JPS60213283A - Speed servo circuit - Google Patents
Speed servo circuitInfo
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- JPS60213283A JPS60213283A JP59067252A JP6725284A JPS60213283A JP S60213283 A JPS60213283 A JP S60213283A JP 59067252 A JP59067252 A JP 59067252A JP 6725284 A JP6725284 A JP 6725284A JP S60213283 A JPS60213283 A JP S60213283A
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
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- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はモータ速度サーボ回路に関し、特に乾電池を電
源として低電圧で作動させる回路に適したものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to a motor speed servo circuit, and is particularly suitable for a circuit operated at low voltage using a dry battery as a power source.
背景技術とその問題点
カセットテープレコーダ、カセットテーププレーヤなど
のポケッタブルの電子装置においては１小型化のために
内蔵電池１個でしかもＤｏ−ＤＯコンバータ無しで動作
させることがめられている。ととろがカセットテープレ
コーダの駆動モータの定速サーボ回路などは、一般に一
定電源電圧が供給されるこきを前提として構成されてい
るので、乾電池゛の減電圧特性による電源電圧の大巾な
低下で、サーボ゛回路か正常に作動しなくなることがあ
る。これは速度情報を電圧レベルに変換する処理回路部
において電圧マージンが少なくなるために、変更された
速度情報電圧のダイナミックレンジが著しく狭められる
ことが□−因であると考えられる。BACKGROUND ART AND PROBLEMS Pocketable electronic devices such as cassette tape recorders and cassette tape players are required to operate with a single built-in battery and without a Do-DO converter in order to reduce the size of the device. The constant speed servo circuit of the drive motor of a Totoroga cassette tape recorder is generally constructed on the assumption that a constant power supply voltage is supplied, so a large drop in the power supply voltage due to the voltage reduction characteristics of dry batteries can cause The servo circuit may not operate properly. This is considered to be because the dynamic range of the changed speed information voltage is significantly narrowed because the voltage margin in the processing circuit that converts the speed information into a voltage level is reduced.
発明の目的
本発明は上述の問題にかんがみ、乾電池１本のような低
電源電圧でも正常に作動するモータ速度サーボ回路を提
供することを目的とする。OBJECTS OF THE INVENTION In view of the above-mentioned problems, an object of the present invention is to provide a motor speed servo circuit that operates normally even with a low power supply voltage such as a single dry battery.
発明の概要
本発明の速度サーボ回路は、回転速度に比例した周波数
の速度検出信号に基いてＰＷＭ信号を発生させ、このＰ
ＷＭ信゛号を積分回路で平滑して速度制御信号を得るよ
うになっていて、上記ＰＷＭ信号に対応した電流出力に
電圧−電流変換を行ってから積分平滑して速度制御信号
を得るように構成されている。この構成により、速度情
報の処理過程でそのダイナミックレンジが電源電圧の影
響を受けるこさが無くなり、従って乾電池１本のような
低電源電圧でも支障なく動作させることができる。Summary of the Invention The speed servo circuit of the present invention generates a PWM signal based on a speed detection signal with a frequency proportional to the rotational speed, and
The speed control signal is obtained by smoothing the WM signal with an integrating circuit, and the speed control signal is obtained by performing voltage-current conversion on the current output corresponding to the PWM signal and then performing integral smoothing. It is configured. With this configuration, the dynamic range is not affected by the power supply voltage during the speed information processing process, and therefore, it can be operated without any problem even with a low power supply voltage such as a single dry battery.
実施例 以下本発明の構成を実施例を参照して説明する。Example The configuration of the present invention will be explained below with reference to examples.
第１図は一般的な周知のモータ速度サーボ回路であって
、第２図はその動作波形図である。第１図で、モータ軸
又はその負荷の回転軸に結合された周波数発電機（ＦＧ
）１から得られる速度検出信号は、アンプ２で第２図Ａ
のパ／Ｌｊスに整形さイＬこのパルスでトランジスタＱ
１がスイッチ跳動される。トランジスタＱ１のコレクタ
には抵抗Ｒ１及びコンデンサ０１から成る時定数回路が
結合され、第２図Ｂの三角波が形成される。この三角波
をコンパレータ３によって一定基準しベルＥでスライス
することにより、速度情報（周波数）をパルス巾に変換
した第３図ＣのＰＷＩＪ波が得られる。FIG. 1 shows a commonly known motor speed servo circuit, and FIG. 2 shows its operating waveform diagram. In Figure 1, a frequency generator (FG) coupled to the motor shaft or the rotating shaft of its load
)1, the speed detection signal obtained from
This pulse is shaped into the path /Lj of the transistor Q.
