JPH0152992B2 - - Google Patents

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JPH0152992B2
JPH0152992B2 JP56157401A JP15740181A JPH0152992B2 JP H0152992 B2 JPH0152992 B2 JP H0152992B2 JP 56157401 A JP56157401 A JP 56157401A JP 15740181 A JP15740181 A JP 15740181A JP H0152992 B2 JPH0152992 B2 JP H0152992B2
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JP
Japan
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current
phase
converter
power
circulating current
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JP56157401A
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JPS5858621A (en
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Shigeru Tanaka
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Toshiba Corp
Original Assignee
Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Application filed by Tokyo Shibaura Electric Co Ltd filed Critical Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Publication of JPH0152992B2 publication Critical patent/JPH0152992B2/ja
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power

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  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
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  • Inverter Devices (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は受電端の基本波力率を指令値に合わせ
て自由に制御する無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a reactive power control type cycloconverter device that freely controls the fundamental wave power factor at the receiving end according to a command value.

サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
で、交流可変速電動機等の駆動電源として広く使
われている。このサイクロコンバータはその構成
素子たるサイリスタを電源電圧によつて転流させ
るため電源から多くの無効電力をとる欠点があ
る。また、その無効電力は負荷側の周波数に同期
して常に変動している。このため電源系統設置の
容量を増大させるだけでなく、無効電力変動によ
り同一系統に接続された電気機器に種々の悪影響
を及ぼしている。 A cycloconverter is a device that directly converts AC power at a constant frequency into AC power at a different frequency, and is widely used as a drive power source for AC variable speed motors. This cycloconverter has the drawback that it requires a large amount of reactive power from the power supply because its component thyristor is commutated by the power supply voltage. Moreover, the reactive power constantly fluctuates in synchronization with the frequency on the load side. This not only increases the installed capacity of the power supply system, but also causes various adverse effects on electrical equipment connected to the same system due to reactive power fluctuations.

このようなサイクロコンバータの無効電力の変
動を補償する装置として従来、当該サイクロコン
バータの受電端に無効電力補償装置を接続してい
た。この無効電力補償装置は無効電力の変動を補
償するものであるから制御の応答速度が高くなけ
ればならず、サイリスタ等の半導体素子で構成さ
れており、高価なものである。 Conventionally, as a device for compensating for fluctuations in reactive power of such a cycloconverter, a reactive power compensator has been connected to a power receiving end of the cycloconverter. Since this reactive power compensator compensates for fluctuations in reactive power, it must have a high control response speed, and is made of semiconductor elements such as thyristors and is expensive.

また最近、正群コンバータと負群コンバータの
間に直流リアクトルを設けた、いわゆる循環電流
式サイクロコンバータにおいて、当該サイクロコ
ンバータの受電端の無効電力変動を補償するた
め、上記循環電流を制御する無効電力制御形サイ
クロコンバータが提案されている。しかし、この
従来の無効電力制御形サイクロコンバータ装置で
は、出力１相分当り正群コンバータと負群コンバ
ータとが必ず対になつて構成される必要があり、
通常３相交流で駆動される誘導機や同期機に当該
サイクロコンバータを用いるには、電力変換器
（コンバータ）を少なくとも６台用意しなければ
ならない。そのため、主回路構成はもちろんのこ
とそれに付随する制御回路構成も複雑となり、高
価なものとなる欠点があつた。 Recently, in so-called circulating current type cycloconverters in which a DC reactor is provided between a positive group converter and a negative group converter, reactive power is used to control the circulating current in order to compensate for fluctuations in reactive power at the receiving end of the cycloconverter. A controlled cycloconverter has been proposed. However, in this conventional reactive power control type cycloconverter device, a positive group converter and a negative group converter must be configured as a pair for each output phase.
In order to use the cycloconverter in an induction machine or a synchronous machine that is normally driven by three-phase alternating current, at least six power converters must be prepared. Therefore, not only the main circuit configuration but also the accompanying control circuit configuration become complicated and expensive.

本発明は以上に鑑みてなされたもので、主回路
構成が簡単で、しかも外部に特別な無効電力補償
装置を附加することなく、受電端の無効電力変動
を補償した無効電力制御形サイクロコンバータ装
置を提供することを目的とする。特に本発明は無
効電力制御の応答性に優れた無効電力サイクロコ
ンバータを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and is a reactive power control type cycloconverter device that has a simple main circuit configuration and compensates for reactive power fluctuations at the receiving end without adding a special external reactive power compensator. The purpose is to provide In particular, an object of the present invention is to provide a reactive power cycloconverter with excellent reactive power control responsiveness.

