JPS60217774A - 高品位テレビ受信機 - Google Patents
高品位テレビ受信機Info
- Publication number
- JPS60217774A JPS60217774A JP59072796A JP7279684A JPS60217774A JP S60217774 A JPS60217774 A JP S60217774A JP 59072796 A JP59072796 A JP 59072796A JP 7279684 A JP7279684 A JP 7279684A JP S60217774 A JPS60217774 A JP S60217774A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- converter
- reference voltage
- circuit
- supplied
- Prior art date
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は高品位テレビ受信機に係り、特にエネルギー拡
散用低周波信号が重畳された高品位テレビ信号を受信す
るのに好適な高品位テレビ受信機に関する。
散用低周波信号が重畳された高品位テレビ信号を受信す
るのに好適な高品位テレビ受信機に関する。
高品位テレビ信号を１２０Ｈ）帯の衛星放送で放送Ｗｌ
能ニｔ ルＭ Ｕ Ｓ Ｂ （ＭｕＬｔｉｐＬａ ５
ｕｂＪ１ｙｑｕｉｚｔＵ〒ＬｉｒＬ！ＩＭａｃｍｃＬｉ
ｎｌ ）方式が提案されている（文献：二宮、他２、゛
高品位テレビの衛星１チャンネル伝送方式（ＭＵＳＩＣ
）’、テレビジョン学会技術報告ＴＫＢｓ９５−２）。
能ニｔ ルＭ Ｕ Ｓ Ｂ （ＭｕＬｔｉｐＬａ ５
ｕｂＪ１ｙｑｕｉｚｔＵ〒ＬｉｒＬ！ＩＭａｃｍｃＬｉ
ｎｌ ）方式が提案されている（文献：二宮、他２、゛
高品位テレビの衛星１チャンネル伝送方式（ＭＵＳＩＣ
）’、テレビジョン学会技術報告ＴＫＢｓ９５−２）。
しかし、この１２ＧＨ）帯衛星放送ではエネルギー拡散
が銭務づけられており（文献：日本放送協会編、゛放送
衛星技術１日本数送出版協会刊、Ｐ４６）、７レ一ム周
期に同期した三角波の拡散信号が重畳される。従来ＮＴ
ＳＯ方式では水平ブランキング期間をクランプする方法
で比較的容易にこの拡散信号を除去することができる。
が銭務づけられており（文献：日本放送協会編、゛放送
衛星技術１日本数送出版協会刊、Ｐ４６）、７レ一ム周
期に同期した三角波の拡散信号が重畳される。従来ＮＴ
ＳＯ方式では水平ブランキング期間をクランプする方法
で比較的容易にこの拡散信号を除去することができる。
ところが、ＭＵＳＫはストレートＴＯ工（’］’Ｌ麿Ｑ
６ｍ−ｙｒｇｓｚｔｄ ＩｒＬｔａｙａｔｉｏｎ ）と
呼ばれる輝度信号と色差信号を時分割多重する信号形式
が用いられている。これは水平帰線期間に時間軸圧縮し
た色差信号を線順次で多重するものである。したがって
、従来の１ｉＴ８０と興なり、無信号平坦部が第１図に
示すように４サンプル分（１サンプル間隔は約６０ｎＳ
なので約０．２４μｓ）しか無い。したがって、ケーブ
ルのミスマツチなどによる波形歪、雑音などの点から、
この期間でクテンプを行なうのは困難である。
６ｍ−ｙｒｇｓｚｔｄ ＩｒＬｔａｙａｔｉｏｎ ）と
呼ばれる輝度信号と色差信号を時分割多重する信号形式
が用いられている。これは水平帰線期間に時間軸圧縮し
た色差信号を線順次で多重するものである。したがって
、従来の１ｉＴ８０と興なり、無信号平坦部が第１図に
示すように４サンプル分（１サンプル間隔は約６０ｎＳ
なので約０．２４μｓ）しか無い。したがって、ケーブ
ルのミスマツチなどによる波形歪、雑音などの点から、
この期間でクテンプを行なうのは困難である。
本発明の目的はエネルギー拡散信号の重畳された高品位
テレビ信号から水平周期の情報を利用せずエネルギー拡
散信号を除去して基準直流レベルを正しく再生し、良好
な画像を得る高品位テレビ受信機を提供することにある
。
テレビ信号から水平周期の情報を利用せずエネルギー拡
散信号を除去して基準直流レベルを正しく再生し、良好
な画像を得る高品位テレビ受信機を提供することにある
。
上記目的を達成するため、垂直帰線期間に基準電圧（例
