, and the deviation εV (Iv
decreases and then j) is controlled so that Iv = Iv.
以上はＩＵの制御とＩｖの制御を別々（：説明したが、
両者が同時にＩｕ％Ｉｕ 、 Ｉｖ” ’５ Ｉｖとな
った場合でも同様（二制御され、最終的（二、Ｉｎ ”
ＩＵ ｔ Ｉｖ ＝ Ｉｖとなって落ち着く。このと
きＷａ鴫流ＩｗはＱ匂式を満足するよう（二流れ、Ｉｗ
＝ Ｉｕ −Ｉｖ ＝ −１ｕ Ｉｖとなって落ち着く
。Above, IU control and Iv control were explained separately (:
Even if both become Iu%Iu, Iv"'5 Iv at the same time (2 controlled, final (2, In"
It settles down to IU t Iv = Iv. At this time, Wa Shiryu Iw satisfies the Q-style (two flows, Iw
It settles down to = Iu -Iv = -1u Iv.
本発明の負荷電＃、制御方法が従来の負荷電流制御方法
と大きく異なるところは（１１−ｔ、！υ式を使ったセ
リ御方法であるという点である。すなわち、（１）〜（
３）式は等価回路で衣わされるΔ結線負荷口循環砥流が
流れている場合成立しないの（二対し、（匂〜（２υ式
は上記負荷の循環電流の有無（二関係なく成り立つので
、常（二正確な負荷電ｂ’ｌＬの制御が可能となる。The main difference between the load current control method and the load current control method of the present invention from the conventional load current control method is that it is an auction control method using the (11-t, !υ formula). That is, (1) to (
3) Equation does not hold true when there is a Δ-connection load port circulating abrasive current, which is determined by the equivalent circuit. , always (2) Accurate control of the load current b'lL becomes possible.
以上、本発明の実施例では循環電流式サイクロコンバー
タ（二ついて説明したが、非循環電流式サイクロコンバ
ークでも同様に適用できることは言うまでもない。As mentioned above, although the embodiments of the present invention have been described using two circulating current type cycloconverters, it goes without saying that a non-circulating current type cycloconverter can be similarly applied.
また、サイクロコンバータＣＣを構成スるコンバータＳ
Ｓｔ ｌ５Ｓ２ 、及びＳＳｇは３パルス、６バルス。In addition, the converter S that constitutes the cycloconverter CC
St l5S2 and SSg are 3 pulses and 6 pulses.
１２ハルス・・・等、制御パルス数（＝かかわりなく適
用できることも言うまでもない。It goes without saying that it can be applied regardless of the number of control pulses (= 12 Hals, etc.).
以上述べたよう（二、本発明の三角結線サイクロコンバ
ークの負荷電流制御方法（二よれば、負荷磁流を直接的
（二ｒｉｉｌｌｉｊ１することができ正確な′磁流制御
を行うことが可能となる。また３相３想式の負荷（二対
し常（二２相分の電流を制御して電力供給全行っている
ので、他の１相分の電流は自然（ユの式を満足するよう
に制御され、相互干渉のない電流制御系を得ることがで
きる。As mentioned above (2) According to the load current control method of the triangular connection cycloconvert of the present invention (2), it is possible to directly control the load magnetic current and perform accurate magnetic current control. In addition, since all power is supplied by controlling the current for the 22nd phase of the 3-phase, 3-phase load (2 vs. normal), the current for the other 1 phase is controlled naturally (so as to satisfy Yu's equation). A current control system without mutual interference can be obtained.