第１図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータ装置の実施例を示す構成図である。 FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of a reactive power control type cycloconverter device of the present invention.

図中、BUSは３相交流電源の電線路は、Ｃは
△又は接続された進相コンデンサ、TRは電源
トランス、CCは３相出力サイクロコンバータ本
体、Ｍは３相交流電動機である。サイクロコンバ
ータ本体CCは、３台の交直電力変換器（コンバ
ータ）SS1，SS2，SS3及び中間タツプ付直流リア
クトルL1，L2，L3とから構成されている。コン
バータSS1，SS2，SS3の交流入力側は電源トラン
スTRによつて絶縁されており、直流側は一方向
の循環電流が流れるように直流リアクトルL1，
L2，L3を介して△接続されている。いわゆる三
角形循環電流式サイクロコンバータを構成してい
る。直流リアクトルL1，L2，L3の中間タツプが
３相交流電動機Ｍの３相巻線に接続されている。 In the figure, BUS is the electric line of the 3-phase AC power supply, C is the △ or connected phase advance capacitor, TR is the power transformer, CC is the 3-phase output cycloconverter body, and M is the 3-phase AC motor. The cycloconverter body CC is composed of three AC/DC power converters (converters) SS 1 , SS 2 , SS 3 and DC reactors L 1 , L 2 , L 3 with intermediate taps. The AC input sides of converters SS 1 , SS 2 , and SS 3 are insulated by a power transformer TR, and the DC sides are connected to DC reactors L 1 , so that a unidirectional circulating current flows.
Connected via L 2 and L 3 . It constitutes a so-called triangular circulating current type cycloconverter. Intermediate taps of DC reactors L 1 , L 2 , L 3 are connected to three-phase windings of a three-phase AC motor M.

一方、制御回路としては、循環電流指令演算器
RIO、演算増幅器K0，K1，K2，K3、位相制御回
路PH1，PH2，PH3、比較器C0，C1，C2，C3、
加算器A1，A2，A3及び負荷電流検出器CTU，
CTV，CTWが用いられる。 On the other hand, as a control circuit, a circulating current command calculator
RIO, operational amplifiers K 0 , K 1 , K 2 , K 3 , phase control circuits PH 1 , PH 2 , PH 3 , comparators C 0 , C 1 , C 2 , C 3 ,
Adders A 1 , A 2 , A 3 and load current detector CT U ,
CT V and CT W are used.

まず、３相交流電動機Ｍに供給する電流IU，
IV，IWの制御動作を説明する。 First, the current I U supplied to the three-phase AC motor M,
The control operations of I V and I W will be explained.

第２図はサイクロコンバータCCと電動機Ｍの
簡易等価回路を示すもので、電動機Ｍは△結線さ
れているものとして取扱つている。V1，V2，V3
はコンバータSS1，SS2及びSS3の出力電圧で正及
び負の値をとりうる。しかし、各コンバータの出
力電流I1，I2，I3は一定方向の電流しか流れない。
電動機Ｍは△結線されており、その各々の巻線を
Ma，Mb，Mcとしている。なお、電動機Ｍが
結線されていても等価的には△結線におきかえる
ことができることは周知の通りである。各々の巻
線に流れる電流Ia，Ib，Icを図示の方向にとり、
線電流IU，IV，IWとの関係式を求めると次のよう
になる。 FIG. 2 shows a simplified equivalent circuit of the cycloconverter CC and the electric motor M, and the electric motor M is treated as being connected in a Δ connection. V 1 , V 2 , V 3
is the output voltage of converters SS 1 , SS 2 and SS 3 and can take positive and negative values. However, the output currents I 1 , I 2 , and I 3 of each converter flow only in a fixed direction.
The electric motor M is wire-connected, and each winding is
They are M a , M b , and M c . It is well known that even if the electric motor M is wired, it can be equivalently replaced with a Δ wire connection. The currents I a , I b , and I c flowing through each winding are taken in the directions shown in the diagram,
The relationship between line currents I U , I V , and I W is found as follows.

Ia＝（IU−IV）／３ ……(1) Ib＝（IV−IW）／３ ……(2) Ic＝（IW−IU）／３ ……(3) ただし、IU，IV，IW及びIa，Ib，Icは平衡した３
相正弦波電流として取扱つている。 I a = (I U − I V )/3 …(1) I b = (I V − I W )/3 …(2) I c = (I W − I U )/3 …(3 ) However, I U , I V , I W and I a , I b , I c are balanced 3
It is treated as a phase sine wave current.

