JPS60144811A - 半サイクル周期又はｒ．ｍ．ｓ．で負荷電圧を制御する方法、及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

（産業上の利用分野） この発明は負荷電カスイツチング回路に係シ、更に詳し
くは、負荷に加わるＡＣ電圧の平均値又は１１．ＭＳ値
のいずれかを制叫１する方法及び装置に関する。 （発明の技術的背景） ＡＣ電源から負荷を介して流れる電流の値を、順位相制
御又は逆位４゛Ｉ］制御を用いる位Ａ゛■制御回路によ
って制御することは知られている（後者は、１９８３年
９月６日に出願され、この出願の譲受人に譲渡され、ま
た引用文としてここに完全に合併した私の同時係属の出
願番号第５２９，２９６号で説明されまた請求範囲に記
載されている）。多くの場合、負荷電圧値従って負荷電
力の制御は開ループ制御で充分である。しかし、低電圧
の白熱ランプを点灯するだめの線電圧変換器などを用い
る他の場合には、負荷（ランプ）の電圧値従って負荷電
力は閉ループで制御する必要がある。また、平均絶対偏
差値（ＭＡＤ）又は根自乗平均値（Ｒ，ＭＳ）などの「
平均」を制御するいかなる負荷電圧値の制御方法及び制
御装置はオンオフ電圧又は位４゛１１制御（１１ｎ位イ
゛［１制御又は逆位イ゛１制御のいずれでも）の電圧変
換器を用いることが要求されておシ、また制御される負
荷とＡＣ電源との間に直列に配置したり帰４（ν又はタ
ーンオフ制衝巳Ｖの電力スイッチングデバイスを用いる
ことも同様に要望されている。 更に、負荷電圧値の側倒装置は前述の同時係属出願の逆
位＋［」負荷電流制御手段のような負荷電流制御手段と
共に操作できることが強く要望されている。ここで、逆
位相負荷電流制御手段は、「冷たい」負荷が最初に付勢
されるとき、大きな「ラッシュ」電流が流れる初期期間
の間、負荷を制（財）するものである。 （発明の概要） この発明によれば、電源波形の１サイクルの間の負荷電
流が流れる少なくとも１つの時間間隔の間、負荷に加わ
る電圧値をサンプリングするために、負荷電圧サンプリ
ング手段を具えている。 サンプリングされた負荷電圧は基帖レベルと比１１ｐさ
れ、サンプリング電圧値と基準電圧値の差を時間（で関
して積分して調整信号を形成する。 調整信号は制御される負荷とＡ、Ｃ電源の間に直列接続
された電力スイッチング手段の導通期間を時間制菌する
ための手段に供給される。この肋間制御は、各導通の開
始後Ｋ（電源波形の各ゼロクロス点で）負荷の平均１直
（ＭｈＤ）又はＲＭＳＭＳ電圧値ンプリングした負荷電
圧値が所定の基質電圧値に実質上等しくなるような饋に
変でヒさせるように、導通決定時間を変化させることに
よって行う。 この発明の実施例では、サンプリング手段は、単一の抵
抗要素のような適当冗選定した略】つの受動要素の削除
又は追加によって、Ｍ　Ａ　Ｄ　）直又はＨｓ値の制御
について説明することができる。 このサンプリング手段は、Ｍ　Ａ　Ｄ　直を制菌する実
施例では、負荷電流が流れている期間で電源波形が正極
性の間だけ作動する。また、ＲＭＳ値を制御する実施例
では、負荷電流の流れている期間で電源波形の負極性が
終了するまでサンプリング手段は作動する。 振幅を減少させた電源電圧波形の一部は、電源電圧値の
変化に共なうＲＭ’Ｓ負荷値をより早く制御するために
、電蝉電圧値に関する伺加情報を形成すべくＲ，ＭＳＳ
サグリング手段において用いられる。 電力スイッチング手段は単数又は複数のどのような電力
スイッチングデバイスを用いてもよい。 また、時間制ａ＋手段は、最大期間の後負荷電流か流れ
るのを停止するようにすることかでき、負荷電圧制御さ
れたターンオフがない場合、及び予め定めた値より大き
な負荷電流（負荷及び電力スイッチング手段の一方又は
双方にとって電位的には有害な）が流れた場合の一方又
は双方の場合に、ターンオフ設定手段によって設定され
る。 従って、この発明は、ＡＣ電源に直列に接続された負荷
のＭＡＤ電圧値又はＲＭＳＭＳ電圧値御するだめの新規
な方法を提供することを目的とする。 また、この発明は、ＡＣ電源と直列に接続また負荷のＭ
ＡＤ電圧値又はＲ，ＭＳ電圧値を制御するだめの新規な
装置を提供することを目的とする。 これらのこの発明の目的は、図面を参四しつつ以下の詳
細な記述を考察することにより、明らかになるであろう
。 （発明の実施例） 以下、添付図面に従ってこの発明の詳細な説明する。 先ず、第１図及び第１ａ図乃至第１ｃ図によれば、負荷
電圧値制御装置１ｏは、スイッチＳを閉じることにより
、ＡＣ電源１２を介して、僅かの負荷抵抗値Ｒｈを有す
る負荷抵抗１１に直列に接続される。電源電圧は、第１
及び第２のライン端子Ｌｌ。 Ｌ２から供給され、これらの端子は夫々第１及び第２の
制御装置の入力端子１０ａ　、　１０１）に接続されて
いる。 抵抗性の負荷１１は、電源ライン端子の一方例えば端子
Ｌ１と制御回路手段１ｏとの間に接続されている。負荷
１１は、ｉ’ｆ＋ｉ子］Ｏａと１０１〕の間の電０；（
線間電圧ＶＬＩ−Ｔ、２よシも小さい、平均電圧又はＲ
ＭＳ電圧Ｖ■、ずなわち端子１０ａと１０ｃの電圧を例
えば要求する。電源の線間電圧Ｖ　ｚ、　１−　Ｌ　２
は例えば正弦電圧波形（第１ａ図）であシ、米国では周