1 is switched. A time constant circuit consisting of a resistor R1 and a capacitor 01 is connected to the collector of the transistor Q1, and the triangular wave shown in FIG. 2B is formed. By slicing this triangular wave using a comparator 3 as a constant reference and using a bell E, a PWIJ wave shown in FIG. 3C, in which velocity information (frequency) is converted into a pulse width, is obtained.
このＰＷＭ波を抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２で積分するこ
とにより、第２図りのサーボ霜、圧Ｓｖが形成される。By integrating this PWM wave with the resistor R2 and the capacitor C2, the second servo frost and pressure Sv are formed.
このサーボ電圧をアンプ４及び制御トランジスタＱ２を
介してモータ５に与えることにより、定速制御が行われ
る。Constant speed control is performed by applying this servo voltage to the motor 5 via the amplifier 4 and control transistor Q2.
第１図の従来回路は既述のように、電源電圧が低下する
と、周波数−電圧変換によって得られた速度電圧のダイ
ナミックレンジが狭められて、定速制御性能が著しく低
下する。As described above, in the conventional circuit shown in FIG. 1, when the power supply voltage decreases, the dynamic range of the speed voltage obtained by frequency-voltage conversion is narrowed, and the constant speed control performance is significantly degraded.
次に第３図は本発明の実施例のモータ速度サーボ回路で
、第１図と同じ部分には同じ符号が付されている。この
実施例では、コンパレータ３から得られる第２図ＣのＰ
ＷＭ信号を才ず電圧−電流変換回路６に与えて、電流パ
ルスに変換し、その電流出力をオペアンプ１及び抵抗几
３、コンデンサＣ３から成る積分回路８で積分平滑して
いる。Next, FIG. 3 shows a motor speed servo circuit according to an embodiment of the present invention, in which the same parts as in FIG. 1 are given the same reference numerals. In this embodiment, P of FIG. 2C obtained from the comparator 3 is
The WM signal is applied to a voltage-current conversion circuit 6 to convert it into a current pulse, and the current output is integrated and smoothed by an integrating circuit 8 comprising an operational amplifier 1, a resistor 3, and a capacitor C3.
この電圧−電流変換により、速度１ｈ報のダイナミック
レンジが大巾に改善され、低電圧でも良好なサーボ特性
が得られる。即ち、電池電圧が例えば０．８Ｖに低下し
た場合、サーボ回路を構成するトランジスタの最小限必
要な電圧は０．６〜０．７■（ベース−エミッタバイア
ス）であるから、速度情報のダイナミックレンジは残り
の高々０．１〜０．２■となる。一方、実施例の如くに
電圧−電流変換を行えば、速度情報に対応した電流は電
源電圧の影響を受けることが無いので、低電圧時にも正
常に動作する。This voltage-to-current conversion greatly improves the dynamic range of the 1-h speed signal, and provides good servo characteristics even at low voltages. In other words, when the battery voltage drops to, for example, 0.8V, the minimum required voltage for the transistors constituting the servo circuit is 0.6 to 0.7cm (base-emitter bias), so the dynamic range of speed information is The remaining amount is at most 0.1 to 0.2 ■. On the other hand, if voltage-current conversion is performed as in the embodiment, the current corresponding to the speed information will not be affected by the power supply voltage, so it will operate normally even at low voltage.
積分回路８の出力は所定レベルを中心にして速度情報に
応じて変化する速度電圧情報である。この電圧は抵抗几
４〜Ｒ７、基準電圧源■及びオペアンプ９から成る電圧
シフト回路１０にて適当なりＯバイアスが付加されてか
ら、抵抗Ｒ８、Ｒ９及びトランジスタＱ２、Ｑ３から成
るドライブ回路１１を経てモータ５に供給される。The output of the integrating circuit 8 is speed voltage information that changes depending on the speed information around a predetermined level. This voltage is applied with an appropriate O bias in a voltage shift circuit 10 consisting of resistors 4 to R7, a reference voltage source 2, and an operational amplifier 9, and then passed through a drive circuit 11 consisting of resistors R8 and R9 and transistors Q2 and Q3. It is supplied to the motor 5.
次に第４図は第３図のサーボ回路を含む２相ブラシレス
モータの駆動回路であって、その主要部はＩＣ化されて
いる。Next, FIG. 4 shows a drive circuit for a two-phase brushless motor including the servo circuit shown in FIG. 3, the main parts of which are integrated circuits.