第３図は第２図の各部波形図を示すものであ
る。線電流IU，IV，IWに対して相電流Ia，Ib，Icは
上記(1)〜(3)式を満足している。コンバータSS1，
SS2，SS3の出力電流I1，I2，I3は負方向に流れ得
ないので、線電流IU，IV，IWの値によつて、図示
のように変化する。これは次の３つのモードに分
けて考えることができる。ただし、この場合、循
環電流I0は零とする。 FIG. 3 shows waveform diagrams of various parts of FIG. 2. Phase currents I a , I b , and I c satisfy the above equations (1) to (3) with respect to line currents I U , IV , and I W . converter SS 1 ,
Since the output currents I 1 , I 2 , and I 3 of SS 2 and SS 3 cannot flow in the negative direction, they change as shown in the figure depending on the values of the line currents I U , I V , and I W . This can be divided into the following three modes. However, in this case, the circulating current I 0 is assumed to be zero.

モード：IV０、IW０ このときはSS2の出力電流I2は零となる。故に
I1＝−IV、I3＝IWが流れる。 Mode: I V 0, I W 0 At this time, the output current I 2 of SS 2 becomes zero. Therefore
I 1 = -I V and I 3 = I W flow.

モード：IW０、IU０ このときはSS3の出力電流I3は零となる。故に
I1＝IU、I2＝−IWが流れる。 Mode: I W 0, I U 0 At this time, the output current I 3 of SS 3 becomes zero. Therefore
I 1 = I U and I 2 = -I W flow.

モード：IU０、IV０ このときはSS1の出力電流I1は零となる。故に
I2＝IV、I3＝−IUが流れる。 Mode: I U 0, I V 0 At this time, the output current I 1 of SS 1 becomes zero. Therefore
I 2 = I V and I 3 = −I U flow.

第２図の等価回路からもわかるように、各コン
バータの出力電圧が３相平衡状態にあるときには
次の電圧方程式が成り立つ。ただし、電動機Ｍの
３相巻線Ma，Mb，Mcの各々の抵抗をRa，Rb，
RcインダクタンスLa，Lb，Lcとし、逆起電力Ea，
Eb，Ecとする。またｐ＝ｄ／dtは微分演算子であ
る。 As can be seen from the equivalent circuit of FIG. 2, when the output voltages of each converter are in a three-phase balanced state, the following voltage equation holds true. However, the resistances of the three-phase windings M a , M b , M c of the motor M are R a , R b ,
R c inductance L a , L b , L c and back electromotive force E a ,
Let E b and E c be. Further, p=d/dt is a differential operator.

V1＝（Ra＋La・ｐ）・Ia＋Ea ……(4) V2＝（Rb＋Lb・ｐ）・Ib＋Eb ……(5) V3＝（Rc＋Lc・ｐ）・Ic＋Ec ……(6) 従つて、電流Iaを制御するにはV1を変えてやる
ことにより、又電流Ib及びIcを制御するには各々
V2及びV3を変えてやることにより、当該制御を
行なうことができる。 V 1 = (R a + L a・p)・I a +E a …(4) V 2 = (R b +L b・p)・I b +E b …(5) V 3 = (R c +L c・p)・I c +E c ...(6) Therefore, to control the current I a , change V 1 , and to control the currents I b and I c, respectively.
This control can be performed by changing V 2 and V 3 .

電流検出器CTU，CTV，CTWにより線電流IU，
IV，IWを検出し、(1)〜(3)式の演算を行なうことに
より相電流検出値Ia，Ib，Icを求める。それらを
比較器C1，C2，C3に入力し、相電流指令値I* a，
I* b，I* cと比較する。各々の偏差ε1＝I* a−Ia、ε2＝
I* b−Ib、ε3＝I* c−Icを増幅器K1，K2，K3で増幅
し、位相制御回路PH1，PH2，PH3に各々入力す
る。 Line current I U , by current detectors CT U , CT V , CT W
Phase current detection values I a , I b , and I c are obtained by detecting I V and I W and calculating equations (1) to (3). Input them to comparators C 1 , C 2 , C 3 and obtain phase current command values I * a ,
Compare with I * b and I * c . Each deviation ε 1 = I * a − I a , ε 2 =
I * b - Ib , ε3 =I * c - Ic are amplified by amplifiers K1 , K2 , K3 and input to phase control circuits PH1 , PH2 , PH3, respectively.

