JPS6016197B2 - 誘導電動機の磁束ベクトル演算器 - Google Patents
誘導電動機の磁束ベクトル演算器Info
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- JPS6016197B2 JPS6016197B2 JP55157091A JP15709180A JPS6016197B2 JP S6016197 B2 JPS6016197 B2 JP S6016197B2 JP 55157091 A JP55157091 A JP 55157091A JP 15709180 A JP15709180 A JP 15709180A JP S6016197 B2 JPS6016197 B2 JP S6016197B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、謎導電動機の高精度な可変速駆動を可能に
する誘導電動機のベクトル制御装置に用いる磁束ベクト
ル演算器の改良に関するものである。
する誘導電動機のベクトル制御装置に用いる磁束ベクト
ル演算器の改良に関するものである。
近年、可変周波・可変電圧出力をもつサィリスタ変換装
置の登場と共に、交流電動機の高・性能な可変遠駆動技
術が開発されつつある。
置の登場と共に、交流電動機の高・性能な可変遠駆動技
術が開発されつつある。
そして誘導電動機について、供給電力が交流でありなが
ら、あたかも直流機であるかのように取り扱うことので
きる新しい速度制御装置として、誘導電動機のベクトル
制御装置が知られるに至っている。この発明は、かかる
ベクトル制御装置に用いられる磁束ベクトル演算器に関
連するものであるので、先ず誘導電動機のベクトル制御
装置についてその大要を説明する。第1図は、誘導電動
機のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図であり
、第2図は誘導電動機の交流理論に基づく空間ベクトル
図(1相分)である。
ら、あたかも直流機であるかのように取り扱うことので
きる新しい速度制御装置として、誘導電動機のベクトル
制御装置が知られるに至っている。この発明は、かかる
ベクトル制御装置に用いられる磁束ベクトル演算器に関
連するものであるので、先ず誘導電動機のベクトル制御
装置についてその大要を説明する。第1図は、誘導電動
機のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図であり
、第2図は誘導電動機の交流理論に基づく空間ベクトル
図(1相分)である。
第1図および第2図を参照する。
第1図に示すベクトル制御装置の基本思想は、第2図の
空間ベクトル図からわかるように、誘導電動機19の固
定子の起磁力ベクトルに対する固定子電流の空間ベクト
ルi.を、磁束ベクトル?2と同一方向の成分iMと直
角方向の成分iTとに分離して各成分を互に独立に制御
することにより、誘導機に直流機と同等の制御性能を持
たせようとするところにある。この場合に成分iMは、
直流機の界磁電流に相当するので励磁分電流と呼ばれ、
iTは直流機の電機子電流に相当するのでトルク分電流
と呼ばれる。第2図のベクトル図では、誘導電動機の回
転軸を原点0とし、固定子a相巻線軸をQ軸、これに直
角な軸を8軸とする固定の直交座標系と、同じ点0を原
点とし磁束軸をM軸、これに直角な軸をT軸とする回転
する直交座標系とが示されている。固定の直交座標系の
Q軸に対して、固定子電流ベクトルi,,磁束ベクトル
?2および回転子a相巻線軸はそれぞれ図示の如く、の
,のおよび8の角度を有し、この角度は言うまでもなく
時間と共に変化する角度である。第1図の装置によれば
、磁束の大きさの実際値ぐを目標値◇*に一致させる働
きをする磁束調節器11によって励磁分電流の目標値i
M*が与えられる。
空間ベクトル図からわかるように、誘導電動機19の固
定子の起磁力ベクトルに対する固定子電流の空間ベクト
ルi.を、磁束ベクトル?2と同一方向の成分iMと直
角方向の成分iTとに分離して各成分を互に独立に制御
することにより、誘導機に直流機と同等の制御性能を持
たせようとするところにある。この場合に成分iMは、
直流機の界磁電流に相当するので励磁分電流と呼ばれ、
iTは直流機の電機子電流に相当するのでトルク分電流
と呼ばれる。第2図のベクトル図では、誘導電動機の回
転軸を原点0とし、固定子a相巻線軸をQ軸、これに直
角な軸を8軸とする固定の直交座標系と、同じ点0を原
点とし磁束軸をM軸、これに直角な軸をT軸とする回転
する直交座標系とが示されている。固定の直交座標系の
Q軸に対して、固定子電流ベクトルi,,磁束ベクトル
?2および回転子a相巻線軸はそれぞれ図示の如く、の
,のおよび8の角度を有し、この角度は言うまでもなく
時間と共に変化する角度である。第1図の装置によれば
