JPS6038954B2 - 誘導電動機駆動方式 - Google Patents
誘導電動機駆動方式Info
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- JPS6038954B2 JPS6038954B2 JP55186753A JP18675380A JPS6038954B2 JP S6038954 B2 JPS6038954 B2 JP S6038954B2 JP 55186753 A JP55186753 A JP 55186753A JP 18675380 A JP18675380 A JP 18675380A JP S6038954 B2 JPS6038954 B2 JP S6038954B2
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- JP
- Japan
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- induction motor
- current
- circuit
- phase
- speed
- Prior art date
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- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は誘導電動機駆動方式に係り、特に高速時におけ
る誘導電動機の即応制御並びに誘導電動機の発熱を防止
できる誘導電動機駆動方式に関する。
る誘導電動機の即応制御並びに誘導電動機の発熱を防止
できる誘導電動機駆動方式に関する。
直流をィンバータ回路で交流に交換し、この交流で誘導
電動機を駆動する誘導電動機の駆動制御は可変周波数制
御（ＶＦ制御）或いは可変電圧可変周波数制御（ＶＶＶ
Ｆ制御）として公３知である。
電動機を駆動する誘導電動機の駆動制御は可変周波数制
御（ＶＦ制御）或いは可変電圧可変周波数制御（ＶＶＶ
Ｆ制御）として公３知である。
ＶＦ制御はィンバータ回路の出力である１次周波数を指
令速度に応じて変化する方法であり、又ＶＶＶＦ制御は
１次周波数の変化に比例して１次電圧の振幅をも変えて
、出力トルクを一定にする制御である。上述の如き従来
の制御方式は、誘導電動機に印加する電圧、電流を振幅
、周波数の概念でとらえたものであるが平均値的な制御
方式であるため、即応性のある木目の細かい制御が不可
能であった。
令速度に応じて変化する方法であり、又ＶＶＶＦ制御は
１次周波数の変化に比例して１次電圧の振幅をも変えて
、出力トルクを一定にする制御である。上述の如き従来
の制御方式は、誘導電動機に印加する電圧、電流を振幅
、周波数の概念でとらえたものであるが平均値的な制御
方式であるため、即応性のある木目の細かい制御が不可
能であった。
そこで、このような欠点を改善するため、最近パルス幅
制御方式を用い、誘導電動機の固定子電流を瞬時値制御
し、分巻直流機と真に等価なトルク発生を行なうことが
できるようないわゆる“ベクトル制御方式”が開発され
、実用に供されるようになった。即ち、誘導電動機のベ
クトル制御方式は、分巻直流機のトルク発生原理を基本
として、固定子電流を瞬時値制御して分巻直流機と等価
なトルク発生を行なうものである。以下、ベクトル制御
について説明する。
制御方式を用い、誘導電動機の固定子電流を瞬時値制御
し、分巻直流機と真に等価なトルク発生を行なうことが
できるようないわゆる“ベクトル制御方式”が開発され
、実用に供されるようになった。即ち、誘導電動機のベ
クトル制御方式は、分巻直流機のトルク発生原理を基本
として、固定子電流を瞬時値制御して分巻直流機と等価
なトルク発生を行なうものである。以下、ベクトル制御
について説明する。
一般に、分巻直流機のトルク発生メカニズムは第１図Ａ
，Ｂに示すように主磁束めに対し常に電機子電流ｌａが
直交するように整流子で電流の切替え動作を行なってお
り、発生トルクＴは次式によって示され、主磁束）が一
定であれば該トルクＴは電機子電流ｌａに比例する。
，Ｂに示すように主磁束めに対し常に電機子電流ｌａが
直交するように整流子で電流の切替え動作を行なってお
り、発生トルクＴは次式によって示され、主磁束）が一
定であれば該トルクＴは電機子電流ｌａに比例する。
Ｔ＝ｋｌａ０ ｛１１尚、第１
図Ａにおいて、ＦＭは界磁極、ＡＭはアーマチュア、Ａ
Ｗはアーマチュア巻線である。
図Ａにおいて、ＦＭは界磁極、ＡＭはアーマチュア、Ａ
Ｗはアーマチュア巻線である。
上記の関係を誘導電動機に適用するならば、？は回転子
の磁束ベクトルぐ２、ｌａは２次電流べク，トル１２‘
こ対応させることができる。従って、誘導電動機を、分
巻直流機のトルク発生と等価的に駆動するには、回転子
の磁束ベクトル◇２及び２次電流ベクトル１２の相対関
係を常に第１図Ｂに示すように、換言すれば直交するよ
うに制御すればよい。このように、ベクトル制御は磁束
ベクトルぐ２と電流ベクトル１２の直交関係を保証する
もので、発生トルクＴは、２次漏れィンダクタンスを無
視すると、次式によってＴ：ｋ１２Ｘめ２ ＝ｋ１２０
２ニｋ１２４ｍ 【２｝（但し、マｍは主磁束で励
磁電流ｌｍによって生じる）表現される。次にベクトル
制御により２相誘導電動機を駆動する方式について説明
する。
の磁束ベクトルぐ２、ｌａは２次電流べク，トル１２‘
こ対応させることができる。従って、誘導電動機を、分
巻直流機のトルク発生と等価的に駆動するには、回転子
の磁束ベクトル◇２及び２次電流ベクトル１２の相対関
係を常に第１図Ｂに示すように、換言すれば直交するよ
うに制御すればよい。このように、ベクトル制御は磁束
ベクトルぐ２と電流ベクトル１２の直交関係を保証する
もので、発生トルクＴは、２次漏れィンダクタンスを無
視すると、次式によってＴ：ｋ１２Ｘめ２ ＝ｋ１２０
２ニｋ１２４ｍ 【２｝（但し、マｍは主磁束で励
磁電流ｌｍによって生じる）表現される。次にベクトル
制御により２相誘導電動機を駆動する方式について説明