例えば、Iaの制御において、Ia＜I* aの場合、ε1
が増加し、ε1・K1に比例した値だけコンバータ
SS1の出力電圧V1を増加させ、(4)式で示される相
電流Iaを増加させる。最終的に、Ia＝I* aになるよ
うに制御される。逆にIa＞I* aとなつた場合には、
ε1が減少し、V1が減つて、Iaを減少させ、やは
り、Ia＝I* aに制御される。 For example, in controlling I a , if I a < I * a , ε 1
increases, and the converter increases by a value proportional to ε 1・K 1
The output voltage V 1 of SS 1 is increased, and the phase current I a shown by equation (4) is increased. Ultimately, it is controlled so that I a = I * a . Conversely, if I a > I * a ,
ε 1 decreases, V 1 decreases, and I a decreases, again controlled by I a = I * a .

同様にIb＝I* b、Ic＝I* cになるように制御される。
相電流Ia，Ib，Icが第３図に示されるように３相
平衡正弦波電流として制御されれば、当然電動機
Ｍの入力電流たる線電流IU，IV，IWも図示の如
く、３相平衡正弦波電流となる。 Similarly, they are controlled so that I b = I * b and I c = I * c .
If the phase currents I a , I b , and I c are controlled as three -phase balanced sinusoidal currents as shown in FIG . The result is a three-phase balanced sinusoidal current.

次に、循環電流制御の動作を説明する。 Next, the operation of circulating current control will be explained.

循環電流の指令値I* 0は後で説明する循環電流指
令演算器RIOから発生させられる。比較器C0によ
つて循環電流検出値I0とその指令値I* 0を比較し偏
差ε0＝I* 0−I0を求め、増幅器K0を介して加算器
A1，A2，A3に入力する。従つて、位相制御回路
PH1，PH2，PH3の入力ε4，ε5，ε6は次のように
なる。 The circulating current command value I * 0 is generated from a circulating current command calculator RIO, which will be explained later. The detected circulating current value I 0 and its command value I * 0 are compared by the comparator C 0 to find the deviation ε 0 = I * 0 − I 0 , and the output is sent to the adder via the amplifier K 0.
Enter in A 1 , A 2 , and A 3 . Therefore, the phase control circuit
The inputs ε 4 , ε 5 , ε 6 of PH 1 , PH 2 , PH 3 are as follows.

ε4＝ε1・K1＋ε0・K0 ……(7) ε5＝ε2・K2＋ε0・K0 ……(8) ε6＝ε3・K3＋ε0・K0 ……(9) 従つて、各コンバータの出力電圧V1，V2，V3
は上記ε0・K0に比例した分だけ直流バイアスさ
れた形で大きくなり、直流リアクトルL1，L2，
L3を介して循環電流I0が流れる。 ε 4 = ε 1・K 1 +ε 0・K 0 …(7) ε 5 =ε 2・K 2 +ε 0・K 0 …(8) ε 6 =ε 3・K 3 +ε 0・K 0 … …(9) Therefore, the output voltages of each converter V 1 , V 2 , V 3
becomes larger in proportion to the above ε 0・K 0 with DC bias, and the DC reactors L 1 , L 2 ,
A circulating current I 0 flows through L 3 .

循環電流I0がその指令値I* 0より大きくなると、
偏差ε0＝I* 0−I0が負となり、V1，V2，V3が前述
とは逆方向に直流バイアスされてI0を減少させ
る。最終的に、I0＝I* 0になるように制御される。
上記直流バイアス電圧は直流リアクトルL1，L2，
L3の抵抗分が十分小さければ、定常状態（I0≒
I* 0）において、ほとんど零に近くなつて落ち着
く。 When the circulating current I 0 becomes larger than its command value I * 0 ,
The deviation ε 0 =I * 0 −I 0 becomes negative, and V 1 , V 2 , and V 3 are biased with direct current in the opposite direction to the above, thereby decreasing I 0 . Ultimately, it is controlled so that I 0 = I * 0 .
The above DC bias voltage is applied to DC reactors L 1 , L 2 ,
If the resistance of L 3 is small enough, steady state (I 0 ≒
I * 0 ), it becomes almost zero and settles down.

I0≒I* 0の定常状態では各コンバータの出力電圧
は平衡しており、V1，V2，V3は次式を満足して
いる。 In the steady state of I 0 ≒ I * 0 , the output voltages of each converter are balanced, and V 1 , V 2 , and V 3 satisfy the following equation.

