JPS601584B2 - 計測装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、交流電力量を測定するための電気装置に関
するものであり、特に、ィンディケータダィアグラム（
ｉｎｄｉｃａｔｏｒｄｉａ稗ａｍ）の原理を実行する電
気装置に関するものである。

電気機械的に回転する円板型の積算電力計は、電気計測
の分野においてほとんど独占的に使用されてきている。

しかし、価格にみあう範囲で負荷制御及び時刻計測のよ
うな付加的な機能をも果たす他の装置が探求されている
。この結果、交流電力量を測定するために種々な方法を
実行しうる多くの装置が開発されている。測定すべき電
力量の値を決定するためのこの種の１つの方法は、電流
成分と電圧成分との積を計算するための通常のアナログ
乗算回路に基づく方式である。

そのような方式は、米国特許第３８６４６３１号明細書
に開示されている。

第２の方法としては米国特許第３７６４９０８号明細書
に記載されたものがあり、これは対数計算特性を有する
半導体装置に向けられたものである。電圧に関連した信
号および電流に関連した信号が、入力信号の積に等しい
出力信号を発生する装置へ入力される。時分割乗算とし
て知られた別の方法が、米国特許第３７９４９１７号明
細書に例示されている。

簡単にいえば、配電系統における電圧に比例した信号が
サンプリングされ、その電圧信号の振中に比例したパル
ス持続時間を有するパルス幅変調出力信号が導出される
。この信号は、電圧信号の振中に比例した割合で電流入
力信号をサンプリングするゲート回路を制御する。その
結果生じる出力信号は、電圧と電流との積であって、瞬
時電流の大きさに比例した振中および電圧の大きさに比
例したパルス中を有する一連のパルスからなっている。
こうして電圧信号と電流信号との積が得られた後、その
結果生じる出力信号は負荷によって消費された平均電力
に比例している。それから、その出力信号は、各パルス
が消費された総エネルギーに比例するパルス列を与える
電圧／周波数変換器へ印加される。そのパルス列は、機
械的カゥンタ、磁気記録装置又は電気的計数回路を駆動
するのに使用され、負荷によって消費された総電力を示
す。アナログ電子式乗算方法は、ある場合には所望の精
度を得ることが難しいことがわかっている。

正確でドリフトのないアナログ乗算器および平方根計算
回路は、いよいよ高価なものとなり得にくいものである
。また、アナログ電子式電力測定装置に必要とされるア
ナログ積分回路は、長い期間にわたって望ましくないド
リフトおよび変動を生じる。時分割乗算回路においては
、周波数に依存したサンプリングが行なわれそれに関連
したデジタル積分もまた同様に積分コンデンサの変動に
依存することが知られている。更に別の方法であるデジ
タル処理方法が米国特許第４０７７０６１号明細書に例
示されている。

この方法においては、電圧信号および電流信号は、無作
為間隔でサンプリングされてデジタル値へ変換される。
それから、デジタル信号はデジタル計算機によって処理
され、このデジタル計算機は電力量の瞬時値を計算しか
つその計算された電力量の瞬時値を所定期間にわたって
累積して種々な電力量の測定値を与える。理想的なデジ
タル測定装置は、非常に高速で高解像度のアナログノデ
ジタル（Ａ／Ｄ）変換器を利用する。

しかし、これらの２つの特性は、設計上の観点から互い
に競合するものである。何故ならば、解像度をより高く
しようとするためにはより長い時間が必要であるからで
ある。解像度をより高くすると２進講はより長くなり、
それに関連した回路としてより複雑で高価なものが必要
になる。更に、高速で作動しうる複雑なデジタル処理回
路は、より大きくてより高価な電源を必要とする。サン
プリング速度を遅くすれば、デジタル処理の速度もより
低くてすみ、デジタル処理回路が簡単化される。解像度
を減少させれば、より短い２進語を取り扱ってアナログ
鱈号振中のデジタル化２進表示を与えることができる。
しかしながら、このようにサンプリング速度を減じかつ
デジタル化解像度をより低くすると、それだけ、サンブ
ル振中のデジタル表示の精度が低下しかつアナログ入力
信号の各完全なサイクルの真のデジタル表示が減少して
しまう。測定すべき電力量の値を決定する更に別の方法
として、インデイケータダィアグラムの面積を測定する
方式がある。

ィンディケータダィアグラムによって囲まれた面積は、
負荷へ供給されるサイクル当りの瞬時電力に比例してい
る。椿磯昭５４一７９２３８号明細書（特関昭５５−６
２９び号公報）に記載された方式は、このインデイケー
タダイアグラム方法の一例である。ィンディケ−夕ダイ
アグラムによって囲まれた面積は、電圧成分に関連した
信号の時間積分の大きさに単位変化の生ずる毎に電流成
分に関連した信号をサンプリングすることによって測定
される。電流成分に関連した信号のこうして得られた相
緩くサンプル値は累積されて、インデイケータダイアグ
ラムによって囲まれた面積を示す。更に累積することに
より、消費エネルギーを示す。この発明は、この最後の
方法を実行するための装置である。

より詳しく述べるならば、この発明は、インデイケータ
ダイアグラムによって囲まれた面積を計算するための装
置である。この発明によれば、ィンデイケータダィアグ
ラムによって囲まれた面積を計算することにより負荷へ
供給された電力量の値を測定する装置が提供される。

電圧成分を表わす第１の入力信号は、積分信号を発生す
る積分器へ印加される。その積分信号は、一定の所定基
準電位と比較される。積分信号の瞬時値が基準電位の一
方の大きさに等しいとき、２つの事象が開始される。第
１に電流成分を表わす第２の入力信号のサンプリング値
がとり出される。第２に、積分器は、所定の可変持続時
間を有する定電流パルスによってリセットされる。第２
の入力信号のサンプリング値は、デジタル化されかつ累
積されて、電流成分と電圧成分の時間積分との積との積
の時間積分を表わす合計値を発生する。最後に、交流電
力量を表わす出力信号がその合計値に応答して発生され
る。積分信号の単位変化の関数である所定時間に第２の
入力信号をサンプリングしかつ、各サンプリング時点で
の第２の入力信号の瞬時値の相続〈デジタル値を累積す
ることにより、積分信号と第２の入力信号との積の時間
積分が、従来の計測装置に普通に使用されるアナログ乗
算方法を使用せずに、効果的に計算される。

更に、積分信号と第２の入力信号との積が「デジタル処
理および計算方法を使用する計測装置で普通に行なわれ
ているような入力信号のデジタル値の乗算を行なわれず
に、効果的に計算され、従って、より簡単な計算素子を
使用することができる。１ 基本的な原理 この発明およびその動作を理解し易くするため、まず最
初に２つの基本的な原理について説明する。

それらの２つの原理のうちの第１の最も広い方のものは
、インデイケータダイアグラムを交流電力測定に応用す
ることである。蒸気機関、内燃機関、空気圧縮機等の動
力のような他の種類の動力を測定するのにィンディケー
タタ、ィアグラムを使用することはよく知られている。
従って、交流電力の測定にィンディケータダィアグラム
を応用することも知られている。配電系統において、負
荷へ供給される電力は、電圧成分および電流成分によっ
て定められる。