する。
第２図は２相誘導電動機のベクトル図であり、Ｃ−Ｄ軸
は主磁束０ｍの位相に一致した座標系であり、Ａ−Ｂ軸
は固定子静止座標系である。又、１，は固定子電流（１
次電流）、ｌｍは励磁電流成分、１，′は１次負荷電流
成分であり、１，ａ，１，ｂは固定子電流１，のＡ軸及
びＢ軸成分で、Ａ相固定子電流、Ｂ相固定子電流である
。今、主磁束めｍが固定子静止系に対して回転角の（角
速度を山とすればの＝のｔ）で回転しているものとすれ
ば、Ａ相固定子電流１，ａ，Ｂ相固定子電流１，ｂはそ
れぞれ次式によって表わせ、第３図Ａ，Ｂに示す如くな
る。
は主磁束０ｍの位相に一致した座標系であり、Ａ−Ｂ軸
は固定子静止座標系である。又、１，は固定子電流（１
次電流）、ｌｍは励磁電流成分、１，′は１次負荷電流
成分であり、１，ａ，１，ｂは固定子電流１，のＡ軸及
びＢ軸成分で、Ａ相固定子電流、Ｂ相固定子電流である
。今、主磁束めｍが固定子静止系に対して回転角の（角
速度を山とすればの＝のｔ）で回転しているものとすれ
ば、Ａ相固定子電流１，ａ，Ｂ相固定子電流１，ｂはそ
れぞれ次式によって表わせ、第３図Ａ，Ｂに示す如くな
る。
１，ａ！ｌｍｃｏｓの一１．′ｓ；ｎの
‘３｝１，ｂニｌｍｓｊｎの十１，′ｃｏｏの
｛４１尚、１次負荷電流１，′と２次電流
１２は互いに１８０ｏ位相が異なり、その大きさについ
ては１２：ＫＩ．′ 【５）
なる関係がある。
‘３｝１，ｂニｌｍｓｊｎの十１，′ｃｏｏの
｛４１尚、１次負荷電流１，′と２次電流
１２は互いに１８０ｏ位相が異なり、その大きさについ
ては１２：ＫＩ．′ 【５）
なる関係がある。
但し、Ｋは１次側及び２次側の巻数比、相数比に依存す
る。さて、ベクトル制御においては【３｝，｛４１式に
示されるＡ相及びＢ相固定子電流１，ａ，１，ｂを発生
して、これを固定子巻数（１次巻数）に印加し、、誘導
電動機を駆動する。
る。さて、ベクトル制御においては【３｝，｛４１式に
示されるＡ相及びＢ相固定子電流１，ａ，１，ｂを発生
して、これを固定子巻数（１次巻数）に印加し、、誘導
電動機を駆動する。
このようなベクトル制御方式においては負荷が増減する
と、これに応じて１次負荷電流（２次電流）のみを増減
させ、励磁電流ｌｍは一定に維持している。第４図は、
誘導電動機の等価回路でり、この図を参照して負荷の変
化により１次負荷電流１．′のみを変化させる理由を説
明する。尚、図中、ｂｏは励磁セサプタンス、ｒは等価
抵抗、ｓはすべりである。さて、誘導電動機の負荷が増
大すると、すべりｓが増し、≦が減少し、１次負荷電流
，′（２次電流１２）が負荷に応じて増大するが、励磁
電流ｌｍは一定である。このため、ベクトル制御におい
ては負荷が増減しても１次負荷電流１，′のみを変化さ
せているわけである。第５図はベクトル制御のブロック
図であり、１は比例積分形の誤差アンプ、２は誤差アン
プ１の出力を絶対値化する絶対値回路、３は方向判別回
路、４は電圧周波数変換器（ＶＦ変換器）で、絶対値回
路２から出力されるアナグロ信号のレベルに比例した周
波数（スベリ周波数の４倍の周波数に等しい）を有する
パルスＰｓを出力する。
と、これに応じて１次負荷電流（２次電流）のみを増減
させ、励磁電流ｌｍは一定に維持している。第４図は、
誘導電動機の等価回路でり、この図を参照して負荷の変
化により１次負荷電流１．′のみを変化させる理由を説
明する。尚、図中、ｂｏは励磁セサプタンス、ｒは等価
抵抗、ｓはすべりである。さて、誘導電動機の負荷が増
大すると、すべりｓが増し、≦が減少し、１次負荷電流
，′（２次電流１２）が負荷に応じて増大するが、励磁
電流ｌｍは一定である。このため、ベクトル制御におい
ては負荷が増減しても１次負荷電流１，′のみを変化さ
せているわけである。第５図はベクトル制御のブロック
図であり、１は比例積分形の誤差アンプ、２は誤差アン
プ１の出力を絶対値化する絶対値回路、３は方向判別回
路、４は電圧周波数変換器（ＶＦ変換器）で、絶対値回
路２から出力されるアナグロ信号のレベルに比例した周
波数（スベリ周波数の４倍の周波数に等しい）を有する
パルスＰｓを出力する。
５は合成回路で、前記ＶＦ変換器４の出力パルスＰｓと
譲導電動機の回転数に比例する周波数を有するパルスＰ
ｎを合成し、合成パルス列Ｐｃ、各パルスの符号信号Ｓ
Ｎを出力する。
譲導電動機の回転数に比例する周波数を有するパルスＰ
ｎを合成し、合成パルス列Ｐｃ、各パルスの符号信号Ｓ
Ｎを出力する。
６はアップダウンカウンタであり、符号信号ＳＮに応じ
てパルスＰｃをカウントアップ又はカウントダウンする
。
てパルスＰｃをカウントアップ又はカウントダウンする
。
７，８はアップ・ダウンカウンタ６の計数値を入力され
、該計数値に応じてサイン波（ディジタル値）ｓｉｎの
とコサイン波（ディジタル値）ｃｏｓのを出力する関数
発生器である。
、該計数値に応じてサイン波（ディジタル値）ｓｉｎの
とコサイン波（ディジタル値）ｃｏｓのを出力する関数
発生器である。
９及び１０は入力されるサイン及びコサィン波のディジ
タル値をアナグロに変換するＤＡ変換器である。
タル値をアナグロに変換するＤＡ変換器である。
そして、絶対値回路２からＤＡ変換器１０までの回路を
もって二相サイン波発生回路１１を構成する。１２は周
波数電圧コンバータ（以下Ｆ−Ｖコンバータと略記する
）、１３は４倍回路で、誘導電動機１４の回転軸に直結
されたパルスジェネレータ１５からの９００の位相差を
もつＡ相、Ｂ相の回転信号Ｐ＾、ＰＢを、その４倍の周
波数を有有するパルスＰｎに変換すると共に、回転信号
Ｐ＾、Ｐ８の位相を判別して方向判別信号ＤＳを送出す
る。
もって二相サイン波発生回路１１を構成する。１２は周
波数電圧コンバータ（以下Ｆ−Ｖコンバータと略記する
）、１３は４倍回路で、誘導電動機１４の回転軸に直結
されたパルスジェネレータ１５からの９００の位相差を
もつＡ相、Ｂ相の回転信号Ｐ＾、ＰＢを、その４倍の周
波数を有有するパルスＰｎに変換すると共に、回転信号
Ｐ＾、Ｐ８の位相を判別して方向判別信号ＤＳを送出す
る。
