JPS6016718A - デジタル式電子同調方式 - Google Patents
デジタル式電子同調方式Info
- Publication number
- JPS6016718A JPS6016718A JP11521884A JP11521884A JPS6016718A JP S6016718 A JPS6016718 A JP S6016718A JP 11521884 A JP11521884 A JP 11521884A JP 11521884 A JP11521884 A JP 11521884A JP S6016718 A JPS6016718 A JP S6016718A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- pll
- circuit
- loop
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
- H03J7/065—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers the counter or frequency divider being used in a phase locked loop
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、放送周波数に対応させたデジタル数値を基に
、可変容量ダイオード（バラクタ）に印加する直流電圧
を電子的に制御して受信機の同調を行うデジタル式電子
同調方式に関する。
、可変容量ダイオード（バラクタ）に印加する直流電圧
を電子的に制御して受信機の同調を行うデジタル式電子
同調方式に関する。
一般に、デジタル式電子同調方式には、大別してＰＬＬ
技術を用いたＰＬＬシンセサイザ方式と、Ｄ／Ａ変換に
よる電圧シンセサイザ方式の２つがある。Ｄ／Ａ変換電
圧シンセサイザ方式は直流電圧で電圧制御型発振器を有
する局部発振回路を制御するため、従来のチーーナー技
術を利用して高Ｓ／Ｎ比が得やすいという利点があるが
、同調精度と安定性に問題がある。一方、ＰＬＬシンセ
サイザ方式は、水晶による基準周波数を基にしたＰＬＬ
ルーズにより受信に必要な局部発振周波数を作り出すた
め、同調の精度と安定性が良い。しかし、ＰＬＬルーズ
の中にある分周器信号の高調波成分やループのゆらぎに
より雑音特性が悪化しやすい傾向にある。
技術を用いたＰＬＬシンセサイザ方式と、Ｄ／Ａ変換に
よる電圧シンセサイザ方式の２つがある。Ｄ／Ａ変換電
圧シンセサイザ方式は直流電圧で電圧制御型発振器を有
する局部発振回路を制御するため、従来のチーーナー技
術を利用して高Ｓ／Ｎ比が得やすいという利点があるが
、同調精度と安定性に問題がある。一方、ＰＬＬシンセ
サイザ方式は、水晶による基準周波数を基にしたＰＬＬ
ルーズにより受信に必要な局部発振周波数を作り出すた
め、同調の精度と安定性が良い。しかし、ＰＬＬルーズ
の中にある分周器信号の高調波成分やループのゆらぎに
より雑音特性が悪化しやすい傾向にある。
ところが、ＰＬＬシン士サイザ方すでは、受信機の同調
精度・）を中間周波段のセラミックフィルターのばらつ
きに左右される場合がある。即ち、放送周波数に対応し
た分周数データをプログラマブルデバイダに設定するだ
けの一般的ＰＬＬグリセット選局では、セラミックフィ
ルタのずれの大きさに関係な（、局部発振周波数が設定
された分周数データに対応した周波数に固定されてしま
うため、ずれが大きいと局部発振周波数が正同調範囲外
に固定されてしまうことがあり、この場合、良質な音を
閤くことは不可能となってしまう。
精度・）を中間周波段のセラミックフィルターのばらつ
きに左右される場合がある。即ち、放送周波数に対応し
た分周数データをプログラマブルデバイダに設定するだ
けの一般的ＰＬＬグリセット選局では、セラミックフィ
ルタのずれの大きさに関係な（、局部発振周波数が設定
された分周数データに対応した周波数に固定されてしま
うため、ずれが大きいと局部発振周波数が正同調範囲外
に固定されてしまうことがあり、この場合、良質な音を
閤くことは不可能となってしまう。
本発明は、斯る点に鑑み、ＰＬＬシンセサイザ方式に電
圧シンセサイザ方式を取り入れることにより、ＰＬＬル
ープを使用したプリセット選局時に、セラミックフィル
ターのずれがあっても、正同調範囲での受信を可能にし
た新規な電子同調方式を提供するものである。
圧シンセサイザ方式を取り入れることにより、ＰＬＬル
ープを使用したプリセット選局時に、セラミックフィル
ターのずれがあっても、正同調範囲での受信を可能にし
