JPS60210186A - Control system of synchronous motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To control with prefereble characteristics by previously storing a phase difference between a current command and an armature current, sequentially reading out the data of the phase difference with respect to the rotating speed, and advancing the phase of the current command in accordance with the data of the phase difference. CONSTITUTION:A table forming circuit 17 rotates a synchronous motor 14 without correcting a phase delay, obtaines a phase difference DELTAtheta from a current command Lw* and an armature current Iw, and stores the phase difference DELTAtheta(f) corresponding to the frequency (f) as an address in an area in a RAM within a vector controller 12 as a table. A vector controller 1 inputs the direction theta of a main magnetic flux from a pole position detector 15 and a rotating speed N from a speed detector 16 to obtain a phase delay DELTAtheta from the table stored in the RAM, and outputs current commands Iv*, Iv*, Iw* of the phases in which the phases are advanced by the phase delay theta.

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明は、同期電動機の主磁束の回きを検出し、電機子
電流を主磁束と直交するように制御する同期電動機の制
御方式に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field] The present invention relates to a control method for a synchronous motor that detects the rotation of the main magnetic flux of the synchronous motor and controls the armature current so as to be orthogonal to the main magnetic flux.

〔従来技術〕[Prior art]

同期電動機の発生トルクＴは、次式 ％式％（１） で表わされる。ただし、ｋは比例定数、φは主磁束の大
きさ、■は電機子電流の大きさ、δは負荷角である。し
たがって、負荷角δ−０とすると、式（１）は Ｔ＝ｋ・φ・Ｉ　・・・・・・・・（２）となり、直流
電動機の発生トルクの式と同じになる。すなわち、主磁
束の向きと電機子電流工の向きを常に直交させておけば
、直流電動機と同じように同期電動機を制御することが
できる。The generated torque T of the synchronous motor is expressed by the following formula % formula % (1). Here, k is a proportionality constant, φ is the magnitude of the main magnetic flux, ■ is the magnitude of the armature current, and δ is the load angle. Therefore, when the load angle is δ-0, equation (1) becomes T=k·φ·I (2), which is the same as the equation for the torque generated by a DC motor. That is, if the direction of the main magnetic flux and the direction of the armature current are always orthogonal, a synchronous motor can be controlled in the same way as a DC motor.

第１図は上記のような制御方式の同期電動機の制御系の
ブロック図である。速度増幅器１は速度指令Ｎｒａ（と
速度検出器６からの回転速度Ｎの差を増幅し、電流指令
１ｒｅｆとして出力する。ベクトル開離回路２はこの電
流指令Ｉ　ｒｅｆおよび磁極位置検出器５よりの主磁束
の向きθを人力して、Ｕ、Ｖ。FIG. 1 is a block diagram of a control system for a synchronous motor using the control method described above. The speed amplifier 1 amplifies the difference between the speed command Nra (and the rotational speed N from the speed detector 6) and outputs it as a current command 1ref. Manually adjust the direction θ of the main magnetic flux to U, V.

Ｗ各相の電流指令Ｉｕ　、　Ｉｖ　、　Ｉｗを決定し、
電流増幅器乙に出力する。ここで、電機子巻線が第２図
のように配置されているとすると、これら電流指令Ｉｕ
　、　Ｉｖ　、　Ｉｗはそれぞれ、■Ｕ３　Ｉｒｅｆ　
Ｈｃｏｓθ　・・・・・・・・・（３）■枦＝４Ｉｒｅ
ｆ−ＣＯ５（θ−暑π）　・・・・・・・・・（４）Ｉ
ｗ　＝４　Ｉｒｅｔ−ｃｏＳ（θ−（π）・・・・・・
・・・（５）で表わされる。Determine the current commands Iu, Iv, Iw for each phase of W,
Output to current amplifier B. Here, if the armature windings are arranged as shown in Figure 2, these current commands Iu
, Iv, Iw are respectively ■U3 Iref
Hcosθ ・・・・・・・・・(3)■枦=4Ire
f-CO5 (θ-heat π) ・・・・・・・・・(4)I
w = 4 Iret-coS(θ-(π)...
...It is expressed as (5).

