JPS6016197B2

JPS6016197B2 - 誘導電動機の磁束ベクトル演算器

Info

Publication number: JPS6016197B2
Application number: JP55157091A
Authority: JP
Inventors: 和仁中原; 孝雄柳瀬
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1980-11-10
Filing date: 1980-11-10
Publication date: 1985-04-24
Also published as: DE3144188A1; JPS5783184A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、謎導電動機の高精度な可変速駆動を可能に
する誘導電動機のベクトル制御装置に用いる磁束ベクト
ル演算器の改良に関するものである。

近年、可変周波・可変電圧出力をもつサィリスタ変換装
置の登場と共に、交流電動機の高・性能な可変遠駆動技
術が開発されつつある。

そして誘導電動機について、供給電力が交流でありなが
ら、あたかも直流機であるかのように取り扱うことので
きる新しい速度制御装置として、誘導電動機のベクトル
制御装置が知られるに至っている。この発明は、かかる
ベクトル制御装置に用いられる磁束ベクトル演算器に関
連するものであるので、先ず誘導電動機のベクトル制御
装置についてその大要を説明する。第１図は、誘導電動
機のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図であり
、第２図は誘導電動機の交流理論に基づく空間ベクトル
図（１相分）である。

第１図および第２図を参照する。

第１図に示すベクトル制御装置の基本思想は、第２図の
空間ベクトル図からわかるように、誘導電動機１９の固
定子の起磁力ベクトルに対する固定子電流の空間ベクト
ルｉ．を、磁束ベクトル？２と同一方向の成分ｉＭと直
角方向の成分ｉＴとに分離して各成分を互に独立に制御
することにより、誘導機に直流機と同等の制御性能を持
たせようとするところにある。この場合に成分ｉＭは、
直流機の界磁電流に相当するので励磁分電流と呼ばれ、
ｉＴは直流機の電機子電流に相当するのでトルク分電流
と呼ばれる。第２図のベクトル図では、誘導電動機の回
転軸を原点０とし、固定子ａ相巻線軸をＱ軸、これに直
角な軸を８軸とする固定の直交座標系と、同じ点０を原
点とし磁束軸をＭ軸、これに直角な軸をＴ軸とする回転
する直交座標系とが示されている。固定の直交座標系の
Ｑ軸に対して、固定子電流ベクトルｉ，，磁束ベクトル
？２および回転子ａ相巻線軸はそれぞれ図示の如く、の
，のおよび８の角度を有し、この角度は言うまでもなく
時間と共に変化する角度である。第１図の装置によれば
、磁束の大きさの実際値ぐを目標値◇＊に一致させる働
きをする磁束調節器１１によって励磁分電流の目標値ｉ
Ｍ＊が与えられる。

また、速度検出器（タコダィナモ）２２からの速度実際
値ｎを速度目標値ｎ＊に一致させる働きをする速度調節
器１２が発生するトルク目標値を、割算器１３にて、磁
束実際値◇で割算することによってトルク分電流の目標
値ｉＴ＊をつくり出している。回転する直交座標系上の
２つの互いに直交する成分ｉｗ＊，ｉＴ＊として与えら
れた固定子電流の目標ベクトルは、磁束ベクトル０２の
単位ベクトル（ｃｏｓの，ｓｉｎの）と共にベクトル回
転器１４に導かれる。ベクトル回転器１４は、目標ベク
トル（ｉＭ＊，ｉＴ＊）を磁束単位ベクトル（ｃｏｓの
，ｓｉｎの）の助けにより、Ｑ−３直交座標系の目標ベ
クトル（ｉ，Ｑ＊，ｉ，８＊）に座標変換する。この座
標変換は次式にしたがって行なわれる。