波数略６０１−１ｚであり、また大部分の民生回路及び
小企業の回路で用いる標草１１５ボルトの１１．　Ｍ　
Ｓ電位に関してピーク値Ｖｐは略１６５ビークボルトで
ある。 図示の抵抗性負荷１】は低電圧の白熱ランプどしてもよ
く、略３０ボルトの平均■ＬＭＳ負荷電川値Ｖ用。 を必要とする。従って、電圧値制御裂刃１０は、電源１
２の電圧値よりも小さい１直に平均ＢＩ’ｖｉＳ負荷電
圧を制（財）するように作動しなけれはならない。 負荷電属制御手段１０は電力スイッチング手段１＝１を
含み、この手段は、負荷接読端子１４ｂ　、　１４ｃを
互いに接続し、また電力スイッチング手段の端子１４ｄ
の回路共通電位に接船′するように制御１するだめの入
力制御ＧＪｉｌ子１４ａを有する。電力スイッチング手
段の☆；１１１子１４ｂ　、　１４Ｃは夫々第２のライ
ンＬ２の端子１０ｂのいずれか及び負荷接続Ｑ：：ａ子
１０ｃに個別に接続されている。 電力スイッチング手段１４は第１及び第２のスイッチン
グ手段Ｊ６ａ、１６ｂを具えており、この手段は端子１
．４ｃ、　１４ｂの一方を回路共通端子１４ｄに接ｂ：
するため、制御人力１４ａの信号で制御＋、＋、Ｔ能な
１次電流導通回路を有する。 捷だ、電力スイッチング手段１４は、単一方向導通デバ
イスを具えており、このデバイスは夫々制御されるスイ
ッチングデバイス１６ａ　、　１６ｂの対応する１次導
通回路を介して並列に各々接紹され、また電流が共通電
位端子］、　４　ｄから主導通路子１４Ｃ９１４１）の
夫々のいずれか作動している一方に流れるような極性で
接続されている。スイッチングデバイス１６ａ、１６ｄ
は、各種の復帰型及びターンオフ制御型のデバイスから
選ぶことができ、絶縁ゲートトランジスタ（Ｉ（）Ｔ）
、絶縁ゲート整流器（ＩＧＲ）、パワーＭ　ＯＳ　ｌｉ
’　Ｅ　Ｔなどのような多くのデバイスでは、寄生要素
として各デバイスの制御導通回路を介して形成される逆
極性ダイオード１８を有することを理解すべきである。 こうして、一般に、電力スイッチング手段１４は、特定
の負荷に対して、平均電圧及び電流で連続的に作動し、
またピーク電圧及び電流を阻止するような一対の電力ス
イッチングデバイスをもって構成することができる。ま
た、このスイッチングデバイスは、以下の動作の付加的
な説明で述べるよ々動作特性を翁する。 入力端１４ａの電力スイッチング手段の制御信号は、ス
イッチング手段１６ａ１又は１６ｂ一方が、電源１２の
波形の対応する半サイクルの一部でのみ導通するように
することで形成される。スイッチングデバイス１６ａ１
又は１６ｂのいずれかが電流の４通状態にターン「オン
」する時刻、及びその導通デバイスが電流の非導通状態
にターン「オフ」する時刻は、スイッチタイミング手段
２０の出力端子２０ａの信号で制御される。 スイッチタイミング手段２０は、第１のオン入力端子２
０ｂに「オン」作動信号を受けたことに応答して出力２
０ａを送出し、また第２のオフ入力・瑞２０Ｃに「オフ
」作動信号を受けたことに応答して信号出力２０ａを停
止するようにすることが望ましい。 ゼロクロス検出手段２２は、負荷制御装置の入力１１．
１子１０ａ、１０ｂに夫々接続され、１だそこから夫々
電源ライン端子Ｌｌ、Ｌ２　に接続された第１及び第２
の入力２０ａ　、　２０ｂを有する。こうして、第１ａ
図の波形２４の電源電圧波形ＶＬＩ−Ｌ２の各点２４ａ
　−２４ｇで生ずる電源電圧波形の各ゼロクロスに応答
ｌ−て、検出手段の出力２２ｃで出力パルスを形成する
。 検出手段の出力２２ｃの各ゼロクロスパルスは、スイッ
チタイミング手段２０の第１のオン入力端子２０ｂに結
合される。 ターンオフ設定手段２６は、スイッチタイミング手段の
第２のオフ人力２０ｃに結合するため、出力ｙｉ＋、ｉ
子２６ａで信号を形成する。この場合、ターンオフ設定
信号は、制御手段２６ｂによって、第１のスイッチ時間
手段の入力端子２０ｂで各「オン」パルスが生じた後の
僅かの時間で生ずるように調整することができる。 スイッチタイミング手段２０を介した検出手段２２及び
ターンオフ設定手段２６は、電源波形の各ゼロクロスで
タイミング手段の出力２０ａを送出し、その後成る時間
後で引き続く電源波形の次のゼロクロスの前に出力２０
ａを停止させるようにする。 使用する特定の電力スイッチングデバイスＩ６によって
は、スイッチタイミング手段の出力２０ａは、電力スイ
ッチング手段の制艶１人力！Ｉ：１．１子１４ａで固有
の制御＠信号電圧時１住又は電流特性を形成するため、
ターンオン、１す４動手１ｇ７２８８及びターンオフ、
：１λに動手段２８１〕の一方又は双方で作動さぜるよ
うにすることかできる。 もし必要ならば、電流制限手段３０によって、負荷の「
ラッシュ」電流の最大値を制限することかでき、あるい
は電力スイッチングデバイスを過大な消費から保護する
ことができる。ここで、電’！ｌｌｆ。 制限回路は、゛屯カスイツチング手段１７１に接続され
る少なくとも１つの入力・繻子３０ａと、スイッチタイ
ミング手段の補助ターンオフ入力端子２０ｄに接続され
る出力姥１子３０ｂとを有する１、特に、電流導通時間
の間に飽和したままであるような型の半導体スイッチン
グ手段１６を電力スイッチング手段１４として用いる場
合、手段３０は前述の同時係属出願の逆位相電流割部１