電流増幅器６はこれら電流指令ＩＦ　、　ＩＦ　、　語
を増幅して、次式 ％式％（６） （７） （８） で表わされる指令どおりの電機子電流Ｉｕ　、　Ｉｖ　
、　Ｉｗを瞬時に同期電動機４に流す。これにより、電
機子電流Ｉは主磁束と直交する。ところが、同期電動機
４の回転速度Ｎが大きくなると、第６図に示すように、
電流増幅器６以降の系の電機子電流Ｉυ。The current amplifier 6 amplifies these current commands IF, IF, and produces armature currents Iu, Iv according to the commands expressed by the following formulas (6), (7), and (8).
, Iw instantaneously flows to the synchronous motor 4. This causes the armature current I to be orthogonal to the main magnetic flux. However, as the rotational speed N of the synchronous motor 4 increases, as shown in FIG.
Armature current Iυ of the system after current amplifier 6.

Ｉｖ　、　Ｉｗの位相は遅れるので、電機子電流■と主
磁束は直交しなくなる。このように、第１図の制御方式
では、同期電動機４の回転速度Ｎが小さいときは電機子
電流ＩＱ主磁束と直交させることができるが、大きくな
ると直交関係を保てなくなり、発生トルクＴは大きく減
少する。Since the phases of Iv and Iw are delayed, the armature current ■ and the main magnetic flux are no longer orthogonal. In this way, in the control system shown in FIG. 1, when the rotational speed N of the synchronous motor 4 is small, the armature current IQ can be made orthogonal to the main magnetic flux, but when it becomes large, the orthogonal relationship cannot be maintained, and the generated torque T is greatly reduced.

そこで、この問題を解決するために、従来は第４図に示
すような制御系で同期電動機４を制御していた。すなわ
ち、例えば、第５図に示すような、抵抗Ｒ＋　、　Ｒ２
、コンデンサＣＩ　、増幅器ＡＭＰからなる位相進め回
路７を磁極位置検出器５の後段に設け、電機子電流ＩＵ
、　Ｉｖ　、　Ｉｗの位相遅れｔ補償していた。第６図
はこのときの周波数特性を示している。このように、簡
単な回路を追加することにより、同期電！ＩＪ機４な高
速で回転させる場合でも、低速回転時と同様に、直流電
動機なみの良好な制御な行なうことができる。In order to solve this problem, the synchronous motor 4 has conventionally been controlled using a control system as shown in FIG. That is, for example, resistors R+ and R2 as shown in FIG.
, a capacitor CI, and an amplifier AMP are provided downstream of the magnetic pole position detector 5, and the armature current IU is
, Iv, and Iw were compensated for the phase delay t. FIG. 6 shows the frequency characteristics at this time. In this way, by adding a simple circuit, you can create a synchronous electric power! Even when rotating at a high speed such as the IJ machine 4, control as good as that of a DC motor can be performed as in the case of low speed rotation.

しかしながら、これは、電流増幅器６以降の系の周波数
特性が一次特性と近似できる場合に可能であって、近似
できない場合には第５図に示すような簡単な回路では電
機子電流Ｉｕ　、　Ｉｖ　、　Ｉｗの位相遅れを補償す
ることができない回転速度Ｎの領域が生じ、したがって
、そのような領域では電機子電流Ｉｕ　、　Ｉｖ　、　
Ｉｗを主磁束に直交させることができず、直流電動機な
みの良好な制御は望めなかった。However, this is possible if the frequency characteristics of the system after the current amplifier 6 can be approximated to the first-order characteristics; if the frequency characteristics cannot be approximated, then in a simple circuit as shown in FIG. 5, the armature currents Iu, Iv, A region of the rotational speed N arises in which it is not possible to compensate for the phase lag of Iw, and therefore in such a region the armature currents Iu, Iv,
It was not possible to make Iw perpendicular to the main magnetic flux, and it was not possible to achieve control as good as that of a DC motor.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

したがって、本発明の目的は、同期電動機の制御系がど
のような周波数特性をもっていてもすべての回転速度の
領域で電機子電流が主磁束と常に直交して、直流電動機
なみの良好な特性を有する同期電動機のｉＭＪ　！１方
式を提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide a system in which the armature current is always orthogonal to the main magnetic flux in all rotational speed regions, no matter what frequency characteristics the control system of the synchronous motor has, and has good characteristics comparable to those of a DC motor. iMJ of synchronous motors! The objective is to provide one method.

