-
-
Flußbestimmungseinrichtung für die feldorientierte
-
Steuerung einer Drehfeldmaschine (beansprucht wird-die Priorität der
japanischen Patentanmeldung T 55-157091 vom iO.li.1980 Die Erfindung betrifft eine
Flußbestimmungseinrichtung für die feldorientierte Steuerung einer Drehfeldmaschine
entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1 (nichtvorveröffentlichte deutsche
Patentanmeldung P 30 26 202.3).
-
Eine derartige Flußbestimmungseinrichtung wird benötigt, um eine Drehfeldmaschine
bei variabler Geschwindigkeit mit hoher Genauigkeit feldorientiert zu steuern oder
regeln.
-
Die Fortschritte der Thyristortechnik brachte in den letzten Jahren
Umrichter, die eine Ausgangsspannung veränderlicher Amplitude und veränderlicher
Frequenz bereitstellen. Dadurch wurde es möglich, Drehstrommotoren bei veriinderlicher
Geschwindigkeit wie Gleichstrommotoren zu betreiben. Nach diesem Prinzip arbeiten
feldorientierte Regelungen oder Steuerungen, wie sie bereits beschrieben sind und
durch die Erfindung verbessert werden.
-
Fig. 1 zeigt schematisch eine derartige feldorientierte Regelung einer
Drehfeldmaschine, deren Wirkungsweise anhand des Vektordiagramms von Fig. 2 erläutert
sei.
-
In Fig. 2 liegt eine Darstellung in einem raumfesten Bezugssystem
("Ständerbezugssystem") aus zwei orthogonalen -Vektoren X , X zugrunde, wobei z.13.
OL mit der Achse einer Ständerwicklung zusammenfallen kann. Der Ursprung dieses
Ständerbezugssystems liegt in der Läufer-Drehachse
und ist einem
kartesischen Koordinatensystem gemeinsam, dessen eine Koordinate parallel zum Vektor
# des magnetischen Flusses der Drehfeldmaschine ist ("feldorientiertes Bezugssystem").
Die Komponenten eines Vektors, z.B.
-
des Ständerstromvektors i, im ständerbezogenen Koordinatensystem sind
mit den Indizes α und ß bezeichnet, während die Komponenten dieses Vektors
im feldorientierten Bezugssystem die Indizes #1 und 92 tragen (Fig. 2). In Fig.
2 sind fcrner der Stromwinkel £ zwischen i und , der ständerorientierte Flußwinkel
19 zwischen # und α, der ständerorientierte Läuferwinkel # zwischen der Läuferlängsachse
und , sowie der "läuferorientierte" Flußwinkel #L = #-#, der entgegengesetzt gleich
dem Winkel zwischen Läuferlängsachse und Fluß ist, eingetragen.
-
Entsprechend den Figuren i und 2 liegt dem feldorientierten Betricb
zugrunde, daß für den Ständerstromvektor i einer Drehfeldmaschinc 19 die feldparallele
Komponente i 1 analog zum felderregenden Strom einer Gleichstrommaschine den Flußbetrag
# bestimmt ("Magnetisierungsstrom"), während die dazu senkrechte Komponente i #2
analog dem Ständerstrom einer Gleichstrommaschine das Drehmoment bestimmt ("Wirkstrom").
Magnetisierungsstrom und Wirkstrom können dabei unabhängig voneinander gesteuert
werden.