た新規な電子同調方式を提供するものである。
以下、実施例に基づき、図面を参照しながら説明する。
第１図において、（〃は一般的なＦＭ受信機であり、ア
ンテナ（２）に受信された信号は、ラジオ周波増幅器（
３）で増幅され、混合回路（４）で、中間周波数に変換
された後、中間周波増幅回路（５）で増幅され、更に検
波回路（６）で検波された後、低周波増幅回路は電圧制
御型発振器を有する局部発振回路であり、低域通過フィ
ルタα１）を通して印加される直流電圧の値に応じてそ
の発振周波数が変化する。ａカは、ＦＭ検波回路（６）
からのＳカーブ信号を直流増幅する直流増幅器であり、
Ｑ３１は２値のスレッシュホールドレベルを有する比較
器を含み、直流増幅器０２１の出力に対応した３値のデ
ジタル値（第１の状態″Ｈ”ｖ ヘ／ｌｚ 、 Ｊ ２
）状Ｄ”Ｌ″レペル、ｆｆ１３（７）状態”ハイイン
ピーダンス”）を発生する第１チヤージポンプである。
ンテナ（２）に受信された信号は、ラジオ周波増幅器（
３）で増幅され、混合回路（４）で、中間周波数に変換
された後、中間周波増幅回路（５）で増幅され、更に検
波回路（６）で検波された後、低周波増幅回路は電圧制
御型発振器を有する局部発振回路であり、低域通過フィ
ルタα１）を通して印加される直流電圧の値に応じてそ
の発振周波数が変化する。ａカは、ＦＭ検波回路（６）
からのＳカーブ信号を直流増幅する直流増幅器であり、
Ｑ３１は２値のスレッシュホールドレベルを有する比較
器を含み、直流増幅器０２１の出力に対応した３値のデ
ジタル値（第１の状態″Ｈ”ｖ ヘ／ｌｚ 、 Ｊ ２
）状Ｄ”Ｌ″レペル、ｆｆ１３（７）状態”ハイイン
ピーダンス”）を発生する第１チヤージポンプである。
次に、（１４ｊはＰＬＬループであり、（１（ト）は局
部発振周波数を、所定の周波数に分周する分周回路であ
り、（１６）は、プリセットメモリーＪｌηに記憶され
ている）ｉＱ送周波斂に対応する分周数ュータで分周回
路ｆｌ’、Ｊからの出力を更に分周するプログラマブル
デバイダである。０８）は、水晶による基準周波数発生
回路（１！すからの基準周波数とプログラマブルデバイ
ダ（１６）により分周された局部発振周波数の位相を比
較する位相検出回路であり、（イ）は、位相検出回路の
出力に応じた３値のディジタル値（第１の状態”ＩＴ”
レベル、第２の状態″Ｌ”レベル、第３の状態”ハイイ
ンピーダンス”）を発生する第２チヤージポンプである
。
部発振周波数を、所定の周波数に分周する分周回路であ
り、（１６）は、プリセットメモリーＪｌηに記憶され
ている）ｉＱ送周波斂に対応する分周数ュータで分周回
路ｆｌ’、Ｊからの出力を更に分周するプログラマブル
デバイダである。０８）は、水晶による基準周波数発生
回路（１！すからの基準周波数とプログラマブルデバイ
ダ（１６）により分周された局部発振周波数の位相を比
較する位相検出回路であり、（イ）は、位相検出回路の
出力に応じた３値のディジタル値（第１の状態”ＩＴ”
レベル、第２の状態″Ｌ”レベル、第３の状態”ハイイ
ンピーダンス”）を発生する第２チヤージポンプである
。
ここで、局部発振回路αＱと低域３Ｍ通過ィルタ（１１
１は、Ｐ Ｌ 、ＬループとＳカーブ追従ＡＦＣ動作ル
ープとにおいて、共通に使用される。
１は、Ｐ Ｌ 、ＬループとＳカーブ追従ＡＦＣ動作ル
ープとにおいて、共通に使用される。
Ｐ Ｌ Ｌ ｆ＃Ｊ作とＳカーブ追従ＡＦＣ動作との切
換えは、制御回路（２１）から発生するスイッチ切換信
号（Ｐ／Ｓ）により制御されるスイッチ（２急によって
行われる。
換えは、制御回路（２１）から発生するスイッチ切換信
号（Ｐ／Ｓ）により制御されるスイッチ（２急によって
行われる。
（２３は、Ｐ Ｌ Ｌループが、ロックしたことを検出
する口７り検出回路であり、因１は、放送信号の有無を
検出するため中間周波の信号レベルを検出するＩＦレベ
ル検出回路である。又（２５）はチャンネルキー、（ハ
）はアドレスデコーダであり、プリセット選局時は、チ
ャンネルキー（２湯をオンすると、指定されたアドレス
のプリセットメモリー〇ηの内容がプログラマブルデバ
イダＱ６１１Ｃ送られ、選局動作が行なわれる。
する口７り検出回路であり、因１は、放送信号の有無を
検出するため中間周波の信号レベルを検出するＩＦレベ
ル検出回路である。又（２５）はチャンネルキー、（ハ
）はアドレスデコーダであり、プリセット選局時は、チ
ャンネルキー（２湯をオンすると、指定されたアドレス
のプリセットメモリー〇ηの内容がプログラマブルデバ
イダＱ６１１Ｃ送られ、選局動作が行なわれる。
さらに、（２７）はアップキー、（２唱まダウンキーで