〔発明の構成〕[Structure of the invention]

本発明は、任意の回転速度に対する、電流指令と電機子
電流との位相差を予め記憶する記憶回路な備え、同期電
動機の運転時に前記記憶回路から回転速度に対する位相
差のデータを逐次読出し、この位相差のデータに従って
電流指令の位相な進めるようにしたものである。The present invention includes a memory circuit that stores in advance a phase difference between a current command and an armature current for a given rotation speed, and sequentially reads data on the phase difference for the rotation speed from the memory circuit during operation of a synchronous motor. The phase of the current command is advanced according to the phase difference data.

〔実施例〕〔Example〕

以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。第
７図は本発明の第１の実施例に係る同期電動機の制御方
式を適用した同期電動機の制御系のブロック図である。Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 7 is a block diagram of a synchronous motor control system to which the synchronous motor control method according to the first embodiment of the present invention is applied.

１１は速度増幅器、１２はベクトル制御回路、１６は電
流増幅器、１４は同期電動機、１５は磁極位置検出器、
１６は速度検出器、１７はテーブル作成回路である。11 is a speed amplifier, 12 is a vector control circuit, 16 is a current amplifier, 14 is a synchronous motor, 15 is a magnetic pole position detector,
16 is a speed detector, and 17 is a table creation circuit.

速度増幅器１１は速度指令Ｎｒｅ（と速度検出器１６か
ら得られる実速度Ｎの差である速度誤差を増幅し、電流
指令Ｉ　ｒｅｆとしてベクトル制御回路１２（−出力す
る。The speed amplifier 11 amplifies the speed error, which is the difference between the speed command Nre (and the actual speed N obtained from the speed detector 16), and outputs it as a current command I ref to the vector control circuit 12 (-).

ベクトル制御回路１２は、磁極位置検出器１５から主磁
束の向きθおよび速度検出器１６から回転速度Ｎ（周波
数ｆ）を入力して、電機子電流の位相遅れΔθを周波数
ｆの関数として予めＲ’ＡＭに記憶したテーブルからめ
、位相遅れΔθだけ位相を進めた各相の電流指令Ｉｕ　
、　Ｉｖ、　Ｉｗ、ｌｆｆ−暑■・ｃｏｓ　（θ＋Δθ
（ｆ））　・・・・・・（９）■ツース１．ｃｏｓ（θ
＋Δθ（ｆ）−暑π）　・・・・・・α０）　３ ■ニー且工・ｃｏｓ　（θ＋Δθ（ｆ）−÷π）　・・
曲αυ　３ を出力する。The vector control circuit 12 inputs the direction θ of the main magnetic flux from the magnetic pole position detector 15 and the rotation speed N (frequency f) from the speed detector 16, and calculates the phase delay Δθ of the armature current in advance as a function of the frequency f. 'From the table stored in AM, the current command Iu for each phase is advanced by the phase delay Δθ.
, Iv, Iw, lff−heat■・cos (θ+Δθ
(f)) ・・・・・・(9) ■Tooth 1. cos(θ
+ Δθ (f) - heat π) ......α0) 3 ■knee and cos (θ + Δθ (f) - ÷ π) ・・
Output the song αυ 3.