第３図と同様に、周波数発電機磯１の出力に基いて形成
された三角波は、トランジスタ対Ｑ１０、Ｑｌｌ等から
成るコンパレータ３においてスライスされ、その出力の
ＰＷＭ波は抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、コンデンサＣ４から成
るローパスフィルタ１２でヒゲ状ノイズが取られてから
、ＩＯの端子Ｔ１を介して電圧−電流変換回路６に与え
られる。Similarly to FIG. 3, the triangular wave formed based on the output of the frequency generator Iso 1 is sliced by a comparator 3 consisting of a transistor pair Q10, Qll, etc., and the PWM wave of the output is After whisker-like noise is removed by a low-pass filter 12, the signal is applied to the voltage-current conversion circuit 6 via the IO terminal T1.
電圧−電流変換回路６は、トランジスタ対Ｑ１２、Ｑ１
３の差動アンプ１３を含み、この差動アンプの出力がト
ランジスタＱ１４を介して入力中に全帰還されることに
より、入力のＰＷＭ波に対応した電流パルスがカレント
ミラートランジスタＱ１５を介して取出されるようにな
ってりる。出力電流値はＩＣの端子Ｔ４から与えられる
一定電圧５ＴＢ（Ｑ１２のベース）をトランジスタＱ１
４のコレクタ抵抗負荷で割った値であり、電圧８ＴＢが
一定であるから、くの電流値は箪飾市１圧の変動に影響
されることが無く、従って速度情報に応じてそのパルス
巾のみが変化するＰＷＭ変調された電流パルスが導出さ
れる。The voltage-current conversion circuit 6 includes a transistor pair Q12, Q1
The output of this differential amplifier is fully fed back into the input via a transistor Q14, so that a current pulse corresponding to the input PWM wave is taken out via a current mirror transistor Q15. It's becoming more and more. The output current value is a constant voltage of 5TB (base of Q12) given from terminal T4 of the IC, and transistor Q1.
Since the voltage 8TB is constant, the current value is not affected by fluctuations in the voltage, and therefore only the pulse width changes depending on the speed information. A PWM modulated current pulse is derived that varies.
次段の積分回路８はこのＰＷＭｍ流パルスを積分して速
度情報電圧を形成する。積分回路８は、トランジスタ対
Ｑ１６、Ｑｌ ？及びトランジスタ対Ｑ１８、Ｔ９から
なる差動アンプ１４．１５を逆相接続したものであって
、互に逆相で駆動されるトランジスタＱ２０、Ｑ２１を
継続結合したブシュプル出力段を備えている。この出力
段の出力信号は端子Ｔ３に導出され、既述の抵抗Ｒ３、
コンデンサＣ３の帰還路を経て端子Ｔ３から差動アンプ
１４．１５の入力に戻されるこ、！：ｊこより積分器が
構成される。トランジスタＱ２２、Ｑ２３は差動アンプ
の出力を接地基準にするシフト回路である。The next-stage integration circuit 8 integrates this PWMm flow pulse to form a speed information voltage. The integrating circuit 8 includes a transistor pair Q16, Ql? and a differential amplifier 14.15 consisting of a pair of transistors Q18 and T9 connected in opposite phases, and a bush-pull output stage in which transistors Q20 and Q21 driven in opposite phases are continuously coupled. The output signal of this output stage is led out to the terminal T3, and the already mentioned resistor R3,
It is returned to the input of the differential amplifier 14, 15 from the terminal T3 via the feedback path of the capacitor C3. An integrator is constructed from :j. Transistors Q22 and Q23 are a shift circuit that uses the output of the differential amplifier as a ground reference.
前段の電圧−電流変換回路６のトランジスタＱ１５の出
力電流は抵抗Ｒ３、コンデンサＣ３の帰還回路を流れ、
そのインピーダンスとＱｌ５のコレクタ′亀流との積の
電圧が端子Ｔ３に生ずる。即ち、積分回路８では積分平
滑と共に＊流−電圧変換を行っている。The output current of the transistor Q15 of the voltage-current conversion circuit 6 in the previous stage flows through the feedback circuit of the resistor R3 and the capacitor C3,
A voltage equal to the product of that impedance and the collector current of Ql5 is generated at terminal T3. That is, the integrating circuit 8 performs *current-voltage conversion as well as integral smoothing.