第１図は従来の三角ｔｊ線プサイクロコンバータ装置構
成図、第２図は第１図の装置の王回路部の等価回路図、
第３図は第２図の各郡仮形図、第４図は本発明の三角結
線サイクロコンバータ装置の実施例を示す構成図′Ｃあ
る。
ＢＵＳ・・・３相文流磁源の磁線路
ＣＡＰ・・・進相コンデンサ
ＴＲ・・・電源トランス
ＣＣ・・・３相出力サイクロコンバ一タ本体Ｍ・・・３
相交流電動機（負荷）
ＳＳｓ −ＳＳ２ 、ＳＳｓ・・・交直電力変換器（コ
ンバータ）Ｌ工ｌ Ｌ２１ Ｌ３・・・直流リアクトル
ＣＴａ 、ＣＴ＋ 、 ＣＴ２ 、ＣＴａ・・・変流器
ＰＴｓ・・・変成器
ＶＡＲ・・・無効磁力演算器
ｎ（ｓ）・・・無効磁力制御補償回路
Ｇｏ ＋ Ｇｏ ＋ Ｇｖ・・・磁流制御補償回路ＯＡ
Ｉ 、 ＯＡ２ 、０ん・・・演算増幅器ｃＱ、 ＣＯ
Ｔ ＣＵＴ Ｃｖ ”’比較器Ａｌ 、 Ａ２ 、Ａｓ
、ｌ’ｕ 、Ａｓ 、Ａｅ・・・加算器ＰＨ０，ＰＨ
２−ＰＨｓ・・・位相制御回路ＶＲ・・・無効電力設定
器Fig. 1 is a configuration diagram of a conventional triangular TJ line psychroconverter device, Fig. 2 is an equivalent circuit diagram of the royal circuit section of the device of Fig. 1,
FIG. 3 is a temporary diagram of each group shown in FIG. 2, and FIG. 4 is a block diagram 'C' showing an embodiment of the triangularly connected cycloconverter device of the present invention. BUS...Magnetic line of 3-phase magnetic source CAP...Phase advance capacitor TR...Power transformer CC...3-phase output cycloconverter body M...3
Phase AC motor (load) SSs - SS2, SSs...AC/DC power converter (converter) L21 L3...DC reactor CTa, CT+, CT2, CTa...Current transformer PTs...Transformer VAR...Reactive magnetic force calculator n(s)...Reactive magnetic force control compensation circuit Go + Go + Gv...Magnetic current control compensation circuit OA
I, OA2, 0... operational amplifier cQ, CO
T CUT Cv "' Comparator Al, A2, As
, l'u, As, Ae... Adders PH0, PH
2-PHs...Phase control circuit VR...Reactive power setting device
Claims (1)
０交直電力変換器（コンバータ）（二よって三角結線さ
れた循環電流式サイクロコンバータ（二おいて前記第１
．第２及び第３のコンバータの出力゛電流Ｉｌｌ Ｉ２
Ｔ ＩＩＩ ＋二対して３相負荷電流ＩＵＩＩＶ＊ＩＷ
が ＩＵ＝ ＩＩ −Ｉ３ １Ｖ＝ Ｉ２−１゜ Ｉｗ＝ Ｉｓ −１２ の関係を有するよう（二負荷を接続し当該負荷電流木
＊ 工υ＋ ＩＶの検出値とその指命値Ｉｕ＋Ｉｖ を各々
比較し各偏差 ε（７＝ Ｉｔｒ −ＩＶ ε、＝ Ｉｖ −Ｉｖ をめ、前記第１のコンバータの出力電圧を（ε０−εＶ
）に応じ゛Ｃ制御１１１シ、また前記第２のコンバータ
の出力電圧を（２ε７＋εｕ） を二応じてｆｎｌＪ御
し、さら（二、前記第３のコンバータの出力電圧を−（
２〜十εｖ）ｉ二応じて制御することを特徴とする三角
結線サイクロコンバータの負荷電流制御方法。[Claims] The first . 2nd and 3rd
0 AC/DC power converter (converter)
．． Output current of the second and third converters Ill I2
T III + 2 to 3 phase load current IUIIV*IW
(Connect two loads and the load current tree
* Compare the detected value of engineering υ + IV and its designated value Iu + Iv, and calculate each deviation ε (7 = Itr - IV ε, = Iv - Iv), and calculate the output voltage of the first converter as (ε0 - εV
), the output voltage of the second converter is controlled by (2ε7+εu), and the output voltage of the third converter is -(
A load current control method for a triangularly connected cycloconverter, characterized in that the load current is controlled according to 2 to 10εv)i2.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14655783A JPS6039370A (en) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | Load current controlling method of delta-connection cycloconverter |
| US06/636,022 US4674026A (en) | 1983-08-12 | 1984-07-30 | Delta-connected circulating current cycloconverter apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14655783A JPS6039370A (en) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | Load current controlling method of delta-connection cycloconverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6039370A true JPS6039370A (en) | 1985-03-01 |
| JPH033467B2 JPH033467B2 (en) | 1991-01-18 |
Family
ID=15410359
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14655783A Granted JPS6039370A (en) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | Load current controlling method of delta-connection cycloconverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6039370A (en) |
-
1983
- 1983-08-12 JP JP14655783A patent/JPS6039370A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH033467B2 (en) | 1991-01-18 |
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