、チャンネルキーＱつオフ時には、プログラマブルデバ
イダ（１６）にセットする分周数データを、それぞれ、
インクリメント（＋１）、デクリメント（−１）するも
のであり、この状態で書き込みキー（２！９と、チャン
ネルキー（ハ）をオンすると、インクリメント又はデク
リメントされた分周数データがアドレスデコーダ（ホ）
で指定されたアドレスのプリセットメモリーａＤに記憶
される。
、チャンネルキーＱつオフ時には、プログラマブルデバ
イダ（１６）にセットする分周数データを、それぞれ、
インクリメント（＋１）、デクリメント（−１）するも
のであり、この状態で書き込みキー（２！９と、チャン
ネルキー（ハ）をオンすると、インクリメント又はデク
リメントされた分周数データがアドレスデコーダ（ホ）
で指定されたアドレスのプリセットメモリーａＤに記憶
される。
以下、本発明の動作を図面に基づいて説明する。
先ず、チャンネルキー（ハ）をオンすると、指定された
グリセノドメモリー〇ηの内容がプログラマブルデバイ
ダθＱにセントされ、同時に制御回路（２１）から−ス
イッチ（２２）にスイッチ切換信号（Ｐ／Ｓ ）が加え
られ、第１図の点Ｐ側へ回路が接続されて、ＰＬＬルー
プが形成される。
グリセノドメモリー〇ηの内容がプログラマブルデバイ
ダθＱにセントされ、同時に制御回路（２１）から−ス
イッチ（２２）にスイッチ切換信号（Ｐ／Ｓ ）が加え
られ、第１図の点Ｐ側へ回路が接続されて、ＰＬＬルー
プが形成される。
このため、局部発振周波数は、分周回路（１５１とプロ
グラマブルデバイダ（１Ｇ）により分周され、位相検出
回路（１８）の第１入力端子に加えられる。他方、位（
１１検出回路（１８１の第２入力端子には、基準周波数
発生回路（（特の基準周波数が加えられ、両人力信号の
位ｍ及び周波数の比較が行われる。
グラマブルデバイダ（１Ｇ）により分周され、位相検出
回路（１８）の第１入力端子に加えられる。他方、位（
１１検出回路（１８１の第２入力端子には、基準周波数
発生回路（（特の基準周波数が加えられ、両人力信号の
位ｍ及び周波数の比較が行われる。
、ロ６６体的には、第２図のタイミングヂャートに示（
ように、分周された局部発振周波数（ｆｐ）が基準周波
数（ｆｏ）よりも位相が進んでいる場合は、ｆ＼Ｙ相（
α出回路（へ）の第１出力信号（Ｕｌが″Ｌルベルを発
生し、位相が遅れている場合は、第２出力信！ｊ（１）
ｌがＴＩ”レベルを発生する。従って、位相が一致する
と、第１出力信号（Ｕが”Ｈ″レベル第２出力信号σ）
）が”Ｌ １１レベルとなる。
ように、分周された局部発振周波数（ｆｐ）が基準周波
数（ｆｏ）よりも位相が進んでいる場合は、ｆ＼Ｙ相（
α出回路（へ）の第１出力信号（Ｕｌが″Ｌルベルを発
生し、位相が遅れている場合は、第２出力信！ｊ（１）
ｌがＴＩ”レベルを発生する。従って、位相が一致する
と、第１出力信号（Ｕが”Ｈ″レベル第２出力信号σ）
）が”Ｌ １１レベルとなる。
そして、位相検出回路Ｑ８）の第１出力信号（Ｕｌ及び
第２出力信号［Ｆ］に応じて第２チヤージポンプＣ４１
＋＋は３値のデジタル値を発生し、このデジタル値が低
域通過フィルタ０１）により、Ｄ／Ａ変換されて、直流
電圧として、局部発振回路００）及びラジオ周波増幅回
路（３）のバラクタに印加される。このｊｆｆ流′醒圧
のレベルにより、局部発振周波数が決定される。
第２出力信号［Ｆ］に応じて第２チヤージポンプＣ４１
＋＋は３値のデジタル値を発生し、このデジタル値が低
域通過フィルタ０１）により、Ｄ／Ａ変換されて、直流
電圧として、局部発振回路００）及びラジオ周波増幅回
路（３）のバラクタに印加される。このｊｆｆ流′醒圧
のレベルにより、局部発振周波数が決定される。
ここで、第２チヤージポンプＣυの具体例をｆＪ３図妬
示す。図示のように、第２チヤージポンプ（イ）は、Ｐ
チャンネルＭＯ８）ランジスタ（Ｐ−ＭＯ８と略す）と
、ｎチャンネルＭＯ８）ランジスタ（ｎ−ＭＯ８と略す
）で構成されており、位相検出回路Ｑ８の第１出力信号
（Ｕｌが６Ｈ″で、第２出７］信号（ＤＩＩＯＪ″−”
Ｌ”の場合は、Ｐ −ＭＯＳ及びｎ −ＭＯ８が共にオ
フとなり、出力を”ハイインピーダンス”とし、第１出
力信号（Ｕｌ、ｆｆ１２出力信号（Ｉ））が共に”Ｈ”
の場合は、Ｐ’−ＭＯ８がオン、ｎ −ＭＯ８がオフと
なり”■（”レベルを、第１出力信号（財）、第２出力
信号（Ｄが共に、”Ｌ″の場合は、Ｐ−ＭＯ８がオフ、
ｎ−ＭＯ８がオンとなり ｎ 、、 Ｉ＋レベルを出力
する。即ち、第２チヤージポンプ□□□の出力信’ｆ（
Ｃ２）は、第２図０１に示すように、分１、Ｊされた局
部発振周波数（ｆｐ）が、基準周波数（ｆｏ）よりも位