ィンディケータダィアグラムの電気的等価図は電圧成分
の時間積分対電流成分をプロットすることによって得ら
れる。その結果得られた曲線によって囲まれた面積は、
サイクル（電流成分の）当り負荷へ供給された電力に比
例している。サイクル毎に１回この面積を測定して所定
の期間に亘って相続〈面積を加算することにより、負荷
によって消費されたエネルギーを測定することができる
。ィンディケータダィアグラムの簡単な例を第１図に示
す。

第１図は、電圧成分および電流成分が同じ周期を有して
いて任意の位相関係にありどちらの成分もサイクル間で
急速に変化しないような場合に生ずる閉曲線２０を示し
ている。この曲線２０は、電流成分の各サイクル毎に一
度なぞられる。曲線２川こよって囲まれた面積を計算す
るため、既知の任意の面積を有した区画からなる格子と
そのグラフ上に重ね、その曲線２０で囲まれた区画の数
をかぞえる。計測装置においては、曲線２０で囲まれた
面積は、電圧成分の時間積分を監視することによって測
定される。電圧成分の時間積分が、ノｅ（ｔ）ｄ濠磯こ
沿って単位値（ボルト）に等しい時に、電流成分がサン
プリングされる。例えば、零でスタートして、電圧成分
の時間積分の大きさは、１単位の値になるまで監視され
、１単位になったところで、電流成分がサンプリングさ
れる。この時点まででの曲線２０で囲まれた面積は、２
．５単位（アンペア）×１単位（ボルト）、すなわち２
．９平方単位（ボルト・アンペア）である。同様に、２
に達するとき、′ｅ（ｔ）ｄ損軸１こ沿ってもう１単位
値だけ進んだことになる。この時、３単位値の電流成分
が再びサンプｌｊングされる。３単位×１単位は３平方
単位であり、これが前の値に加えられる。

この点で、計測装置は、′ｅ（ｔ）ｄｔサンプルのすべ
てが１単位であるので、２つのサンプルを掛け合わせる
必要がないことは明らかである。従って、計測装置は、
電流成分のサンプル値を加算したり減算したりするだけ
でよい。黒くぬりつぶした面積２２およびハッチングを
施した面積２３によって示されるような誤差が導入され
る。

何故ならば、計測装置は電流成分が′ｅ（ｔ）ｄｔ軸に
沿って１単位値からの次の単位値まで一定値であったか
のようにその面積を計算するからである。黒くぬりつぶ
した面積２２は曲線２０によって囲まれた全面積へ不適
綾に加えられてしまう面積を表わしている。ハッチング
を施した面積２３は、曲線２０１こよって囲まれた全面
積から不適切に減じられてしまう面積を表わしている。
この誤差は、よりイ・さな区画からなる格子を使うこと
にるつて克服されかつ精度を上げることができる。電気
装置の場合には、電圧成分の時間成分の単位値をより４
・さくしかつ電流成分のサンプルをより多くすることに
ある。電流成分のあるサンプルが取られるときに電圧成
分の時間積分が増大しつつある場合には、電流成分のそ
のサンプルは前の合計に加えられる。

逆に、電流成分のサンプルが取られるときに電圧成分の
時間積分が減少しつつある場合には、電流成分のそのサ
ンプルは、その合計から減じられる。第１図の格子によ
る電流成分のサンプルの加算および減算は、第２図、第
３図および第４図に示されている。第２図は、電圧成分
の時間積分が零から５の値まで達するときの、電流成分
のサンプルの加算を示している。第３図は、電圧成分の
時間積分が５の値から−５の値まで達するときの、電流
成分のサンプルの減算を示している。電流成分のすべて
のサンプル値は負であり、マイナス値の減算は加算とな
る。従って、電流成分のこれらのサンプルは合計値に加
えられることになる。最後に、第４図は、電圧成分の時
間積分が−５の値から０の値まで達するときの、電流成
分のサンプル値の加算を示している。電流成分のこれら
のサンプル値はすべて正であり、従って、前の合計に加
えられる。第２図、第３図および第４図に示された電流
成分のサンプル値の和は、電流成分の１周期の間の電力
である曲線２０で囲まれた全面積の近似値である。この
ようにして、電気装置は、相続く加算により、配電系統
によってその負荷へ供給されたエネルギーを測定するこ
とができる。これで第１の原理の説明を終る。第２のよ
り狭い原理は、積分器をリセットするために基準電圧の
代りに電流パルスを応用することである。この発明にお
いては、ノｅ（ｔ）ｄ損軸こ沿って１単位値に達すると
きを測定するのに積分器が使用される。

このとき、次の単位値を検出しうるように積分器をリセ
ットすることが必要である。電流リセットも電圧リセッ
トも当業分野において良く知られている。第５図は、積
分に使用される代表的な演算増中回路２８を示している
。演算増中器３２の入力インピーダンスが無限であると
仮定して、接続点３０に対する電流方程式は、次のよう
である。

（Ｖｉ一Ｖ）／Ｒ＝Ｃｄ／ｄｔ（Ｖ一Ｖ。

） ‘１１ここで、Ｖｉ＝アナログ入力電圧 Ｒ＝抵抗 Ｃ＝容量 ｄ／ｄｔ＝時間に関する微分記号 Ｖ＝接続点３０の電圧 Ｖ。

＝アナログ出力電圧出力電圧Ｖ。

は、接続点３０の電圧Ｖを、演算増中器３２の利得に倍
したものである。すなわち、Ｖ＝Ｖ。

／Ｋ ■Ｋが無限であると仮定すると、接
続点３０での電圧Ｖは、実用上零である。

式｛１）１こおいてＶを零とおくと、次のようになる。
Ｖｉ／Ｒ＝Ｃｄ／ｄｔ（一Ｖ。

） ‘３１式【３’の両辺を積分してＶ。につ
て解くと、次のようになる。ｖ。

＝（一１／ＲＣ）ノＶｉｄｔ 【４１式【４１‘
ま、演算増中回路２８の出力電圧Ｖ。が入力電圧Ｖｉの
時間積分に比例していることを例示している。演算増中
回路２８をリセットする１つの方法は、Ｘｒｅｓｅｔを
基準電圧Ｖｒｅｆに等しく設定することである。

出力電圧Ｖ。は、Ｊｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿って単位電圧に
等しくなるまで増大する。この時、スイッチ３４が閉じ
られ、コンデンサ３６を基準電圧Ｖｒｅｆへ接続する。
基準電圧Ｖｒｅｆがコンデンサ３６を零値へリセットさ
せるためには、その基準電圧Ｖｒｅｆは、コンデンサ３
６がすでに充電されていた電圧値Ｖ。と等しい大きさで
、その反対の極性でなければならない。従って、Ｖ。

ニーＶｒ携 【５）式｛５｝を式（州
こ代入すると、 −Ｖ他＝（一１／ＲＣ）′Ｖｉｄｔ又は ＲＣ＊Ｖｒｅｆ＝ＪＶｉｄｔ ‘
６１式｛６｝‘ま、演算増中回路２８をリセットするの
に基準電圧Ｖｒ宵が使用されるとき、そのリセット動作
がコンデンサ３６の容量値Ｃに依存していることを示し
ている。