手段としてもよい。この手段はスイッチングデバイス１
６のいずれかの飽和状態が解除されればスイッチタイミ
ング手段の出力２０ａをターンオフ（不作動）する」：
うに用いる。 以下に詳述するが、ターンオン及びターンオフの、ｌソ
、ス動手段２８ａ　、　２８ｂは、１９８３年５月３１
日に出願した私の係属出、願第４９９，５７９号に詳し
く説明されており、請求範囲に記載されており、またス
イッチタイミング手段２０、ゼロクロス検出手段２２、
並びにターンオフ設定手段２６は、すべて前述の出願第
５２９，２９６号に説明され、請求範囲に記１１＆され
ている。前述の冬山ｒｐｉｒ　（ここでは参考的にその
全部を併記している）で特に記載されているものと異な
るこれらの各手段の他の実施例を用いることもできるこ
とを了解さるべきである。 この発明によれば、負荷電圧サンプリング手段３２は、
装置の入力端子１０ａを介して負荷のライン端子Ｌｌに
結合される入力３２ａを有し、制御人力３２ｃのサンプ
リング入力信号に応答する出力３２１〕を形成すべく回
路共通電位に対するラインＬ１の電圧ＶＬＩ−ｃのサン
プリングを可能にする。 手段：３２によりサンプリングされる負荷電圧の「平均
」（平均絶対・偏差、す々わちＭＡＤ’）値又は恨自乗
平均値ｔＴＶＩｓ）は、出力信号３２Ｉ〕として供給さ
れ、差積分手段３４の負荷電圧サンプリング人力３４ａ
に結合される。基糸電位Ｖｒｃｆは差）、！’を分子膜
の第２の入力３４Ｉ）に供給される。 ザンプリング亀圧ＶＳと糸鋸電圧Ｖｒｃｔ　との差の１
１！ｉ間＋／ＣＩＭＩする積分として変化する、出カニ
’：＋Ａ　３４　Ｃの信号は、スイッチタイミング手段
２０の調整入力２０ｅに対する調整電圧Ｖａｄｊとして
形成される。 サンプリング手段の出力端２２ｃ負荷電圧サンプリング
信号の大きさが、積分手段の入力会１Ｍ３４１）の基ｉ
Ｑ％電圧値に等しい限り、スイッチタイミング手段の入
力ｈＡ２０Ｑに現れる調整信号は電力スイッチング手段
１４のターンオンもターンオフも行Ｉりない。 手段３２が、積分手段の入力端３４１〕の基準電圧値で
定まる所望の値より小さい９荷電圧をサンプリングした
場合、スイッチング手段の入力端１２０ｃの調整電圧値
は増大する。これは、スイッチタイミング手段の出力’
４＋１２０ａの信号がより長い時間の間実際の負荷電Ｌ
Ｆを増太さ仕るように作用するためである（手段２６．
３０の一方又は双方を用いて設定するような場合でも、
他のあらゆる要素は変わっていない）。 逆に、負荷電圧サンプリング手段が積分手段の入力１１
１ｉｔ８３４１）の基準電圧によって設定される所望値
よりも大きな負荷電圧を検出した場合には、スイッチタ
イミング手段の入力端２　Ｑ　Ｃの調整電圧値は、スイ
ッチタイミング手段の出力端２０ａが信号を送出してい
る間（他のターンオフ要素は変わっていない）の時間間
隔を減少させるべく減少する。このため、電力スイッチ
ング手段１４は、僅かの時間の後に電流導通路を開き、
負荷ＩＪのＭＡＤ又はＲＭＳ電圧値を減少させる。 この動作シーケンスは第１ｂ図及び第１Ｃ図に［平均ｊ
（ＭＡＤ）動作として図示されている。 負荷を所望の平均電圧にした」μ合（左”１１Ｈの波形
）ゼロクロス例えば第１ａ図の右上がりのゼロクロス２
４ａが手段２２によって検出され、電源波形の正側の半
サイクルの最初に上側のスイッチングデバイス１６ａを
閉じるようにする。 このため、ライン端子Ｊｕ　ｌはライン端子Ｌ２に対し
て正となり、ダイオード１８ｂは、ライング；１４子Ｌ
２が実質的に回路の共通電位に々るように導通する（こ
の場合、ダイオード］８の順方向型ＩＥｉＥ降下は電源
１２の電圧のピーク値よりも小さいと１反定している）
。 ライン９：１八子Ｌ１の正電圧が増大すると、負荷電流
ＩＩ、が負荷１１を介して端子１０ＣＫ流れ、更に閉じ
たスイッチングデバイス１６ａ及ｏ：　ｎｖ１バイアス
されたダイオード１８１〕を介して他のライン端子Ｌ２
に流れる。負荷電流ＩＬ（第１Ｃ図）は正弦的に増大す
る波形部分４０ａを翁する。 最初のゼロクロスのターンオン時間ｔ。の後の成るター
ンオフ時間ｔ１で（ターンオフ時間は通常ターンオフ設
定手段２６によって、定常状態の動作で形成される）、
スイッチタイミング手段の出力端２０ａの信号が停止さ
れ、上側のスイッチング手段］Ｇａを開くようにする。 このため、波形の部分４０１）で示すように、負荷電流
■■、は急激に降下する。電源波形の正の半サイクルの
残りの部分４０Ｃの間、負荷電流は基本的１ｃ　（１′
：ｌニセＩコである。 負荷電流が存在する間、ライン９１１．ｉ子Ｌ１と回路
共通電位との間の電圧ＶＬＩ−ｃもまた第１の部分４２
ａ（第１ｂ図）で正弦的に増大している。 時刻ｔ１で負荷電流の流れが停止した後も、負荷端子Ｌ
＋から共通電圧への電流は、点線４２ｂ′で示すように
、瞬時には止まらない。すなわち、ライン１から共通電
位への波形部分４２ｃで示すように、負荷電流は時刻ｔ
；の次の右下がシのゼロクロスまで正弦的な電源電圧波
形２４を辿り続ける。この次の右下が９のゼロクロス２
４１）（第１ａ図）で、スイッチタイミング手段は入力
Ｇｉｆｉ！２０１）に他のゼロクロスパルスを受ケ、ス
イッチングデバイス１６のうち適当なもの例えば下方の