相が遅れている場合は、第１の状態″１１″レベル、位
相が進んでいる場合は第２の状態″Ｔ、 Ｉ＋レベル、
位相が一致している場合は、１朽３の状態”ハイインピ
ーダンス”となる。
示す。図示のように、第２チヤージポンプ（イ）は、Ｐ
チャンネルＭＯ８）ランジスタ（Ｐ−ＭＯ８と略す）と
、ｎチャンネルＭＯ８）ランジスタ（ｎ−ＭＯ８と略す
）で構成されており、位相検出回路Ｑ８の第１出力信号
（Ｕｌが６Ｈ″で、第２出７］信号（ＤＩＩＯＪ″−”
Ｌ”の場合は、Ｐ −ＭＯＳ及びｎ −ＭＯ８が共にオ
フとなり、出力を”ハイインピーダンス”とし、第１出
力信号（Ｕｌ、ｆｆ１２出力信号（Ｉ））が共に”Ｈ”
の場合は、Ｐ’−ＭＯ８がオン、ｎ −ＭＯ８がオフと
なり”■（”レベルを、第１出力信号（財）、第２出力
信号（Ｄが共に、”Ｌ″の場合は、Ｐ−ＭＯ８がオフ、
ｎ−ＭＯ８がオンとなり ｎ 、、 Ｉ＋レベルを出力
する。即ち、第２チヤージポンプ□□□の出力信’ｆ（
Ｃ２）は、第２図０１に示すように、分１、Ｊされた局
部発振周波数（ｆｐ）が、基準周波数（ｆｏ）よりも位
相が遅れている場合は、第１の状態″１１″レベル、位
相が進んでいる場合は第２の状態″Ｔ、 Ｉ＋レベル、
位相が一致している場合は、１朽３の状態”ハイインピ
ーダンス”となる。
ところで、分周された局部発振周波数（ｆｐ）と、基準
周波数（ｆｏ）を一致させるためには、前記周波数（ｆ
ｐ）が基準周波数（ｆＯ）より位相が進んでいる場合は
、周波数（ｆｐ）を下げ、位相が遅れている場合は、周
波数（ｆｐ）を上げる必要がある。
周波数（ｆｏ）を一致させるためには、前記周波数（ｆ
ｐ）が基準周波数（ｆＯ）より位相が進んでいる場合は
、周波数（ｆｐ）を下げ、位相が遅れている場合は、周
波数（ｆｐ）を上げる必要がある。
従って本実施例においては、第２チヤージボング（２１
１１の”Ｌ”レペルイホ号に対応した直流電圧により、
局、ｔＩＳ発振周波数をＦけ、”Ｈ”レベル信号に対応
した直流電圧により局部発振周波数を上げることによっ
て、周波数（ｆｐ）とノ、９準周波数（ｆＯ）を一致さ
せろことができる。
１１の”Ｌ”レペルイホ号に対応した直流電圧により、
局、ｔＩＳ発振周波数をＦけ、”Ｈ”レベル信号に対応
した直流電圧により局部発振周波数を上げることによっ
て、周波数（ｆｐ）とノ、９準周波数（ｆＯ）を一致さ
せろことができる。
以上のようなＩ） Ｌ Ｌ動作によって、Ｐ Ｌ Ｌル
ープは、ロックされ安定状態となって、選局動作は）ｒ
′、了する。尚、この時点で低域通過フィルター〇ｌｌ
ＫはＰＬＬ動作により得られた選局電圧が記憶されてい
る。
ープは、ロックされ安定状態となって、選局動作は）ｒ
′、了する。尚、この時点で低域通過フィルター〇ｌｌ
ＫはＰＬＬ動作により得られた選局電圧が記憶されてい
る。
ここで、ＰＬＬループがロックすると、ロック検出回路
（ハ）から出力信号が発生するが、この状態で放送信号
が有ればＩＦレベル検出回路Ｃ２４１からＳＤ倍信号発
生する。すると、制御回路（２１１からはスイッチ＠に
スイッチ切換信号（Ｐ／Ｓ）が加えられて、回路は、Ｓ
側に接続され、ＰＬＬ動作から、Ｓカーブ追従ＡＦＣ動
作に切換えられる。
（ハ）から出力信号が発生するが、この状態で放送信号
が有ればＩＦレベル検出回路Ｃ２４１からＳＤ倍信号発
生する。すると、制御回路（２１１からはスイッチ＠に
スイッチ切換信号（Ｐ／Ｓ）が加えられて、回路は、Ｓ
側に接続され、ＰＬＬ動作から、Ｓカーブ追従ＡＦＣ動
作に切換えられる。
Ｓカーブ追従ＡＦＣ動作では、先ず、検波回路（６）の
Ｓカーブ信号が、直流増幅器ａ渇で増幅され、第１チヤ
ージポンプ０３に加えられる。第１チヤージボング０は
、２値のスレッシュホールドレベル■、い■Ｉｌ、Ｉ（
■、Ｌ〉■８．ｌ）を有し、第４図に示すようＫ、直流
増幅されたＳカーブ信号（■、）が第１算レッジ−ホー
ルドレベルＶ、Ｌ、ｌ：す高いｆ４ 合、 Ｆ１オペア
ンプ（至）及び第２オペアンプＣ３１）の出力は、共に
”Ｌ”となり、Ｐ−ＭＯ８はオン、ｎ −ＭＯ８はオフ
する。従って、第１チヤージポンプＱ３１はＨ”レベル
を出力する。又Ｓカーブ信号（Ｖ、）がスレッシ−ボー
ルドレベル（Ｖｓｂ））−（Ｖ＋＋＋り（’）間にノ・
ンろ」２！ｈ合は、・１５１号−ベアング（３（９の出
力は°’ ＋１ ”であるから、Ｐ−ＭＯ８はオフ、第
２オペアングぐ）１）の出力はＬ”であるから、ｎ−Ｍ
Ｏ８もオフ、よって第１チヤージポンプ（１３）の出力
は”ハイインピーダンス”となる。
Ｓカーブ信号が、直流増幅器ａ渇で増幅され、第１チヤ
ージポンプ０３に加えられる。第１チヤージボング０は