三三さ案≦圭三秦≦帯多≠ｊ；鰭塞き｝ｍさらに目標
値ｉ，Ｑ＊，ｉ，Ｐ＊は相数変換器１５によって次式に
したがって３相の目標値ｉａ＊，ｉｂ＊，ｉｃ＊に変換
される。ｉａ＊＝ｉ，Ｑ＊ｉｂ＊＝−事．Ｑ＊＋参ｉ小
■ ｉ＊−事．Ｑ＊−争桃目標値ｉａ＊，ｉｂ＊，ｉｃ＊はそれぞれ電流調節器１
６ａ，１６ｂ，１６ｃに導かれる。

各調節器１６ａ，１６ｂ，１６ｃは、それぞれ電流検世
器１８ａ，１８ｂ，１８ｃによって検出されるサィクロ
コンバータ１７の各相出力電流実際値ｉａ，ｌｂ，ｉｃ
をそれぞれ目標値ｉａ＊，ｉｂ＊，ｉｃ＊に一致させる
動きをする。このようにして所望のベクトル制御が行な
われるのであるが、今までの説明から分るように、この
ベクトル制御を行なうためには磁束ベクトルで２を検知
する必要がある。

この磁束ベクトルぐ２のＱ−８直交座標系上の互いに直
交する轍成分０２Ｑ，Ｊ２３は、それぞれで２Ｑ＝○
狐Ｓの｝（３） ○２８＝ぐずｉｎのと表わすことができるが、第１図の例では、ベクトル回
転器１４は磁束ベクトル◇２の単位ベクトルのＱ−３軸
成分ｃｏｓＪ，ｓｉｎのを必要とし、また磁束調節器１
１および割算器１３は磁束ベクトルＪ２の大きさのこ相
当する入力を必要とする。

第１図に破線枠２０で示されている装置がこのような磁
束ベクトルを演算により間接的に検出するためのもので
あって、励磁分電流およびトルク分電流の目標値ｉＭ＊
，ｉＴ＊から演算により◇，ｃｏｓのおよびｓｉｎのを
求めていることから、“電流モデル方式”による磁束ベ
クトル演算器と呼ばれている。この磁束ベクトル演算器
２０は、まず誘導電機の固定子回路と回転予回路との間
の相互ィンダクタンスｌｍ′に相当するゲインと誘導機
の回転子回路の電気的時定数Ｌに相当する時定数を有す
る−次遅れ要素２０１を備え、この一次遅れ要素２０１
１こ、励磁分電流目標値ｉＭ＊を入力することによって
回転子回路の鎖交磁束ベクトルで２の大きさ０１こ相当
する出力を取り出すことができる。一次遅れ要素２０１
の出力は、既に述べたように、磁束実際値０として磁束
調節器１１および割算器１３に導かれる。さらに、磁束
ベクトル演算器２０は、回転子回路の時定数Ｔ２と相互
ィンダクタンスｌｍ′との比に相当するゲインを有する
比例要素２０２を備えていて、この比例要素２０２の入
力は一次遅れ要素２０１の出力であろうしたがって比例
要素２０２の出力は（Ｔ２ノーｍ′）Ｊである。さらに
割算器２０３が設けられていて、この割算器２０３は、
トルク分電流目標値ｉＴ＊を比例要素２０２の出力（Ｔ
２／ｌｍ）？で割算して、叫号・￥ ‘４１にて表わすことのできるスリップ周波数のｓ，（＝ｄの
ｄｔ−ｄ８／ｄｔ）に相当する出力を発生する。

このスリップ周波数のｓ，に相当する出力は二相積分器
（二相正弦波発振器）２０４に導かれる。二相積分器２
０４は入力電圧のｓｌに相当する周波数と１の大きさを
有する二相正弦波形の出力ｃｏｓ入，ｓｉｎ入を発生す
る。この場合に、山ｓＦｄのｄｔ−ｄ８／ｄｔなる関係
から入ニノのＳ，ｄｔニの一８
｛５１なる関係がある。

二相積分器２０４の出力ｃｏｓ入，ｓｉｎ入は回転子位
置を表わす単位ベクトルｃｏｓａ，ｓｉｎ８と共にベク
トル回転器２０５に導かれる。単位ベクトルｃｏｓａ，
ｓｉｎａは、譲導電動機１９の回転子軸に結合された回
転子位置検出器２１および演算回転子位置演算器３０１
こよって検出される。ベクトル回転器２０５は、Ｃ。