、磁束の大きさの実際値ぐを目標値◇*に一致させる働
きをする磁束調節器11によって励磁分電流の目標値i
M*が与えられる。
また、速度検出器(タコダィナモ)22からの速度実際
値nを速度目標値n*に一致させる働きをする速度調節
器12が発生するトルク目標値を、割算器13にて、磁
束実際値◇で割算することによってトルク分電流の目標
値iT*をつくり出している。回転する直交座標系上の
2つの互いに直交する成分iw*,iT*として与えら
れた固定子電流の目標ベクトルは、磁束ベクトル02の
単位ベクトル(cosの,sinの)と共にベクトル回
転器14に導かれる。ベクトル回転器14は、目標ベク
トル(iM*,iT*)を磁束単位ベクトル(cosの
,sinの)の助けにより、Q−3直交座標系の目標ベ
クトル(i,Q*,i,8*)に座標変換する。この座
標変換は次式にしたがって行なわれる。
値nを速度目標値n*に一致させる働きをする速度調節
器12が発生するトルク目標値を、割算器13にて、磁
束実際値◇で割算することによってトルク分電流の目標
値iT*をつくり出している。回転する直交座標系上の
2つの互いに直交する成分iw*,iT*として与えら
れた固定子電流の目標ベクトルは、磁束ベクトル02の
単位ベクトル(cosの,sinの)と共にベクトル回
転器14に導かれる。ベクトル回転器14は、目標ベク
トル(iM*,iT*)を磁束単位ベクトル(cosの
,sinの)の助けにより、Q−3直交座標系の目標ベ
クトル(i,Q*,i,8*)に座標変換する。この座
標変換は次式にしたがって行なわれる。
三三さ案≦圭三秦≦帯多≠j;鰭塞き} mさらに目標
値i,Q*,i,P*は相数変換器15によって次式に
したがって3相の目標値ia*,ib*,ic*に変換
される。ia*=i,Q*ib*=−事.Q*+参i小
■ i*−事.Q*−争桃 目標値ia*,ib*,ic*はそれぞれ電流調節器1
6a,16b,16cに導かれる。
値i,Q*,i,P*は相数変換器15によって次式に
したがって3相の目標値ia*,ib*,ic*に変換
される。ia*=i,Q*ib*=−事.Q*+参i小
■ i*−事.Q*−争桃 目標値ia*,ib*,ic*はそれぞれ電流調節器1
6a,16b,16cに導かれる。
各調節器16a,16b,16cは、それぞれ電流検世
器18a,18b,18cによって検出されるサィクロ
コンバータ17の各相出力電流実際値ia,lb,ic
をそれぞれ目標値ia*,ib*,ic*に一致させる
動きをする。このようにして所望のベクトル制御が行な
われるのであるが、今までの説明から分るように、この
ベクトル制御を行なうためには磁束ベクトルで2を検知
する必要がある。
器18a,18b,18cによって検出されるサィクロ
コンバータ17の各相出力電流実際値ia,lb,ic
をそれぞれ目標値ia*,ib*,ic*に一致させる
動きをする。このようにして所望のベクトル制御が行な
われるのであるが、今までの説明から分るように、この
ベクトル制御を行なうためには磁束ベクトルで2を検知
する必要がある。
この磁束ベクトルぐ2のQ−8直交座標系上の互いに直
交する轍成分02 Q,J23は、それぞれで2Q=○
狐Sの } (3) ○28=ぐずinの と表わすことができるが、第1図の例では、ベクトル回
転器14は磁束ベクトル◇2の単位ベクトルのQ−3軸
成分cosJ,sinのを必要とし、また磁束調節器1
1および割算器13は磁束ベクトルJ2の大きさのこ相
当する入力を必要とする。
交する轍成分02 Q,J23は、それぞれで2Q=○
狐Sの } (3) ○28=ぐずinの と表わすことができるが、第1図の例では、ベクトル回
転器14は磁束ベクトル◇2の単位ベクトルのQ−3軸
成分cosJ,sinのを必要とし、また磁束調節器1
1および割算器13は磁束ベクトルJ2の大きさのこ相
当する入力を必要とする。
第1図に破線枠20で示されている装置がこのような磁
束ベクトルを演算により間接的に検出するためのもので
あって、励磁分電流およびトルク分電流の目標値iM*
,iT*から演算により◇,cosのおよびsinのを
求めていることから、“電流モデル方式”による磁束ベ
クトル演算器と呼ばれている。この磁束ベクトル演算器
20は、まず誘導電機の固定子回路と回転予回路との間
の相互ィンダクタンスlm′に相当するゲインと誘導機
の回転子回路の電気的時定数Lに相当する時定数を有す
る−次遅れ要素201を備え、この一次遅れ要素201
1こ、励磁分電流目標値iM*を入力することによって
回転子回路の鎖交磁束ベクトルで2の大きさ01こ相当
する出力を取り出すことができる。一次遅れ要素201
の出力は、既に述べたように、磁束実際値0として磁束
調節器11および割算器13に導かれる。さらに、磁束
ベクトル演算器20は、回転子回路の時定数T2と相互