V1＋V2＋V3＝０ ……(10) 従つて、コンバータSS1，SS2及びSS3の点弧位
相角α1，α2及びα3は次の関係式を満足している。 V 1 +V 2 +V 3 =0 (10) Therefore, the firing phase angles α 1 , α 2 and α 3 of converters SS 1 , SS 2 and SS 3 satisfy the following relational expression.

cosα1＋cosα2＋cosα3＝０ ……(11) 各コンバータの入力電流をISS1，ISS2，ISS3とし
た場合、それらの有効電流分Ip1，Ip2，Ip3及び無
効電流分Iq1，Iq2，Iq3は次のようになる。 cosα 1 + cosα 2 + cosα 3 = 0 ...(11) When the input currents of each converter are I SS1 , I SS2 , and I SS3 , their active currents I p1 , I p2 , I p3 and reactive currents I q1 , I q2 , I q3 are as follows.

Ip1＝ISS1・cosα1＝ｋ・I1′・cosα1 ……(12) Ip2＝ISS2・cosα2＝ｋ・I2′・cosα2 ……（13） Ip3＝ISS3・cosα3＝ｋ・I3′・cosα3 ……（14） Iq1＝ISS1．sinα1＝kI1′・sinα1……（15） Iq2＝ISS2・sinα2＝kI2′・sinα2……（16） Iq3＝ISS3・sinα3＝kI3′・sinα3……（17） ただし、ｋはコンバータの変換定数である。 I p1 = I SS1・cosα 1 =k・I 1 ′・cosα 1 …(12) I p2 =I SS2・cosα 2 =k・I 2 ′・cosα 2 …(13) I p3 =I SS3・cosα 3 = k・I 3 ′・cosα 3 ... (14) I q1 = I SS1 . sinα 1 =kI 1 ′・sinα 1 …(15) I q2 =I SS2・sinα 2 =kI 2 ′・sinα 2 …(16) I q3 =I SS3・sinα 3 =kI 3 ′・sinα 3 … ...(17) where k is the conversion constant of the converter.

ここで、I1′，I2′，I3′は循環電流I0を含む各コン
バータの出力電流で、次のように与えられる。 Here, I 1 ′, I 2 ′, and I 3 ′ are the output currents of each converter including the circulating current I 0 and are given as follows.

I1′＝I1＋I0 ……（18） I2′＝I2＋I0 ……（19） I3′＝I3＋I0 ……（20） 従つて、サイクロコンバータ全体の入力電流
ICCの有効分Ip0と無効分IQ0は、 Ip0＝Ip1＋Ip2＋Ip3＝ｋ｛I1cosα1＋I2cosα2＋I3cos
α3＋I0（cosα1＋cosα2＋cosα3）｝ ＝ｋ（I1cosα1＋I2cosα2＋I3cosα3） ……（21） IQ0＝Iq1＋Iq2＋Iq3＝ｋ｛I1sinα1＋I2sinα2＋I3
sinα3＋I0（sinα1＋sinα2＋sinα3）｝……（22） となる。すなわち循環電流I0を流すことにより、
有効分Ip0には変化なく無効分IQ0だけを増加させ
ることができる。 I 1 ′=I 1 +I 0 ……(18) I 2 ′=I 2 +I 0 ……(19) I 3 ′=I 3 +I 0 ……(20) Therefore, the input current of the entire cycloconverter
The effective part I p0 and the invalid part I Q0 of I CC are: I p0 = I p1 + I p2 + I p3 = k{I 1 cos α 1 + I 2 cos α 2 + I 3 cos
α 3 + I 0 (cos α 1 + cos α 2 + cos α 3 )} = k (I 1 cos α 1 + I 2 cos α 2 + I 3 cos α 3 ) ... (21) I Q0 = I q1 + I q2 + I q3 = k {I 1 sin α 1 +I 2 sinα 2 +I 3
 sinα 3 +I 0 (sinα 1 + sinα 2 + sinα 3 )}...(22). In other words, by flowing a circulating current I 0 ,
It is possible to increase only the invalid component I Q0 without changing the effective component I p0 .

当該サイクロコンバータの遅れ無効電流IQ0と、
受電端に接続した進相コンデンサＣの進み無効電
流Icapとがちようど等しくなるように循環電流I0
を制御すれば受電端の基本波力率は常に１に保持
される。 The delayed reactive current I Q0 of the cycloconverter,
The circulating current I 0 is set so that it is equal to the leading reactive current Icap of the phase advancing capacitor C connected to the receiving end.
If this is controlled, the fundamental wave power factor at the receiving end is always maintained at 1.