スイッチングデバイス１６Ｉ）をターンオンさせるべく
、再度出力２０ａを送出する。 電源波形の負の半サイクルの間、第２のラインＭ：Ｉａ
子Ｌ２は第１のライン端子Ｌ＋ＶＣ幻して正であり、こ
のため上側のダイオード１８ａは順バイアスされ、また
制御装＃端子１０ｃは実質的に共通電位になる。 負荷電流ＩＬは、ライン錯１１子Ｌ２から閉じたスイッ
チング手段１６ｂ及び順バイアスされたダイオード１８
ａを介し、また負荷１１を介して負荷端子Ｌ１へと、右
下がりの正弦波部分４０ｄ（第１ｃ図）のように流れる
。ターンオフ設定手段２６で定められるこの後の時に１
ｊｔ２で、スイッチタイミング手段の出力２０ａは出力
を停止し、下側のスイッチング手段１６１〕を開き、負
荷電７ｋ　Ｉ　＋、の部分・１０ｃて示ずように、負荷
電流を急激に停止させて略セロとし、電力スイッチング
手段１４の次のゼロクロス動作まで、部分４０ｆで示す
ように、略ゼロの値を保持する。 同時に、波形の部分４２ｄで示すように、負荷電圧Ｖ＋
、は共通電圧に対するライン電圧ＶＬ＋−ｃへと略変化
し、負方向に正弦的に増大し始める。 下側のスイッチングデバイス１６ｂが開き、電流が１ｙ
ｌｃれるのを停止すると、負６ノエ電圧Ｖ】、＝１１・
１．　ｘ　Ｉ　Ｌは実質的にゼロになるｃ部分４２ｅ）
。このとき、端子１０ｃの電圧は回路共通電位以下の１
つのダイオード電圧降下であるので、ライン端子Ｌ１の
電圧は強制的に端子１０ｃの電圧に持上げられ、部分４
２ｃで示すように減少する。このため、部分４２ｆで示
すように、電源波形の負の半サイクルの残シの部分の間
、共通電位に対するライン電圧ＶＬＩ−Ｃは実質的（（
ゼロに保持したままである。 こうして、電圧波形の部分４２ａ、４２ｄの夫々の下の
領域４４ａ　、　４４ｂの合計に平均負荷電圧が関連す
る。このため、時刻ｔ。から時刻ｔｉ４で及び時刻Ｌ″
０から時刻［２までの共通電位に対するライン電圧ＶＬ
Ｉ−ｃの積分は、ＭＡＤ負荷電圧値を形成する。 この通常動作の場合、ターンオフ時間ｔｌ、ｔ２は手段
２６によって略ゼロに制御されるため、波形の下の領域
の積分（ｄ、全サイクルに渡ってゼロに平均され、従っ
て積分器は正方向及び負方向の両方に変移し得る出力を
有するものであることが必要である。 回路を簡略化するため、例えば積分手段３４の出力電圧
を正極性のみとするためには、曲線４２ａ。 ４２ｄが実質的に対称であり、領域４４ａ　、　４４ｂ
が略等しいと見なせるため、領域の一方だけ、例えば電
源波形の正の半サイクルすなわち上のスイッチングデバ
イス１６ａが導通している領域４４ａを、ＭＡＤ負荷電
圧値を決定するため積分するようにする。 入力Ｑｍ３４ｂの正極性基準電圧は、サンプリング手段
の出力端３２ｃの所望の平均電圧に等しくされ、出力端
３２のサンプル電圧と基準電圧との差の時間積分は略ゼ
ロとなる。このため、また出力ｆｉｉ５３４ｃの調整電
圧も実質的に固定値となる。この場合、ＭＡＤ負荷電圧
値が一定である限シ、この調整電圧値は変化しないし、
スイッチタイミング手段の出力端２０ａの信号停止のタ
イミングも変化しない。 真ん中に図示した一連の波形においては、夫々右とがシ
のゼロクロス時刻ｔ。及び右下がシのゼロクロス時刻ｔ
″０の後の時刻ｔ３　、　ｔ４は、所望の負荷電圧の場
合（左端）の時刻Ｌ１＋ｔ２に比べて大きい。正弦的に
増大する正極性及び負極性の部分４０ａ’　、　４０ｄ
’は長い時間の間存在する。このため、負荷電流ＩＬの
ピーク値は所望の電圧値の場合よシ犬きくなる。また、
対応する電圧波形の部分４２ａ’　、　４２ｄ’も、所
望の電圧の場合の電流導通時間の終わシのピーク電圧よ
シ大きい。 従って、電圧曲線下の等面積の領域４４ａ’　、　４４
ｂ’はよシ大きくなシ、所望の負荷電圧ＭＡＤ値及び引
き続く積分のために設定した基準電圧との比較の後、積
分される正の半サイクルの領域４４ａは、積分手段の出
力端３４ｃで調整電圧Ｖａｄｊを供給する。また、平均
負荷電圧をサンプリングする場合に供給される調整電圧
値より小さい値のスイッチタイミング手段出力２０ｅは
、前述したように基準電圧に等しい。 入力端２０ｅでのこの電圧の減少は、ターンオフ設定手
段２６の作動によって出力１１Ｍ２０ａが出力を停止し
第１のオン人力１２ｉｔｉｆ２０ｂにゼロクロスパルス
が現れた後、時間を減少させる。しかし、この電圧は、
電流制限手段３０のターンオフ信号とは独立に減少させ
、手段３０のターンオフ信号は、電源波形サイクルにお
ける手段３２，３４．２６のターンオフ信号より早くに
又は遅くに発生するようにする。 手段３２　、３４は、電源波形の次のサイクルでスイッ
チタイミング手段が符号４０ｘ（正極性の半サイクル）
及び符号４０ｙ（負極性の半サイクル）で示される時刻
で負荷電流を阻Ｉ卜するように作動する。 こうして、Δｔだけ時間を減少させ（負荷′：Ｕ、７％
ｊが流れ且つ負荷に電圧が存在する間）、ＭＡＤ負荷電
圧値を減少させる。負荷電流導通時間の減少Δｔが不必
要に大きいと、負荷電圧サンプル値と基準電圧との積分
される差が、電ｉＭｔ　Ｐｉ形の次のサイクルにおいて
、スイッチタイミング手段の入力端２２ｄの調整電圧を
変化■ぜる。このことによシ、電流導通時間が大幅に減
少され、更に負荷電圧のＭＡＤ値を減少させる。また、