テーブル作成回路１７は位相遅れΔθを周波数ｆの関数
Δθ（ｆ）としてめる回路で、その内部構成は第８図に
示される。すなわち、同期電動機１４を電機子電流の位
相遅れを補正せずに回転させ、このときの電流指令Ｉｗ
と電機子電流Ｉｗから位相差検出器１７ａで位相差Δθ
をめ、これと同時に周波数ｆをＡ／Ｄ変換器１７ｂでア
ナログ信号に変換し、データ記憶回路１７ｃで周波数ｆ
をアドレスとして対応する位相差Δ０Ｃｆ）を後述する
ベクトル制御回路１２内のＲＡＭ２５内の領域ＴＢＬ直
に第９図のようなテーブルとして記憶する。この操作は
速度零から必要な回転速度まで行なわれる。The table creation circuit 17 is a circuit that calculates the phase delay Δθ as a function Δθ(f) of the frequency f, and its internal configuration is shown in FIG. That is, the synchronous motor 14 is rotated without correcting the phase delay of the armature current, and the current command Iw at this time is
The phase difference Δθ is determined by the phase difference detector 17a from the armature current Iw and the armature current Iw.
At the same time, the A/D converter 17b converts the frequency f into an analog signal, and the data storage circuit 17c converts the frequency f into an analog signal.
The corresponding phase difference Δ0Cf) is stored as an address directly in the area TBL in the RAM 25 in the vector control circuit 12 as a table as shown in FIG. 9, which will be described later. This operation is carried out from zero speed up to the required rotational speed.

第１０図は、ベクトル制御回路１２の内部構成例で、マ
イクロコンピュータとして構成したものである。２０は
パスである。２１１，２１２はそれぞれ主磁束の同きθ
、周波数ｆをアナログ／デジタル変換するＡ／Ｄ変換器
である。２２．　、２２２，２２゜はそれぞれ電流指令
Ｌｅｆ、主磁束の回きθ、周波数ｆのラッチ回路である
。２２４．２２５．２２ａは式（９）　、　ＱＯ）　、
αυを′それぞれ演算してめた電流指令Ｉｆｆ。FIG. 10 shows an example of the internal configuration of the vector control circuit 12, which is configured as a microcomputer. 20 is a pass. 211 and 212 are the same θ of the main magnetic flux, respectively.
, is an A/D converter that converts the frequency f from analog to digital. 22. , 222, and 22° are latch circuits for the current command Lef, the rotation θ of the main magnetic flux, and the frequency f, respectively. 224.225.22a is the formula (9), QO),
Current command Iff obtained by calculating αυ and ′ respectively.

Ｉｖ　、　Ｉｗのラッチ回路である。２３．　、２３□
、　２３３は電流指令Ｉｕ　、　Ｉｖ　、　Ｉｗ　ｆそ
れぞれデジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変換器である
。２４はプログラムおよび第１１図に示すような余弦関
数値のテーブルを領域ＴＢＬ２に格納しているＲＯＭで
ある。２５は第９図に示す位相遅れΔθのテーブルの記
憶およびデータ処理用のＲＡＭである。２６はマイクロ
プロセッサである。This is a latch circuit for Iv and Iw. 23. , 23□
, 233 are D/A converters that perform digital/analog conversion of the current commands Iu, Iv, and Iwf, respectively. 24 is a ROM that stores programs and a table of cosine function values as shown in FIG. 11 in an area TBL2. 25 is a RAM for storing a table of phase delays Δθ shown in FIG. 9 and for data processing. 26 is a microprocessor.

第１２図は第１０図のベクトル制御回路１２においてラ
ッチ回路２２．．２２２，２２３にそれぞれラッチされ
た電流指令Ｉｒｅｆｓ主磁束の回きθ、周波数ｆから、
式（９）、αｏ）、αυで表わされた各相の電流指令Ｉ
ｕ　、　Ｉｖ　、　Ｉｗをめ、それぞれラッチ回路２２
４．２２５．２２ａにラッチするまでのマイクロプロセ
ッサ２６の処理を示すフローチャートである。FIG. 12 shows the latch circuit 22 in the vector control circuit 12 of FIG. ．． From the current command Irefs latched at 222 and 223, the rotation θ of the main magnetic flux, and the frequency f,
Current command I of each phase expressed by equation (9), αo), αυ
u, Iv, Iw, each latch circuit 22
4.225.22a is a flowchart showing the processing of the microprocessor 26 until latching to 4.225.22a.

〈ステップＳｌ〉　ラッチ回路２２１の内容Ｉ　ｒｅｆ
をＲＡＭ２５内の領域ＲＩｒｅｆに転送する。<Step Sl> Contents of the latch circuit 221 I ref
is transferred to the area RIref in the RAM 25.