第４図は、第１図の中の循環電流指令演算器
RIOの具体的な構成図を示すものである。図中
K〓1，K〓2，K〓3は演算増幅器、LM1，LM2，LM3
はリミツタ回路、SQ1，SQ2，SQ3は２乗演算回
路、SQR1，SQR2，SQR3は平方根演算回路、
ML1，ML2，ML3は乗算器、DIVは割算器、VR
は無効電力設定器、AD1〜AD6は、加算器であ
る。 Figure 4 shows the circulating current command calculator in Figure 1.
This shows a specific configuration diagram of RIO. In the diagram
K〓 1 , K〓 2 , K〓 3 are operational amplifiers, LM 1 , LM 2 , LM 3
is a limiter circuit, SQ 1 , SQ 2 , SQ 3 are square calculation circuits, SQR 1 , SQR 2 , SQR 3 are square root calculation circuits,
ML 1 , ML 2 , ML 3 are multipliers, DIV is divider, VR
is a reactive power setter, and AD 1 to AD 6 are adders.

入力信号ε4，ε5，ε6は第１図の位相制御回路
PH1，PH2及びPH3の入力信号で点弧位相角α1，
α2，α3に対して各々ε4∝cosα1、ε5∝cosα2、ε6
∝
cosα3の関係がある。演算増幅器K〓1，K〓2，K〓3
はその比例定数となるもので、cosα1＝ε4・K〓1、
cosα2＝ε5・K〓2，cosα3＝ε6・K〓3の関係がある。
次のリミツト回路LM1，LM2，LM3は各々、−１
cosα1＋１、−１cosα2＋１、−１cosα3
＋１を満足するように、上限下限を決めるため
のものである。このようにして求めた余弦値
cosα1を次の２乗演算回路SQ1で２乗し、その反
転値を加算器AD1によつて単位電圧１に加え、平
方根演算回路SQR1を通すことによつて、正弦値
sinα1＝√１−2 1に変換することができる。
同様にcosα2からsinα2がまた、cosα3からsinα3が
演算される。 Input signals ε 4 , ε 5 , ε 6 are input to the phase control circuit shown in Fig. 1.
With the input signals of PH 1 , PH 2 and PH 3 , the firing phase angle α 1 ,
ε 4 ∝cosα 1 , ε 5 ∝cosα 2 , ε 6 for α 2 and α 3 respectively
∝
There is a relationship of cos α 3 . Operational amplifier K〓 1 , K〓 2 , K〓 3
is its proportionality constant, cosα 1 = ε 4・K〓 1 ,
There is a relationship of cosα 2 =ε 5・K〓 2 , cosα 3 =ε 6・K〓 3 .
The following limit circuits LM 1 , LM 2 , LM 3 are each -1
cosα 1 +1, -1cosα 2 +1, -1cosα 3
This is to determine the upper and lower limits so that +1 is satisfied. Cosine value obtained in this way
cosα 1 is squared by the next square calculation circuit SQ 1 , the inverted value is added to the unit voltage 1 by the adder AD 1 , and the sine value is calculated by passing it through the square root calculation circuit SQR 1 .
It can be converted to sinα 1 =√1− 2 1 .
Similarly, sin α 2 is calculated from cos α 2 , and sin α 3 is calculated from cos α 3 .

もう一方の入力信号I1，I2，I3は循環電流I0が
流れないときの各コンバータの出力電流で、負荷
電流検出値から求められる。第５図にI1，I2，I3
の具体的な検出回路を示す。図中IU，IV，IWは負
荷に供給される線電流検出値でこの場合電流源と
見ることができる。また、D1，D2，D3は整流器、
R1，R2，R3は抵抗で、当該抵抗R1，R2，R3に流
れる電流がI1，I2，I3の検出値となる。第６図は
負荷電流検出値IU，IV，IWに対する抵抗R1，R2，
R3に流れる電流I1，I2，I3の関係を表わす波形図
で、第３図に示したものと全く同じになることが
わかる。すなわち循環電流I0が流れないときの各
コンバータの出力電流I1，I2，I3が検出されるの
である。 The other input signals I 1 , I 2 , and I 3 are the output currents of each converter when the circulating current I 0 does not flow, and are determined from the detected load current values. In Figure 5, I 1 , I 2 , I 3
A specific detection circuit is shown below. In the figure, I U , I V , and I W are line current detection values supplied to the load and can be seen as current sources in this case. In addition, D 1 , D 2 , D 3 are rectifiers,
R 1 , R 2 , and R 3 are resistors, and the currents flowing through the resistors R 1 , R 2 , and R 3 become the detected values of I 1 , I 2 , and I 3 . Figure 6 shows the resistances R 1 , R 2 ,
This is a waveform diagram showing the relationship between the currents I 1 , I 2 , and I 3 flowing through R 3 , and it can be seen that it is exactly the same as that shown in FIG. 3. That is, the output currents I 1 , I 2 , and I 3 of each converter when the circulating current I 0 does not flow are detected.