この差は、積分手段の入力端３４ａのサンプルされたＭ
ＡＤ負荷電圧値が入力端３４ｂの基準電圧値に等しくな
るまで、引続く各サイクルでのＭＡＤ値を減少させ続け
る。 同様に、第１ｂ図及び第１Ｃ図の右手部分で示すように
、各々右上がり及び右下がシのゼロクロス時間’Ｏ＋　
ｔＯの後の所定の時間１１　、１ｚ以前の時刻ｉｓ　、
　ｉ６でターンオフすると、負荷電流の部分４０ａ“、
４０ｄ“はより小さに値となり、サンプリングされた電
圧値の部分４２ａ″、　４２ｄ“も小さくなり、その下
の領域４４ａ″、　４４ｂ“を減少させる。 基準電圧と積分電圧とを比較して得られる、サンプリン
グされる電源波形の正の半サイクルの電圧部分は、スイ
ッチタイミング手段の入力２１Ｍ２０ｅの調整電圧値Ｖ
ａｄｊを増大させる。この調整電圧はそのノミナル値よ
り大きく、電源波形の次のサイクルの間でスイッチタイ
ミング手段の出力２０ａを保つようにターンオフ設定手
段２６を作動させる。 スイッチタイミング手段の出力は時刻ｉ５．ＬｅＯ後の
付加時間イ＼

【′の開作動状態にある。時刻【５゜ｔ６
は、ノミナル値にある調整電圧Ｖａｄｊを与えるタイミ
ング手段の出力２０ａに不動作を指令する時点である。 こうして、付加部分４２ｃ“の間、部分４０ｂでターン
オンするまで電流は流れ、また負荷電圧のサンプリング
は破線部分４２１）＋の終わる時刻（ｔ５−１−△１／
）まで継紗される。 負荷電１丁のＭ１日〕値はこのように増大し、電源波形
の種属：〈各サイクルで、サンプリング電圧が基準電圧
に実質上等しくなシ、調整゛電圧が変化を停止するまで
、ＭＡＤ値を増大し続ける。 以上の方法では、負荷電圧のＭ　Ａ　Ｄ圃は、差積分手
段の入力端：う４ｂで与えられる基部電圧値Ｖｒｃｆで
設定される「平均」値に側副される。 第２図は、この発明の他の実施例に係る負荷電圧のＭ　
Ａ　Ｄ値を制量するための装置１ｏを示す。 電力スイッチング手段１４は種々の実施態様がｉ＋Ｊ能
である。例えば第３図に示すようなパワー電界効果トラ
ンジスター（４４）　、第２図に示すようなパワーバイ
ポーラトランジスタ、絶縁ゲート整流器（ＩＣ）Ｒ）、
絶縁ゲートトランジスタ（ＩＧＴ）及び同様のターンオ
フ制御デバイスを用いることができる。 図示の実施例では、逆位（・目制御系統は例示としての
み用いており、電力スイッチング手段１４は、この手段
の電圧がゼロでないとき及びこの手段に流れる電流がゼ
ロでないとき、ＡＣ電流を導通させるためにターンオン
さぜることがてき、また引続いてターンオフさせること
ができるどのような手段をも用いることができる。この
ため、第２図１に示すように、電力スイッチング手段１
４は一対のＴ　Ｇ　Ｔ　１６ａ　、　１６ｂを具えてい
る。これらのＩＣ）Ｔは、コレクタ・エミッタ、スイッ
チング手段の端子＋４ｂ、１．４ｃの間（ｌこ直列に接
続された電流導通チャネル、及び制御人力１４ａに並列
１ｃ接紗された制御電極（ゲート）を有する。ＩＧＴの
各ソース電極は回路の共通Ｘ！ａ子１４（ｌに接Ｉヅ、
；されており、また逆導通ダイオード１８ａ、　１８１
）のアノードはデバイス１６ａ、　１６１）の関連する
いずれか一方の電流導通チャネルに並行に接続されてい
る。 ゼロクロス検′出手段２２は、第２図及び第３図のイス
れの実施例でも用いられている。 第１の検出手段の入力＋６！ａ２２ａは、制限用直列抵
抗５０を介して第１の比較器５２の非反転十入力５２ａ
に接続されている。第２のゼロクロス検出手段の入力端
２２１）は、他の制限抵抗５４を介して比較器の反転−
人力５２ｂに接続されている。 第１及び第２の保護ダイオード５６ａ　、　５６ｂは、
アノードを回路共通電位に接続してあシ、カソードを比
較器人力５２ａ　、　５２ｂに対応して夫々接続されて
いる。第２の一組の保護ダイオード５６ｃ、５６（１は
、そのカソードが正の動作電位十Ｖに接続されており、
また各アノードが各々対応する比６１Ｖ　器人力５２ａ
　、　５２ｂｌＣ接％ｌ’されている。 動作電位十Ｖはツェナー電位十Ｖボルトのツェナーダイ
オード５８ｂを並列に接続したキャ六ンタンス５８ａを
有する電蝕５８から得られる。ここで、入力端子Ｌ２が
回路共通電位に対して正であり、その値が＋Ｖボルトよ
シ大きい籠であると、抵抗５４及び順バイアスされたダ
イオード５６ｄを介して電７ｄとが流れ、キャパシタン
ス４６をツェナータイオード４８で設定された最大電圧
＋Ｖに充電する。同様に、端子Ｌ１が回路共通電位に対
して正であると、抵抗５０及びダイオード５６ｃを介し
て電流が流れコンデンサ４７を充電する。 Ｘｆａ子Ｌｔ、Ｌ２の間の電圧の各ゼロクロス点で、第
１の比較器の出力端５６ｃの電圧は、急激に振幅を変化
さぜる。この振幅変化は直接エクスクル−シブノアゲー
ト６０の第１の入力端６０ａに入力される３、このゲー
トの他の入力Ｗｊ１５６０ｂは、遅延回路６２（直列抵
抗６２ａ及びシャントキャパシタンス６２ｂを具えてい
る）の動作によって、遅延した］辰幅変化を受ける。 こうして、入力電圧波形の各ゼロクロス毎に、遅延手段
６２による遅延に依存して、ゲート６００Å力婚Ａ　６
０ａ　、　（ｊｏｂは短時間の間撮幅が異なる。この、
ｔめ、ゲート出力６０ｃは高電圧レベルから低電圧レベ
ルへと変化し、ゼロクロスに応答するパルスを形成する