長い時間周期にわたって容量値Ｃは変化する。Ｖｒｅｆ
は一定であるので、コンデンサ３６は同じ電圧レベルヘ
リセットされる。演算増中回路２８は、次に、その同じ
電圧レベルから積分を開始するが、この時には、コンデ
ンサ３６の容量値Ｃがシフトしているので、演算増中回
路２８はより速く積分を行なう（又は容量値Ｃのシフト
方向によってはより遅く）。このため′ｅ（ｔ）ｄｔ軸
に沿って単位直に達した時の測定に誤差が生じ、結局、
負荷によって消費されたエネルギーの計算に誤差が生ず
る。演算増中回路２８をリセットする第２の方法は、Ｘ
ｒｅｓｅｔをリセット電流Ｉｒｅｓｅｔに等しく設定す
ることである。

電流Ｉｒｅｓｅｔは単位時間△ｔ当りの電荷ｑに等しい
ので、電荷は次の式で表わされる。ｑ＝Ｉｒｅｓｅｔ＊
△ｔ の容量値Ｃは、次のように定義され
うる。

Ｃ＝ｑ／ｖ ■ ここで、 ｑ＝電荷 ｖ＝コンデンサが充電されうる電圧レベル式のを式■へ
代入してｖ｝こついて解くと、ｖ＝（Ｉｒｅｓｅｔ＊△
ｔ）／Ｃ ｛９｝電圧リセットにおけるように
、スイッチ３４は、出力電圧Ｖ。

がノｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿って単位値に等しいときに閉じ
られる。Ｉｒｅｓｅｔがコンデンサ３６を零値ヘリセッ
トさせるためには、コンデンサ３６がＩｒｅｓｅｔのた
めに充電される電圧ｖは、コンデンサがすでに充電させ
ていた電圧値Ｖ。と等しい大きさで反対極性でなければ
ならない。従って、Ｖ。

＝−ｖ＝−（Ｉｒｅｓｅｔ＊△ｔ）／ＣＯＯ式肌を式（
州こ代入すると、一（Ｉｒｅｓｅｔ米△ｆ）／Ｃ：（一
１／ＲＣ）′Ｖｉｄｔ又はＲ＊Ｉｒｅｓｅｔ＊△ｔ＝ノ
Ｖｉｄｔ０１）式ＯＤは、演算増中回路２８をリセット
ミせるために電流Ｉｒｅｓｅｔが使用されるとき、その
リセット動作がコンデンサ３６の容量値Ｃに無関係であ
ることを示している。

長い時間期間にわたって容量値Ｃは変化するが、コンデ
ンサ３６は適当な電圧レベルヘリセットされる。リセッ
ト電圧の値のシフトのために、容量値Ｃのシフトは補償
される。コンデンサ３６の値のシフトにより演算増中回
路２８の積分がより速くさせられるならば、コンデンサ
３６はより低い電圧ヘリセットされる。同様に、容量値
のシフトにより演算増中回路２８の積分がより遅くされ
るならば、コンデンサ３６はより高い電圧ヘリセットさ
れる。このような自己補償のため、コンデンサ３６の容
量値Ｃのドリフトによる誤差は最少とされる。この理由
のため、この発明は、電圧リセットではなくて電流リセ
ットを利用する。これ第２の原理の結論である。交流電
力の測定のためにインディケータダィアグラムを使用す
ることおよび積分器をリセットするのに電流パルスを使
用することがこの発明の基本的な２つの主要原理である
。

これらの２つの原理を実施する装置およびその装置の動
作について、次の２節および３節において説明する。計
測装置の簡単な説明および動作 第６図は、この発明によって構成された計測装置３８を
例示するブロック図である。

電源４川ま、一対の導線４２および４３によって負荷４
１へ接続されている。電圧変換器４４は、入力端子４５
および４６で導線４２および４３間に接続されている。
電圧変換器４４は、負荷４１へ電源４川こよって供給さ
れる交流電力量の電圧成分を表わす第１の入力信号ＶＩ
を発生する。電流変換器４８の入力端子４９および５０
が導線４３に直列に接続されている。この電流変換器４
８は、交流電力量の電圧成分を表わす第２の入力信号Ｖ
２を発生する。電流変換器４８は、また、電流成分の頓
性を表わすアナログ信号Ｖｐを発生する。第１の入力信
号ＶＩは、積分器５２へ入力される。

積分器５２は、比較器５６へ入力される積分信号５４を
発生する。比較器５６は、積分信号５４の瞬時値が一定
の所定高基準電位の大きさに等しいときに、パルス６０
をその出力端子５８に発生する。比較器５６は、また、
積分信号５４の瞬時値が一定の所定基準電位に等しいと
きにパルス６４をその出力端子６２に発生する。比較器
５６の出力端子５８および６２は、マイクロプロセッサ
６６に接続されている。このマイクロプロセッサ６６は
、換算制御信号７０、サンプル制御信号８２、第１のリ
セット信号９０および第２のリセット信号９２を発生す
る。マイクロプロセッサ６６は、計測装置３８の動作を
制御するものであり「 これについては更に後述する。
電流変換器４８から説明すると、アナログ信号Ｖｐは、
極性指示器７２へ入力される。

極性指示器７２は、マイクロプロセッサ６６へ入力され
る極性信号を発生する。第２の入力信号Ｖ２は、換算回
路６８へ入力される。換算回路６８は、その換算制御信
号７０に応答して、第２の入力信号Ｖ２に正比例した信
号Ｖ２′を発生する。この信号Ｖ２′は、整流器７６へ
入力される。整流器７６は、極性信号７４に応答して、
サンプルホールド回路８０へ入力される整流信号７８を
発生する。サンプルホールド回路８０は、サンプル制御
信号８２に応答して、整流信号７８のサンプル値８４を
発生する。そのサンプル値８４は、比較器８６およびデ
ジタルノァナログ（Ｄ／Ａ）変換器８８の組合わせによ
ってマイクロプロセッサ６６へ入力される。

Ｄ／Ａ変換器８８は、マイクロプロセッサ６６と比較器
８６との間のフィードバック路を与える。マイクロプロ
セッサ６６に記憶されたサンプル値は、導線８７を介し
てＤ／Ａ変換器８８へ入力される。Ｄ／Ａ変換器８８は
、マイクロプロセッサ６６に記憶されたサンプル値のア
ナログ対応信号８９を発生する。このアナログ対応信号
８９は、サンプルホールド回路８川こよって発生される
サンプル値８４と比較器８６において比較される。比較
器８６は、その比較に応答して、更新信号８５を発生す
る。マイクロプロセッサ６６に記憶されていたサンプル
値は、その時、サンプルホールド回路８０によって発生
されたサンプル値８４に等しくなるまで、その更新信号
によって更新される。このようなプロセスにより、サン
プル値８４が、マイクロプロセッサ６６へ入力される。
動作時、第６図に示した計測装置３８は、ィンディケー
タダィアグラムによって囲まれた面積を計算する。