Ｓ入ＣＯＳ〇一Ｓｍ入Ｓｉｎ８Ｓｍ入ＣＯＳＯ十Ｃ。

Ｓ入Ｓｉｎ８弐亀に…き善亭｝（６）なる演算により、単位磁束ベクトルのＱ，８鼠成分ｃｏ
ｓの，ｓｉｎのを発生する。

ベクトル回転器２０５の出力ｃｏｓの，ｓｍの‘ま、既
に述べたようにベクトル回転器１４による座標変換のた
めに用いられる。以上が譲導電動機１９の既知のベクト
ル制御装置の大要である。なお、磁束ベクトル演算器２
０の基本原理を導き出すための譲導機の等価モデルおよ
びそのモデル式の誘導法等については、この発明と直接
の関係がないので説明を省略するが、詳細を知りたけれ
ば１９７ｇ王３月１６印こ電気学会研究会（電力応用研
究会）において「サィクロコンバータ給電交流可変速駆
動方式と変換装置容量Ｊと題して鈴木幹二外２名によ
り発表された資料（ＥＰＡ−７９−３）を参照されたい
。さて、誘導電動機の磁束の演算手法として、主として
電動機端子電圧を測定し、この測定値に対し所定の演算
をおこなうことにより磁束を算出する、いわゆる電圧モ
デル方式と、電動機の固定子電流を測定し、この測定値
に対し電動機の機器定数に関連する所定の演算をおこな
うことにより磁束を算出する、いわゆる電流モデル方式
とが知られている。

第１図に示したベクトル制御装置の構成例では、磁束ベ
クトル演算器２０として、電流モデル方式によるものを
採用した例が解説してある。第３図は、磁束ベクトル演
算器４０として電圧モデル方式によるものを採用したベ
クトル制御装置の構成例を示すブロック図である。

同図において、３１は磁束調節器、３２は速度調節器、
３３と３４はそれぞれ電流調節器、３５と３６はそれぞ
れベクトル回転器、３７は２相・３相変換器、４０は電
圧モデル方式による磁束ベクトル演算器であり、４０１
はベクトルアナライザと称する磁束成分演算器であり、
４０２は積分器、４０３と４０４はそれぞれ３相・２相
変換器である。第３図に示すベクトル制御装置の動作は
、この発明と直後関係がないので、その説明は省略する
が、電圧モデル方式による磁束演算器を用いてもベクト
ル制御装置は構成できることが理解されたであろう。所
で電圧モデル方式の磁束ベクトル演算器によれば、積分
器を使用するため、比較的周波数（磁界の回転角速度）
の高い領域においては正しい磁束の演算を期待できるが
、周波数の低い領域、特に零速度付近という超低速城に
おいては、電動機の端子電圧や各相電流が直流状態にな
り、演算不能に陥るという欠点がある。

他方、電流モデル方式によれば、そのような欠点はない
が、その代り、モデル内に、機器定数として回転子抵抗
に依存する部分があり、回転子抵抗は温度により変化す
るのに対し、モデル内の機器定数をそれに応じて変化さ
せることは実際上困難であるため、電圧モデル方式に比
し、電流モデル方式は演算精度が劣るという欠点をもつ
。そこで、電動機へ供給される電圧・電流の周波数が高
い鏡城トつまり電動機の回転速度が高速度の場合には、
電圧モデル方式に従って磁束を演算し、前記周波数が低
い領域、つまり低速度の場合には電流モデル方式に従っ
て磁束を演算するというように、或る周波数（回転速度
）を境として、電圧モデルと電流モデルを使い分けるの
が、、磁束の演算精度を保つ上で合理的であると考えら
れる。