えば色差信号の零レベルを示す）・−７グレーレベル）
が挿入されている事を利用し、フィ°−ルド（又はフレ
ーム）間でこの基準電圧の直流電圧差をデジタル的にめ
、この電圧差に応じて平坦部分の時間が変化する階段波
をデジタル的に発生させることにより、水平周期の情報
を用いずに高精度に拡散信号を打消するようにするもの
である。
えば色差信号の零レベルを示す）・−７グレーレベル）
が挿入されている事を利用し、フィ°−ルド（又はフレ
ーム）間でこの基準電圧の直流電圧差をデジタル的にめ
、この電圧差に応じて平坦部分の時間が変化する階段波
をデジタル的に発生させることにより、水平周期の情報
を用いずに高精度に拡散信号を打消するようにするもの
である。
本発明の高品位テレビ受信機の一実施例を第２図に示す
第２図において、１は第１の入力端子、２は第２の入力
端子、６は第３の入力端子、４は第４の入力端子、５は
第１のＡＤ変換器、６は第１のゲート回路、７は第１の
積分回路、８は第１のスイッチ、９は第２の積分回路、
１０は第３の積分回路、１１は第１の引算回路、１２は
第１のプログラマブルカウンタ、１３はアップダウンカ
ウンタ、１４は第２のプログラマブルカウンタ、１５は
第２のゲート回路、１６は第２の引算回路、１７は出力
端子である。
第２図において、１は第１の入力端子、２は第２の入力
端子、６は第３の入力端子、４は第４の入力端子、５は
第１のＡＤ変換器、６は第１のゲート回路、７は第１の
積分回路、８は第１のスイッチ、９は第２の積分回路、
１０は第３の積分回路、１１は第１の引算回路、１２は
第１のプログラマブルカウンタ、１３はアップダウンカ
ウンタ、１４は第２のプログラマブルカウンタ、１５は
第２のゲート回路、１６は第２の引算回路、１７は出力
端子である。
第１の入力端子１からＦＭ復調されてベースバンドの信
号になった高品位テレビ信号が入力される。この信号に
は拡散信号が重畳されている。この拡散信号は例えば第
３図に示すような２フレーム繰返しくしたがって約１５
Ｈ７）の三角波である。１２ＧＨ，ｉ帯の衛星放送では
６００ＫＨ，）ｐ−ｐのエネルギー拡散を行なう必要が
ある。駒井−カーソン則を満足し無理なく伝送するため
には主搬送波の周波数偏移は１０ＭＨ，）Ｐ−Ｐ程度に
なる。映像信号にはプリエンファシスをかけているので
低周波の拡散信号は１０ｄＢの減衰を受けている。した
がって、６００ｋＨ） Ｐ−Ｐの拡散を行なうためには
、映像信号１ｖｐ−ｐに対し約０．２ｖｐ−ｐの拡散信
号を重畳する必要がある。
号になった高品位テレビ信号が入力される。この信号に
は拡散信号が重畳されている。この拡散信号は例えば第
３図に示すような２フレーム繰返しくしたがって約１５
Ｈ７）の三角波である。１２ＧＨ，ｉ帯の衛星放送では
６００ＫＨ，）ｐ−ｐのエネルギー拡散を行なう必要が
ある。駒井−カーソン則を満足し無理なく伝送するため
には主搬送波の周波数偏移は１０ＭＨ，）Ｐ−Ｐ程度に
なる。映像信号にはプリエンファシスをかけているので
低周波の拡散信号は１０ｄＢの減衰を受けている。した
がって、６００ｋＨ） Ｐ−Ｐの拡散を行なうためには
、映像信号１ｖｐ−ｐに対し約０．２ｖｐ−ｐの拡散信
号を重畳する必要がある。
ところで−、ＭＵＳＲｉは高度に帯域圧縮された信号で
、受信側でデジタル信号処理よりもとの高品位テレビ信
号に戻す必要がある。このため、第１のＡ ’Ｄ変換器
５により入力信号を標本、量子化する。この第１のＡＤ
変換器５の標本化周波数はＭ Ｕ Ｓ Ｅのサンプル点
の繰返し１列波数（１６，２ＭＨＪ）に選べば良い。ま
た量子化ビット数は８ビツトで良い。この第１のＡＤ変
換器５０入力部のダイナミックレンジとして、映像信号
振幅Ｉ Ｖ ｐ−ｐと拡散信号０．２Ｖ１）−ｐと、振
幅ばらつきなどを考慮して１．４Ｖｐ−１）とれば十分
である。この時の拡散信号のダイナミックレンジに占め
る割合は約１４％で、２５６ステツプのうち、約３６ス
テツプを占めることになる。
、受信側でデジタル信号処理よりもとの高品位テレビ信
号に戻す必要がある。このため、第１のＡ ’Ｄ変換器
５により入力信号を標本、量子化する。この第１のＡＤ
変換器５の標本化周波数はＭ Ｕ Ｓ Ｅのサンプル点
の繰返し１列波数（１６，２ＭＨＪ）に選べば良い。ま