積分回路６の出力は、トランジスタＱ２４．２５から成
る差動アンプ９（オペアンプ）を備える電圧シフト回路
１０に導出される。この差動アンプ９の一方の入力（Ｑ
ｌ４のベース）には一定電圧８ＴＢを抵抗Ｒ５、Ｒ７で
分圧した基準電圧が与えられ、また他方の入力（Ｑｌ５
のベース）には入力抵抗Ｒ４を介して積分回路８の出力
が与えられる。この電圧シフト回路１０の出力段はトラ
ンジスタＱ２６、Ｑ２７のブシュプル回路になっていて
、呻吟りリーーＨ１廻１字季杯でで出力信号が抵抗Ｒ５
を介して差動アンプ９の入力に帰還されて、所定のバイ
アスが付加された電圧シフト出力が端子Ｔ５に導出され
る。なおトランジスタＱ２８、Ｑ２９は差動アンプ９の
一方の出力を接地基準に直すシフト回路であり、また差
動アンプ９の入力における抵抗比Ｒ６／Ｒ７とＲ５／Ｒ
４とは同一となっていて、この抵抗比がゲインとなって
いる。The output of the integrating circuit 6 is led to a voltage shift circuit 10 including a differential amplifier 9 (op-amp) made up of transistors Q24 and Q25. One input of this differential amplifier 9 (Q
A reference voltage obtained by dividing a constant voltage 8TB by resistors R5 and R7 is applied to the base of Ql4, and the other input (base of Ql5
The output of the integrating circuit 8 is applied to the base of the integrator circuit 8 via an input resistor R4. The output stage of this voltage shift circuit 10 is a bush-pull circuit of transistors Q26 and Q27, and the output signal is output from the resistor R5 when the output signal is turned around H1.
A voltage shift output to which a predetermined bias is applied is fed back to the input of the differential amplifier 9 via the terminal T5. Note that the transistors Q28 and Q29 are shift circuits that convert one output of the differential amplifier 9 to the ground reference, and the resistance ratios R6/R7 and R5/R at the input of the differential amplifier 9
4 is the same, and this resistance ratio is the gain.
従って積分回路８の出力電圧と基準電圧ＳＴＢとの電圧
差がゲインＲ５／Ｒ４倍されて対接地に対して適当なバ
イアスが付加された速度制御信号として端子Ｔ５に出力
される。Therefore, the voltage difference between the output voltage of the integrating circuit 8 and the reference voltage STB is multiplied by a gain R5/R4 and outputted to the terminal T5 as a speed control signal with an appropriate bias added to the ground.
端子Ｔ５に導出された速度サーボ電圧は抵抗比１２及び
コンデンサＣ５から成るローパスフィルタ１Ｔを介して
端子Ｔ６からスイッチング段１８に与えられる。このス
イッチング段１８は２相コイルに対応した差動アンプ１
９．２０（）ランジスタ対Ｑ３０、Ｑ３１及びトランジ
スタ対Ｑ３２、Ｑ３３）を備え、各差動アンプ１９．２
０の出力がトランジスタＱ３４、Ｑ３５を介して正入力
に帰還されることにより、各差動アンプ１９．２０の負
入力の信号電圧ｊζ比例した電流が端子ＴＩ、Ｔ８に導
出されるようになっている。The speed servo voltage derived at terminal T5 is applied to switching stage 18 from terminal T6 via a low-pass filter 1T consisting of a resistance ratio 12 and a capacitor C5. This switching stage 18 includes a differential amplifier 1 corresponding to a two-phase coil.
9.20 () transistor pair Q30, Q31 and transistor pair Q32, Q33), each differential amplifier 19.2
By feeding back the output of 0 to the positive input via transistors Q34 and Q35, a current proportional to the signal voltage jζ of the negative input of each differential amplifier 19 and 20 is led to the terminals TI and T8. There is.
各差動アンプ１９．２０の出力はスイッチトランジスタ
Ｑ３６、Ｑ３７によってオン・オフされ、これによって
ロータの回転位置に応じて２相コイルが１８０”交互に
切換通電される。ロータ回転位置はホール素子２１によ
って検出され、差動アンプ２２で整形され、スイッチン
グ信号としてスイッチトランジスタＱ３６に、′また逆
相のスイッチング信号としてインバータ２３を介してス
イッチトランジスタＱ３７に加えられる。これにより、
端子Ｔ７、Ｔｇから各相に対応してスイッチングされ且
つ速度制御信号によって振巾変調された出力が得られる
。The outputs of the differential amplifiers 19 and 20 are turned on and off by switch transistors Q36 and Q37, whereby the two-phase coils are alternately energized by 180" depending on the rotational position of the rotor. The rotor rotational position is determined by the Hall element 21. is detected by the differential amplifier 22, and is applied as a switching signal to the switch transistor Q36, and is applied as a reverse phase switching signal to the switch transistor Q37 via the inverter 23.As a result,
Outputs are obtained from the terminals T7 and Tg which are switched corresponding to each phase and whose amplitude is modulated by the speed control signal.