このようにして求められた信号I1，I2，I3を第
４図の乗算器ML1，ML2，ML3に入力し、各々
を前記sinα1、sinα2及びsinα3を掛け算する。さら
にこれらを加算器AD4によつて加え合わせ、その
反転値を次の加算器AD5に入力する。この加算器
AD5には、無効電力設定器VRからの信号I* capが入
力されており、その出力信号ａは次のようにな
る。 The signals I 1 , I 2 , and I 3 thus obtained are input to the multipliers ML 1 , ML 2 , and ML 3 shown in FIG. 4, and each is multiplied by the sin α 1 , sin α 2 , and sin α 3 . Further, these are added together by an adder AD4 , and the inverted value thereof is inputted to the next adder AD5 . this adder
The signal I * cap from the reactive power setting device VR is input to AD 5 , and its output signal a is as follows.

ａ＝I* cap−（I1・sinα1＋I2・sin
α2＋I3・sinα3） また、前記正弦値sinα1、sinα2、sinα3は、加算
器AD6によつて加え合わせられ、次の信号ｂが発
生させられる。 a=I * cap −(I 1・sinα 1 +I 2・sin
α 2 +I 3 ·sin α 3 ) Also, the sine values sin α 1 , sin α 2 , sin α 3 are added by an adder AD 6 to generate the next signal b.

ｂ＝sinα1＋sinα2＋sinα3 この２つの信号ａ及びｂを割算器DIVに入力
し、ａ／ｂの演算を行ない、その結果、循環電流
指令値I* 0として次式のものが与えられる。 b=sinα 1 +sinα 2 +sinα 3 These two signals a and b are input to the divider DIV, and a/b calculation is performed. As a result, the following formula is given as the circulating current command value I * 0 . .

I* 0＝I*／cap−（I1・sinα1＋I2si
nα2＋I3sinα3）／sinα1＋sinα2＋sinα3……（23）
循環電流I0が当該脂令値I* 0に等しくなるように
制御されれば、（22）式で示されるサイクロコン
バータの入力電流ICCの無効分IQ0は、 IQ0＝ｋ｛I1sinα1＋I2sinα2＋I3sinα3＋I* 0
（sinα1＋sinα2＋sinα3）｝＝ｋ・I* cap となる。故に、I* cap＝Icap／ｋに選ぶことにより、
IQ0＝Icapとなつて受電端の無効電力を零に制御
することができ、基本波力率は１に保持される。 I * 0 = I * / cap − (I 1・sinα 1 + I 2 si
nα 2 + I 3 sin α 3 ) / sin α 1 + sin α 2 + sin α 3 ... (23)
If the circulating current I 0 is controlled to be equal to the relevant threshold value I * 0 , the reactive component I Q0 of the input current I CC of the cycloconverter shown by equation (22) is: I Q0 = k{I 1 sinα 1 +I 2 sinα 2 +I 3 sinα 3 +I * 0
 (sinα 1 + sinα 2 + sinα 3 )}=k·I * cap . Therefore, by choosing I * cap = Icap/k,
I Q0 = Icap, the reactive power at the receiving end can be controlled to zero, and the fundamental wave power factor is maintained at 1.

なお、循環電流I0の検出値は、例えば第１図の
コンバータSS1の出力電流I′1を検出し、前記負荷
電力から求めたI1を差し引くことによつて求めら
れる。すなわち、（18）式からI0＝I′1−I1となる。 The detected value of the circulating current I 0 can be obtained, for example, by detecting the output current I' 1 of the converter SS 1 shown in FIG. 1 and subtracting the obtained I 1 from the load power. That is, from equation (18), I 0 = I′ 1 −I 1 .

以上の如く、本発明の無効電力制御形サイクロ
コンバータ装置は、外部に特別な無効電力補償装
置を設けることなく、受電端の基本波力率が常に
１になるように制御することができ、しかも従来
装置に比較して、主回路構成が簡単で経済的にな
る利点を有する。さらに負荷に供給される電流値
とコンバータの点弧位相から直接的に循環電流指
令値を演算しているため、従来必要とされた受電
端の無効電力検出器がいらなくなり、当該検出器
の検出遅れに伴なう制御誤差がなくなり、追従性
の良い無効電力制御特性が得られるようになつ
た。 As described above, the reactive power control type cycloconverter device of the present invention can control the fundamental wave power factor at the power receiving end to always be 1 without providing a special external reactive power compensation device, and moreover, Compared to conventional devices, this has the advantage that the main circuit configuration is simple and economical. Furthermore, since the circulating current command value is calculated directly from the current value supplied to the load and the firing phase of the converter, there is no need for a reactive power detector at the power receiving end, which was required in the past. Control errors caused by delays are eliminated, and reactive power control characteristics with good followability can now be obtained.