ィンダクタンスlm′との比に相当するゲインを有する
比例要素202を備えていて、この比例要素202の入
力は一次遅れ要素201の出力であろうしたがって比例
要素202の出力は(T2ノーm′)Jである。さらに
割算器203が設けられていて、この割算器203は、
トルク分電流目標値iT*を比例要素202の出力(T
2/lm)?で割算して、叫号・¥ ‘41 にて表わすことのできるスリップ周波数のs,(=dの
dt−d8/dt)に相当する出力を発生する。
束ベクトルを演算により間接的に検出するためのもので
あって、励磁分電流およびトルク分電流の目標値iM*
,iT*から演算により◇,cosのおよびsinのを
求めていることから、“電流モデル方式”による磁束ベ
クトル演算器と呼ばれている。この磁束ベクトル演算器
20は、まず誘導電機の固定子回路と回転予回路との間
の相互ィンダクタンスlm′に相当するゲインと誘導機
の回転子回路の電気的時定数Lに相当する時定数を有す
る−次遅れ要素201を備え、この一次遅れ要素201
1こ、励磁分電流目標値iM*を入力することによって
回転子回路の鎖交磁束ベクトルで2の大きさ01こ相当
する出力を取り出すことができる。一次遅れ要素201
の出力は、既に述べたように、磁束実際値0として磁束
調節器11および割算器13に導かれる。さらに、磁束
ベクトル演算器20は、回転子回路の時定数T2と相互
ィンダクタンスlm′との比に相当するゲインを有する
比例要素202を備えていて、この比例要素202の入
力は一次遅れ要素201の出力であろうしたがって比例
要素202の出力は(T2ノーm′)Jである。さらに
割算器203が設けられていて、この割算器203は、
トルク分電流目標値iT*を比例要素202の出力(T
2/lm)?で割算して、叫号・¥ ‘41 にて表わすことのできるスリップ周波数のs,(=dの
dt−d8/dt)に相当する出力を発生する。
このスリップ周波数のs,に相当する出力は二相積分器
(二相正弦波発振器)204に導かれる。二相積分器2
04は入力電圧のslに相当する周波数と1の大きさを
有する二相正弦波形の出力cos入,sin入を発生す
る。この場合に、山sFdのdt−d8/dtなる関係
から入ニノのS,dtニの一8
{51なる関係がある。
(二相正弦波発振器)204に導かれる。二相積分器2
04は入力電圧のslに相当する周波数と1の大きさを
有する二相正弦波形の出力cos入,sin入を発生す
る。この場合に、山sFdのdt−d8/dtなる関係
から入ニノのS,dtニの一8
{51なる関係がある。
二相積分器204の出力cos入,sin入は回転子位
置を表わす単位ベクトルcosa,sin8と共にベク
トル回転器205に導かれる。単位ベクトルcosa,
sinaは、譲導電動機19の回転子軸に結合された回
転子位置検出器21および演算回転子位置演算器301
こよって検出される。ベクトル回転器205は、C。
置を表わす単位ベクトルcosa,sin8と共にベク
トル回転器205に導かれる。単位ベクトルcosa,
sinaは、譲導電動機19の回転子軸に結合された回
転子位置検出器21および演算回転子位置演算器301
こよって検出される。ベクトル回転器205は、C。
S入COS〇一Sm入Sin8Sm入COSO十C。
S入Sin8弐亀に…き善亭}(6)
なる演算により、単位磁束ベクトルのQ,8鼠成分co
sの,sinのを発生する。
sの,sinのを発生する。
ベクトル回転器205の出力cosの,smの‘ま、既
に述べたようにベクトル回転器14による座標変換のた
めに用いられる。以上が譲導電動機19の既知のベクト
ル制御装置の大要である。なお、磁束ベクトル演算器2
0の基本原理を導き出すための譲導機の等価モデルおよ
びそのモデル式の誘導法等については、この発明と直接
の関係がないので説明を省略するが、詳細を知りたけれ
ば197g王3月16印こ電気学会研究会(電力応用研
究会)において「サィクロコンバータ給電交流可変速駆
動方式と変換装置容量Jと題して鈴木幹二 外2名によ
り発表された資料(EPA−79−3)を参照されたい
。さて、誘導電動機の磁束の演算手法として、主として
電動機端子電圧を測定し、この測定値に対し所定の演算
をおこなうことにより磁束を算出する、いわゆる電圧モ
デル方式と、電動機の固定子電流を測定し、この測定値
に対し電動機の機器定数に関連する所定の演算をおこな
うことにより磁束を算出する、いわゆる電流モデル方式
とが知られている。
に述べたようにベクトル回転器14による座標変換のた
めに用いられる。以上が譲導電動機19の既知のベクト
ル制御装置の大要である。なお、磁束ベクトル演算器2
0の基本原理を導き出すための譲導機の等価モデルおよ
びそのモデル式の誘導法等については、この発明と直接
の関係がないので説明を省略するが、詳細を知りたけれ