１６は反転回路、１７及び１８は鶏算回路、１９は２相
信号を３相に変換する２相−３相変換回路で、第６図に
示すような回路構成である。
信号を３相に変換する２相−３相変換回路で、第６図に
示すような回路構成である。
即ち、２相−３相変換回路は２つのオペレーションアン
プＯＡ，，ＯＡ２と、２側○の抵抗Ｒ，〜Ｒ４と、１１
．５歌○の抵抗Ｒ５と、１血○の抵抗Ｒ６を有している
。さて、各抵抗Ｒ，〜Ｒ６の値を上記のように決定する
と共に図示の如く結線すると、端子Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗか
らそれぞれｌｕニ１，ａ ＩＶ：−季１，ａ＋舞・，ｂ ＩＷ＝−季・，ａ−多・，ｂ が出力される。
プＯＡ，，ＯＡ２と、２側○の抵抗Ｒ，〜Ｒ４と、１１
．５歌○の抵抗Ｒ５と、１血○の抵抗Ｒ６を有している
。さて、各抵抗Ｒ，〜Ｒ６の値を上記のように決定する
と共に図示の如く結線すると、端子Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗか
らそれぞれｌｕニ１，ａ ＩＶ：−季１，ａ＋舞・，ｂ ＩＷ＝−季・，ａ−多・，ｂ が出力される。
そして、これらｌｕ，ｌｖ，ｌｗは互いに２ｍ／３の位
相差を有する３相伝流となっている。２１〜２３は電流
増幅回路、２４はパルス幅制御型ィンバータ、２５は３
相交流電源、２６は３相交流を直流に整流する整流回路
である。
相差を有する３相伝流となっている。２１〜２３は電流
増幅回路、２４はパルス幅制御型ィンバータ、２５は３
相交流電源、２６は３相交流を直流に整流する整流回路
である。
尚、パルス幅制御型ィンバータ２４は第７図に示すよう
にパルス幅変調回路ＰＷＭとィンバータ風Ｖと−を有し
ている。パルス幅変調回路ＰＷＭは、鋸歯状波信号ＳＴ
Ｓを発生する鋸歯状波発生回路ＳＴＳＧ、比較器ＣＯ仇
，ＣＯＭ、．， ＣＯＭ、Ｙ， ノットゲートＮＯＴ，
〜ＮＯＬ、ドライバＤＶ，〜ＤＶ６を有し、ィンバータ
ＩＮＶは６個のパワートランジスタＱ，〜Ｑ６とダイオ
ードＤ，〜Ｄ６を有している。各比較器ＣＯＭｕ，ＣＯ
ＭＹ，ＣＯＭＷ‘まそれぞれ鋸歯状波信号ＳＴＳと三相
交流信号ｌｕ，ｌｖ，ｌｗの幅幅を比較しｌｕ，ｌｖ，
ｌｗがＳＴＳの値より大きいときには“・１”を、小さ
いときには“０”を出力する。従って、今、ｌｕについ
て着目すると比較器ＣＯＭｕから第８図に示すパルス幅
変調された電流指令ｌｕｃが出力される。即ち、ｌｕ，
ｌｖ，ｌｗの振幅に応じてパルス幅変調された三相の電
流指令ｌｕｃ，ｌｖｃ，ｌｗｃが出力される。ついてノ
ットゲートＮＯＴ，〜〜ＮＯＴ３、ドライバ回路ＤＶ，
〜ＤＶ６はこれら電流指令ｌｕｃ，ｌｖｃ，ｌｗｃを駆
動信号ＳＱ，〜ＳＱ６に変換し、ィンバータＩＮＶを構
成する各パワートランジスタＱ，〜Ｑ６をオン／オフ制
御する２７〜３２は加減算回路、ＣＦＬｕ，ＣＦＬｖ，
ＣＩＬは電流帰還ループであり、３５〜３７はＵ，Ｖ，
Ｗ相の一次電流検出用の交流器である。
にパルス幅変調回路ＰＷＭとィンバータ風Ｖと−を有し
ている。パルス幅変調回路ＰＷＭは、鋸歯状波信号ＳＴ
Ｓを発生する鋸歯状波発生回路ＳＴＳＧ、比較器ＣＯ仇
，ＣＯＭ、．， ＣＯＭ、Ｙ， ノットゲートＮＯＴ，
〜ＮＯＬ、ドライバＤＶ，〜ＤＶ６を有し、ィンバータ
ＩＮＶは６個のパワートランジスタＱ，〜Ｑ６とダイオ
ードＤ，〜Ｄ６を有している。各比較器ＣＯＭｕ，ＣＯ
ＭＹ，ＣＯＭＷ‘まそれぞれ鋸歯状波信号ＳＴＳと三相
交流信号ｌｕ，ｌｖ，ｌｗの幅幅を比較しｌｕ，ｌｖ，
ｌｗがＳＴＳの値より大きいときには“・１”を、小さ
いときには“０”を出力する。従って、今、ｌｕについ
て着目すると比較器ＣＯＭｕから第８図に示すパルス幅
変調された電流指令ｌｕｃが出力される。即ち、ｌｕ，
ｌｖ，ｌｗの振幅に応じてパルス幅変調された三相の電
流指令ｌｕｃ，ｌｖｃ，ｌｗｃが出力される。ついてノ
ットゲートＮＯＴ，〜〜ＮＯＴ３、ドライバ回路ＤＶ，
〜ＤＶ６はこれら電流指令ｌｕｃ，ｌｖｃ，ｌｗｃを駆
動信号ＳＱ，〜ＳＱ６に変換し、ィンバータＩＮＶを構
成する各パワートランジスタＱ，〜Ｑ６をオン／オフ制
御する２７〜３２は加減算回路、ＣＦＬｕ，ＣＦＬｖ，
ＣＩＬは電流帰還ループであり、３５〜３７はＵ，Ｖ，
Ｗ相の一次電流検出用の交流器である。
尚、反転回路１６と、乗算器１７，１８とで１次負荷電
流演算回路３３が構成され、又加減算回路２８，２９に
より、１次電流演算回路３４が構成されている。次に上
記議導電動機のベクトル制御の動作について説明する。
流演算回路３３が構成され、又加減算回路２８，２９に
より、１次電流演算回路３４が構成されている。次に上
記議導電動機のベクトル制御の動作について説明する。
電動機を所望の回転速度で回転せしめるべく、加減算回
路２７の入力端に所定のアナグロ値を有する速度指令信
号ＶｃＮｏが図示しない速度指令回路から与えられる。
路２７の入力端に所定のアナグロ値を有する速度指令信
号ＶｃＮｏが図示しない速度指令回路から与えられる。
又、議導電動機１４は所定の負荷で指令速度よりすべり
Ｓだけ低い回転速度で回転しているとする。誘導電動機
１４の回転速度は速度検出器として作用するパルスジェ
ネレータ１５により検出され、該パルスジェネレータか
ら回転速度に比例する周波数を有する互いに中／２位相
のいずれた２つのパルス列（回転信号）Ｐ＾，ＰＢ，が
発生する。このパルス列Ｐ＾，ＰＢは共に４倍回路１３
に入力され、４倍の周波数を有するパルス勿舵ｎに変換
される。ついで、パルス列ＰｎはＦ−Ｖコンバータ１２
によりアナログ化され、その速度信号Ｖａは加減算回路
２７に加えられる。そしてこれらの差電圧Ｅｒは誤差増
幅器１を通して絶対値回路２と方向判別回路３に加えら
れる。尚、誤差増幅器１は次式に示す比例積分演算を行
なう。Ｅｒ＝Ｋｉ（Ｖｃ側−Ｖａ） 十Ｋ２２（ＶＣＭＤ−Ｖａ）‘６｝ Ｚ（ＶｃＭｏ−Ｖａ）＝２（ＶｃＭｏ−Ｖ）十（Ｖｃ側
−Ｖ） 【７｝絶対値回路２は誤差アンプ１の出力を
絶対値化し、方向判別回路３は、誤差アンプ１から出力
される電圧の正負を判別し、正であれば“１”、負であ