積分器５２は、第１の入力信号ＶＩを連続的に積分して
積分信号５４を発生する。その積分信号５４は、Ｊｅ（
ｔ）ｄｔ軸を表わしている。比較器５６は、積分信号５
４を監視し、ノｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿って単位値に達した
かどうかを決定する。正方向にて単位層に蓮するとき、
出力パルス６０が出力端子５８に発生される。同様に、
負方向にて単位直に達するとき、出力パルス６４がその
出力端子６２に発生される。マイクロプロセッサ６６は
、比較器５６の出力端子５８に発生されるパルス６０‘
こ応答して第１のリセット信号９０を発生し、また比較
器５６の出力端子６２に発生されるパルス６４に応答し
て第２のリセット信号９２を発生する。第１のリセツト
信号９０および第２のリセット信号９２の発生は、この
発明の重要な特徴である。第１のリセット信号９０は、
出力端子５８に発生される各パルス６０に対して１つず
つの中の変化したパルスからなっている。第２のリセッ
ト信号９２もまた、出力端子６２に発生される各パルス
６４に対して１つずつ中の変化したパルスからなってい
る。第１のリセット信号９０および第２のリセット信号
９２は、リセット回路９４を制御する。リセット回路９
４は、第１のリセット信号９０および第２のリセツト信
号９２のそれぞれのパルス中に応答して、リセット電流
９５を発生する。リセット電流９５は、積分器５２をリ
セットして、従って、積分信号５４をその初期状態に戻
す。積分信号５４がその初期状態に戻されると、比較器
５６は、Ｊｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿っての次の単位値を検出
する用意ができ、従って、高基準電位および低基準電位
を変化させる必要がなくなる。計測装置３８の逐次動作
は次のようである。比較器５６は、Ｊｅ（ｔ）ｄｔ軸に
沿って単位値に達するとき１つのパルスを発生する。こ
の単位値が正であるならば、第１のリセット信号９０が
積分器５２をリセットする。もしその単位値が負である
ならば、第２のリセット信号９２が積分器５２をリセッ
トする。単位値が正であるか負ぜあるかに関係なく、マ
イクロプロセッサ６６は、サンプル制御信号８２を送っ
て、サンプルホールド回路８川こサンプル値８４を発生
するように命令する。サンプル値８４は、比較器８６お
よびＤ／Ａ変換器８８の組合わせによってマイクロプロ
セッサ６６へ入力される。マイクロプロセッサ６６は、
サンプル値８４をデジタル化してあるデジタル値を発生
する。換算制御信号７０は、マイクロプロセッサ６６に
よって吟味され換算率が決定される。デジタル値は換算
回路６８によって使用される換算率を考慮するように修
正される。その修正されたデジタル値が所定値より小さ
いならば、その換算率は、次のサンプル値８４がより大
きな値となりマイクロプロセッサ６６がデジタル値へよ
り容易に変換しうるように換算制御信号７０１こよって
増大される。修正デジタル値が決定されると、次の段階
として極性信号７４を吟味して電流成分の犠牲が決定さ
れる。

マイクロプロセッサ６６は、電流成分の極性およびノｅ
（ｔ）ｄｔ軸に沿っての単位値の符号によって、その修
正デジタル値がマイクロプロセッサ６６に記憶された合
計値へ加えられるべきかその合計値から減じられるべき
かを決定する。その合計値は、前のサンプル値のすべて
の和である。合計値は、電流成分と電圧成分の時間積分
との積、すなわちエネルギーの時間積分を表わしている
。マイクロプ。セッサがその適当な演算（加算／減算）
を行なった後、その合計値は正／負エネルギー量を表わ
すデジタル値と比較される。合計値がその正／負エネル
ギー量を表わすデジタル値より大きい／小さい場合に、
マイクロプロセッサは、正／負エネルギー量を表わす適
当な出力パルス６７／６９を発生する。正／負エネルギ
ー量を表わすデジタル値は、その時、合計値から減算さ
れる。次に、マイクロプロセッサは、初期の段階へ戻り
、′ｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿って単位値に達するときに比較
器５６がパルスを発生するのを待く〕。この発明を実施
する装置およびその動作のより詳細な説明は、次の３節
にて第７図および第８図に基づいてなされる。

３ 計測装置の詳細な説明および動作 計測装置３８の詳細な回路図を第７図に示す。

電圧変換器４４の入力端子４５および４６から説明する
と、測定すべき交流電力量の電圧成分が変圧器９６の１
次巻線９７に印加される。この変圧器９６は、第６図に
示した電圧変換器４４である。変圧器９６の２次巻線９
８の一端はアースに接続されている。２次巻線９８の他
端は、抵抗１０２を介して演算増中器１００の反転入力
端子に接続されている。

演算増中器１００の非反転入力端子は、アースに接続さ
れている。演算増中器１００の出力端子は、コンデンサ
１０４およびダイオード１０６の並列回路を介して演算
増中器１００の反転入力端子に接続されている。ダイオ
ード１０６のカソード‘ま、演算増中器１００の出力端
子に接続されている。これらの演算増中器１００、抵抗
１０２、コンデンサー０４およびダイオード１０６は、
積分器５２を構成している。比較器５６は、第１の演算
増中器１１０および第２の演算増中器１０８からなって
いる。

演算増中器１００の出力端子は、第２の演算増中器１０
８の反転入力端子および第１演算増中器１１０の非反転
入力端子の両方に接続されている。第２の演算増中器１
０８の非反転入力端子はアースに接続されており、第１
の演算増中器１１０の反転入力端子は一定かつ所定の正
電源に接続されている。第２の演算増中器１０８の出力
端子は、比較器６６の出力端子６２に接続されている。
第１の演算増中器１１０の出力端子は、比較器５６の出
力端子５８に接続されている。出力端子５８および６２
は、マイクロプロセッサ６６に接続されている。次に、
電流変換器４８の入力端子４９および５０１こ戻って説
明すると、電流変換器４８は、特願昭５４−８６５３５
号明細書（特開昭５５−１２４９７号公報）に記載され
た型式の補償変流器１１３である。

この補償変流器１１３は、鉄心１１５、単一巻回の１次
巻線１１７「第１の感知２次巻線１１９、第２の補償２
次巻線１２１および演算増中器１２３を有している。単
一巻回１次巻線１１７は、入力端子４９および５０と直
列に接続されている。第１の感知２次巻線１１９は、接
続点１２０でアースに接続されかつ演算増中器１２３の
反転入力端子に接続されている。演算増中器１２３の非
反転入力端子は、アースに穣線されている。演算増中器
１２３の出力端子には、アナログ信号Ｖｐが得られる。
このアナログ信号Ｖｐは、第２の補償２次巻線１２１へ
入力される。第２の補償２次巻線１２１の出力は、第２
の入力端子Ｖ２である。極性指示器７２は、反転入力端
子にアナログ信号Ｖｐの受ける演算増中器１２５からな
っている。

演算増中器１２５の非反転入力端子は、抵抗１２７を通
してアースに接続され、また抵抗１２９を介してその出
力端子に接続されている。演算増中器１２５の出力端子
は、導線１３１によってマイクロプロセッサ６６に接続
されている。導線１３１は、極性信号７４を伝える。換
算回路６８は、電気的に並列に接続された第１の電流路
および第２の電流路を備えている。