。このパルスは、ゼロクロス検出手段の出力４２２ｃか
らスイッチタイミング手段の第１のオン入力端２０ｂ　
ｆｃ供給される。 スイッチタイミング手段２０は、標準型集積回路７５５
５のようなタイマ集積回路を用いる。タイマ集積回路６
２は、端子６２−１の回路共通電位に対する端子６２−
８の動作電位Ｖを形成する。トリガ入力端子６２−２は
スイッチタイミング手段の第１のオン入力＋１６’ｆｉ
ｊ　２０　ｂに接続され、ゼロクロス検出手段２２から
負極性のゼロクロスパルスを受ける。 入力端２０１）に加えられる各負極性のパルスに応答し
て、手段の出力端２０ａに接続された出力端子６２−３
は高出力電圧レベルにセントされる。スレッショルド端
子６２−６及び放電端子６２−７は、スイッチタイミン
グ手段の第２のオフ入力端２０Ｃに並列に接続され、ま
た調整端子６２−５はスイッチタイミング手段の調整入
力端子２０ｅＫ接続される。 ターンオフ設定手段２６は、タイミングキャパシタンス
６４とタイミング抵抗６６とを具えている。 タイミングキャパシタンス６４は、それ自身スイッチタ
イミング手段の入力２０ｃに接続された出力端２６ａと
接地電位との間に接続され、またタイミング抵抗６６は
、動作電位−１−Ｖとターンオフ設定手段の出力！７１
Ｍ２６ａとの間に接続されている。図面に矢印で示すよ
うに、抵抗６６が可変であるようにすると、このような
ポテンショメータは可変のターンオフ設定調整手段とし
て機能する。こうして、入力端２０ｂに負極性のパルス
を受けると、放電端子６２−７はターンオフ設定手段の
端子２６ａを接地電位から解放し、電圧は動作電圧」−
Ｖに向かって指数的に増大し始める。端子２６ａ　、　
２６ｃの電圧が端子６２−６に設定されたスレッショル
ド電圧に到達すると（スレッショルド電圧はＡ、　Ｄ　
Ｊ　Ｚ−ａ子６２−５の電圧に応答する）、タイマの出
力端子６２−３は不作動となり、スイッチタイミング手
段の出力端２０ａの出力送出を停止しつつ低電圧レベル
に復帰する。 ターンオン及びターンオフ駆動手段は、シングルドライ
ブのオンオフ手段２８であり、前述の係属出願第４９９
’、５７９号によシ詳しく説明され、請求範囲に記載さ
れている。駆動手段２８は、ダイオード６８のように駆
動手段の入力ＩＸＡｆ　２８ａ　（スイッチタイミング
手段の出力端２０ａに接続されている）が高電圧レベル
にあるとき導通するように配向された±一方向導電要素
を具えている。 従って、電源波形の各ゼ、ロクロスで、高電圧レベルが
、導通ダイオード６８を介して駆動手段の出力端子２８
ｂ及び電力スイッチング手段の制御入力端子１４ａに加
えられる。このとき、そのドレインが正電位に々ってい
る（ライン端子Ｌｌ、Ｌ２の間に接続されている電源の
波形の半サイクルの極性に依存する）スイッチングデバ
イス１６ａ　、　１６ｂの一方をターンオンさせる。 スイッチタイミング手段の出力端２０ａの電圧レベルが
下がると、バイアス回路７４（−組の抵抗７４ａ、７４
ｂ及び温度補償ダイオード７４ｃを具えている）を介し
て第１のトランジスタ７２をターンオンさせ、インバー
タ７０の出力電圧を増大させる。バイアス回路７４は、
インパーク出力、トランジスタ７２０ベース、及び接地
電位の間に夫々接続されている。 ｔｍ源のトランジスタ７２は、エミッタ電極が電流設定
抵抗７６を介して共通電位に接続され、またコレクタ電
極が逆極性の第２のトランジスタ７８のベース電極と充
電コンデンサ８０の・一方の端子とに接続されている。 コンデンサ８０の他の端子は回路の共通電位に接続され
ている。トランジスタ７８のコレクタは駆動手段の入力
端２８ａに戻って接続されておシ、またエミッタ電極は
駆動手段の出力端２８ｂに接続されている。 トランジスタ７２のエミッタ電極及び電流設定抵抗７６
の接続点は、−組の抵抗要素８２ａ、８２ｂの各々の一
方の端子に接続されている。各抵抗要素の他の端子はコ
ンデンサ８４ａ又は８４ｂを介して夫々第１及び第２の
ターンオフ制御端子２８ｃ　、　２８ｄに接続されてい
る。端子２８ｃ　、　２８ｄの各々は電力スイッチング
手段の対応するライン端子１４ｃ又は１４ｂに接続され
、当該端子間の瞬時電圧の変化率を検出する。 こうして、駆動手段２８は、前述の係属出願に詳述した
ように、略瞬時の間に電力スイッチング手段１４ｅをタ
ーンオンしまた電力スイッチング手段１４を「ソフトに
」ターンオフさせるようにする。 電力スイッチングデバイスの「ソフトな」夕一ンオフは
、ラインを伝導する電佛的干渉を許容レベルとし、また
電力ラインのインダクタンスを適当な値にして電圧オー
バシュートを得るために用いろ。このため、フィルタや
スナバ回路などは必要であるが、成る！特定の出願にフ
ァストオン−スローオフの１駆動回路を使用することが
必要な訳では々く、ここでは単に例示的に記述したもの
であり、これに限定され：伝い。 電流！ｆｉｌｌ限手ｌ９３０を用いた場合、その入力ｊ
：：１！　３０　；］−１，３０ａ−２の各々は電カス
イツチング手段ノライン對１ｒ１子１４＋）　、　１４
Ｃの夫々に接続される。電力スイッチングデバイス１６
ａ、１６ｂのうち導通しているほうの順方向電圧降下は
、対応する入力端子３０−ａ］、　、　３０−　ａ　２
に現れ、この電圧降下１ｆ−ｉｌＪの制限抵抗８８ａ又