れば“０”を出力する。
Ｓだけ低い回転速度で回転しているとする。誘導電動機
１４の回転速度は速度検出器として作用するパルスジェ
ネレータ１５により検出され、該パルスジェネレータか
ら回転速度に比例する周波数を有する互いに中／２位相
のいずれた２つのパルス列（回転信号）Ｐ＾，ＰＢ，が
発生する。このパルス列Ｐ＾，ＰＢは共に４倍回路１３
に入力され、４倍の周波数を有するパルス勿舵ｎに変換
される。ついで、パルス列ＰｎはＦ−Ｖコンバータ１２
によりアナログ化され、その速度信号Ｖａは加減算回路
２７に加えられる。そしてこれらの差電圧Ｅｒは誤差増
幅器１を通して絶対値回路２と方向判別回路３に加えら
れる。尚、誤差増幅器１は次式に示す比例積分演算を行
なう。Ｅｒ＝Ｋｉ（Ｖｃ側−Ｖａ） 十Ｋ２２（ＶＣＭＤ−Ｖａ）‘６｝ Ｚ（ＶｃＭｏ−Ｖａ）＝２（ＶｃＭｏ−Ｖ）十（Ｖｃ側
−Ｖ） 【７｝絶対値回路２は誤差アンプ１の出力を
絶対値化し、方向判別回路３は、誤差アンプ１から出力
される電圧の正負を判別し、正であれば“１”、負であ
れば“０”を出力する。
絶対値回路２から出力される信号はすべりＳ、換言すれ
ば誘導電動機１４にかかる負荷の状態を示し、負荷が増
大すれば信号電圧は大きくなり、逆に負荷が減少すれば
信号電圧は小さくなる。ＶＦ変換器４は絶対値回路２か
ら出力された電圧に比例した周波数のパルスＰｓを出力
する。尚、このパルスＰｓの周波数はすべり周波数の４
倍になつつている。合成回路５では、ＶＦ変換器４の出
力パルスＰｓと４倍回路１３からのパルスＰｎを合成し
て出力する。
ば誘導電動機１４にかかる負荷の状態を示し、負荷が増
大すれば信号電圧は大きくなり、逆に負荷が減少すれば
信号電圧は小さくなる。ＶＦ変換器４は絶対値回路２か
ら出力された電圧に比例した周波数のパルスＰｓを出力
する。尚、このパルスＰｓの周波数はすべり周波数の４
倍になつつている。合成回路５では、ＶＦ変換器４の出
力パルスＰｓと４倍回路１３からのパルスＰｎを合成し
て出力する。
アップ・ダウンカウンタ６は合成回路の出力パルスＰｃ
をその符号ＳＮに応じてカウントアップ又はカウントダ
ウンする。アップ・ダウンカウンタ６の計数値はついで
関数発生器７，８に入力され、該関数発生器によディジ
タルのサイン波信号ｓｉｎの及びコサィン波ｃｏｓのに
変換される。尚、の‘ま、すべり角周波数をのｓ、電動
機１４の回転角周波数を■ｎとすれば（山ｓ十のｎ）ｔ
に等しい。即ちディジタルサイン波ｓｉｎの及びコサィ
ン波ｃｏｓのの最大値は一定で、周波数のみ変化する。
ついで、ディジタルサイン波、コサィン波Ｓ１ｎの，Ｃ
ＯＳのはそれぞれＤＡ変換器９，１川こ入力され、ここ
でアナログサイン波、コサィン波ｓｉｎの，ｃｏｓのこ
変換される。尚、このサイン波電圧、コサィン波電圧ｓ
ｉｎの，ｃｏｓのは共に第２図を参照すると励磁電流の
Ａ相、Ｂ相成分であり、その振幅は電動機１４に掛る負
荷の増減に係わらず一定である。又、ＤＡ変換器９，１
０から出力されたアナログサイン波信号、コサィン波信
号ｓｉｎの，ｃｏｓのと誤差アンプーの出力Ｅｒを掛け
合せて１次負荷電流演算回路３３において負荷の変化に
応じて波高値が変化する２相分の１次負荷電流成分（一
１，′・ｓｉｎの）と（Ｌ′・ｃｏｓの）とを作り出す
。そして、加減算回路２８及び２９からなる１次電流演
算回路３４においてこれら２相分の１次負荷電流成分に
それぞれ励磁電流成分ｃｏｓのとｓｉｎのとを加算し、
Ａ相の固定子電流１１ａ＝ｃｏｓの−１，′・ｓｉｎの
と、これより位相が９００遅れたＢ相の固定子電流，ｂ
＝ｓｉｎの十１，′ｃｏｓのとを作り出す。その後、こ
れら２相分の固定子電流１，ａと，ｂとを使って２相−
３相変換回路１９において３相交流信号ｌｕ，ｌｖ，ｌ
ｗを発生し、比較器ＣＯＭｕ， ＣＯＭＹ，ＣＯＭ“（
第７図）に入力する。各比較器ＣＯＭｕ，ＣＯＭ、．Ｃ
ＯＭ“はそれぞれ鋸歯状波信号ＳＴＳと三相電流指令ｌ
ｕ，ｌｖ，ＩＷの振幅を比較し、パルス幅変調された三
相の電流指令ＩＭ，【ｖｃ，ｌｗｃを出力し、ノットゲ
ートＮＯＴ，〜ＮＯＬ及びドライバＤＶ，〜ＤＶ６を介
してィンバータ駆動信号ＳＱ，〜ＳＱを出力する。これ
らィンバ−タ駆動信号ＳＱ，〜ＳＱ６はそれぞれインバ
ーターＮＶを構成する各パワートランジスタＱ，〜Ｑ６
のベースに入力され、これら各パワートランジスタＱ，
〜Ｑ６をオン／オフ制御し三相誘導電動機１４に…相姦
導電流を供給する。以後、同様な制御が行われて最終的
に電動機１４は指令速度で回転することになる。以上の
ようにベクトル制御によれば瞬時値制御が可能であるが
、誘導電動機の回転速度が高速になると１次電流指令の
周波数が高くなる。そして１次周波数が高くなるとィン
バータを構成するトランジスタのチョピング周波数に近
くなり、１次入力電圧波形が矩形波に近づき、系の電流
ループゲインが小さくなる。そして系の電流ループゲイ
ンが小さくなると譲導電動機には指令通りの電流が流れ
ない。従って、本発明の１つの目的はベクトル制御によ
り譲導電動機を制御している場合において、回転速度が
高くなっても誘導電動機の指令通りの電流を流すことが
できる応応性のよい誘導電動機駆動方式を提供すること
である。そして、この目的は本発明においては、励磁電
流指令値が一定になるようにベクトル制御により誘導電
動機を制御する誘導電動機駆動方式において、誘導電動
機の回転速度が所定速度以上になったとき励磁電流指令
値を該回転速度に応じて増加させることにより達成され
る。さて、上述のように所定速度から回転速度に応じて
励磁電流指令値を増加させる方法は、該所定速度にてベ
クトル制御からいわゆるすべり制御に移行させることを
意味している。
をその符号ＳＮに応じてカウントアップ又はカウントダ
ウンする。アップ・ダウンカウンタ６の計数値はついで
関数発生器７，８に入力され、該関数発生器によディジ
タルのサイン波信号ｓｉｎの及びコサィン波ｃｏｓのに
変換される。尚、の‘ま、すべり角周波数をのｓ、電動
機１４の回転角周波数を■ｎとすれば（山ｓ十のｎ）ｔ