しかし、この使い分けのたの切襖時に問題がある。すな
わち、それまで電圧モデルに従って磁速を演算していた
ところ、或る時点を境として電流モデルによる磁束演算
に切り換えたとき、切換時点前の演算により算出された
磁束と、切換時点後の演算により算出された磁束とが位
相および大きさにおいて一致していれば問題ないが、普
通は位相において差異があるため、算出磁束を用いてい
る制御系では、切換時におけるこの差異が擾乱として加
わり制御動作に悪影響を及ぼす。このような擾乱を無く
するために、フィル夕を回路に挿入すると、フィル夕の
入力が交流であるため、位相や振幅に誤差を生じ好まし
くない。この発明は、上述のような従来の技術的事情に
かんがみなされたものであり、従ってこの発明の目的は
、低い周波数領域では電流モデル方式により演算特性を
示し、高い周波数領域では電圧モデル方式による演算特
性を示し、しかもその切換時において制御系に擾乱が加
わることなく、また算出された磁束の位相、振幅に誤差
をもつことのない誘導電動機の磁束ベクトル演算器を提
供することにある。

この発明の構成の要点‘ま、誘導電動機の磁束ベクトル
演算器において、電動機の回転速度が低いときには、電
流モデル方式により演算した磁束をそのまま用い、回転
速度が高いときには、電流モデル方式により演算して磁
束を、電圧モデル方式により演算して磁束と比較し、両
者間に位相差がないように電流モデル方式による演算を
制御し、このようにして算出された磁束を用いるように
、回路構成を図った点にある。

次に図を参照してこの発明一実施例を説明する。

第４図は、この発明の一実施例を示すブロック図である
。

同図において、２０は電流モデル方式による磁束演算器
であって、第１図に示したそれと全く同じものであり、
従ってその構成要素にも同じものには同じ符号が付され
ている。但し、第１図においては、算出された磁束ベク
トルの成分はｃｏｓの，ｓｉｎのと記されているが、第
４図では、これらが電流モデル方式により算出されたも
のであることを特に表わすために、ｃｏｓのｉ，Ｓｉｎ
の‘と記し、電圧モデル方式により算出された磁束ベク
トルの成分ｃｏｓのｖ，ｓｍのｖと区別している。１は
ベクトル回転器、２は調節器、３はスイッチ、４はフィ
ル夕、５は切襖信号発生器、６は加算器、である。

第４図を参照して動作を説明する。電圧モデル方式によ
り算出された磁束ベクトル成分ｃｏｓのｖとｓｍのｖ，
および電流モデル方式により算出された磁束ベクトル成
分ｃｏｓのｉとｓｉｎの；はベクトル回転器１に入力さ
れる。ベクトル回転器１では、これら四つの入力を用い
てＳｉｎのｉ・ＣＯＳのｖ一Ｓｉｎのｖ・ｃｏｓのｉニ
ｓｉｎ（のｉ一のｖ）なる演算を行なって、ｓｉｎ（の
ｉ−のｖ）を出力する。

この世力は調節器２に導かれ、調節器２の出力はスイッ
チ３，フィル夕４を介して電流モデル方式による磁束演
算器２０の中へ導かれ、加算器６においてスリップ周波
数のｓ，に加算される。スイッチ３は、切換信号発生器
５の出力Ａにより制御されるもので、電動機の回転速度
が低く、従って周波数（磁界の回転角速度）が低いとき
には開放され、回転速度が高く、従って周波数の高いと
きには短絡される。フィル夕４は、スイッチ３が切り換
わる場合、調節器２の出力信号に変動を起こし、それが
磁束演算器２０内でのスリップ周波数帆，の急変に結び
ついて系の安定を乱すことを防ぐために用いられるもの
であるが、スリップ周波数のｓ，は、仮に急変したとし
ても、それは積分器（二相積分器２０４）を経由する信
号であるため、積分器で変動分を吸収されることになり
、磁束演算器２０の出力に対する直接の外乱要因にはな
り得ないからフィル夕４は必ずしも必要ではない。今、
回転速度が高くスイッチ３が短絡された状況にあるもの
とする。