-
Die Anordnung nach Fig. 1 weist einen Regler 11 auf, durch den der
Fluß Y der Maschine einem eingegebenen flußsollwert #* nachgeführt wird und der
einen Sollwert i*#1 für den Magnetisierungsstrom bildet. Ein Drehzahlregler 12 führt
die Maschinendrchzahl n, die z.B. von einem Tacliodynamo 22 geliefert wird, einem
Drehzahlsollwert n* nach und liefert einen Sollwert M* für das Drehmoment, aus dem
durch division durch den fluß # an einem Dividierer 13 ein Sollwert i* 2 für den
Wirkstrom
geliefert wir. Der Soll-Ständerstrom ist also durch die
beiden orthogonalen Komponeuten i*#1, i*#2 in dem feldorientierton, mit dem Flußvektor
rotierenden System gegeben. Die Richtung des Flusses kann durch die beiden ständerbezogenen
Komponenten cos # , sin # eines flußparallelen Einheitsvektors gegeben werden. Mittels
dieser Komponenten kann ein Vektordreher 14 eine Koordinatentrans formation durchführen,
um für den Ständerstrom-Sollvektor die entsprechenden Komponenten im Ständerbezugssystem
nach folgenden Gleichungen zu bilden: = i*#1 cos# - i*#2 sin# = i*#1 sin# + i*#2
cos# Die dadurch erhaltenen Sollwerte i*α , i* werden durch einen Koordinatenwandler
in drei Stellgrößen i*as i*bs i*@ umgerechnet, aus denen mittels der Regler 16A,
16B, 16C durch Vergleich mit den entsprechenden Ist-Werten ia' ib, c der Ströme
an den Eingängen des Maschinenständers die Steuerimpulse für einen die Drehfeldmaschine
19 aus einem Drehstromnetz speisenden Umrichter 17 gebildet werden. Zwischen den
orthogonalen Soll-Ständerstromkomponenten ist , i*ß und den entsprechenden Stellgrößen
fiir den Maschinenstrom l)esteht der Zusammenhang i*a = i*=α , i*α #3
i*b = - + i*ß , 2 2
Auf diese Weise kann z.B. eine Asynchronmaschine gesteuert werden. Der dafür benötigte
Fluß wird mittels einer Rechenmodellschaltung 20 ermittelt. Prinzipiell kann der
Fluß von der Rechenmodellschaltung in Polarkoordinaten (Flußbetrag#, Flußwinkel#)
oder in
kartesischen Koordinaten erfolgen, wobei folgender Zusammenhang
gilt: t = t- cos ?, #ß = #. sin# Bei der Vorrichtung nach Fig. i erfolgt die Berechnung
in kartesischen Koordinaten, wobei aus den Sollwerten für den Ständerstrom ausgegangen
wird. Man kann aber ebenso von den Ist-Werten ausgehen. Während der Betrag des vom
Flußrechner 20 berechneten Modellflusses als Modell-Istwert vom Regler 11 und Dividierer
13 benötigt wird, ist für die Erfindung nur die Richtung des Modellflusses wichtig,
für die als Modellwert der Winkel # bzw. dessen Winkelfunktionen berechnet werden.
-
Die Rechenmodellschaltung 20 nach Fig. i arbeitet als "Strommodell",
da es die Berechnung des Modellflusses aus dem Ständerstrom mittels arithmetischer
Operationen ausführt. Das Strommodell kann mit dem Element 201 ein Verzögerungsglied
erster Ordnung enthalten, das die dynamische Bildung des Flußbetrages aus dem Magnetisierungsstrom
in der Drehfeldmaschine simuliert. Dazu kann für die Proportionalverstärkung des
Verzögerungsgliedes die Ilauptinduktivität Lh (bezogen auf die Primärseite) der
Drehfeldmaschine und für die Zeitkonstante die Läuferzeitkonstante TL der Maschine
gewählt werden. Der vom Verzögerungsglied 201 gebildete Modellwert für den Flußbetrag,
der auch fiii den Flußregler ii und den Dividierer 13 benötigt wird, ist einem Proportionalglied