第１の電流路は、抵抗１３５を介してアースへ接続され
るスイッチ１３３を有している。第２の電流路は、抵抗
１３９を介してアースへ接続されるスイッチ１３７を有
している。抵抗１３５の抵抗値は、抵抗１３９の抵抗値
の８倍である。第２の入力端子Ｖ２は、２つのスイッチ
１３３および１３７の各々へ入力される。スイッチ１３
３は、導線１４１によってマイクロプロセッサ６６へ接
続されている。スイッチ１３７は、インバーター４３へ
接続されかつ導線１４１によってマイクロプロセッサ６
６へ接続されている。導線１４１は、換算制御信号７０
を伝達する。抵抗１３５の両端間に発生される電圧は、
抵抗１４７を通して演算増中器１４５の反転入力端子へ
入力される。同様に、抵抗１３９の両端間に発生される
電圧は、抵抗１４９を通して演算増中器１４５の反転入
力端子へ入力される。演算増中器１４５の非反転入力端
子は、アースへ接続されている。演算増中器１４５の出
力端子は、抵抗１５１を介してその反転入力端子へ接続
されるている。信号Ｖ２′が、演算増中器１４５の出力
端子に得られる。整流器７６は、スイッチ１５５と直列
な整流回路１５３と、スイッチ１５９を有したバイパス
導線１５７とからなっている。整流回路１５３は、抵抗
１６３を通して反転入力端子に信号Ｖ２′を受ける演算
増中器１６１を有している。演算増中器１６１の非反転
入力端子は、アースへ接続されている。演算増中器１６
１の出力端子は、抵抗１６５を介してその反転入力端子
へ接続されている。演算増中器１６１の出力端子は、ま
た、スイッチ１５５を介して整流器７６の出力端子１６
９にも接続されている。バイパス導線１５７は、スイッ
チ１５９を通して信号Ｖ２′を出力端子１６９へ伝達す
る。スイッチ１５９は、導線１３１から極性信号７４を
受ける。スイッチ１５５は、インバータ１６７を通して
導線１３１へ接続されている。整流信号がその出力端子
１６９に得られる。サンプルホールド回路８０は、整流
器７６の出力端子１６９をサンプルホールド回路８０の
出力端子１７１へ接続するスイッチ１７３を有している
。

スイッチ１７３は、導線１７７からサンプル制御信号８
２を受ける。出力端子１７１は、コンデンサ１７５を介
してアースへ接続されている。サンプル値８４がその出
力端子１７１に得られる。サンプル値８４は、比較器８
６およびＤ／Ａ変換器８８の組合わせによってマイクロ
プロセッサ６６へ入力される。

比較器８６は、非反転入力端子にサンプル値８４を受け
る演算増中器１７９である。演算増中器１７９の出力端
子は、更新信号８５を伝達する導線１８１によってマイ
クロプロセッサ６６へ接続される。マイクロプロセッサ
６６は、そこに記憶したサンプル値を伝達する導線８７
によってＤ／Ａ変換器８８へ接続されていく。Ｄ／Ａ変
換器８８の出力端子は、導線１８３によって演算増中器
１７９の反転入力端子へ接続されている。導線１８３は
、アナログ対応信号８９を伝達する。第７図に示した回
路の残りの部分は、リセツト回路９４である。

リセット回路６４は、ィンバータ１８９および第２のス
イッチ１８７の直列回路と電気的に並列な第１のスイッ
チ１８５を有している。第１のスイッチ１８５は、マイ
クロプロセッサ６６から導線１８６によって供給される
第１のリセット信号９０‘こよって制御信号される。第
２のスイッチ１８７は、マイクロプロセッサ６６から導
線１８８によって供給される第２のリセット信号９２に
よって制御される。第１のスイッチ１８５と第２のスイ
ッチ１８７との並列回路の一端は正電源に接続されてい
る。この並列回路の池端は、抵抗１９１を介して出力端
子１９３に接続され、かつ抵抗１９２を介してアースへ
後続されている。出力端子１９３にリセット電流９５が
得られる。出力端子１９３は、．演算増中器１００の反
転入力端子に接続されている。これで、第７図に示した
計測装置３８の装置構成の説明は終りである。第７図に
示した計測装置３８の動作は、第８図に示すフローチャ
ートを参照することによってもつと容易に理解されよう
。第８図は、ィンディケータダィアグラムによって囲ま
れた面積を測定する際に計測装置３８によって行なわれ
る動作シーケンスの概要を示している。このプログラム
は、フロック２００で開始される。最初のステップ２０
１は、マイクロプロセッサ６６に記憶された合計値を零
にセットさせることである。次のステップ２０２は、比
較器５６を試験することである。ステップ２０３で、マ
イクロプロセッサ６６は、比較器５６の出力端子５８に
質問して、その出力パルス６０があるかどうかを決定す
る。積分信号５４が時間Ｔに対してプロットされている
第９図を簡単に参照するに、積分信号５４の瞬時値がＴ
Ｉで一定の正の基準電位の大きさに等しい時に、出力パ
ルス６０‘ま存在する。その基準電位は、Ｊｅ（ｔ）ｄ
ｔ軸に沿っての単位値の２倍に等しい。出力パルス６０
があるときには、′ｅ（ｔ）ｄ損軸に沿って正方向に単
位値に達したのであり、マイクロプロセッサ６６は、第
８図のステップ２０４へ進む。ステップ２０４で、マイ
クロプロセッサ６６は、導線１７７によって供給される
サンプル制御信号８２を使用して、スイッチ１７３を瞬
時的に閉じるようにする。

スイッチ１７３が閉じられるとき、コンデンサー７５が
充電されサンプル値８４を発生する。ステップ２０４で
のサンプル値８４の発生に続いて、マイクロプロセッサ
６６は、ステップ２０５で積分器５２をリセットする。
これは、導線１８６によって第１のスイッチ１８５へ供
給される第１のリセット信号９川こよって達成される。
第１のスイッチ１８５は、第１のリセット信号９０のパ
ルスの中に応答して閉じられる。ステップ２０６で、マ
イクロプロセッサは、内部的にフラッグＦＯをクリアす
る。ステップ２０４，２０５および２０６は、決定ステ
ップ２０３の結果が肯定である場合にのみ実行される。
もし決定ステップ２０３の答が否定であるならば、マイ
クロプロセッサ６６は、ステップ２０８へ行く。ステッ
プ２０８は、比較器５６の出力端子６２へ質問してパル
ス６４があるかどうかを決定するステップである。第９
図を簡単に参照するに、積分信号５４の瞬時値がＴ３で
アース電位に等しいときに出力パルス６４があることが
わかる。パルス６４がない場合には、マイクロプロセッ
サは、第８図のステップ２０２へ戻る。パルス６４があ
るときには、′ｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿って負方向に単位値
に達したのであり、マイクロプロセッサ６６はステップ
２０９へ進む。ステップ２０９で、マイクロプロセッサ
６６は、導線１７７によって供給されるサンプル制御信
号８２を使用してスイッチ１７３を瞬時的に閉じ、サン
プル値８４を発生する。