〈ステップＳ２〉　ラッテ回路２２２の内容θをＲＡＭ
２５内の領域Ｒθに転送する。<Step S2> The contents θ of the latte circuit 222 are stored in the RAM.
The data is transferred to area Rθ within 25.

〈ステップ８３＞　ラッチ回路２２．の内容ｆをＲＡＭ
２５内の領域Ｒｆに転送する。<Step 83> Latch circuit 22. The contents f of
The data is transferred to area Rf within 25.

くステップＳ４＞　ＲＡＭ２５内の領域ＴＢＬ、をＲＡ
Ｍ２５内の領域Ｒｆの内容で参照し、その値をＲＡＭ２
５内の領域ＲΔθに格納する。Step S4> The area TBL in the RAM 25 is set to RA.
Refer to the contents of area Rf in M25 and store the value in RAM2.
It is stored in the area RΔθ within 5.

くステップＳ、）　ＲＡＭ２５内の領域Ｒθの内容と領
域ＲΔθの内容を加算し、その結果を領域Ｒθ＋Δθに
格納する。Step S,) The contents of the area Rθ and the contents of the area RΔθ in the RAM 25 are added, and the result is stored in the area Rθ+Δθ.

〈ステップＳ６＞　ＲＡＭ２５内の領域Ｒθ＋Δθの内
容から２π／３を減算し、その結果を領域Ｒθ＋Δθ−
２π／３ｒ二格糸内する。<Step S6> Subtract 2π/3 from the contents of the area Rθ+Δθ in the RAM 25, and use the result as the area Rθ+Δθ−
2π/3r inside the bilattice thread.

〈ステップＳ７＞　ＲＡＭ２５内の領域　Ｒθ＋Δθの
内容から４π／３を減算し、その結果を領域Ｒθ＋Δθ
−４π／３に格納する。<Step S7> Subtract 4π/3 from the contents of the area Rθ+Δθ in the RAM 25, and use the result as the area Rθ+Δθ.
Store at -4π/3.

〈ステップＳ６）　ＲＯＭ　２４内の余弦関数値テーブ
ルである領域ＴＢＬ２をＲＡＭ２５内の領域Ｒθ十Δθ
の内容で参照し、その値を領域Ｒｃｏｓ　（θ＋Δθ）
に格納する。<Step S6) The area TBL2 which is the cosine function value table in the ROM 24 is converted into the area Rθ+Δθ in the RAM 25.
and its value as the area Rcos (θ+Δθ)
Store in.

くステップＳｏ）　ＲＯＭ　２４内の余弦関数値テーブ
ルである領域ＴＢＬ２をＲＡＭ２５内の領域Ｒθ＋Δθ
−２π／３の内容で参照し、その値を領域Ｒｃｏｓ　（
θ＋ΔＱ−２π／３）　（：ｎ格納する。Step So) The area TBL2 which is the cosine function value table in the ROM 24 is converted into the area Rθ+Δθ in the RAM 25.
-2π/3 content and its value in the area Rcos (
θ+ΔQ-2π/3) (Stores:n.

くステップＳ＋ｏ　：）　ＲＯＭ　２４内の余弦関数値
テーブルである領域ＴＢＬ２をＲＡＭ２５内の領域Ｒθ
＋Δθ−４π／３の内容で参照し、その値を領域Ｒｃｏ
ｓ（θ十Δθ−４π／３）に格納する。Step S+o :) The area TBL2 which is the cosine function value table in the ROM 24 is transferred to the area Rθ in the RAM 25.
+Δθ−4π/3 and set the value to the area Rco.
It is stored in s(θ+Δθ−4π/3).

〈ステップＳ１１）ＲＡＭ２５内の領域Ｒｃｏｓ（θ十
Δθ）の内容に２／３および領域ＲＩｒｅｆの内容を乗
算し、その結果をＲＡＭ２５内の領域ＲＩヨに格納する
。(Step S11) Multiply the contents of the area Rcos (θ+Δθ) in the RAM 25 by 2/3 and the contents of the area RIref, and store the result in the area RIyo in the RAM 25.