端子Ｔ７、Ｔ１３の出力はＩＣ外のドライブ回路２４．
２５を介して２相の各コイル２６．２７に供給される。The outputs of terminals T7 and T13 are output from the drive circuit 24. outside the IC.
25 to each of the two-phase coils 26,27.
一方のドライブ回路２４は第３図と同様にトランジスタ
Ｑ２、Ｑ、３から成り、また他方のドライブ回路２５も
同じ構成のトランジスタＱ４、Ｑ５から成っている。One drive circuit 24 is made up of transistors Q2, Q, and 3 as in FIG. 3, and the other drive circuit 25 is also made up of transistors Q4 and Q5 having the same configuration.
発明の効果
本発明は上述の如く、回転速度情報によって変態された
ＰＷＭ信号を電流信号−ζ変換してから積分平滑して速
度制御信号を得るようにしたから、ＰＷＭ信号を速度制
御信号に変換する処理過程において、電源電圧が低いこ
とによって速度情報′１ニ圧の変化中（ダイナミックレ
ンジ）がｔｔｉｌｌ限を受けることが無く、従って乾電
池１本のような低電圧電源でも支障無く動作させること
が可能である。Effects of the Invention As described above, the present invention converts the PWM signal transformed by the rotational speed information into a current signal -ζ and then performs integral smoothing to obtain the speed control signal. Therefore, the PWM signal is converted into the speed control signal. In the process of processing, the speed information '1 and pressure change (dynamic range) is not limited by ttill due to the low power supply voltage, and therefore it can be operated without problems even with a low voltage power supply such as a single dry battery. It is possible.
第１図は従来のモータ速度サーボ回路の回路図、第２図
は第１図の動作波形図、第３図は本発明の実施例を示す
モータ速度サーボ回路の回路図、第４図は第３図のサー
ボ回路を含む２相ブラシレスモータの駆動回路の回路図
である。
なお図面に用いられた符号において、
１ ・・・・・・・・・・・・・・・周波数発電機３
・・・・・・・・・・・・・・・コンパレータ６・・・
・・・・・・・・・・・・電圧−電流要換回路８・・・
・・・・・・・・・・・・積分回路１１・・・・・・・
・・・・・・・・ ドライブ回路である。
代理人 土産 勝
Ｉ 常包芳男FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional motor speed servo circuit, FIG. 2 is an operation waveform diagram of FIG. 1, FIG. 3 is a circuit diagram of a motor speed servo circuit showing an embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 4 is a circuit diagram of a two-phase brushless motor drive circuit including the servo circuit of FIG. 3; In addition, in the symbols used in the drawings, 1 ・・・・・・・・・・・・・・・ Frequency generator 3
・・・・・・・・・・・・Comparator 6...
・・・・・・・・・Voltage-current switching circuit 8...
......Integrator circuit 11...
・・・・・・・・・ Drive circuit. Agent Souvenir Katsu I Yoshio Tsuneko
Claims (1)
ＷＭ信号を発生させ、このＰＷＭ信号を積分回路で平滑
して速度制御信号を得るようにＬ７た速度サーボ回路に
おいて、上記ＰＷＭ信号に対応した電流出力を得る電圧
−電流変換回路を具備し、この電圧−電流変換回路の出
力を上記積分回路に与えて速度制御信号を得るようＩこ
した速度サーボ回路。Based on the speed detection signal Iζ with a frequency proportional to the rotation speed, P
The speed servo circuit L7 generates a WM signal and smoothes this PWM signal with an integrating circuit to obtain a speed control signal, and is provided with a voltage-current conversion circuit that obtains a current output corresponding to the PWM signal. A speed servo circuit in which the output of the voltage-current conversion circuit is applied to the integration circuit to obtain a speed control signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59067252A JP2746574B2 (en) | 1984-04-04 | 1984-04-04 | Speed servo circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59067252A JP2746574B2 (en) | 1984-04-04 | 1984-04-04 | Speed servo circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60213283A true JPS60213283A (en) | 1985-10-25 |
| JP2746574B2 JP2746574B2 (en) | 1998-05-06 |
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ID=13339550
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP59067252A Expired - Fee Related JP2746574B2 (en) | 1984-04-04 | 1984-04-04 | Speed servo circuit |
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| JP (1) | JP2746574B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110381619A (en) * | 2018-04-13 | 2019-10-25 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | Electromagnetic heater and its control method, device |
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- 1984-04-04 JP JP59067252A patent/JP2746574B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2746574B2 (en) | 1998-05-06 |
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