ステップ２０９でのサンプル値８４の発生に続いて、マ
イクロプロセッサ６６は、ステップ２１０で積分器５２
をリセットする。これは、導線１８８によって第２のス
イッチ１８７へ供給される第２のリセット信号９２によ
って達成される。第２のスイッチ１８７は、第２のリセ
ット信号９２のパルスの中に応答して閉じられる。ステ
ップ２１１で、マイクロプロセッサ６６は、フラッグＦ
Ｏを内部的にセットする。ステップ２０６又はステップ
２１１からマイクロプロセッサ６６は、ステップ２０７
へ進む。

このステップ２０７で、サンプル値８４は、マイクロプ
ロセッサによって受けられ、その時、そのサンプル値８
４に応答したデジタル値が発生される。サンプル値８４
は、連続近似方法を使用して比較器８６およびＤ／Ａ変
換器８８の組合わせによってマイクロプロセッサ６６へ
入力される。例えば、サンプル値８４が初めて発生され
るときは、マイクロプロセッサ６６に記憶されたデジタ
ル値のすべてのビットは零である。デジタル値の最上位
のビットが、導線８７によってＤ／Ａ変換器８８へ印加
される。Ｄ／Ａ変換器８８は、デジタル値の最上位のビ
ットのアナログ対応信号８９を発生する。この時、この
アナログ対応信号８９は、サンプルホールド回路８０１
こよって発生されたサンプル値８４と比較器８６におい
て比較される。比較器８６は、更新信号８５を発生し、
デジタル値の第１の最上位のビットがサンプル値８４よ
り大きいか小さいかをマイクロプロセッサに指示する。
この時、マイクロプロセッサは、それに応じてデジタル
値の最上位のビットを更新する。それから、マイクロプ
ロセッサ６６は、第１の２つの最上位のビットをＤ／Ａ
変換器８８へ印加する。Ｄ／Ａ変換器は、デジタル値の
第１の２つの最上位のビットのアナログ対応信号８９を
発生する。このアナログ対応信号８９は、この時、比較
器８６によってサンプル値８４と比較され、再び更新信
号８５が発生される。マイクロプロセッサ６６は、その
更新信号８５を使用して、デジタル値の第２の最上位の
ビットを更新する。マイクロプロセッサは、そこに記憶
されたデジタル値がサンプルホールド回路８川こよって
発生されたサンプル値８４に等しくなるまで、３つの最
上位のビット、４つの最上位のビット等に対してこのプ
ロセスを操り返す。サンプルホールド回路８０が新しい
サンプル値８４を発生するとき、マイクロプロセッサ６
６は、その時そこに記憶されているデジタル値が再びサ
ンプル値８４に等しくなるまで、連続近似の全プロセス
を繰り返す。サンプル値８４がマイクロプロセッサ６６
へ入力されたとき、マイクロプロセッサは、決定ステッ
プ２１４へ進む。

マイクロプロセッサ６６は、換算制御信号７０を吟味し
て、２つのスイッチ１３３又は１３７のどちらかが閉位
置にあるかを決定して、換算率を決定する。スイッチ１
３３が閉じられているならば、マイクロプロセッサはス
テップ２１５へ進み、ここでデジタル値はモ奥算率を補
償するため３ビットだけ左へシフトされる。ステップ２
１５から、マイクロプロセッサはステップ２１６へ進む
。しかし、決定ステップ２１４でスイッチ１３７が閉じ
られていたならば、換算率１が換算回路６８によって使
用されており、従って、マイクロプロセッサは、直接、
ステップ２１６へ進む。ステップ２１６で、デジタル値
は、マイクロプロセッサ６６に記憶された一定のデジタ
ル値と比較される。

デジタル値がＸより４・さし、ならば、ステップ２１７
でマイクロプロセッサは、換算率８が使用されうるよう
に、スイッチ１３７を開きかつ、スイッチ１３３を閉じ
る。より大きな換算率を使用することにより、次のサン
プル値８４は増大され、サンプル値８４をデジタル値に
よってより正確に表わすことが容易となる。ステップ２
１７から、マイクロプロセッサは、ステップ２１８へ進
む。しかし、ステップ２１６で、デジタル値が×より小
さくならないならば、マイクロプロセッサ６６は、スイ
ッチ１３３を開きかつ、スイッチ１３７を閉じて、換算
率１をセットする。これは、ステップ２１９でなされ、
それから、マイクロプロセッサはステップ２１８へ進む
。ステップ２１８で、マイクロプロセッサ６６は、極性
信号７４を吟味して、サンプル値８４が正であるかどう
かを決定する。

サンプル値８４が正でないならば、フラッグＦＯは、ス
テップ２２１で桶数演算される。マイクロプロセッサ６
６はそのときステップ２２０へ進む。もし極性信号７４
がステップ２１８で正であると決定されるならば、マイ
クロプロセッサは、ステップ２２０へ直接進む。決定ス
テップ２２０で、マイクロプロセッサは、フラッグＦＯ
がセットされているかどうかを知るために内部的にチェ
ックする。もしフラッグＦＯがセットされているならば
、マイクロプロセッサは、ステップ２２４で合計値から
そのデジタル値を減算する。フラッグＦＯがセットされ
ていないならば、マイクロプロセッサは、ステップ２２
９で合計値にデジタル値を加算する。この点で決定ステ
ップ２２０の更に別の吟味が必要である。ステップ２１
１でフラッグＦＯがセットされていたならば、これは、
ノｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿って負の単位値が達せられたこと
を示している。ステップ２１８で、磁性信号７４がサン
プル値８４の負であることを示すならば「フラッグＦＯ
が補数演算される。負値と負値とを乗算すると正値とな
るので、ステップ２２０ではフラッグＦＯがセットされ
ていないことをマイクロプロセッサが決定する時ステッ
プ２２９で合計値にそのデジタル値が加算される。他方
、ステップ２１１でフラッグＦＯがセットされておりか
つステップ２１８でサンプル値８４が正であったことを
マイクロプロセッサが決定したならば、マイクロプロセ
ッサは、ステップ２２０へ直接進むだろう。負値と正値
との積は負値となるので、ステップ２２０では、フラッ
グがセットされているので、マイクロプロセッサは、ス
テップ２２４において合計値からデジタル値を減算する
。このようにして、決定ステップ２２０は、′ｅ（ｔ）
ｄｔ軸に沿っての単位贋とサンプル値８４との積の符号
、すなわち正又は負を決定する。ステップ２２９から、
マイクロプロセッサは、ステップ２３０へ進み、ここで
、合計値は、マイクロプロセッサに記憶されたデジタル
値Ｙと比較される。

デジタル値Ｙは、電気エネルギーの量子イリ単位を表わ
している。合計値がＹより大きくないならば、マイクロ
プロセッサは、ステップ２０２へ戻り、再び比較器５６
をテストする。ステップ２３０でもし合計値がＹより大
きいならば、マイクロプロセッサ６６は、ステップ２３
１で、大きさＹのエネルギーの正の単位を表わす出力パ
ルス６７を発生する。それから、マイクロプロセッサは
、ステップ２３２で、合計値から値Ｙ（ステップ２３１
の出力パルスが表わす値）が減算する。それから、マイ
クロプロセッサは、ステップ２０２へ戻る。同様に、ス
テップ２２４から、マイクロプロセッサ６６は、ステッ
プ２２５へ進み、ここで、合計値は−Ｙと比較される。