ば197g王3月16印こ電気学会研究会(電力応用研
究会)において「サィクロコンバータ給電交流可変速駆
動方式と変換装置容量Jと題して鈴木幹二 外2名によ
り発表された資料(EPA−79−3)を参照されたい
。さて、誘導電動機の磁束の演算手法として、主として
電動機端子電圧を測定し、この測定値に対し所定の演算
をおこなうことにより磁束を算出する、いわゆる電圧モ
デル方式と、電動機の固定子電流を測定し、この測定値
に対し電動機の機器定数に関連する所定の演算をおこな
うことにより磁束を算出する、いわゆる電流モデル方式
とが知られている。
第1図に示したベクトル制御装置の構成例では、磁束ベ
クトル演算器20として、電流モデル方式によるものを
採用した例が解説してある。第3図は、磁束ベクトル演
算器40として電圧モデル方式によるものを採用したベ
クトル制御装置の構成例を示すブロック図である。
クトル演算器20として、電流モデル方式によるものを
採用した例が解説してある。第3図は、磁束ベクトル演
算器40として電圧モデル方式によるものを採用したベ
クトル制御装置の構成例を示すブロック図である。
同図において、31は磁束調節器、32は速度調節器、
33と34はそれぞれ電流調節器、35と36はそれぞ
れベクトル回転器、37は2相・3相変換器、40は電
圧モデル方式による磁束ベクトル演算器であり、401
はベクトルアナライザと称する磁束成分演算器であり、
402は積分器、403と404はそれぞれ3相・2相
変換器である。第3図に示すベクトル制御装置の動作は
、この発明と直後関係がないので、その説明は省略する
が、電圧モデル方式による磁束演算器を用いてもベクト
ル制御装置は構成できることが理解されたであろう。所
で電圧モデル方式の磁束ベクトル演算器によれば、積分
器を使用するため、比較的周波数(磁界の回転角速度)
の高い領域においては正しい磁束の演算を期待できるが
、周波数の低い領域、特に零速度付近という超低速城に
おいては、電動機の端子電圧や各相電流が直流状態にな
り、演算不能に陥るという欠点がある。
33と34はそれぞれ電流調節器、35と36はそれぞ
れベクトル回転器、37は2相・3相変換器、40は電
圧モデル方式による磁束ベクトル演算器であり、401
はベクトルアナライザと称する磁束成分演算器であり、
402は積分器、403と404はそれぞれ3相・2相
変換器である。第3図に示すベクトル制御装置の動作は
、この発明と直後関係がないので、その説明は省略する
が、電圧モデル方式による磁束演算器を用いてもベクト
ル制御装置は構成できることが理解されたであろう。所
で電圧モデル方式の磁束ベクトル演算器によれば、積分
器を使用するため、比較的周波数(磁界の回転角速度)
の高い領域においては正しい磁束の演算を期待できるが
、周波数の低い領域、特に零速度付近という超低速城に
おいては、電動機の端子電圧や各相電流が直流状態にな
り、演算不能に陥るという欠点がある。
他方、電流モデル方式によれば、そのような欠点はない
が、その代り、モデル内に、機器定数として回転子抵抗
に依存する部分があり、回転子抵抗は温度により変化す
るのに対し、モデル内の機器定数をそれに応じて変化さ
せることは実際上困難であるため、電圧モデル方式に比
し、電流モデル方式は演算精度が劣るという欠点をもつ
。そこで、電動機へ供給される電圧・電流の周波数が高
い鏡城トつまり電動機の回転速度が高速度の場合には、
電圧モデル方式に従って磁束を演算し、前記周波数が低
い領域、つまり低速度の場合には電流モデル方式に従っ
て磁束を演算するというように、或る周波数(回転速度
)を境として、電圧モデルと電流モデルを使い分けるの
が、、磁束の演算精度を保つ上で合理的であると考えら
れる。
が、その代り、モデル内に、機器定数として回転子抵抗
に依存する部分があり、回転子抵抗は温度により変化す
るのに対し、モデル内の機器定数をそれに応じて変化さ
せることは実際上困難であるため、電圧モデル方式に比
し、電流モデル方式は演算精度が劣るという欠点をもつ
。そこで、電動機へ供給される電圧・電流の周波数が高
い鏡城トつまり電動機の回転速度が高速度の場合には、
電圧モデル方式に従って磁束を演算し、前記周波数が低
い領域、つまり低速度の場合には電流モデル方式に従っ
て磁束を演算するというように、或る周波数(回転速度
)を境として、電圧モデルと電流モデルを使い分けるの
が、、磁束の演算精度を保つ上で合理的であると考えら
れる。
しかし、この使い分けのたの切襖時に問題がある。すな
わち、それまで電圧モデルに従って磁速を演算していた
ところ、或る時点を境として電流モデルによる磁束演算
に切り換えたとき、切換時点前の演算により算出された
磁束と、切換時点後の演算により算出された磁束とが位
相および大きさにおいて一致していれば問題ないが、普
通は位相において差異があるため、算出磁束を用いてい