、２値のスレッシュホールドレベル■、い■Ｉｌ、Ｉ（
■、Ｌ〉■８．ｌ）を有し、第４図に示すようＫ、直流
増幅されたＳカーブ信号（■、）が第１算レッジ−ホー
ルドレベルＶ、Ｌ、ｌ：す高いｆ４ 合、 Ｆ１オペア
ンプ（至）及び第２オペアンプＣ３１）の出力は、共に
”Ｌ”となり、Ｐ−ＭＯ８はオン、ｎ −ＭＯ８はオフ
する。従って、第１チヤージポンプＱ３１はＨ”レベル
を出力する。又Ｓカーブ信号（Ｖ、）がスレッシ−ボー
ルドレベル（Ｖｓｂ））−（Ｖ＋＋＋り（’）間にノ・
ンろ」２！ｈ合は、・１５１号−ベアング（３（９の出
力は°’ ＋１ ”であるから、Ｐ−ＭＯ８はオフ、第
２オペアングぐ）１）の出力はＬ”であるから、ｎ−Ｍ
Ｏ８もオフ、よって第１チヤージポンプ（１３）の出力
は”ハイインピーダンス”となる。
次にＳカーブ信号（Ｖ８）が第２スレツシユホールドレ
ベル（Ｖ、□）より低い場合、第１オペアンプＣ３０）
及び第２オペアンズ（３１）の出力は共に” Ｈ′′で
あるから、Ｐ −ＭＯＳはオフし、ｎ−ＭＯ８はオンし
て、第１′ｆ−ヤージボンプ（１３）は、″Ｌ″レベル
を出力する。
ベル（Ｖ、□）より低い場合、第１オペアンプＣ３０）
及び第２オペアンズ（３１）の出力は共に” Ｈ′′で
あるから、Ｐ −ＭＯＳはオフし、ｎ−ＭＯ８はオンし
て、第１′ｆ−ヤージボンプ（１３）は、″Ｌ″レベル
を出力する。
このＩｎ子を図示すると、第５図のように１．Ｋ、す、
弔５図（イ）は、直流増幅されたＳカーブ信号（Ｖ、）
を示し、第５図（ロ）は、第１チヤージポンプ０漕の出
力（Ｃ６）を示す。第５図（イ）においてＡ期間はＳカ
ーブ信号（Ｖ、ｌ）が、■、Ｌより高い場合の第１オペ
アンプ（至）の出力信号（ＳＬ信号）が発生する期間で
あり、Ｃ期間は、Ｓカーブ信号（ＶＲ）が、■□より低
い場合の第２オペアンプ（３１）の出力信号（ＳＨ倍信
号が発生する期間であり、１３ＪＩＪＩ間が正同調期間
である。
弔５図（イ）は、直流増幅されたＳカーブ信号（Ｖ、）
を示し、第５図（ロ）は、第１チヤージポンプ０漕の出
力（Ｃ６）を示す。第５図（イ）においてＡ期間はＳカ
ーブ信号（Ｖ、ｌ）が、■、Ｌより高い場合の第１オペ
アンプ（至）の出力信号（ＳＬ信号）が発生する期間で
あり、Ｃ期間は、Ｓカーブ信号（ＶＲ）が、■□より低
い場合の第２オペアンプ（３１）の出力信号（ＳＨ倍信
号が発生する期間であり、１３ＪＩＪＩ間が正同調期間
である。
図示のように、ＳＬ信号は局部発振周波数が正同調範囲
より低くずれた場合に発生し、この場合第５図（ロ）の
ように、第１チヤージポンプ０３）は、″Ｈ″レベルを
出力する。又、ＳＨ倍信号、局部発振周波数が、正同調
範囲より高くずれた場合に発生し、この場合、第１チヤ
ージポンプ０３）は、Ｌ”レベルを出力し、正同調範囲
においては、第１チヤージポンプ０３）の出力は６ノ・
イインピーダンス”となる。
より低くずれた場合に発生し、この場合第５図（ロ）の
ように、第１チヤージポンプ０３）は、″Ｈ″レベルを
出力する。又、ＳＨ倍信号、局部発振周波数が、正同調
範囲より高くずれた場合に発生し、この場合、第１チヤ
ージポンプ０３）は、Ｌ”レベルを出力し、正同調範囲
においては、第１チヤージポンプ０３）の出力は６ノ・
イインピーダンス”となる。
この第１チヤージポンプ（１３）の出力信号は、低域通
過フィルタ（１１）によって、直流電圧に変換され、こ
の電圧がＰＬＬ動作により得られた選局電圧に加算され
て局部発振回路（１０）及び、ラジオ周波増幅回路（３
）のバラクタに、印加される。従って第２チヤージポン
プＱＯの場合と同様、第１チヤージポンプ０３）の１１
”レベル信号に対応した直流電圧によって、局部発振周
波数を上げ、”Ｌ”レベル信号に対応した直流電圧によ
って、局部発振周波数をＦｒＪ’ることにより、受信機
を正しい同調状態にすることができる。
過フィルタ（１１）によって、直流電圧に変換され、こ
の電圧がＰＬＬ動作により得られた選局電圧に加算され
て局部発振回路（１０）及び、ラジオ周波増幅回路（３
）のバラクタに、印加される。従って第２チヤージポン
プＱＯの場合と同様、第１チヤージポンプ０３）の１１
”レベル信号に対応した直流電圧によって、局部発振周
波数を上げ、”Ｌ”レベル信号に対応した直流電圧によ
って、局部発振周波数をＦｒＪ’ることにより、受信機
を正しい同調状態にすることができる。
即ち、セラミックフィルタにずれがあり、プリセット選
局時のＰＬＬループによる退局動作で、局部発振周波数
が正同調範囲より低い所定の周波数範囲に設定されてし
まった場合は、Ｓ Ｔ、信号により局部発掘周波数が正
同調範囲に引き込まれ、又、正回訓範囲より高い所定の