は８８１）を介して他方の比’ｌ’ｙ　器８６の反転−
人力Ｍｉｆ８８６　ａ　Ｋ供給される。 反転入力・瑞８６ａは、壕だ保護ダイオード９０のアノ
ードに接続されている。ダイオード９０のカソードは、
正の動作電位−４−Ｖを付与されている。このため、ス
イッチングデバイス１６ａ　、　１６ｂの一方の電圧が
動作電圧使手Ｖをたとえ超えても、比１１嗅器の入力端
８６ａの電圧は実際上動作電圧を超えることがない。 第２の比較器８６の非反転十入力端８６１１　（は、固
定のターンオフ基べら電位に接続されている。この電位
は、動作電位十Ｖと回路共通電位との間に直列に接続さ
れた一組の分圧抵抗要素９２ａ皮び９２ｂの間の共通接
続点で力えられる。 第２の比Ｉ置型の出力流１８６Ｃは電流側両手段の出力
・瑞３０ｂに接続され、更に選択手段９４の第］の選↑
Ｉ？端子９４ａに接続される。他の選択Ｗ’：Ｍ子９４
ｂは動作電位十Ｖに接続され、また共通公五子９４ｃは
スイッチタイミング手段の補助入力端子２０ｄに接傍さ
れる。 選択手段９４は単なるジャツバ接イヅ１：９６ｄとする
ことができる。この接Ｕ１１は、電流側［恨手段を用い
る場合には、共通端子９４ｃと第１の選択端子９４ａ（
実線によって示されている）との間をワイヤ接続するよ
うにし、又は時［１勧漬分回路の端子６２−４に連続的
に動作電圧＋■を供給するため、第２の選択に４子９．
ｌｂと共通端子９４Ｃとの間に固定的に接Ｕする（破線
の接続で示されている）。 手段３０は、スイッチングデバイス１６ａ、　１６ｂの
一方が完全に飽和しているとすると、第２の比ｉｉＱ器
の入力グ！１ｆ８６ａの電圧が基糸分圧抵抗９２ａ　、
　９２ｂの接胱点（で形成される基準電位よりも小さく
なるように、動作する。このため、比ｎｉ９５の出力端
８６Ｃ従ってタイマ集積回路の！’ｒＭ子６２−４の電
圧は、実質的に動作電位レベル＋■になり、電力スイッ
チング手段の制１ｆ１４１人力！’＋Ｉ＋ｉ　Ｊ　４　
ａの信号をターンオフするタイミングがターンオフ設定
手段２６及び入力；’島２０ｅのＶａｄｊ信号レベルに
よって制御できるようになる。 導通スイッチングデバイス１６ａ、］、６ｂの順方向電
圧降下が、抵抗９２ａ　、　９２ｂで設定される固定基
準電位を超えるような入力電ｔｉ値になるたびに、比軸
器の出力は状態を変促して、比１１唆的低い電圧値にな
る。また、タイマ集積回路の・′侶子６２−４のとの伐
電圧状悪は、スイッチタイミング手段の出カニ２０ａを
比１１咬的低い電圧にリセットし、又は電力スイッチン
グ手段１４を不動作状態とし、又は駆動電圧を除去し、
又はターンオフするようにする。 こうして、通常の「ホット」動作の抵抗値に対して始動
時の低い抵抗値を有する負荷１１に関し、スイッチタイ
ミング手段の出力端２０ａのセットのほぼ直後に、最初
のターンオンでの高いラッシュ電流のンクめ、この出カ
ニ’：Ｍ　２０２がリセットされる。 このため、負荷１１が定常状ｉｌｌに向かうと共に負荷
１１の抵抗値が増大するため、出力端２０ａのセット及
びリセント間の１ｌｉｖ間間隔が次第ｖ（大きくなる。 電１１１ｒ制限′Ｉ′−１９３０を１０イテ”　！’　
定常状１’ｌｐ、　ＩＣ体Ｌ　ｆ４場合、又は手段３０
を用いておらずスイッチＳを閉じて回路を伺勢した場合
、この発明の実施例によ托ば、負荷電圧サンプリング手
段３２及び差積分手段３４がスイッチタイミング手段２
０を動作させるようにする。負荷電圧サンプリング手段
３２は、分圧手段１００と第２の分圧抵抗要素１００ｃ
とを具えている。分圧手段１００は、サンプリング手段
の入力端３２ａ及びサンプリング共通接銃点］００ｂの
間に直列接槓された抵抗を具えている。要素１００ｃは
分圧手段の出力；４＋ａの共通接続点と回路共通電位と
の間に接続されている。分圧手段１００は、固体回路４
−ｄｃ差積分手段３４で用いるような集績回路で使用す
るに適当々電圧値にライン電圧値のピークを減良さ止る
ために用いる。 上＋７１シたように、負荷電圧は電源波形の半サイクル
の所望の極性部分例えば正極性部分の間でのみ、１だ電
力スイッチングデバイスの一方例えば上側のスイッチン
グデバイス１６ａが６適状ｊ′薄にある＋Ｕｊ間でのみ
サンプリングされる。 例えば半導体ダイオードのＦつな第１の単一方向導通要
素１０２は、分圧手段の共連接ｕｌ′一点出力端１００
１）と回路共通電位との間に接ｆｉ’ｌｅされており、
また電源波形のいずれかの極はの半サイクルで４通する
ように配向されている。図示の例では、ダイオード１０
２のアノードは回路の共通電位であり、またカソードは
サンプリングする分圧手段の出力ｙｉｉａ　Ｉ　００　
ｂに接続されている。このため、ダイオード１０２は、
実質的に電源波形の負の半サイクルの間中導通１２、回
路の共通電位に対して基準分圧手段の出力４］、０Ｑｌ
）を実質的に短絡させる。 こうして、負荷電圧サンプリング手段の出力端３２ｂは
、電源波形のいずり、かの半サイクルの間強制的に略ゼ
ロレベルに移行させる。 他の半導体ダイオードのような第２の単一方向導通侠素
１０４は、サンプリングする分圧手段の出力ｕ：！ａｌ
ｏｏｂと、それ自身スイッチタイミング手段の出力端２
ｏａｌｃ接続されたサンプリング手段の第２の入力１’