〈ステップＳ１２＞　ＲＡＭ２５内の領域Ｒｃｏｓ　（
θ＋Δθ−２π／３）の内容に２／３および領域ＲＩｒ
ｅｆの内容を乗算し、その結果３ＲＡＭ２５内の領域Ｒ
楼に格納する。<Step S12> Area Rcos (
θ+Δθ−2π/3) with 2/3 and area RIr
Multiply the contents of ef, and as a result, the area R in 3RAM25
Store it in the tower.

〈ステップＳ＋３）　ＲＡ　Ｍ　２５内の領域Ｒｃｏｓ
　（θ十Δθ−４π／３）の内容に％および領域ＲＩｒ
ｅ４の内容を乗算し、その結果をＲＡＭ２５内の領域Ｒ
工；に格納する。<Step S+3) Area Rcos in RAM 25
% and area RIr in the content of (θ + Δθ − 4π/3)
Multiply the contents of e4 and store the result in area R in RAM25.
Stored in

〈ステップＳ１４〉　領域Ｒ禮の内容をラッチ回路２２
４に転送する。<Step S14> The contents of the area R are stored in the latch circuit 22.
Transfer to 4.

〈ステップＳ１５〉　領域Ｒ１この内容をラッチ回路２
２、に転送する。<Step S15> Area R1 This content is transferred to latch circuit 2.
Transfer to 2.

〈ステップＳ＋６）領域ＲＩ↓の内容をラッチ回路２２
６に転送する。<Step S+6) The contents of the area RI↓ are transferred to the latch circuit 22.
Transfer to 6.

以上のようにして得られた電流指令Ｉｕ　、　Ｉｖ　、
ＩｗはそれぞれＤ／Ａ変換器２３．．２３□、２６３で
アナログ信号に変換されてベクトル制御回路１２から出
力された後、電流増幅器１６からの電機子電流■υ、　
Ｉｖ　、　Ｉｗと差がとられて電流増幅器１６（二人力
し、式（６）　、　（７）　、　（８）で示す主磁束と
直交した電機子電流工υ、　ｌｖ　、　Ｉｗが出力され
る。The current commands Iu, Iv, obtained as above,
Iw are D/A converters 23. ．． After being converted into an analog signal at 23□ and 263 and output from the vector control circuit 12, the armature current ■υ from the current amplifier 16,
The difference between Iv and Iw is taken, and the current amplifier 16 (operated by two people) outputs armature currents υ, lv, and Iw perpendicular to the main magnetic flux as shown in equations (6), (7), and (8).

なお、Ｗ相の演算に関して ｃｏｓ　（θ−４π／３　）　＝　ｃｏｓθ−ｃｏｓ　
（θ−２π／３）　・・（１２）を利用することにより
ソフトウェアの負担を軽くすることができる。Regarding the calculation of W phase, cos (θ-4π/3) = cosθ-cos
(θ−2π/3) By using (12), the burden on the software can be reduced.

第１６図は本発明の第２の実施例に係る同期電動機の制
御方式を適用した同期電動機の制御系のブロック図であ
る。FIG. 16 is a block diagram of a synchronous motor control system to which the synchronous motor control method according to the second embodiment of the present invention is applied.

６１は速度増幅器、６２はベクトル制御回路、６６は電
流増幅器、６４は同期電動機、６５は磁極位置検出器、
６６は速度検出器、６７はテーブル作成回路である。第
１４図はベクトル制御回路６２の内部構成、第１５図は
第１４図のマイクロプロセッサ４６の処理内容を示すフ
ローチャートである。61 is a speed amplifier, 62 is a vector control circuit, 66 is a current amplifier, 64 is a synchronous motor, 65 is a magnetic pole position detector,
66 is a speed detector, and 67 is a table creation circuit. FIG. 14 is a flowchart showing the internal configuration of the vector control circuit 62, and FIG. 15 is a flowchart showing the processing contents of the microprocessor 46 shown in FIG.