周波数範囲に設定されてしまった鳴合は、’Ｓ Ｈ信号
により局部発振周波数が正同調範囲に引き込まれるので
、正同調範囲で受信が行なわれることとなる。
局時のＰＬＬループによる退局動作で、局部発振周波数
が正同調範囲より低い所定の周波数範囲に設定されてし
まった場合は、Ｓ Ｔ、信号により局部発掘周波数が正
同調範囲に引き込まれ、又、正回訓範囲より高い所定の
周波数範囲に設定されてしまった鳴合は、’Ｓ Ｈ信号
により局部発振周波数が正同調範囲に引き込まれるので
、正同調範囲で受信が行なわれることとなる。
ところで、プリセット選局後、中間周波が弱電界の時は
、ＩＦレベル検出回路（ハ）は、出力信号（ＳＤ信号）
を発生しないため制御回路（２１）は、放送信号が無い
ことを判定して、スイッチ（２２１によるＳノノーブ追
従ＡＦＣ動作への切換を行わず、Ｆ Ｔ。
、ＩＦレベル検出回路（ハ）は、出力信号（ＳＤ信号）
を発生しないため制御回路（２１）は、放送信号が無い
ことを判定して、スイッチ（２２１によるＳノノーブ追
従ＡＦＣ動作への切換を行わず、Ｆ Ｔ。
Ｌ ｒｕｂ作によって、受信動作を行い、受信の安定性
を確保する。
を確保する。
尚、上記実施例の場合、Ｐ Ｌ Ｌループ、Ｓカーブ追
従ＡＦＣ動作ループにおいて、低域通過フィルタを共用
したが、本発明の主旨はこれらの構成に限定されない。
従ＡＦＣ動作ループにおいて、低域通過フィルタを共用
したが、本発明の主旨はこれらの構成に限定されない。
例えば、各々のループに個別に低域通過フィルタを設け
ても、本発明の電子同調方式を実現できる。
ても、本発明の電子同調方式を実現できる。
更に、実施測知おいては、ＦＭ受信俵に関して説明した
為、Ｓカーブ特性を発生させる特別の回路を設ける必要
がなかったが、ＡＭ受信機に本発明を利用する時は、Ａ
Ｍ中間周波増幅回路と直流増幅回路の間にＳカーブ発生
回路が必要となる。
為、Ｓカーブ特性を発生させる特別の回路を設ける必要
がなかったが、ＡＭ受信機に本発明を利用する時は、Ａ
Ｍ中間周波増幅回路と直流増幅回路の間にＳカーブ発生
回路が必要となる。
本発明によるデジタル式電子同調方式は、上述の如く、
プリセット選局時に、一般的なＰＬＬ選局動作に加えて
、Ｓカーブ追従ＡＦＣ動作を行なうようにしたので、セ
ラミックフィルタにずれがあっても正同調範囲での受信
が可能となり、同調精度が著しく向上する。又、正同調
範囲での受信が可能となるため、従来の如く、特性の極
めて良いセラミックフィルタを使用しなければならない
という制限から解放される。更に、分周数データとして
も放送周波数に厳密に対応したデータを使用しなくても
済むようになり、このため、プリセノドメモリの容射も
削減できる。
プリセット選局時に、一般的なＰＬＬ選局動作に加えて
、Ｓカーブ追従ＡＦＣ動作を行なうようにしたので、セ
ラミックフィルタにずれがあっても正同調範囲での受信
が可能となり、同調精度が著しく向上する。又、正同調
範囲での受信が可能となるため、従来の如く、特性の極
めて良いセラミックフィルタを使用しなければならない
という制限から解放される。更に、分周数データとして
も放送周波数に厳密に対応したデータを使用しなくても
済むようになり、このため、プリセノドメモリの容射も
削減できる。
第１図は、本発明の一実施例のブロック図、第２図（イ
）〜（ホ）は、本発明のＰ Ｌ Ｌ動作時のタイミング
チャート、第３図は、第１図の第２チヤージポンプＣ？
ｆ１）の具体回路例、第４図は、第１図の第１チヤーシ
ボ／プ（１３）の具体回路例、第５図（イ）（ロ）は、
第１図の説明波形図を示す。 主な図番の説明 （±）・・１・゛Ｍ受信機、 （勇・・Ｓカルブ追ｆｉ
ｔ Ａ Ｆ ＣｐＩＪ作ループ、 吋）・Ｐ Ｌ Ｌル
ープ、 （６）・・検波回路、（ｔｌ）・・局ｊ＋ｌ（
全損回路、 （１１）・・低域通過フィルタ、（１３）
・・・第１チヤージポンプ、（ｆｌｉｔ・°・プログラ
−２プルデ・；イタ゛、 （１８）・・・位相検出回路
、 （２（刀・・・第２チヤージボング。 特許出願人 外１名 第１図 ｚｂ ンｂ 第３図 ＶｎＩ′１
）〜（ホ）は、本発明のＰ Ｌ Ｌ動作時のタイミング
チャート、第３図は、第１図の第２チヤージポンプＣ？
ｆ１）の具体回路例、第４図は、第１図の第１チヤーシ
ボ／プ（１３）の具体回路例、第５図（イ）（ロ）は、
第１図の説明波形図を示す。 主な図番の説明 （±）・・１・゛Ｍ受信機、 （勇・・Ｓカルブ追ｆｉ
ｔ Ａ Ｆ ＣｐＩＪ作ループ、 吋）・Ｐ Ｌ Ｌル
ープ、 （６）・・検波回路、（ｔｌ）・・局ｊ＋ｌ（
全損回路、 （１１）・・低域通過フィルタ、（１３）
・・・第１チヤージポンプ、（ｆｌｉｔ・°・プログラ