た量子化ビット数は８ビツトで良い。この第１のＡＤ変
換器５０入力部のダイナミックレンジとして、映像信号
振幅Ｉ Ｖ ｐ−ｐと拡散信号０．２Ｖ１）−ｐと、振
幅ばらつきなどを考慮して１．４Ｖｐ−１）とれば十分
である。この時の拡散信号のダイナミックレンジに占め
る割合は約１４％で、２５６ステツプのうち、約３６ス
テツプを占めることになる。
この第１のＡｐ変換器５の出力は第１のゲート回路乙に
供給される。ここで、入力信号から分離されたフレーム
パルス、水平同期信号を用いて作られた基準電圧期間を
ゲートするための、第２の入力端子２から入力されたゲ
ートパルスにより、基準電圧期間のデジタル値が抜取ら
れる。この抽出された基準電圧期間のデジタル値は、第
１の積分回路７で、この基準電圧期間ごとに加算、平均
値がめられる。
供給される。ここで、入力信号から分離されたフレーム
パルス、水平同期信号を用いて作られた基準電圧期間を
ゲートするための、第２の入力端子２から入力されたゲ
ートパルスにより、基準電圧期間のデジタル値が抜取ら
れる。この抽出された基準電圧期間のデジタル値は、第
１の積分回路７で、この基準電圧期間ごとに加算、平均
値がめられる。
第３の入力端子３から入力信号から分離されたフレーム
パルスが入力され、第６図に示した拡散信号の立上りス
タート近傍の基準電圧期間の平均値と、立下りスタート
近傍の基準電圧期間の平均値が、第１のスイッチ８で分
離されて、２つの出力にそれぞれ出力される。
パルスが入力され、第６図に示した拡散信号の立上りス
タート近傍の基準電圧期間の平均値と、立下りスタート
近傍の基準電圧期間の平均値が、第１のスイッチ８で分
離されて、２つの出力にそれぞれ出力される。
この２つの平均値は、それぞれ第２の積分回路９と第６
の積分回路１０で別々に複数フレームにわたって加算、
平均される。このようにして、第３図に示した拡散信号
の最小値と最大値がデジタル的に精度良く検出できる。
の積分回路１０で別々に複数フレームにわたって加算、
平均される。このようにして、第３図に示した拡散信号
の最小値と最大値がデジタル的に精度良く検出できる。
この第２の積分回路９と第３の積分回路１０の差を第１
の引算回路１１でめ、拡散信号の振幅をめる。この振幅
がＮスフフジ分あるとすると、アップダウンカウンタ１
３のカウンタ値を１フレームの間にＮステップ変化させ
て補正用の階段波を得るわけである。この時、カウンタ
値をアップさせるかダウンさせるフレームの判別は第１
の引算回路１１の出力の符号で容易に行なえる。
の引算回路１１でめ、拡散信号の振幅をめる。この振幅
がＮスフフジ分あるとすると、アップダウンカウンタ１
３のカウンタ値を１フレームの間にＮステップ変化させ
て補正用の階段波を得るわけである。この時、カウンタ
値をアップさせるかダウンさせるフレームの判別は第１
の引算回路１１の出力の符号で容易に行なえる。
また、アップダウンカウンタ１３の１フレームのステッ
プ数変化は以下のようにして実行できる。
プ数変化は以下のようにして実行できる。
第１の引算回路１１でめられたステップ数をＮとすると
、高品位テレビ信号の走査線は１１２５本なので、１ス
テツプあたりの長さＬはＬ＝（１１２５÷Ｎ）ＸＨ（Ｓ
） （但し、Ｈ：１水平走査期間で約２２７μｓ）となる。
、高品位テレビ信号の走査線は１１２５本なので、１ス
テツプあたりの長さＬはＬ＝（１１２５÷Ｎ）ＸＨ（Ｓ
） （但し、Ｈ：１水平走査期間で約２２７μｓ）となる。
このステップ数と、１ステツプあたりの長さの関係の例
を第４図に示す。例えばステップ数が３６の時、１段当
りの長さは約３１．３Ｈとなる。したがって、第１のプ
ログラマブルカウンタ１２の分局数を３１にし、第２の
プログラマブルカウンタ１４の分周数を３にし・第４の
入力端）４から入力される入力信号から分離された水平
同期信号、またはそれに同期した水平同期信号と同一周
波数の信号を、第２のプログラマブルカウンタで、第１
のプログラマブルカウンタ１２の出力の６パルスに１回
の割合で１パルスデートする。このようにすると、第１
のプログラマブルカウンタは、３回のうち２回ハ３′１
分周、１回は６２分周動作を行なうことになる。したが
って、平均して３１．３分周動作を行なったことになり