合計値が−Ｙより小さくないならば、マイクロプロセッ
サはステップ２２５で、もし合計値が−Ｙより小さいな
らば、ステップ２２６でマイクロプロセッサは、大きさ
Ｙの負のエネルギー量を表わす出力パルス６９を発生す
る。ステップ２２７で、値−Ｙ（ステップ２２６の出力
パルスが表わす値）は「合計値から減算される。マイク
ロプロセッサは、再びステップ２０２へ戻り、比較器５
６をテストする。これで、第８図のフローチャートの説
明を完了する。ここで、正しい見方を忘れないようにす
るため、第８図に示した各ステップは、出力パルス６０
又は６４が出力端子５８又は６２のそれぞれに生ずる毎
に実行されるということを思い出すべきである。各サイ
クル中、公称線路電圧にて、約５０のサンプル値が発生
される。６０Ｈｚの公称周波数では、このことは、１秒
当り３０００のサンプル値が発生されることを意味して
いる。

換言するならば、第８図に示した各ステップは、１秒毎
に約３０００回実行される。この発明の重要な特徴は、
第１のリセット信号９０および第２のリセット信号９２
がマイクロプロセッサ６６によって発生されることであ
る。

第１のリセット信号９０および第２のリセット信号９２
は、中の変化しうるパルスからなる。これらのパルスの
中は、マイクロプロセッサ６６によって制御される。第
１のリセット信号９０の各パルスと比較器５６の出力端
子５８に発生される各パルス６０との間には１対１の対
応関係がある。各パルス６０は、積分信号５４の瞬時値
が一定の正の基準電位の大きさに等しいときの状態に応
答して発生される。これは、第９図に例示されている。
第９図において、積分信号５４は、時点Ｌで１／２Ｖｒ
ｅｔの初期から始まる。

時点Ｔ，で、積分信号５４は、一定の正の基準電位Ｖｒ
ｅｔに等しくなり、′ｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿って正の単位
値に達したことが示される。時点Ｔ，で、マイクロプロ
セッサ６６は、第１のリセット信号９０のパルスを発生
する。このパルスは、時点Ｔｏから時点Ｔ，までの間コ
ンデンサー０４によって蓄積された電荷をリセット電流
９５で除去するのに十分な時間の間スイッチ１８７を閉
状態に維持する。もしコンデンサー０４の値が変化して
いないならば、コンデンサはその初期状態ヘリセットさ
れ、積分信号５４は１／２Ｖｒｅｔの電圧レベルへ戻さ
れる。コンデンサ１０４の値が変化していたならば、積
分信号は、その変化のためより高い又はより低い電圧レ
ベルへ戻される。しかし、その新しい電圧レベルはコン
デンサ１０４の値の変化を補償する。同様に、第２のリ
セット信号９２の各パルスと比較器５６の出力端子６２
に発生される各パルス６４との間に１対１の対応関係が
ある。各パルス６４は、積分信号５４の瞬時値がアース
電位に等しくなるときの状態に応答して発生される。こ
れは、第９図に例示されている。第９図において、積分
信号５４は、時点Ｌで１／２Ｖｒｅｔの値を有している
。

時点Ｔ３で、積分信号５４は、アース電位に等しくなり
、′ｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿って負の単位値に達したことが
示される。時点Ｔ３で、マイクロプロセッサ６６は、第
２のリセット信号９２のパルスを発生する。このパルス
は、時点Ｔ２から時点Ｔ３までの間コンデンサ１０４か
ら失われた電荷に等しい電荷をコンデンサ１０４へりセ
ット電流９５が与えるのに十分な時間の間第１のスイッ
チ１８５を閉状態に維持する。コンデンサー０４の値が
変化していないならば、積分信号は１／２Ｖｒｅｔへ戻
される。もしコンデンサの値が変化していたならば、積
分信号５４は、その電荷のためにより高い又はより低い
電圧レベルへ戻される。しかし、その新しい電圧レベル
がコンデンサー０４の値の変化を補償する。この発明の
別の重要な特徴は、ディザー（ｄｉｔｈｅｒ）を導入で
ある。

ディザーは、積分信号５４の時間定義域の無作為シフト
である。ディザーは、第２の入力端子Ｖ２のサンプリン
グを無作為化するために導入される。ディザーは、第１
の入力端子ＶＩが正方向へ零を通過する毎に、すなわち
各サイクルに一度マイクロプロセッサ６６によって導入
される。これは第９図の時点Ｔ４で起る。時点公で開始
されたパルスの持続時間は、５マイクロ秒だけ増大され
る。このように増大されたパルスにより、時点Ｔ５から
時点Ｌまでコンデンサによって蓄積された電荷よりも多
くの電荷がコンデンサー０４から除去されうる。従って
、時点Ｔ６から時点Ｔ７までの方が、時点虫から時点Ｔ
６までより長くか）る。このことは、積分信号５４がコ
ンデンサ１０４の値の変化のために異なった電圧レベル
へ戻される場合とは区別されるべきである。もしこのよ
うな場合であったならば、時点Ｔ６から時点Ｔ７までの
時間は、時点Ｔ５から時点Ｔ６までの時間と同じであろ
う。何故ならば、積分信号５４は、より低い電圧レベル
へ戻されていて、積分器５２が次により遠く積分する点
を補償しているからである。第９図において時点Ｔ６で
のディザーの導入は、コンデンサー０４の値がシフトし
ておりかつ積分信号５４がより低い電圧レベルヘリセッ
トされてコンデンサの値のシフトを補償する場合と非常
によく似ている。

しかしながら、注意すべきことは、積分信号５４が１／
２Ｖｒｅｔとは異なった電圧レベルヘリセットされると
きは、それがコンデンサー０４の値の変化を補償してＪ
ｅ（ｔ）ｄ底由に沿っての単位値を等しく保つというこ
とである。積分信号５４がディザーを導入するため１／
２Ｖｒｅｔは異なった電圧レベルヘリセットされるとき
は、それがＪｅ（ｔ）ｄｔ軸に沿っての単位層の１つを
わずかにより大きくさせ、従って、第２の入力信号Ｖ２
の以後のサンプル値を無作為化する。コンデンサー０４
の値の変化を補償しないでサンプリングの無作為化を補
償しないことによって行なうのでなく、コンデンサ１０
４の値の変化を補償してディザーを導入することの効果
の１つは、無作為化プロセスを制御できることである。
この発明においては、無作為化の程度が制御され、常に
無作為化を行なうことができる。要約するに、この発明
は、ィンデイケータダイアグラムによって囲まれた面積
を測定することによって交流電力量の値を測定する計測
装置を提供する。

こ）に開示したこの発明の実施例は、その他の電力量を
計算するように入力信号を変えかつマイクロプロセッサ
６６のプログラムを変えることにより変形されうる。キ
ロワット時を計算することについて前述してきたのであ
るが、これは単に例示であって、これに限定されるもの
ではない。この発明の範囲内においてこの発明の別の実
施例が考えられうろことは明らかであろう。