202 (Proportionalitätsfaktor TL/Lh ) zugeführt und zur Division des Wirkstromes
(z.B. dessen Sollwert i* 2) am Dividierer 207 verwendet. An dessen Ausgang entsteht
nun, entsprechend den Induktionsvorgängen der Drehfeldmaschine, ein Modellwert für
die Schlupffrequenz #sl an, die durch
gegeben ist. Ein nachgeschalteter Zwei-Phasen-Integrator 204 (Zwei-Phasen-Sinusoszillator)
bildet daraus zwei Sinusspannungen der Amplitude i und der Frequenz #sl' wie es
den Beziehungen d# d# = - , sl dt dt
entspricht. Ein Winkelgeber 21, der an die Läuferwicklung der Maschine 19 angeschlossen
ist und ein einem Zwei-Phasen-Sinusoszillator entsprechendes Bauglied 30 enthalten
kann, liefert daraus ein Winkelsignal für die Läuferstellung, z.B. für den Winkel
# (bzw. das Wertepaar cos sin#) zwischen Läuferlängsachse und Ständerachse. Ein
Vektordreher 205 berechnet nun entsprechend den Beziehungen cos #L cos# - sin #L
sin# = cos (#L+#) = cos# sin #L sin# ~ cos #L sin# = sin (#L+#) = sin# das Wertepaar
cos , sin # , das als Modellwert die Richtung des Modellflusses bestimmt und dem
Vektordreher 14 zugeführt wird Für die Bestimmung des Flusses ist auch eine andere
Rechenmodellschaltung bekannt, die als "Spannungsmodell" den Fluß durch Integration
der EMK bildet, wobei die EMK im wesentlichen ius dem Spannungsabfall an einer Ständerwicklung
bestimmt wird.
-
Fig. 3 zeigt eine feldorientierte Regelung einer Asynchronmaschine
mittels eines Spannungsmodells. Auch hier ist wieder ein Flußregler 31 und ein Drehzahlregler
32
vorgesehen, die die Sollwerte i #1*, i 2* für Magnetisierungsstrom
und Wirkstrom liefern. Nachgeschaltete Stromregler 33 und 34 liefern Stellgrößen
für den Umrichter 17, die hier als feldorientierte Komponenten U* U* 2 des Soll-Spannungsvektors
U* gebildet werden. Ein Vektordreher 35 transformiert diese feldorientierten Soll-Komponenten
in entsprechende ständerorientierte Soll-Komponenten U*α , U*y , aus denen
ein Koordinatenwandler 37 die entsprechenden Stellgrößen bildet, mit denen die Ausgangsspannungen
des Umrichters 17 auf die entsprechenden Soll-Spannungen U*as U*bs U*c gesteuert
wird. Für die Berechnung des Flusses werden der Ist-Spannungsvektor und der Ist-Stromvektor
in seinen kartesischen Koordinateneingegeben, die in Umkehrung der z.B. für den
Soordinatenwandler 15 angegebenen Zusammenhänge jeweils aus zwei Phasenströmen ia,
ic bzw. Ua, Uc mittels Koordinatenwandlern 403, 404 gebildet werden. Aus dem ständerorientierten
Ständerstrom können mittels eines Vektordrehers 36 die feldorientierten Stromkomponenten
berechnet werden, die von den Reglern 33, 34 benötigt werden. In einer Integrationsschaltung
402 werden Ständerströme und Ständerspannungen zu einem EMK-Vektor zusammengesetzt
und integriert. Ein nachgeschalteter Vektoranalysator 401 kann dann den netrag #
des Modellflusses berechnen, der vom Regler 31 als Istwert benötigt wird. Ferner
wird das ebenfalls vom Vektoranalysator 401 bereitgestellte Wertepaar sin , cos
als Modellwert für die Richtung des Modellflusses den Vektordrehern 35 und 36 zugeführt.
-
Eine feldorientierte Regelung mit einem derartigen Spannungsmodell
ist in der nicht-vorveröffentlichten deutschen Patentanmeldung P 30 26 202.3 beschrieben.