このとき電流モデル方式による演算誤差のために、演算
器２川こおいてスリップ周波数のｓ，が大き目‘こ出力
されたとする。この場合のｉ＞のｖとなり、ベクトル回
転器１の出力はｓｉｎ（のｉ−のｖ）＞０となるので、
調節器２の出力は正の極性をもって大きくなる。この出
力をフィル夕４を介して加算器６へ負帰還しているので
、スリップ周波数のｓ，は減少し、定常的にはのｉ＝の
ｖとなり、電圧モデル方式により算出された磁束ベクト
ルと電圧モデル方式により算出されたそれとは位相が一
致する。従って磁束ベクトル演算器２０の出力ｃｏｓの
，，ｓｉｎのｉを使用していれば、電動機速度が低速の
とき‘まスイッチ３が開放されているので、電流モデル
方式による演算特性を用い、高速のときはスイッチ３が
短絡されるので、電圧モデル方式による演算特性を利用
することになる。第５図は、第４図における切襖信号発
生器５の詳細を示すブロック線図である。

同図において、５川ま加算器、５１は定数器、５２は整
流器、５３はコンパレータ、である。電動機回転数ｎと
スリップ周波数のｓ，とから磁界の回転角速度の，を
演算によって求め、これをコンパレータ５３において所
定のレベルと比較し、該レベルを超えたとき出力Ａを発
してスイッチ３を短絡させる。第６図は、第４図におけ
るベクトル回転器１の構成を示す詳細ブロック図である
。同図を参照すれば、二つの乗算器８ａ，８ｂと一つの
加算器９により、ベクトル回転器１が容易に構成される
ことが理解されるであろう。以上説明したとおりである
から、この発明によれ‘ま、誘導電動機の磁束演算器に
おいて、基本的には電流モデル方式によって磁束を算出
しながら、電圧モデル方式による方が適当となる高い周
波数範囲では、電圧モデル方式によって算出された磁束
との間に位相差がないように制御した磁束を、制御系へ
擾乱を及ぼすことないこ出力できるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、誘導電動機のベクトル制御装置の一構成例を
示すブロック図、第２図は誘導電動機の交流理論に基づ
く空間ベクトル函（１相分）、第３図は、誘導電動機の
ベクトル制御装置の他の構成例を示すブロック図、第４
図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第５図は、
第４図における切換信号発生器５の構成を示す詳細ブロ
ック図、第６図は、第４図におけるベクトル回転器１の
構成を示す詳細ブロック図、である。符号の説明１・・・・・・ベクトル回転器、２・・・
・・・調節器、３・・…・スイッチ、４・・・・・・フ
ィル夕、５・・・・・・切換信号発生器、６・・・・・
・加算器。第１図第２図第４図第３図第５図第６図

Claims

【特許請求の範囲】

１誘導電動機の固定子電流の値に対し電動機の機器定
数に関連する所定の演算をほどこすことにより電動機磁
束を算出する第１の（電流モデルによる）磁束演算器と
、電動機の端子電圧の値に対し所定の演算をどこすこと
により電動機磁束を算出する第２の（電圧モデルによる
）磁束演算器と、前記第１の演算器により算出された磁
束の位相と前記第２の演算器により算出された磁束の位
相との位相差を検出する手段と、前記第の演算器におけ
る演算の過程において現われる諸量の一つとしてのスリ
ツプ周波数出力に、前記位相差が零となるように調節出
力を加えて該スリツプ周波数出力を補正する調節手段と
、電動機磁束の回転角速度を検出し、該速度が低いとき
には前記調節手段を不動作にし、高いときには動作させ
る動作、不動作切換手段とを有して成り、電動機磁束の
回転角速度が低いときには前記第１の演算器により算出
された磁束をそのまま用い、高いときには、第１の演算
器により算出された磁束を、前記調節手段により、前記
第２の演算器により算出された磁束との間に位相差がな
いように制御して用いることを特徴とする誘導電動機の
磁束ベクトル演算器。