に等しい。即ちディジタルサイン波ｓｉｎの及びコサィ
ン波ｃｏｓのの最大値は一定で、周波数のみ変化する。
ついで、ディジタルサイン波、コサィン波Ｓ１ｎの，Ｃ
ＯＳのはそれぞれＤＡ変換器９，１川こ入力され、ここ
でアナログサイン波、コサィン波ｓｉｎの，ｃｏｓのこ
変換される。尚、このサイン波電圧、コサィン波電圧ｓ
ｉｎの，ｃｏｓのは共に第２図を参照すると励磁電流の
Ａ相、Ｂ相成分であり、その振幅は電動機１４に掛る負
荷の増減に係わらず一定である。又、ＤＡ変換器９，１
０から出力されたアナログサイン波信号、コサィン波信
号ｓｉｎの，ｃｏｓのと誤差アンプーの出力Ｅｒを掛け
合せて１次負荷電流演算回路３３において負荷の変化に
応じて波高値が変化する２相分の１次負荷電流成分（一
１，′・ｓｉｎの）と（Ｌ′・ｃｏｓの）とを作り出す
。そして、加減算回路２８及び２９からなる１次電流演
算回路３４においてこれら２相分の１次負荷電流成分に
それぞれ励磁電流成分ｃｏｓのとｓｉｎのとを加算し、
Ａ相の固定子電流１１ａ＝ｃｏｓの−１，′・ｓｉｎの
と、これより位相が９００遅れたＢ相の固定子電流，ｂ
＝ｓｉｎの十１，′ｃｏｓのとを作り出す。その後、こ
れら２相分の固定子電流１，ａと，ｂとを使って２相−
３相変換回路１９において３相交流信号ｌｕ，ｌｖ，ｌ
ｗを発生し、比較器ＣＯＭｕ， ＣＯＭＹ，ＣＯＭ“（
第７図）に入力する。各比較器ＣＯＭｕ，ＣＯＭ、．Ｃ
ＯＭ“はそれぞれ鋸歯状波信号ＳＴＳと三相電流指令ｌ
ｕ，ｌｖ，ＩＷの振幅を比較し、パルス幅変調された三
相の電流指令ＩＭ，【ｖｃ，ｌｗｃを出力し、ノットゲ
ートＮＯＴ，〜ＮＯＬ及びドライバＤＶ，〜ＤＶ６を介
してィンバータ駆動信号ＳＱ，〜ＳＱを出力する。これ
らィンバ−タ駆動信号ＳＱ，〜ＳＱ６はそれぞれインバ
ーターＮＶを構成する各パワートランジスタＱ，〜Ｑ６
のベースに入力され、これら各パワートランジスタＱ，
〜Ｑ６をオン／オフ制御し三相誘導電動機１４に…相姦
導電流を供給する。以後、同様な制御が行われて最終的
に電動機１４は指令速度で回転することになる。以上の
ようにベクトル制御によれば瞬時値制御が可能であるが
、誘導電動機の回転速度が高速になると１次電流指令の
周波数が高くなる。そして１次周波数が高くなるとィン
バータを構成するトランジスタのチョピング周波数に近
くなり、１次入力電圧波形が矩形波に近づき、系の電流
ループゲインが小さくなる。そして系の電流ループゲイ
ンが小さくなると譲導電動機には指令通りの電流が流れ
ない。従って、本発明の１つの目的はベクトル制御によ
り譲導電動機を制御している場合において、回転速度が
高くなっても誘導電動機の指令通りの電流を流すことが
できる応応性のよい誘導電動機駆動方式を提供すること
である。そして、この目的は本発明においては、励磁電
流指令値が一定になるようにベクトル制御により誘導電
動機を制御する誘導電動機駆動方式において、誘導電動
機の回転速度が所定速度以上になったとき励磁電流指令
値を該回転速度に応じて増加させることにより達成され
る。さて、上述のように所定速度から回転速度に応じて
励磁電流指令値を増加させる方法は、該所定速度にてベ
クトル制御からいわゆるすべり制御に移行させることを
意味している。
そして、このすべり制御においては誘導電動機の駆動電
源電圧が略一定の場合には問題を生じないが、該駆動電
源電圧が所定値よ上昇すると発熱などの問題を生じる。
このため駆動電源電圧を略一定にすることが好ましい、
しかし、メーカサィドかぁは国内向と外国向の駆動装置
を同一にすることが望ましく、か）る場合には駆動電源
電圧は大幅に変化する。たとえば、駆動電源電圧は日本
で２００Ｖ±１０％、米国において２３０Ｖ±１０％と
なり、その変動は１８０Ｖから２５０Ｖとなる。換言す
れば２００Ｖ士１０％で設計した駆動装置に２３０Ｖ±
１０％の電源電圧を入力するこになり、すべり制御では
過励磁になり（励磁電流が流れすぎ）、誘導電動機が発
熱して破壊する。従って、本発明の第２の目的は駆動電
源電圧が変動しても、発熱などの問題を生じない誘導電
動機駆動方式を提供することである。
源電圧が略一定の場合には問題を生じないが、該駆動電
源電圧が所定値よ上昇すると発熱などの問題を生じる。
このため駆動電源電圧を略一定にすることが好ましい、
しかし、メーカサィドかぁは国内向と外国向の駆動装置
を同一にすることが望ましく、か）る場合には駆動電源
電圧は大幅に変化する。たとえば、駆動電源電圧は日本
で２００Ｖ±１０％、米国において２３０Ｖ±１０％と
なり、その変動は１８０Ｖから２５０Ｖとなる。換言す
れば２００Ｖ士１０％で設計した駆動装置に２３０Ｖ±
１０％の電源電圧を入力するこになり、すべり制御では
過励磁になり（励磁電流が流れすぎ）、誘導電動機が発
熱して破壊する。従って、本発明の第２の目的は駆動電
源電圧が変動しても、発熱などの問題を生じない誘導電
動機駆動方式を提供することである。
以下、本発明の実施例を図面に従って詳細に説明する。
第９図は本発明に係る回転速度−励磁電流指令特性図、
第１０図はブロック図である。第９図の実線から明らか
なように励磁電流指令値ｌｍ‘まベース速度Ｖｂ迄、た
とえば１５０仇ｐｍ迄は一定値（＝ｌｍｏ）に維持され
、Ｖｂ以上では回転速度Ｖａに応じて上昇せしめられて
いる。
第１０図はブロック図である。第９図の実線から明らか
なように励磁電流指令値ｌｍ‘まベース速度Ｖｂ迄、た
とえば１５０仇ｐｍ迄は一定値（＝ｌｍｏ）に維持され
、Ｖｂ以上では回転速度Ｖａに応じて上昇せしめられて
いる。
さて、第１０図において第５図と異なる点は励磁電流振
幅制御回路４１を説け、該励磁電流振幅制御回路の入力
端子に回転速度Ｖａを入力し、又その出力端子から第９
図に示す振幅信号ｌｍを出力している点である。
幅制御回路４１を説け、該励磁電流振幅制御回路の入力
端子に回転速度Ｖａを入力し、又その出力端子から第９
図に示す振幅信号ｌｍを出力している点である。
この結果、ＤＡ変換器９，１０からはｌｍｓｉｎの，ｌ
ｍｃｏｓのがそれぞれ出力され、励磁電流指令値はベー