Nach diesem frijhcren Vorschlag ist der zu bestimmende Fluß an dell Ausgängen des
Spannungsmodells abgegriffen, jedoch ist zusätzlich ein Strommodell vorgesehen,
das ebenfalls einen Modellfluß liefert. Der Modellfluß wird
dort
in seinem kartesischen Koordinaten bestimmt, wodurch jedoch ebenfalls ein Modellwert
für die Richtung des Modellflusses festgelegt ist. Ferner ist dort eine Regelschaltung
vorgesehen, die von den beiden Modellflüssen beaufschlagt ist, wobei der Reglerausgang
so in eine der beiden Rechenmodellschaltungen eingreift, daß die beiden Modeliworte
aufeinander Jlbgeglichen sind. Die iteglerschaltung liegt dabei in einer Gegenkopplungsleitung
des für die Integration der EMK benötigten Integrators und bewirkt, daß die Differenz
der beiden Modellwerte zum Nullpunkt der Integrationsschaltung wird und verschwindet.
Dadurch kann das Spannungsmodell dem Strommodell auch dann nachgeführt werden, wenn
bei niedrigeren Drehzahlen der Spannungsvektor praktisch zu einer Gleichspannung
wird und die Integration wegen der Nullpunktdrift der verwendeten Integratoren zu
ungenau wird.
-
Das Strommodell weist für sich genommen den Nachteil, der beim Spannungsmodell
wegen der Integration bei niedrigen Drehzahlen auftritt, nicht auf. Jedoch benötigt
das Strommodell Parameter für die in der Regel nicht genau bekannten Motorkonstanten
der Maschine, wobei insbesondere der Läuferwiderstand der Maschine temperaturabhängig
ist. Daher ist die Genauigkeit des Strommodells geringer als die Genauigkeit des
Spannungsmodells.
-
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Flußbestimmungseinrichtung
für eine feldorientierte Drehfeld-Maschine anzugeben, die bei höheren Drehzahlen
möglichst mit der Genauigkeit des Spannungsmodells arbeitet, jedoch auch bei niedrigeren
Drehzahlen mindestens eine so genaue Regelung zuläßt wie das Strommodell.
-
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Flußbestimmungsein richtung mit
einer ersten Rechenmodellschaltung, die als Strommodell arbeitet und aus den Maschinenströmen
einen
ersten Modellwert für die Richtung des Flusses bestimmt,
einer zweiten Rechenmodellschaltung, die als Spannungsmodell im wesentlichen aus
der Ständerspannung einen zweiten Modellwert für die Richtung des Flusses bestimmt,
und einer von den beiden Modellwerten beaufschlagten Reglerschaltung, deren Ausgang
so in eine der beiden Rechenmodellschaltungen eingreift, daß beide Modellwerte einen
der angeglichen sind. Erfindungsgemäß ist dabei eine Umschalteinrichtung vorgesehen,
durch die bei höheren Drehzahlen der Reglerausgang so auf das Strommodell aufgeschaltet
wird, daß der erste Richtungsmodellwert dem zweiten nichtungsmodellwert nachgeführt
wird, und bei niedrigeren Drehzahlen der Eingriff des Reglerausgangs unterdrückt
wird. Als Richtung des von der Flußbestimmungseinrichtung bestimmten Flusses ist
der erste Richtungsmodellwert abgreifbar.
-
Vorteilhaft enthält die Reglerschaltung einen Differenzwinkelbildner
mit nachgeschaltetem Regler. Dabei können vorteilhaft als Modellwerte in jedem Modell
sin und cos eines Modellwinkels bestimmt und gemeinsam eineX Vektordreher als Differenzwinkelbildner
zugeführt sein, wobei der Sinus des Differenzwinkels dem Regler zugeführt ist.
-
Bevorzugt wird ein Regler mit integrierendem Verhalten, wobei im Strommodell
aus den Maschinenströmen eine Modell-Schlupffrequenz berechnet wird, der Reglerausgang
der Modellschlupffrequenz aufgeschaltet ist und der erste Modellwert durch nachfolgende
Integration gebildet ist.
-
1)ie llmscllaltllng erfolgt bevorzugt in Abhängigkelt von der Frequenz
eines der beiden Modellwerte, insbesondere des ersten Modellwertes.