本実施例は第１の実施例においてＵ相とＶ相の電流指令
Ｉｕ　、　Ｉｖをベクトル制御回路６２でめ、Ｗ相の電
流指令ＩＷはＵ相の電流指令Ｉｕと■相の電流指令Ｉｖ
を減算してめるようにしたもので、第１の実施例と比較
してソフトフェア、ノ１−ドクエアとも負担が軽減する
。In this embodiment, in the first embodiment, the current commands Iu and Iv of the U phase and V phase are determined by the vector control circuit 62, and the current command IW of the W phase is determined by the current command Iu of the U phase and the current command Iv of the ■phase.
This reduces the burden on both software and software compared to the first embodiment.

第１６図は本発明の第３の実施例に係る同期電動機の制
御方式を適用した同期電動機の制御系のブロック図であ
る。FIG. 16 is a block diagram of a synchronous motor control system to which a synchronous motor control method according to a third embodiment of the present invention is applied.

５１は速度増幅器、５２はベクトル制御回路、５６は電
流増幅器、５４は同期電動機、５５は磁極位置検出器、
５６は速度検出器、５７はテーブル作成回路である。第
１７図はベクトル制御回路５２の内部構成、第１８図は
第１７図のマイクロプロセッサ６６の処理内容を示すフ
ローチャートである。51 is a speed amplifier, 52 is a vector control circuit, 56 is a current amplifier, 54 is a synchronous motor, 55 is a magnetic pole position detector,
56 is a speed detector, and 57 is a table creation circuit. FIG. 17 is a flowchart showing the internal configuration of the vector control circuit 52, and FIG. 18 is a flowchart showing the processing contents of the microprocessor 66 shown in FIG.

本実施例は同期電動機５４の回転周波数ｆを直接、検出
するのではなく、主磁束の向きθの時間変化より得てい
る。すなわち、同期電動機５４の回転周波数ｆは ｆ＝２π（θ−θ。）／Ｔ　（Ｈｚ） からめられる。ただし、θは今回サンプリングした磁束
の向き（ラジアン）、θ０は前回サンプリングした主磁
束の向き（ラジアン）、Ｔはサンプリング周波数（秒）
である。本実施例によれば、速度検出器５６の信号を受
けとることができない場合でも本発明の目的を達成でき
る。In this embodiment, the rotational frequency f of the synchronous motor 54 is not directly detected, but is obtained from the temporal change in the direction θ of the main magnetic flux. That is, the rotational frequency f of the synchronous motor 54 is expressed as f=2π(θ-θ.)/T (Hz). However, θ is the direction of the magnetic flux sampled this time (radians), θ0 is the direction of the main magnetic flux sampled last time (radians), and T is the sampling frequency (seconds).
It is. According to this embodiment, the object of the present invention can be achieved even when the signal from the speed detector 56 cannot be received.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

本発明によれば、同期電動機の制御系がどのような周波
数特性をもっていても、すべての回転速度の領域で電機
子電流を主磁束に直交させておくことができ、その結果
、直流電動機なみの良好な特性をもった同期電動機の制
御が可能となる。According to the present invention, no matter what frequency characteristics the control system of the synchronous motor has, the armature current can be made orthogonal to the main magnetic flux in all rotational speed regions, and as a result, the armature current can be made perpendicular to the main magnetic flux in all rotational speed regions. It becomes possible to control a synchronous motor with good characteristics.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