【図面の簡単な説明】 第１図は交流電力量の電圧成分と電流成分とが同じ周期
を有している場合のィンディケータダィアグラムを例示
した図、第２図、第３図および第４図はインデイケータ
ダイアグラムによって囲まれた面積を近似するため計測
装置によって発生されるサンプル値を例示した図、第５
図は積分に使用される回路を例示した図、第６図はこの
発明による計測装置のブロック線図、第７図はこの発明
による計測装置の電気回路図、第８図はこの発明の動作
の概要を示すフローチャート、第９図は積分器の出力信
号を時間に関してプロツトした曲線図である。 ４４・・・・・・電圧変換器、４８・・・・・・電流変
換器、５２・・・・・・積分器、５６・・・・・・比較
器、６６・・・・・・マイクロプロセッサ、６８・・・
・・・換算回路、７２・・・・・・極性指示器、７６・
・…・整流器、８０・…・・サンプルホ−ルド回路、８
６・・・・・・比較器、８８・・・・・・Ｄ／Ａ変換器
、９４・…・・リセット回路。 ＦＩＧ．ｌ ＦＩＧ．２ ＦＩＧ．３ ＦＩＧ．４ ＦＩＧ．５ ＦＩＧ．６ ＦＩＧ．７ ＦＩＧ．８ ＦＩＧ．９

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電圧成分および電流成分によって定められる交流電
   力量の値を測定するためにインデイケータダイアグラム
   の面積を計算する計測装置であって、前記電圧成分を表
   わす第１の入力信号を発生する入力手段と、前記第１の
   入力信号を積分して積分信号を発生する手段と、前記積
   分信号の瞬間値を一定の所定基準電位の大きさと比較す
   る手段と、この比較手段に応答して幅の変化するパルス
   からなる２つのリセツト信号およびサンプル制御信号を
   発生する計算手段と、定電流源と、前記リセツト信号の
   前記パルスの前記幅に応答して前記積分手段を前記定電
   流源へ選択的に接続する手段と、前記電流成分を表わす
   第２の入力信号を発生する第２の入力手段と、前記サン
   プル制御信号に応答して前記第２の入力信号をサンプリ
   ングすることによりサンプル値を発生する手段と、前記
   サンプル値を前記計算手段へ入力する手段とを備え、前
   記計算手段は、相続くサンプル値を累積して前記電流成
   分と前記電圧成分の時間積分との積の時間積分を表わす
   合計値を発生し、更に、前記合計値に応答して前記交流
   電力量を表わす出力信号を発生する計測装置。 ２ 基準電位は、正電位およびアース電位である特許請
   求の範囲第１項記載の計測装置。 ３ 比較手段は、積分信号の瞬時値が一定の正電位の大
   きさに等しくなる毎に出力パルスを発生する第１の比較
   器と、前記積分信号の前記瞬時値がアース電位に等しく
   なる毎に出力パルスを発生する第２の比較器とを含む特
   許請求の範囲第２項記載の計測装置。 ４ 計算手段は、第１の比較器によって発生されるパル
   スに応答して２つのリセツト信号のうちの第１のリセツ
   ト信号を発生し、かつ第２の比較器によって発生される
   パルスに応答して前記２つのリセツト信号のうちの第２
   のリセツト信号を発生する特許請求の範囲第３項記載の
   計測装置。 ５ 計算手段は、第１の比較器および第２の比較器の両
   方のパルスに応答してサンプル制御信号を発生する特許
   請求の範囲第３項記載の計測装置。 ６ 計算手段は、第１の入力信号が正方向へ零を通過す
   る毎にデイザーを導入し、これにより第１のリセツト信
   号および第２のリセツト信号の所定パルスの幅を増大さ
   せる特許請求の範囲第１項記載の計測装置。 ７ 選択的に接続する手段は、インバータおよび第２の
   スイツチの直列回路と電気的に並列な第１のスイツチを
   含んでおり、前記第１のスイツチは第１のリセツト信号
   のパルスの幅に応答し、前記第２のスイツチは第２のリ
   セツト信号のパルスの幅に応答する特許請求の範囲第４
   項記載の計測装置。 ８ 第２の入力手段は、単一巻回の１次巻線および第１
   の感知２次巻線を有する変流器を含む特許請求の範囲第
   １項記載の計測装置。 ９ 第２の入力手段は、第１の感知２次巻線に応答して
   １次巻線に流れる電流に比例したアナログ信号を発生す
   る増幅器を含む特許請求の範囲第８項記載の計測装置。 １０ 第２の入力手段は、アナログ信号に応答して、１
   次巻線によって発生される磁束と大きさが等しくて方向
   が反対の磁束を発生する第２の補償２次巻線を含んでお
   り、この補償２次巻線を通して流れるアナログ信号が第
   ２の入力信号である特許請求の範囲第９項記載の計測装
   置。１１ アナログ信号に応答して、１次巻線に流れる
   電流の極性を示し計算手段へ入力される極性信号を発生
   する手段を含む特許請求の範囲第９項記載の計測装置。 １２ 計算手段からの換算制御信号に応答して、第２の
   入力手段から印加された第２の入力信号に正比例する信
   号を発生する換算手段を含み、この換算手段が抵抗と直
   列のスイツチからなる第１の電流路および抵抗と直列の
   スイツチからなる第２の電流路を有し、前記第１の電流
   路が前記第２の電流路と電気的に並列となっている特許
   請求の範囲第５項記載の計測装置。 １３ 両方の抵抗の抵抗値は、互に８倍違う特許請求の
   範囲第１２項記載の計測装置。 １４ 第１の電流路のスイツチは換算制御信号に応答し
   、第２の電流路のスイツチは前記換算制御信号の反転に
   応答する特許請求の範囲第１２項記載の計測装置。 １５ 極性信号発生手段の極性信号に応答して、換算手
   段から印加された第２入力信号比例信号を整流してサン
   プリング手段へ供給する整流手段を含み、この整流手段
   がスイツチと直列に整流回路を有し、前記スイツチは、
   第２の入力信号の一方の極性のみが前記整流回路へ印加
   されるように前記極性信号の反転に応答し、更に、前記
   第２の入力信号の他方の極性が前記整流回路をバイパス
   するように前記極性信号に応答するスイツチを有したバ
   イパス導線を含む特許請求の範囲第１１項記載の計測装
   置。 １６ サンプリング手段は、サンプル制御信号に応答し
   てコンデンサと直列なスイツチを含んでおり、前記コン
   デンサはサンプル値を発生する特許請求の範囲第５項記
   載の計測装置。 １７ 計算手段は、各サンプル値に応答してデジタル値
   を発生する特許請求の範囲第１項記載の計測装置。 １８ 計算手段は、相続くデジタル値を累積し、もって
   合計値を発生する特許請求の範囲第１７項記載の計測装
   置。 １９ サンプル値を計算手段へ入力する手段は、前記計
   算手段におけるデジタル値に応答するデジタル／アナロ
   グ（Ｄ／Ａ）変換器と、サンプリング手段および前記Ｄ
   ／Ａ変換器の両者に応答して前記デジタル値がサンプル
   値に等しくなるまで前記計算手段における前記デジタル
   値を更新する信号を発生する比較器とを含む特許請求の
   範囲第１７項記載の計測装置。 ２０ デジタル値を形成するビツトは、最上位のビツト
   から順次更新される特許請求の範囲第１９項記載の計測
   装置。