、１ステツプあたりの長さを３１．３Ｈとする事が可能
となる。このように、第１のグログランタの入力信号を
ゲートすることで、端数も処理する事が可能になるわけ
である。勿論、精度を若干犠牲にすれば、第２のプログ
ラマブルカウンタ１４と第２のゲート１５は削除しても
さしつかえは無い。
を第４図に示す。例えばステップ数が３６の時、１段当
りの長さは約３１．３Ｈとなる。したがって、第１のプ
ログラマブルカウンタ１２の分局数を３１にし、第２の
プログラマブルカウンタ１４の分周数を３にし・第４の
入力端）４から入力される入力信号から分離された水平
同期信号、またはそれに同期した水平同期信号と同一周
波数の信号を、第２のプログラマブルカウンタで、第１
のプログラマブルカウンタ１２の出力の６パルスに１回
の割合で１パルスデートする。このようにすると、第１
のプログラマブルカウンタは、３回のうち２回ハ３′１
分周、１回は６２分周動作を行なうことになる。したが
って、平均して３１．３分周動作を行なったことになり
、１ステツプあたりの長さを３１．３Ｈとする事が可能
となる。このように、第１のグログランタの入力信号を
ゲートすることで、端数も処理する事が可能になるわけ
である。勿論、精度を若干犠牲にすれば、第２のプログ
ラマブルカウンタ１４と第２のゲート１５は削除しても
さしつかえは無い。
このようにして三角波状の拡散信号を補正するため階段
波状にデジタルで発生した信号を第１のＡＤ変換器５の
出力信号から第２の引算面−４６’ｄＢ以下の値にする
ことができる。フリッカの検知限は一４ｏａ：ｓ程度な
ので全く問題無い値にすることが可能なわけである◇ 以上の説明では映像信号は拡散信号が重畳した形でＡＤ
変換するとしたが、この形では拡散信号の振幅分だけ量
子化精度が悪くなる。低速で動作するＡＤ変換器、ＤＡ
変換器を付加すれば、この量子化精度の劣化を防ぐこと
が可能である。この場合の実施例を第５図に示す。第５
図において、１８はＬＰ？、１９は第２のＡＤ変換器、
２０はＤＡ変換器、２１は第３の引算回路、２２は第２
のスイッチ、２３は第４の積分回路、２４は第５の積分
回路、２５は第４の引算回路である。
波状にデジタルで発生した信号を第１のＡＤ変換器５の
出力信号から第２の引算面−４６’ｄＢ以下の値にする
ことができる。フリッカの検知限は一４ｏａ：ｓ程度な
ので全く問題無い値にすることが可能なわけである◇ 以上の説明では映像信号は拡散信号が重畳した形でＡＤ
変換するとしたが、この形では拡散信号の振幅分だけ量
子化精度が悪くなる。低速で動作するＡＤ変換器、ＤＡ
変換器を付加すれば、この量子化精度の劣化を防ぐこと
が可能である。この場合の実施例を第５図に示す。第５
図において、１８はＬＰ？、１９は第２のＡＤ変換器、
２０はＤＡ変換器、２１は第３の引算回路、２２は第２
のスイッチ、２３は第４の積分回路、２４は第５の積分
回路、２５は第４の引算回路である。
第１の入力端子１から入力された入力信号は、ＬＰ７１
８で高周波雑音を除去したのち、第２のＡＤ変換器１９
で、垂直帰線期間内の基準電圧を標本量子化する。この
第２のＡＤ変換器１９のビット数は６ビツトあれば良く
、動作速度も１水平走査期間の数分の１程度、すなわち
１００ＫＨＪ程度の変換速度が得られれば良い。以下の
処理は第２図の場合と同様にして、アップダウンカウン
タ１３の動作が制御される。第５図の場合、このアップ
ダウンカウンタ１６の出力をＤＡ変換器２０でアナログ
信号に変換する。この変換すしたアナログ信号が入力信
号から第３の引算回路２１で引算される。このようにし
て補正波形は純粋にデジタル的に生成されるが、引算処
理はアナログ的に行なわれるわけである。このＤＡ変換
器２０のビット数も６ビツトで良く、動作速度も１０Ｋ
Ｈ，）程度で良い。
８で高周波雑音を除去したのち、第２のＡＤ変換器１９
で、垂直帰線期間内の基準電圧を標本量子化する。この
第２のＡＤ変換器１９のビット数は６ビツトあれば良く
、動作速度も１水平走査期間の数分の１程度、すなわち
１００ＫＨＪ程度の変換速度が得られれば良い。以下の
処理は第２図の場合と同様にして、アップダウンカウン
タ１３の動作が制御される。第５図の場合、このアップ
ダウンカウンタ１６の出力をＤＡ変換器２０でアナログ