る制御系では、切換時におけるこの差異が擾乱として加
わり制御動作に悪影響を及ぼす。このような擾乱を無く
するために、フィル夕を回路に挿入すると、フィル夕の
入力が交流であるため、位相や振幅に誤差を生じ好まし
くない。この発明は、上述のような従来の技術的事情に
かんがみなされたものであり、従ってこの発明の目的は
、低い周波数領域では電流モデル方式により演算特性を
示し、高い周波数領域では電圧モデル方式による演算特
性を示し、しかもその切換時において制御系に擾乱が加
わることなく、また算出された磁束の位相、振幅に誤差
をもつことのない誘導電動機の磁束ベクトル演算器を提
供することにある。
わち、それまで電圧モデルに従って磁速を演算していた
ところ、或る時点を境として電流モデルによる磁束演算
に切り換えたとき、切換時点前の演算により算出された
磁束と、切換時点後の演算により算出された磁束とが位
相および大きさにおいて一致していれば問題ないが、普
通は位相において差異があるため、算出磁束を用いてい
る制御系では、切換時におけるこの差異が擾乱として加
わり制御動作に悪影響を及ぼす。このような擾乱を無く
するために、フィル夕を回路に挿入すると、フィル夕の
入力が交流であるため、位相や振幅に誤差を生じ好まし
くない。この発明は、上述のような従来の技術的事情に
かんがみなされたものであり、従ってこの発明の目的は
、低い周波数領域では電流モデル方式により演算特性を
示し、高い周波数領域では電圧モデル方式による演算特
性を示し、しかもその切換時において制御系に擾乱が加
わることなく、また算出された磁束の位相、振幅に誤差
をもつことのない誘導電動機の磁束ベクトル演算器を提
供することにある。
この発明の構成の要点‘ま、誘導電動機の磁束ベクトル
演算器において、電動機の回転速度が低いときには、電
流モデル方式により演算した磁束をそのまま用い、回転
速度が高いときには、電流モデル方式により演算して磁
束を、電圧モデル方式により演算して磁束と比較し、両
者間に位相差がないように電流モデル方式による演算を
制御し、このようにして算出された磁束を用いるように
、回路構成を図った点にある。
演算器において、電動機の回転速度が低いときには、電
流モデル方式により演算した磁束をそのまま用い、回転
速度が高いときには、電流モデル方式により演算して磁
束を、電圧モデル方式により演算して磁束と比較し、両
者間に位相差がないように電流モデル方式による演算を
制御し、このようにして算出された磁束を用いるように
、回路構成を図った点にある。
次に図を参照してこの発明一実施例を説明する。
第4図は、この発明の一実施例を示すブロック図である
。
。
同図において、20は電流モデル方式による磁束演算器
であって、第1図に示したそれと全く同じものであり、
従ってその構成要素にも同じものには同じ符号が付され
ている。但し、第1図においては、算出された磁束ベク
トルの成分はcosの,sinのと記されているが、第
4図では、これらが電流モデル方式により算出されたも
のであることを特に表わすために、cosのi,Sin
の‘と記し、電圧モデル方式により算出された磁束ベク
トルの成分cosのv,smのvと区別している。1は
ベクトル回転器、2は調節器、3はスイッチ、4はフィ
ル夕、5は切襖信号発生器、6は加算器、である。
であって、第1図に示したそれと全く同じものであり、
従ってその構成要素にも同じものには同じ符号が付され
ている。但し、第1図においては、算出された磁束ベク
トルの成分はcosの,sinのと記されているが、第
4図では、これらが電流モデル方式により算出されたも
のであることを特に表わすために、cosのi,Sin
の‘と記し、電圧モデル方式により算出された磁束ベク
トルの成分cosのv,smのvと区別している。1は
ベクトル回転器、2は調節器、3はスイッチ、4はフィ
ル夕、5は切襖信号発生器、6は加算器、である。
第4図を参照して動作を説明する。電圧モデル方式によ
り算出された磁束ベクトル成分cosのvとsmのv,
および電流モデル方式により算出された磁束ベクトル成
分cosのiとsinの;はベクトル回転器1に入力さ
れる。ベクトル回転器1では、これら四つの入力を用い
てSinのi・COSのv一Sinのv・cosのiニ
sin(のi一のv)なる演算を行なって、sin(の
i−のv)を出力する。
り算出された磁束ベクトル成分cosのvとsmのv,
および電流モデル方式により算出された磁束ベクトル成
分cosのiとsinの;はベクトル回転器1に入力さ
れる。ベクトル回転器1では、これら四つの入力を用い
てSinのi・COSのv一Sinのv・cosのiニ
sin(のi一のv)なる演算を行なって、sin(の
i−のv)を出力する。
この世力は調節器2に導かれ、調節器2の出力はスイッ
チ3,フィル夕4を介して電流モデル方式による磁束演