ス速度Ｖｂ以上で回転速度Ｖａに応じて上昇する。第１
１図は励磁電流振幅制御回路の詳細図、第１２図は各部
波形図である。
ｍｃｏｓのがそれぞれ出力され、励磁電流指令値はベー
ス速度Ｖｂ以上で回転速度Ｖａに応じて上昇する。第１
１図は励磁電流振幅制御回路の詳細図、第１２図は各部
波形図である。
第１１図においてｒｏ〜ｒ５は抵抗、ＣＤはクランプダ
ィオード、ＶＲはボリューム、ＡＭＰ，〜ＡＭＰ２は増
幅器であり、入力端子ＩＴａには回転速度Ｖａに応じた
実速度電圧Ｖ＾が入力され、又入力端子ＩＴｂにはベー
ス速度Ｖｂに応じた負電圧（一ＶＢ）が入力されている
。さて、回転速度Ｖａがベース速度Ｖｂ以下のときは（
ＶＡ−ＶＢ＜０）、アンプＡＭＰ，の出力電圧Ｖｏはク
ランプダィオードＣＤに依存したクランプ電圧値ＶｃＬ
をなり、又回転速度Ｖａがベース速度Ｖｂ以上のときは
（ＶＡ−ＶＢ＞０）、アンプＡＭＰ，の出力電圧Ｖ。は
談回転速度Ｖａの上昇に応じてマイナス方向に滅小する
。（第１２図ａ）。そして、このアンプＡＭ円，の出力
電圧ＶｏはアンプＡＭＰ２により反転されて第１２図ｂ
に示す振幅信号ｌｍに変換されて出力される。尚、ボリ
ーウムＶＲは低速時における振幅ｌｍｏを発生するため
のものである。以上、第１０図の誘導電動機駆動方式に
よれば高速時、回転速度に応じて指令励磁電流値を大き
くしているから、指令通りの電流を流すことができる。
ィオード、ＶＲはボリューム、ＡＭＰ，〜ＡＭＰ２は増
幅器であり、入力端子ＩＴａには回転速度Ｖａに応じた
実速度電圧Ｖ＾が入力され、又入力端子ＩＴｂにはベー
ス速度Ｖｂに応じた負電圧（一ＶＢ）が入力されている
。さて、回転速度Ｖａがベース速度Ｖｂ以下のときは（
ＶＡ−ＶＢ＜０）、アンプＡＭＰ，の出力電圧Ｖｏはク
ランプダィオードＣＤに依存したクランプ電圧値ＶｃＬ
をなり、又回転速度Ｖａがベース速度Ｖｂ以上のときは
（ＶＡ−ＶＢ＞０）、アンプＡＭＰ，の出力電圧Ｖ。は
談回転速度Ｖａの上昇に応じてマイナス方向に滅小する
。（第１２図ａ）。そして、このアンプＡＭ円，の出力
電圧ＶｏはアンプＡＭＰ２により反転されて第１２図ｂ
に示す振幅信号ｌｍに変換されて出力される。尚、ボリ
ーウムＶＲは低速時における振幅ｌｍｏを発生するため
のものである。以上、第１０図の誘導電動機駆動方式に
よれば高速時、回転速度に応じて指令励磁電流値を大き
くしているから、指令通りの電流を流すことができる。
しかし、この方法では駆動電源電圧が変化すると、たと
えば上昇すると励磁電流が流れすぎ、誘導電動機が発熱
する。第１３図、第１４図、第１５図は駆動電源電圧が
上昇しても誘導電動機が発熱せず、しかも回転速度が上
昇しても指令通りの電流を流すことができる本発明の別
の説明図であり、第１３図はブロック図、第１４図は励
磁電流振幅制御回路の回路図、第１５図は同各部波形図
である。
えば上昇すると励磁電流が流れすぎ、誘導電動機が発熱
する。第１３図、第１４図、第１５図は駆動電源電圧が
上昇しても誘導電動機が発熱せず、しかも回転速度が上
昇しても指令通りの電流を流すことができる本発明の別
の説明図であり、第１３図はブロック図、第１４図は励
磁電流振幅制御回路の回路図、第１５図は同各部波形図
である。
さて、駆動電源電圧が上昇した場合にも第９図のベース
速度Ｖｂを一定にしておくと、該ベース速度Ｖｂ以上で
は励磁電流指令を増加させたこと）あいまってモークは
過励磁状態になり、発熱する。
速度Ｖｂを一定にしておくと、該ベース速度Ｖｂ以上で
は励磁電流指令を増加させたこと）あいまってモークは
過励磁状態になり、発熱する。
そこで、本発明においては電源電圧が上昇したらベース
速度ご第９図の一点鎖線に示すようにＶｂ″（＞Ｖｂ）
にし、電源電圧が減少したら第９図の点線の如くＶｂ′
（くＶｂ）にしている。
速度ご第９図の一点鎖線に示すようにＶｂ″（＞Ｖｂ）
にし、電源電圧が減少したら第９図の点線の如くＶｂ′
（くＶｂ）にしている。
即ち、電源電圧の大きさに応じてベクトル制御からすべ
り制御への移行回転速度を変化させている。この結果、
電源電圧が大きいときには本発明では回転速度Ｖｂ″以
下において励磁電流を一定にするベクトル制御を行ない
、Ｖｂ″以上ではすべり制御を行なっている。さて、Ｖ
ｂ〜Ｖｂ′′においてベクトル制御を行なうと通常、モ
ータに流れる電流が指令通り流れないが、電源電圧が大
きい場合にはモータに指令通り、且つ速度性よく電流を
流すことができる。又、Ｖｂ″以上ですべり制御を行な
うと、電源電圧が大きくなったこととあいまって励磁電
流が流れすぎてモータが発熱する危襖が生じるが、実際
は回転速度が大きいと第４図に示したサセプタンスｂｏ
（＝ｗＬ）が大きくなるから励磁電流が流れすぎること
はなく、指令通りの電流が流れる。さて、第１３図にお
いて第５図と異なる点は励磁電流振幅制御回路５１と、
電源電圧Ｖｐを出力する電源電圧出力回路５２と、電源
電圧ＶｐをｋＶｐ（ｋは一定値）にするレベル変換器５
３を設けている点である。
り制御への移行回転速度を変化させている。この結果、
電源電圧が大きいときには本発明では回転速度Ｖｂ″以
下において励磁電流を一定にするベクトル制御を行ない
、Ｖｂ″以上ではすべり制御を行なっている。さて、Ｖ
ｂ〜Ｖｂ′′においてベクトル制御を行なうと通常、モ
ータに流れる電流が指令通り流れないが、電源電圧が大
きい場合にはモータに指令通り、且つ速度性よく電流を
流すことができる。又、Ｖｂ″以上ですべり制御を行な
うと、電源電圧が大きくなったこととあいまって励磁電
流が流れすぎてモータが発熱する危襖が生じるが、実際
は回転速度が大きいと第４図に示したサセプタンスｂｏ
（＝ｗＬ）が大きくなるから励磁電流が流れすぎること
はなく、指令通りの電流が流れる。さて、第１３図にお
いて第５図と異なる点は励磁電流振幅制御回路５１と、
電源電圧Ｖｐを出力する電源電圧出力回路５２と、電源
電圧ＶｐをｋＶｐ（ｋは一定値）にするレベル変換器５
３を設けている点である。
尚、電源電圧出力回路５２は詳細な図示は省略している
が１つの変圧器とダイオードとで構成され、半波整流を