信号に変換する。この変換すしたアナログ信号が入力信
号から第３の引算回路２１で引算される。このようにし
て補正波形は純粋にデジタル的に生成されるが、引算処
理はアナログ的に行なわれるわけである。このＤＡ変換
器２０のビット数も６ビツトで良く、動作速度も１０Ｋ
Ｈ，）程度で良い。
このようにしてアナログ信号のまま拡散信号が補正され
るので、信号処理のために使用される第１のＡＤ変換器
５の入力ダイナミックレンジを映像信号だけに利用でき
るわけである。この時、ＤＡ変換器２０の変換感度は、
回路素子の影響などでばらつきを生じ、補正波形の振幅
に、ごくわずかであるが誤差を生じる可能性がある。
るので、信号処理のために使用される第１のＡＤ変換器
５の入力ダイナミックレンジを映像信号だけに利用でき
るわけである。この時、ＤＡ変換器２０の変換感度は、
回路素子の影響などでばらつきを生じ、補正波形の振幅
に、ごくわずかであるが誤差を生じる可能性がある。
これを完全に補正するため、第１のＡＤ変換器５の出力
から、この垂直帰線期間の基準電圧のフレーム間のレベ
ル差、すなわち、補正誤差を同様の手順でめ、この補正
誤差が無くなるようにＤＡ変換器の変換感度を制御して
やれば良い。この時、第１のスイッチ８と第２のスイッ
チ２２の極性も含めて同期して制御してやれば、第１の
引算回路１１の符号により、第４のｄ［算回路２５の符
号の正負に応じてＤＡ変換器２０の変換感度を増加させ
るか減少させるかを正しく制御することができる。勿論
、拡散信号の除去は完全である必要は無く、映像信号Ｉ
ＶＴ）−１） に対し一４０ｄＢ以下になっていれば
良いわけで、こうしたＤＡ変換器２０の変換感度のフィ
ードバック制御は必ずしも必要では無い。
から、この垂直帰線期間の基準電圧のフレーム間のレベ
ル差、すなわち、補正誤差を同様の手順でめ、この補正
誤差が無くなるようにＤＡ変換器の変換感度を制御して
やれば良い。この時、第１のスイッチ８と第２のスイッ
チ２２の極性も含めて同期して制御してやれば、第１の
引算回路１１の符号により、第４のｄ［算回路２５の符
号の正負に応じてＤＡ変換器２０の変換感度を増加させ
るか減少させるかを正しく制御することができる。勿論
、拡散信号の除去は完全である必要は無く、映像信号Ｉ
ＶＴ）−１） に対し一４０ｄＢ以下になっていれば
良いわけで、こうしたＤＡ変換器２０の変換感度のフィ
ードバック制御は必ずしも必要では無い。
さらに〜第２のＡＤ変換器１８と同程度のＡＤ変換器を
設け、補正誤差検出を行なわせ、帯域圧縮信号をもとの
高品位テレビ信号に戻す信号処理とを独立させる事も装
置の単純化から有効な手段と言える。
設け、補正誤差検出を行なわせ、帯域圧縮信号をもとの
高品位テレビ信号に戻す信号処理とを独立させる事も装
置の単純化から有効な手段と言える。
以上説明したように、本発明による高品位テレビ受信機
はエネルギー拡散信号を補正するための補正波形をデジ
タル的に発生するため、精度良く安定にエネルギー拡散
信号を補正でき、高品質の映像信号を得ることが可能に
なり、１２ＧＨ７帯衛星放送用受信機として好適である
。
はエネルギー拡散信号を補正するための補正波形をデジ
タル的に発生するため、精度良く安定にエネルギー拡散
信号を補正でき、高品質の映像信号を得ることが可能に
なり、１２ＧＨ７帯衛星放送用受信機として好適である
。
第１図はＭＵＳ Ｅの水平同期期間の波形を示す図、第
２図は本発明の高品位テレビ受信機の一実施例を示す図
、第３図はエネルギー拡散信号波形例を示す図、第４図
は階段波のステップ数と１ステツプあたりの長さの関係
を示す図、第５図は本発明の高品位テレビ受信機の第２
の実施例を示す図である。 １．２，３．４・・・入力端子 ５．１８・・・ＡＤ変換器 ６．１５・・・ゲート回路 ７．９．１０．２３．２４・・・積分回路８．２２・・
・スイッチ回路 １１．１６，２１．２５・・・引算回路１２．１４・・
・プログラマブルカウンタ１３・・・アップダウンカウ
ンタ ２０・・・ＤＡ変換器 訛１図 いでル ヒＨＤ裸→ 手続補正書（方式） 補正をする者 ・譜との関係 特許出願人 名 称 Ｌ５１０１株式会ト［日 立 製 作 所代
理 人
２図は本発明の高品位テレビ受信機の一実施例を示す図
、第３図はエネルギー拡散信号波形例を示す図、第４図