算器20の中へ導かれ、加算器6においてスリップ周波
数のs,に加算される。スイッチ3は、切換信号発生器
5の出力Aにより制御されるもので、電動機の回転速度
が低く、従って周波数(磁界の回転角速度)が低いとき
には開放され、回転速度が高く、従って周波数の高いと
きには短絡される。フィル夕4は、スイッチ3が切り換
わる場合、調節器2の出力信号に変動を起こし、それが
磁束演算器20内でのスリップ周波数帆,の急変に結び
ついて系の安定を乱すことを防ぐために用いられるもの
であるが、スリップ周波数のs,は、仮に急変したとし
ても、それは積分器(二相積分器204)を経由する信
号であるため、積分器で変動分を吸収されることになり
、磁束演算器20の出力に対する直接の外乱要因にはな
り得ないからフィル夕4は必ずしも必要ではない。今、
回転速度が高くスイッチ3が短絡された状況にあるもの
とする。
チ3,フィル夕4を介して電流モデル方式による磁束演
算器20の中へ導かれ、加算器6においてスリップ周波
数のs,に加算される。スイッチ3は、切換信号発生器
5の出力Aにより制御されるもので、電動機の回転速度
が低く、従って周波数(磁界の回転角速度)が低いとき
には開放され、回転速度が高く、従って周波数の高いと
きには短絡される。フィル夕4は、スイッチ3が切り換
わる場合、調節器2の出力信号に変動を起こし、それが
磁束演算器20内でのスリップ周波数帆,の急変に結び
ついて系の安定を乱すことを防ぐために用いられるもの
であるが、スリップ周波数のs,は、仮に急変したとし
ても、それは積分器(二相積分器204)を経由する信
号であるため、積分器で変動分を吸収されることになり
、磁束演算器20の出力に対する直接の外乱要因にはな
り得ないからフィル夕4は必ずしも必要ではない。今、
回転速度が高くスイッチ3が短絡された状況にあるもの
とする。
このとき電流モデル方式による演算誤差のために、演算
器2川こおいてスリップ周波数のs,が大き目‘こ出力
されたとする。この場合のi>のvとなり、ベクトル回
転器1の出力はsin(のi−のv)>0となるので、
調節器2の出力は正の極性をもって大きくなる。この出
力をフィル夕4を介して加算器6へ負帰還しているので
、スリップ周波数のs,は減少し、定常的にはのi=の
vとなり、電圧モデル方式により算出された磁束ベクト
ルと電圧モデル方式により算出されたそれとは位相が一
致する。従って磁束ベクトル演算器20の出力cosの
,,sinのiを使用していれば、電動機速度が低速の
とき‘まスイッチ3が開放されているので、電流モデル
方式による演算特性を用い、高速のときはスイッチ3が
短絡されるので、電圧モデル方式による演算特性を利用
することになる。第5図は、第4図における切襖信号発
生器5の詳細を示すブロック線図である。
器2川こおいてスリップ周波数のs,が大き目‘こ出力
されたとする。この場合のi>のvとなり、ベクトル回
転器1の出力はsin(のi−のv)>0となるので、
調節器2の出力は正の極性をもって大きくなる。この出
力をフィル夕4を介して加算器6へ負帰還しているので
、スリップ周波数のs,は減少し、定常的にはのi=の
vとなり、電圧モデル方式により算出された磁束ベクト
ルと電圧モデル方式により算出されたそれとは位相が一
致する。従って磁束ベクトル演算器20の出力cosの
,,sinのiを使用していれば、電動機速度が低速の
とき‘まスイッチ3が開放されているので、電流モデル
方式による演算特性を用い、高速のときはスイッチ3が
短絡されるので、電圧モデル方式による演算特性を利用
することになる。第5図は、第4図における切襖信号発
生器5の詳細を示すブロック線図である。
同図において、5川ま加算器、51は定数器、52は整
流器、53はコンパレータ、である。電動機回転数nと
スリップ周波数のs,とから磁界の回転角速度の, を
演算によって求め、これをコンパレータ53において所
定のレベルと比較し、該レベルを超えたとき出力Aを発
してスイッチ3を短絡させる。第6図は、第4図におけ
るベクトル回転器1の構成を示す詳細ブロック図である
。同図を参照すれば、二つの乗算器8a,8bと一つの
加算器9により、ベクトル回転器1が容易に構成される
ことが理解されるであろう。以上説明したとおりである
から、この発明によれ‘ま、誘導電動機の磁束演算器に
おいて、基本的には電流モデル方式によって磁束を算出
しながら、電圧モデル方式による方が適当となる高い周
波数範囲では、電圧モデル方式によって算出された磁束
との間に位相差がないように制御した磁束を、制御系へ
擾乱を及ぼすことないこ出力できるという利点がある。
流器、53はコンパレータ、である。電動機回転数nと
スリップ周波数のs,とから磁界の回転角速度の, を
演算によって求め、これをコンパレータ53において所
定のレベルと比較し、該レベルを超えたとき出力Aを発