行なって電源電圧Ｖｐを出力し、レベル変換器５３は電
源電圧Ｖｐを実速度電圧Ｖ＾に整合したレベルｋＶｐに
変換し、又、励磁電流振幅制御回路５１は第１４図に示
すように第１１図の励磁電流振幅制御回路４１と同一の
構成を有しており、入力端子ＩＴａには実速度Ｖａに応
じた電圧Ｖ＾が入力され、入力端子ＩＴｂには電源電圧
により変動する−ｋＶｐが入力されている。従って、電
源電圧Ｖｐが大きいときには振幅信号ｌｍは第１５図ｂ
に示す如く回転速度Ｖｂ′′以上において、該回転速度
Ｖａに応じて上昇し、又電源電圧Ｖｂが小さいときには
振幅信号ｌｍは回転速度Ｖｂ′から回転速度Ｖａに応じ
て上昇する。この結果、ＤＡ変換器９，１０の出力であ
る励磁電流は、電源電圧の大きさに応じて、その上昇ポ
イント（ベース速度）がＶｂからＶｂ″に変化する。以
上、本発明によえばベクトル制御において回転速度が高
速になったときには、ベース速度を境にしてベクトル制
御からすべり制御に移行するようにしたので、誘導電動
機の励磁電流指令値を回転数に比例して大きくでき、指
令通りの電流を流すことができ、応応性の良い誘導電動
機制御ができる。
が１つの変圧器とダイオードとで構成され、半波整流を
行なって電源電圧Ｖｐを出力し、レベル変換器５３は電
源電圧Ｖｐを実速度電圧Ｖ＾に整合したレベルｋＶｐに
変換し、又、励磁電流振幅制御回路５１は第１４図に示
すように第１１図の励磁電流振幅制御回路４１と同一の
構成を有しており、入力端子ＩＴａには実速度Ｖａに応
じた電圧Ｖ＾が入力され、入力端子ＩＴｂには電源電圧
により変動する−ｋＶｐが入力されている。従って、電
源電圧Ｖｐが大きいときには振幅信号ｌｍは第１５図ｂ
に示す如く回転速度Ｖｂ′′以上において、該回転速度
Ｖａに応じて上昇し、又電源電圧Ｖｂが小さいときには
振幅信号ｌｍは回転速度Ｖｂ′から回転速度Ｖａに応じ
て上昇する。この結果、ＤＡ変換器９，１０の出力であ
る励磁電流は、電源電圧の大きさに応じて、その上昇ポ
イント（ベース速度）がＶｂからＶｂ″に変化する。以
上、本発明によえばベクトル制御において回転速度が高
速になったときには、ベース速度を境にしてベクトル制
御からすべり制御に移行するようにしたので、誘導電動
機の励磁電流指令値を回転数に比例して大きくでき、指
令通りの電流を流すことができ、応応性の良い誘導電動
機制御ができる。
又、駆動電源電圧の変動により比例して上記ベース速度
を変化させるようにしたので、たとえ電源電圧が変動し
ても過励磁になることはなく、モータの発熱を防止する
ことができる。
を変化させるようにしたので、たとえ電源電圧が変動し
ても過励磁になることはなく、モータの発熱を防止する
ことができる。
第１図は直流モータの動作説明図、第２図は２相誘導電
動機のベクトル図、第３図は同固定子電流波形図、第４
図は誘導電動機の等価回路、第５図はベクトル制御のブ
ロック図、第６図は２相−３相変換回路の回路図、第７
図はパルス幅制御型ィンバータ回路図、第８図は同動作
波形図、第９図は本発明に係る回転速度−励磁電流指令
特性図、第１０図はブロック図、第１１図は励磁電流振
幅制御回路の回路図、第１２図は同各部波形図、第１３
図は本発明の別の実施例ブロック図、第１４図は励磁電
流振幅制御回路の回路図、第１５図は同各部波形図であ
る。 １・・・・・・誤差アンプ、２・・・・・・絶対値回路
、３・・・・・・方向判別回路、４・・・・・・ＶＦ変
換器、５・・・・・・合成回路、６……アップダウンカ
ゥンタ、７，８……関数発生器、９，１０…・・・ＤＡ
変換器、１２・・・・・・ＦＶコンバータ、１３・・・
・・・４倍回路、１４・・…・譲導電動機、１５・・・
・・・パルスジェネレータ、１６・・・・・・反転回路
、１７，１８・・・・・・雛算回路、１９・・・・・・
２相−３相変換回路、２１〜２３・・・・・・電流増幅
回路、２４・・・・“パルス幅制御型インバータ、２５
・・・・・・３相交流電源、２６・…・・整流回路、２
７〜３２・・・・・・加減算回路、３５〜３７・・・・
・・変換器、４１，５１・・・・・・励磁電流振幅制御
回路、５２・…・・電源電圧出力回路、５３・・…・レ
ベル変換器。 多／欧 努２図 ３図 務４鰯 多づ図 劣る図 多８図 多？観 多７図 多ル図 多〃図 多／２図（の 多〃図 多ノタ図 多ノク図
動機のベクトル図、第３図は同固定子電流波形図、第４
図は誘導電動機の等価回路、第５図はベクトル制御のブ
ロック図、第６図は２相−３相変換回路の回路図、第７
図はパルス幅制御型ィンバータ回路図、第８図は同動作
波形図、第９図は本発明に係る回転速度−励磁電流指令
特性図、第１０図はブロック図、第１１図は励磁電流振
幅制御回路の回路図、第１２図は同各部波形図、第１３
図は本発明の別の実施例ブロック図、第１４図は励磁電
流振幅制御回路の回路図、第１５図は同各部波形図であ
る。 １・・・・・・誤差アンプ、２・・・・・・絶対値回路
、３・・・・・・方向判別回路、４・・・・・・ＶＦ変
換器、５・・・・・・合成回路、６……アップダウンカ
ゥンタ、７，８……関数発生器、９，１０…・・・ＤＡ
変換器、１２・・・・・・ＦＶコンバータ、１３・・・
・・・４倍回路、１４・・…・譲導電動機、１５・・・
・・・パルスジェネレータ、１６・・・・・・反転回路
、１７，１８・・・・・・雛算回路、１９・・・・・・
２相−３相変換回路、２１〜２３・・・・・・電流増幅
回路、２４・・・・“パルス幅制御型インバータ、２５
・・・・・・３相交流電源、２６・…・・整流回路、２
７〜３２・・・・・・加減算回路、３５〜３７・・・・
・・変換器、４１，５１・・・・・・励磁電流振幅制御
回路、５２・…・・電源電圧出力回路、５３・・…・レ
ベル変換器。 多／欧 努２図 ３図 務４鰯 多づ図 劣る図 多８図 多？観 多７図 多ル図 多〃図 多／２図（の 多〃図 多ノタ図 多ノク図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 励磁電流指令値が一定になるようにベクトル制御に
より誘導電動機を制御する誘導電動機駆動方式において