−２プルデ・；イタ゛、 （１８）・・・位相検出回路
、 （２（刀・・・第２チヤージボング。 特許出願人 外１名 第１図 ｚｂ ンｂ 第３図 ＶｎＩ′１
Claims (1)
- （１） 局部発振回路としての電圧制御発振器を含んで
宿成される受信機において、放送周波数に対応する分周
数データが記憶されたプリセットメモリと、プリセット
選局操作時に前記分周数データが設定されるプログラマ
ブルデバイダを備え、前記分周数データに応じた制御電
圧を前記電圧制御発振器に供給するＰ Ｌ Ｌルーズと
、検波回路からイＩＰられるＳカーブ信号に応じて前記
電圧制御発振器にｆｌｔ制御制御市川を供給し、正同調
範囲より高い所定の周波数範囲及び正同調範囲より低い
所定の周波数範囲における前記局部発振回路の発振周波
数を正量＋＋Ｌ’Ｊ範囲に引き込むＳカーブ追従自動周
波数補正ループと、前記Ｐ Ｊ、 ＬループとＳカーブ
追従自動周波数補正ループを切換えるためのスイッチン
グ手段と、放送信号の有無を検出する検出回路とを有し
、プリセット選局時において、前記ＰＬＬループが安定
状態となったとき、前記検出回路で放送信号の有ること
が検出された際には、前記スイッチング手段を制御して
、前記Ｐ ＬＬループから前記Ｓカーブ追従自動周波数
補正ループへの切換を行なうようにしたことを特徴とす
るデジタル式電子同調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11521884A JPS6016718A (ja) | 1984-06-04 | 1984-06-04 | デジタル式電子同調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11521884A JPS6016718A (ja) | 1984-06-04 | 1984-06-04 | デジタル式電子同調方式 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13398679A Division JPS5657324A (en) | 1979-10-16 | 1979-10-16 | Digital electronic tuning system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6016718A true JPS6016718A (ja) | 1985-01-28 |
| JPS627729B2 JPS627729B2 (ja) | 1987-02-19 |
Family
ID=14657283
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11521884A Granted JPS6016718A (ja) | 1984-06-04 | 1984-06-04 | デジタル式電子同調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6016718A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0273389A2 (en) * | 1986-12-24 | 1988-07-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Channel selection apparatus having automatic frequency compensation for transmission frequency error |
| EP0441593A2 (en) * | 1990-02-05 | 1991-08-14 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
| EP0518086A2 (de) * | 1991-06-08 | 1992-12-16 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Empfängeranordnung |
| US5289506A (en) * | 1990-02-05 | 1994-02-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
| KR100723838B1 (ko) | 2004-12-08 | 2007-05-31 | 한국전자통신연구원 | 주파수 합성 장치 |
-
1984
- 1984-06-04 JP JP11521884A patent/JPS6016718A/ja active Granted