-
Anhand der Figuren Ii bis 6 sei die Erfindung näher ererläutert.
-
Fig. 4 zeigt das Strommodell und die von dem Modellwert des Strommodells
und des Spannungsmodells beaufschlagte Umschalteinrichtung. In Fig. 5 ist die Schaltsteuerung
der Umschalteinrichtung und in Fig. 6 ein in der Umschalteinrichtung enthaltener
Vektordreher dargestellt.
-
Gemäß der Erfindung ist zwar ein Strommodell und Spannungsmodell vorgesehen,
jedoch wird dabei nicht zwischen den beiden Modellen in Abhängigkeit von der Drehzahl
oder einer anderen Frequenz umgeschaltet. Das Spannungsmodell könnte zur Flußbestimmung
verwendet werden, wenn die Frequenz von Spannung und Strom hoch ist, d.h. der Motor
bei höheren Drehzahlen läuft. Andererseits könnte das Strommodell zur Flußbestimmung
bei niedrigen Frequenzen oder Drehzahlen herangezogen werden. Jedoch ist ein Umschalten
zwischen den Modellen schwierig, da normalerweise die jeweils ermittelten Flußrichtungen
unterschiedlich sind. Dadurch würden beim Umschalten erhebliche Unstetigkeiten in
der Steuerung hervorgerufen werden. Zwar könnte ein Filter zur Dämpfung der Unstetigkeiten
zwischengeschaltet werden, jedoch bedingt dieses Filter einen Phasen- und Amplitudenfehler,
wenn es zur Übertragung von Wechselgrößen verwendet wird.
-
Mit der Erfindung ist es möglich, im unteren Frequenzbereich die Flußbestimmung
mit der Dynamik des Strommodelles und im höheren Frequenzbereich mit der Dynamik
und Genauigkeit des Spannungsmodelles durchzuführen, ohne Störungen in der entsprechenden
Steuerung hervorzurufen, die auf ein Umschalten oder zusätzliche Phasen- und Amplitudenfehler
zurückzuführen wären.
-
In Fig. 4 ist mit 20 das bereits bei Fig. 1 erläuterte Strommodell
dargestellt, wobei jedoch nunmehr die Richtung des vom Strommodell ermittelten Flusses
durch den Modellwtnk@l #1 bzw. das den Rishtungs-Modellwer@
darstellende
Wertepaar cos #i, sin tfi bezeichnet ist, um es von dem Modellwert (Wertepaar cos#v,
sin#v) für die Richtung des voii einem Spannungsmodell 40 bestimmten Flusses zu
unterscheiden.
-
Gemäß Fig. 4 werden'die Komponenten cos #v, sin#v des vom Spannungsmodell
40 berechneten Flußwinkels und die Komponenten cos #i, sin #i des vom Strommodell
20 berechneten Flußwinkels auf die Eingange eines Vektordrehers i aufgeschaltet,
der aus diesen vier Eingängen an einem Ausgang die Größe sin (#i - #v) des Differenzwinkels
nach folgender Beziehung ermittelt: sin #i cos #v - sin #v cos#i = sin (#i-#v) Diese
Differenzwinkelgröße ist einem PI-Regler 2 aufgeschaltet, dessen Ausgangssignal
über einen Schalter 3 und ein Filter 4 in die Rechenoperationen des Strommodells
eingreift. Das Strommodell stellt am Ausgang des Dividierers 203 die Schlupffrequenz
#sl für den Modellfluß bereit, wobei #@ die Frequenz der läuferbezogenen Richtungsgröße
<?Li des im Strommodell ermittelten Flusses ist. Der Schalter 3 wird vom Ausgangssignal
A einer Umschaltsteuerung 5 betätigt.
-
Der Schalter 3 ist geöffnet, wenn der Motor bei niedrigen Geschwindigkeiten
umläuft und daher die Drehzahl bzw. die Umlaufgeschwlndigkeit des Flusses gering
ist.