は階段波のステップ数と１ステツプあたりの長さの関係
を示す図、第５図は本発明の高品位テレビ受信機の第２
の実施例を示す図である。 １．２，３．４・・・入力端子 ５．１８・・・ＡＤ変換器 ６．１５・・・ゲート回路 ７．９．１０．２３．２４・・・積分回路８．２２・・
・スイッチ回路 １１．１６，２１．２５・・・引算回路１２．１４・・
・プログラマブルカウンタ１３・・・アップダウンカウ
ンタ ２０・・・ＤＡ変換器 訛１図 いでル ヒＨＤ裸→ 手続補正書（方式） 補正をする者 ・譜との関係 特許出願人 名 称 Ｌ５１０１株式会ト［日 立 製 作 所代
理 人
Claims (1)
- 入力信号の垂直帰線期間に挿入された基準電圧期間を標
本、量子化するＡＤ変換器と、該ＡＤ変換器出力を互い
に異なる該基準電圧期間を速度が変調される計数回路を
有することを特徴とする高品位テレビ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59072796A JPS60217774A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 高品位テレビ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59072796A JPS60217774A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 高品位テレビ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60217774A true JPS60217774A (ja) | 1985-10-31 |
| JPH0480593B2 JPH0480593B2 (ja) | 1992-12-18 |
Family
ID=13499708
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59072796A Granted JPS60217774A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 高品位テレビ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60217774A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62147981U (ja) * | 1986-03-13 | 1987-09-18 | ||
| JPH02294121A (ja) * | 1989-05-09 | 1990-12-05 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 並直列変換符号化情報信号復号方法 |
| JPH04319870A (ja) * | 1991-04-18 | 1992-11-10 | Fujitsu General Ltd | 直流レベル検出回路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54140816A (en) * | 1978-04-24 | 1979-11-01 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Frequency-modulated television signal trnasmission system of energy-diffusion type |
| JPS592490A (ja) * | 1982-06-28 | 1984-01-09 | Hitachi Ltd | Ｆｍテレビジヨン信号の受信回路 |
-
1984
- 1984-04-13 JP JP59072796A patent/JPS60217774A/ja active Granted
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0480593B2 (ja) | 1992-12-18 |
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