、誘導電動機の回転速度とその指令速度との差に応じた
差電圧を得る手段と、この差電圧および回転速度からサ
イン、コサイン関数発生器により二相サイン波を発生す
る手段と、回転速度が所定のベース速度に達したとき前
記励磁電流指令値を回転速度に基ずき比例制御する手段
と、これら励磁電流指令値および二相サイン波より各相
固定子電流成分を演算する手段と、前記誘導電動機へ各
相誘導電流を供給する手段とを具備し、前記誘導電動機
を前記ベース速度を境にしてベクトル制御からすべり制
御に移行するようにしたことを特徴とする誘導電動機駆
動方式。 ２ 前記誘導電動機の駆動電源電圧の変動を検出する手
段と、この駆動電源電圧の変動に比例して前記ベース速
度を変化させるレベル変換手段とを具備し、前記誘導電
動機がベクトル制御からすべり制御に移行する回転速度
を可変にしたことを特徴とする前記特許請求の範囲第１
項に記載の誘導電動機駆動方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55186753A JPS6038954B2 (ja) | 1980-12-30 | 1980-12-30 | 誘導電動機駆動方式 |
| EP82900136A EP0067886B1 (en) | 1980-12-30 | 1981-12-23 | Induction motor drive system |
| PCT/JP1981/000404 WO1982002461A1 (en) | 1980-12-30 | 1981-12-23 | Induction motor drive system |
| DE8282900136T DE3174286D1 (en) | 1980-12-30 | 1981-12-23 | Induction motor drive system |
| KR1019810005196A KR880001837B1 (ko) | 1980-12-30 | 1981-12-29 | 유도 전동기 구동방식 |
| US06/728,467 US4680525A (en) | 1980-12-30 | 1985-05-02 | Induction motor driving system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55186753A JPS6038954B2 (ja) | 1980-12-30 | 1980-12-30 | 誘導電動機駆動方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57113789A JPS57113789A (en) | 1982-07-15 |
| JPS6038954B2 true JPS6038954B2 (ja) | 1985-09-03 |
Family
ID=16194034
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55186753A Expired JPS6038954B2 (ja) | 1980-12-30 | 1980-12-30 | 誘導電動機駆動方式 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4680525A (ja) |
| EP (1) | EP0067886B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6038954B2 (ja) |
| KR (1) | KR880001837B1 (ja) |
| WO (1) | WO1982002461A1 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5915295U (ja) * | 1982-07-20 | 1984-01-30 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JPS5963998A (ja) * | 1982-10-04 | 1984-04-11 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| DE3480979D1 (de) * | 1983-03-10 | 1990-02-08 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Vektorsteuerungsverfahren und -system fuer einen induktionsmotor. |
| US4543520A (en) * | 1983-12-30 | 1985-09-24 | Kollmorgen, Technologies Corporation | Induction motor slip control |
| JPS61240875A (ja) * | 1985-04-16 | 1986-10-27 | Fanuc Ltd | 三相誘導電動機の制御方法 |
| JP2753288B2 (ja) * | 1988-11-30 | 1998-05-18 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍインバータの制御方法およびその制御装置ならびにｐｗｍインバータシステム |
| JPH0728555B2 (ja) * | 1989-06-02 | 1995-03-29 | 三菱電機株式会社 | 可変速駆動装置 |
| JPH02214496A (ja) * | 1989-02-14 | 1990-08-27 | Fanuc Ltd | 交流電動機の制御方式 |
| JPH0742056B2 (ja) * | 1989-06-15 | 1995-05-10 | 三菱電機株式会社 | 流体圧エレベータ制御装置 |
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