-
Andererseits ist der Sehalter 3 geschlossen, wenn der Motor bei hohen-Drehzahlen
und daher bei hoher Frequenz arbeitet. Der Filter 4 ist praktisch von einer Gleichspannung
beaufschlagt und schützt vor Störungen in der Stabilität des Systems, die durch
Änderungen des Reglerausgangssignals beim Schließen des Schalters 3 entstehen könnten
und zu plötzlichen Sprüngen der Schlupffrequenz im Strommodell 20 fititren könnten.
Da aber die Ändrungen
der Schlupffrequenz sl der Zwei-Phasen-Integrator
204 zugeführt sind, können entsprechende Änderungen selbst dann nicht wesentliche
Störunge aiii Ausgang des Strommodells hervorrufen, wenn die Schlupffrequenz #sl
plötzlich geändert wird. Daher ist ein Filter 4 nicht unbedingt eriforderlich.
-
Es sei angenommen, der Motor läuft bei hoher Drehzahl und der Schalter
3 ist geschlossen. Das Strommodell 20 liefert eine verhältnismäßig hohe Schlupffrequenz
aufgrund von Rechenfehlern im Strommodell. Mit U.>V gilt für das Eingangssignal
des Reglers 2 ebenfalls sin (#i- Yv)>O und das Reglerausgangssignal 2 wächst
ständig an. Das Ausgangssignal ist einem Addierer 6 negativ aufgeschaltet und stclSt
somit eine Gegenkopplung dar, wodurch die Schlupffrequenz #sl bis zum Erreichen
eines Gleichgewichtszustandes abgesenkt wird. Auf diese Weise ist der vom Strommodell
berechnete Flußvektor in Phase mit dem vom Spannungsmodell berechneten Flußvektor.
Wenn also die Ausgänge cos #i, sin #i als Modellwert für die Richtung des Flusses
am Strommodell abgegriffen werden, wird bei der Berechnung des Modellflusses die
Dynamik des Strommodells erhalten, wenn bei niedrigen Geschwindigkeiten der Schalter
3 geöffnet ist, während eine Berechnung mit der Dynamik des Spannungsmodells erhalten
wird, wenn der Schalter 3 bei höheren Geschwindigkeiten geschlossen ist.
-
Die in Fig. 4 durch die Elemente t bis 5 dargestellte Umschalteinrichtung
wird durch die Figuren 5 und 6 näher erläutert, wobei die in Fig. 5 dargestellte
Umschaltsteuerung als Kriterium für die Umschaltung nicht die Motordrehzahl direkt,
sondern die Umlauffrequenz des ermittelten Modellflusses verwendet. Dazu ist die
Drehzahl n (Uuldrehungen pro Minuten) über ein Proportionalglied 51 der Modell-Schlupffrequcnz
#sl über ein Additionsglied 50 d aufgeschaltet, um die Frequenz #i = dt zu erhalten.
-
zu erhalten. Mittels eines Gleichrichters 52 und eines von einem Grenzwert
o beaufschlagten Komperators wird daraus das Unlschaltsignal A gebildet, mit dem
der Schalter 3 bei Überschreiten des Frequenzgrenzwertes #o geschlossen wird.
-
Die Eingänge des Vektordrehers 1 stellen Komponenten von Einheitsvektoren
dar, so daß der Vektordreher letztlich aus nur zwei Multiplizierern 8a, 8b und einer
einzigen Additionsstelle 9 aufgebaut werden kann.
-
Die erfindungsgemäße Flußbestimmungseinrichtung berechnet somit für
den Fluß einen Modellwert, der bei niedrigen Drehzahlen einem Strommodell und bei
höheren Frequenzen einem Spannungsmodell entspricht, wobei der Modellfluß so geführt
ist, daß eine Phasendifferenz zwischen den in den beiden Modellen berechneten Flüssen
abgeglichen ist und der von der Flußbestimmungseinrichtung ermittelte Fluß für die
Steuerung der Maschine verwendet werden kann, ohne daß Störungen zu befürchten wären.