してスイッチ3を短絡させる。第6図は、第4図におけ
るベクトル回転器1の構成を示す詳細ブロック図である
。同図を参照すれば、二つの乗算器8a,8bと一つの
加算器9により、ベクトル回転器1が容易に構成される
ことが理解されるであろう。以上説明したとおりである
から、この発明によれ‘ま、誘導電動機の磁束演算器に
おいて、基本的には電流モデル方式によって磁束を算出
しながら、電圧モデル方式による方が適当となる高い周
波数範囲では、電圧モデル方式によって算出された磁束
との間に位相差がないように制御した磁束を、制御系へ
擾乱を及ぼすことないこ出力できるという利点がある。
第1図は、誘導電動機のベクトル制御装置の一構成例を
示すブロック図、第2図は誘導電動機の交流理論に基づ
く空間ベクトル函(1相分)、第3図は、誘導電動機の
ベクトル制御装置の他の構成例を示すブロック図、第4
図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第5図は、
第4図における切換信号発生器5の構成を示す詳細ブロ
ック図、第6図は、第4図におけるベクトル回転器1の
構成を示す詳細ブロック図、である。 符号の説明 1・・・・・・ベクトル回転器、2・・・
・・・調節器、3・・…・スイッチ、4・・・・・・フ
ィル夕、5・・・・・・切換信号発生器、6・・・・・
・加算器。 第1図 第2図 第4図 第3図 第5図 第6図
示すブロック図、第2図は誘導電動機の交流理論に基づ
く空間ベクトル函(1相分)、第3図は、誘導電動機の
ベクトル制御装置の他の構成例を示すブロック図、第4
図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第5図は、
第4図における切換信号発生器5の構成を示す詳細ブロ
ック図、第6図は、第4図におけるベクトル回転器1の
構成を示す詳細ブロック図、である。 符号の説明 1・・・・・・ベクトル回転器、2・・・
・・・調節器、3・・…・スイッチ、4・・・・・・フ
ィル夕、5・・・・・・切換信号発生器、6・・・・・
・加算器。 第1図 第2図 第4図 第3図 第5図 第6図
Claims (1)
- 1 誘導電動機の固定子電流の値に対し電動機の機器定
数に関連する所定の演算をほどこすことにより電動機磁
束を算出する第1の(電流モデルによる)磁束演算器と
、電動機の端子電圧の値に対し所定の演算をどこすこと
により電動機磁束を算出する第2の(電圧モデルによる
)磁束演算器と、前記第1の演算器により算出された磁
束の位相と前記第2の演算器により算出された磁束の位
相との位相差を検出する手段と、前記第の演算器におけ
る演算の過程において現われる諸量の一つとしてのスリ
ツプ周波数出力に、前記位相差が零となるように調節出
力を加えて該スリツプ周波数出力を補正する調節手段と
、電動機磁束の回転角速度を検出し、該速度が低いとき
には前記調節手段を不動作にし、高いときには動作させ
る動作、不動作切換手段とを有して成り、電動機磁束の
回転角速度が低いときには前記第1の演算器により算出
された磁束をそのまま用い、高いときには、第1の演算
器により算出された磁束を、前記調節手段により、前記
第2の演算器により算出された磁束との間に位相差がな
いように制御して用いることを特徴とする誘導電動機の
磁束ベクトル演算器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP55157091A JPS6016197B2 (ja) | 1980-11-10 | 1980-11-10 | 誘導電動機の磁束ベクトル演算器 |
DE19813144188 DE3144188A1 (de) | 1980-11-10 | 1981-11-06 | Flussbestimmungseinrichtung fuer die feldorientierte steuerung einer drehfeldmaschine |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP55157091A JPS6016197B2 (ja) | 1980-11-10 | 1980-11-10 | 誘導電動機の磁束ベクトル演算器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5783184A JPS5783184A (en) | 1982-05-24 |
JPS6016197B2 true JPS6016197B2 (ja) | 1985-04-24 |
Family
ID=15642043