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0273389A2 (en) * | 1986-12-24 | 1988-07-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Channel selection apparatus having automatic frequency compensation for transmission frequency error |
| EP0441593A2 (en) * | 1990-02-05 | 1991-08-14 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
| US5289506A (en) * | 1990-02-05 | 1994-02-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
| EP0518086A2 (de) * | 1991-06-08 | 1992-12-16 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Empfängeranordnung |
| EP0518086A3 (ja) * | 1991-06-08 | 1995-02-15 | Telefunken Electronic Gmbh | |
| KR100723838B1 (ko) | 2004-12-08 | 2007-05-31 | 한국전자통신연구원 | 주파수 합성 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS627729B2 (ja) | 1987-02-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH06343166A (ja) | 高周波受信装置 | |
| JPS627728B2 (ja) | ||
| US5446411A (en) | Frequency tuning for a phase locked loop FM demodulator | |
| JPS61251313A (ja) | 電子同調式ｆｍ受信機 | |
| JPH0715371A (ja) | スーパーへテロダイン方式の送受信方法と送受信機 | |
| JPS6016718A (ja) | デジタル式電子同調方式 | |
| JPH09214327A (ja) | Ａｆｃ型発振回路 | |
| JP2842847B2 (ja) | Ｐｌｌシンセサイザ回路 | |
| US4156255A (en) | Television receiver with synchronous detection and automatic fine tuning | |
| JPH09186587A (ja) | Ｐｌｌ回路 | |
| US6978026B2 (en) | Circuit arrangement for gaining a stereo subcarrier and an RDS carrier | |
| US7221726B2 (en) | Arrangement for generating a decoder clock signal | |
| JPH0156580B2 (ja) | ||
| KR840000227B1 (ko) | 수신기의 동조제어장치 | |
| JPH0342807B2 (ja) | ||
| JP2003198365A (ja) | 発振回路、ｐｌｌ回路及びこれらを用いた受信機 | |
| KR0171048B1 (ko) | 위성 방송 수신기에서의 채널 선국 방법 및 그 장치 | |
| EP1091487B1 (en) | Method and apparatus for eliminating self quieter signals generated in synthesiser receivers | |
| JPH0349473Y2 (ja) | ||
| JPH09102752A (ja) | チューナ装置 | |
| JPH07162272A (ja) | 自動周波数制御回路 | |
| JPS61251314A (ja) | 電子同調式受信機 | |
| JPH0436484B2 (ja) | ||
| JPS6157740B2 (ja) | ||
| JP2810580B2 (ja) | Ｐｌｌ検波回路 |