なお、実施例では循環電流指令I* 0を求めるとき
負荷電流IU，IV，IWの検出値からI1，I2，I3を求
め、演算に使用したが、負荷電流の相電流Ia，
Ib，Icがその指令値I* a，I* b，I* cに等しく制御され
る場合には、当該指令値I* a，I* b，I* cから前記I1，
I2，I3を演算し、上記I* 0の演算に使うことができ、
より応答性の良い制御系を得ることができる。 In addition, in the example, when determining the circulating current command I * 0 , I 1 , I 2 , I 3 were determined from the detected values of the load currents I U , I V , I W and used in the calculation, but the phase current of the load current Ia ,
When I b , I c are controlled to be equal to their command values I * a , I * b , I * c , from the command values I * a , I * b , I * c to the above I 1 ,
I 2 and I 3 can be calculated and used for the calculation of I * 0 above,
A control system with better responsiveness can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータ装置の一実施例を示す構成図、第２図は、
第１図の主回路の簡易等価回路図、第３図は、第
２図の各部電流波形図、第４図は第１図の中の循
環電流指令演算器の具体例を示す構成図、第５図
は、循環電流が流れないときのコンバータ出力電
流を検出するための回路図、第６図は第５図の各
部波形図をそれぞれ表わす。 BUS……３相電源電線路、Ｃ……進相コンデ
ンサ、TR……電源トランス、CC……サイクロコ
ンバータ本体、Ｍ……３相交流電動機負荷、
SS1，SS2，SS3……電力変換器（コンバータ）、
L1，L2，L3……直流リアクトル、RIO……循環
電流指令演算器、C0，C1，C2，C3……比較器、
K0，K1，K2，K3……演算増幅器、A1，A2，A3
……加算器、PH1，PH2，PH3……位相制御回
路。 FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of the reactive power control type cycloconverter device of the present invention, and FIG.
FIG. 3 is a simplified equivalent circuit diagram of the main circuit in FIG. 1, FIG. 3 is a current waveform diagram of each part in FIG. FIG. 5 is a circuit diagram for detecting the converter output current when no circulating current flows, and FIG. 6 is a waveform diagram of each part of FIG. 5. BUS...3-phase power supply line, C...phase advance capacitor, TR...power transformer, CC...cycloconverter body, M...3-phase AC motor load,
SS 1 , SS 2 , SS 3 ...Power converter (converter),
L 1 , L 2 , L 3 ... DC reactor, RIO ... Circulating current command calculator, C 0 , C 1 , C 2 , C 3 ... Comparator,
K 0 , K 1 , K 2 , K 3 ... operational amplifier, A 1 , A 2 , A 3
... Adder, PH 1 , PH 2 , PH 3 ... Phase control circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 受電端に接続した進相コンデンサと、交流側
が電源トランスによつて絶縁され、直流側が一方
向の循環電流が流れるように構成された少なくと
も３台の交直電力変換器（コンバータ）と、当該
コンバータ間に接続された直流リアクトルと、上
記コンバータから電流供給を受ける多相負荷と、
前記コンバータの点弧位相を制御する位相制御回
路と、負荷電流制御回路と、循環電流制御回路
と、受電端の無効電力を制御するため前記位相制
御回路の入力信号と負荷電流値から演算によつて
上記循環電流の指令値を求める手段とからなる無
効電力制御形サイクロコンバータ装置。1. A phase advance capacitor connected to the power receiving end, at least three AC/DC power converters whose AC side is insulated by a power transformer and whose DC side is configured to allow a unidirectional circulating current to flow, and the converter. a DC reactor connected between them, and a multiphase load that receives current from the converter;
A phase control circuit for controlling the firing phase of the converter, a load current control circuit, a circulating current control circuit, and a calculation based on the input signal of the phase control circuit and the load current value to control the reactive power at the receiving end. and means for determining the command value of the circulating current.
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US4674026A (en) * 1983-08-12 1987-06-16 Kabushiki Kaisha Toshiba Delta-connected circulating current cycloconverter apparatus
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