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP55157091A Expired JPS6016197B2 (ja) | 1980-11-10 | 1980-11-10 | 誘導電動機の磁束ベクトル演算器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6016197B2 (ja) |
DE (1) | DE3144188A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20210093345A (ko) * | 2019-03-08 | 2021-07-27 | 아사히 가세이 가부시키가이샤 | 레독스 플로우 전지용 전해질막, 레독스 플로우 전지, 및 전해질막의 제조 방법 |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3221906A1 (de) * | 1982-06-08 | 1983-12-15 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Verfahren zur steuerung einer asynchronmaschine |
DE3222271C2 (de) * | 1982-06-10 | 1993-01-14 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Anordnung zum Betrieb einer über steuerbare Stromrichter am Netz betriebenen Synchronmaschine |
FR2533377A1 (fr) * | 1982-09-22 | 1984-03-23 | Inst Komplektnogo Elektropri | Entrainement par moteur asynchrone |
FI872593A (fi) * | 1986-08-18 | 1988-02-19 | Siemens Ag | Foerfarande och anordning foer att driva en faeltorienterad, med en styrbar omriktare matad vridfaeltmaskin. |
JPS63265586A (ja) * | 1987-04-23 | 1988-11-02 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の可変速駆動方式 |
WO1992015148A1 (en) * | 1991-02-22 | 1992-09-03 | U.S. Windpower, Inc. | Four quadrant motor controller |
JP2755011B2 (ja) * | 1992-02-13 | 1998-05-20 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動制御装置 |
DE19724946B4 (de) * | 1997-06-12 | 2005-09-15 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Drehzahlregelung einer geberlosen, feldorientiert betriebenen Asynchronmaschine |
KR101349929B1 (ko) * | 2013-05-14 | 2014-01-14 | 두지산업 주식회사 | 리본형 직물 |
CN104617826A (zh) * | 2014-12-10 | 2015-05-13 | 黑龙江真美广播通讯器材有限公司 | 基于uss协议多电机同步变频调速控制*** |
-
1980
- 1980-11-10 JP JP55157091A patent/JPS6016197B2/ja not_active Expired
-
1981
- 1981-11-06 DE DE19813144188 patent/DE3144188A1/de not_active Withdrawn
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20210093345A (ko) * | 2019-03-08 | 2021-07-27 | 아사히 가세이 가부시키가이샤 | 레독스 플로우 전지용 전해질막, 레독스 플로우 전지, 및 전해질막의 제조 방법 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3144188A1 (de) | 1982-06-24 |
JPS5783184A (en) | 1982-05-24 |
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