夷１図は従来の同期電動機の制御系のブロック図、第２
図は電機子巻線の配置を示す図、第６図は第１図の電流
増幅器６以降の周波数特性を示す図、第４図は位相進め
回路７を有する同期電動機の制御系の従来例のブロック
図、第５図は位相進め回路７の具体回路例、第６図は第
４図の電流増幅器６以降の周波数特性を示す図、第７図
は本発明の＄１の実施例に係る同期電動機の制御方式な
　。 適用した同期電動機の制御系のブロック図、第８図はテ
ーブル作成回路１７の内部構成図、第９図はＲＡＭ２５
内の位相遅れΔθのテーブル、第１０図はベクトル制御
回路１２の内部構成図、第１１図はＲＯＭ２４内の余弦
関数値のテーブノベ第１２図はマイクロプロセラ＋２６
の処理内容を示すフローチャート、第１６図は本発明の
第２の実施例に係る同期電動法の制御方式を適用した同
期電動機の制ｒｉｌｆｌ系のブロック図、第１４図はベ
クトル制御回路３２の内部構成図、第１５図はマイクロ
プロセッサ４６の処理内容を示すフローチャート、第１
６図は本発明の第３の実施例に係る同期電動機の制御方
式を適用した同期電動機の制御系のブロック図、第１７
図はベクトル制碩１回路５２の内部構成図、第１８図は
マイクロプロセッサ６６の処理内容を示すフローチャー
トである。 ２Ｌ　、２１□、４１１，４１２，６１１　：　Ａ／Ｄ
変換器、２２□、２２２，２２３．２’２４，２２５，
２２６，４２．。 ４２２．４２３．４２４．４２５．６２．．６２□、６
２．。 ６２５．６２６：　ラッチ回路、 ２３、．２３２，２３３，４５１，４３□、６６８，６
６２゜６６３　：　Ｄ／Ａ変換器、 ２４．４４，６４　：　ＲＯＭ。 ２５．４５，６５　：　ＲＡＭ、 ２６．４６．６６：マイクロプロセッサ。 第１０図 第１２図Figure 1 is a block diagram of the control system of a conventional synchronous motor, and Figure 2 is a block diagram of the control system of a conventional synchronous motor.
6 shows the arrangement of the armature windings, FIG. 6 shows the frequency characteristics after the current amplifier 6 shown in FIG. 1, and FIG. Block diagram, FIG. 5 is a specific circuit example of the phase advance circuit 7, FIG. 6 is a diagram showing the frequency characteristics after the current amplifier 6 in FIG. 4, and FIG. 7 is a synchronization according to the $1 embodiment of the present invention. Electric motor control method. A block diagram of the control system of the applied synchronous motor, FIG. 8 is an internal configuration diagram of the table creation circuit 17, and FIG. 9 is a diagram of the RAM 25.
10 is an internal configuration diagram of the vector control circuit 12, and FIG. 11 is a table of cosine function values in the ROM 24.
FIG. 16 is a block diagram of the brake rilfl system of a synchronous motor to which the synchronous motor control method according to the second embodiment of the present invention is applied, and FIG. 14 shows the inside of the vector control circuit 32. The configuration diagram and FIG. 15 are flowcharts showing the processing contents of the microprocessor 46.
6 is a block diagram of a synchronous motor control system to which the synchronous motor control method according to the third embodiment of the present invention is applied;
18 is an internal configuration diagram of the vector control 1 circuit 52, and FIG. 18 is a flowchart showing the processing contents of the microprocessor 66. 2L, 21□, 411, 412, 611: A/D
Converter, 22□, 222, 223.2'24, 225,
226,42. . 422.423.424.425.62. ．． 62□, 6
2. . 625.626: Latch circuit, 23,. 232,233,451,43□,668,6
62°663: D/A converter, 24.44,64: ROM. 25.45,65: RAM, 26.46.66: Microprocessor. Figure 10 Figure 12

Claims (1)

【特許請求の範囲】 同期電動機の主磁束の向きを検出し、電機子電流を主磁
束と直交するように制御する同期電動機の制御方式にお
いて、 任意の回転速度に対する、電流指令と電機子′直流との
位相差を予め記・臆する記憶回路な備え、同期電動機の
運転時に前記記憶回路から回転速度（二対する位相差の
データを逐次読出し、この位相差のデータに従って電流
指令の位相を進めるようにしたことを特徴とする同期′
電動機の制御方式。[Claims] In a control method for a synchronous motor that detects the direction of the main magnetic flux of the synchronous motor and controls the armature current so as to be perpendicular to the main magnetic flux, the current command and the armature's direct current for a given rotational speed are A memory circuit is provided to record and store in advance the phase difference between the rotational speed and the rotation speed (two pairs of phase differences) from the memory circuit during operation of the synchronous motor, and the phase of the current command is advanced in accordance with this phase difference data. Synchronization characterized by
Electric motor control method.