ｌ：ｉａ　３２　Ｇとの間にＷｊ％）されている。サン
プリングする分圧手段の出力端１００ｂでのサンプリン
グ電圧の最大値は、抵抗１００ａ　、　１００ｃを選定
することによって、タイミング手段の出カーフ１１Ａ２
０ａでの高レベル（電力スイッチング手段を作動させる
）を超えないように調整する。このため、スイッチタイ
ミング手段の出力端２０ａか電力スイッチングデバイス
１６を導通させるため高電圧レベルになる毎に、ダイオ
ード１０４は逆バイアスされる。 また、電力スイッチングデバイスをターンオフさせるた
め、スイッチタイミング手段の出力；傷２０ａの電圧が
例えば回路共通電位などの低電圧レベルに降下すると、
ダイオード１０４は順バイアスされる。 こうして、電力スイッチング手段がターンオフする度に
、導通し順バイアスされたダイオード１０４はサンプリ
ング手段の出力端３２ｂを略短絡する。 電源波形の各々正の半サイクルの始めで、スイッチタイ
ミング手段２０ａの高電圧レベルの出力によって電力ス
イッチング手段１４が作動する。このため、ダイオード
１０２．１０４は逆バイアスされ、サンプリング手段の
出力ＤｉＭ３２ｂの電Ｔｆ、　Ｖ　ｓが負荷電圧Ｖｉ、
の増大に比例して増大することが分かるであろう。 スイッチタイミング手段の出力！ｌ１ｌＡ２０ａが低゛
、し圧レベルになることによシミカスイツチング手段か
ターンオフする電源波形の正の半サイクルの間、ダイオ
ード１０４は順バイアスされ、また負荷電圧検出手段の
出力公１日２ｂの電圧を、電源波形の正の半サイクルが
終わるまで、実質的に回路共通電位に強ｆｌ＋！Ｉ的に
移行させる。電源波形の負の半サイクルの間、ダイオー
ド１０４は逆バイアスされるが、ダイオード１０２は順
バイアスされ、負荷電圧サンプリング手段の出力端３２
ｂの電圧を略回路の共通電圧レベルに強制的１に維持し
続ける。 こうして、時刻【０と１１との間の電圧部分４２ａ。 ４２ｂ（第１ｂ図）の間サンプリングし圧ＶＳはゼロで
ない１／ベルにある。 差積分手し３４は基準電圧設定手段１０６と共に使用す
る。この電圧設定手段は、動作電位源＋Ｖと回路共通電
位との間に直列接＃ｌ　Ｌだ一組の抵抗要素１０６ａ　
、　１０６１）を具えた抵抗分圧器を含んでいる。 １だ、この電圧設定手段は、共通接続点に出力端１０（
ｉｄをイＪ’Ｌ、この点で基偲電位Ｖｒｅｒを差積分手
段の基へ（上圧入力端３４ｂに供給する。 差積分手段３４は差動入力の演算増幅器１０８を具えて
お９、増幅器の反転入力一端子１８ａは、積分抵抗１１
０を介して積分手段の第１の入力端３４ａに接＋？’７
１：されている。非反転十入力端１０８ｂは直接に積分
手段の基ω電圧入力ｒ４ｉ　＋３４　ｂに接続されてい
る。 反転入力端１０８ａと演算増幅器の出力端１０８Ｃとの
間には積分キャパシタンス要素１１２が接続されている
。増幅器の出力端は、抵抗１．１４を介して積分手段の
出力１：Ｍ３４ｃに接続され、更にスイッチタイミング
手段のＡ’ＤＪ入力端２０ｅに接おミされる。 演算増幅器の出力端１０８ｃの電圧は、第１の入力ｉ’
：ｔ、：　３４　ａのザンブリング゛亀圧Ｖｓと、第２
の入力端３４１）の基準電圧Ｖｒｅｆとの差の時間積分
である。 実際の（仮定でない）ダイオード１０２　、１０４　テ
１−１．．？Ｉ５ｄ図で示すように、ザンブリング手Ｉ
Ｓの出力電圧ＶｓＫ、ｌ＝−いて作かの電圧降下ＶＯを
生ずる。このため、正極ｉ生の半サイクルＫ　％−ける
負荷電流導通部分４０ａ　＋において、ダイオ−）１０
２゜１０４は逆バイアスされる。 急激な降下部分４０ｂ−１が更（て生ずるか、実際の（
仮定でない）ダイオード１０４を用いるため、サンプリ
ング手段の出力流″１３２ｂのザンプリノグーｈ圧は、
決してゼロにならない。 従って、ダイオード１０２がＷ通する際、電源波形の正
の半す−イクルの残りの部分の間でｔ」１、へ゛−積分
器に付加的な正の電圧部分１１２が現凡、捷た電源波形
の負の半サイクルの間では、ダイオード１つ分の電圧降
下１直に（・［１当する付方［コ的な負の電圧部分１２
３が現れる。このため、曲線部分］２２がａ在し、積分
した際に差積分手段の出力電圧を変什さする下側の領域
が存在する。 部分】２２′と１２３′又は１２２”と１２３“ば、負
荷電圧が所望の値より大きいかどうか（第１（１図の真
ん中部分）、又は所望の値より小さいかどうか（！；Ｊ
’＋　１　Ｃ１図の右手部分）、及び負荷電圧！ＩＩＪ
傷１に影響がちるかどうかを現している。 基準電圧Ｖｒｅｆは抵抗要素１０６　ａ　、　１．０６
１）を適当に選定するととにより設定することかできる
。との抵抗□）５　にのいずれかは、１ｌｉｌｌ　ｉ卸
す一＼き負荷電圧値を容易に袈化さぜ又は正確に設定す
るため、可変とすることかできる（−ｉだ、第３図に示
すように、別のポテンショメータ１００Ｃを用いること
もできる）。 積分器の出力偏口０８ｄの電圧は、タイマ集積回路の端
子Ｇ２−８．Ｇ２−１の間に伸長する抵抗分圧手段の中
の点に、端子６２−５で結合される。 タイマ集積回路は腹数の電圧を設定し、トリガ入力端子
６２−２及びスレッショルド端子６２−６の電圧で、タ
イマ集積回路の出力端６２　３の電圧を作動状態又は不
作動状態とする。トリガ端子６２−２のパルス電圧値は
充分に犬きく、常（てタイマ集積回路をトリガし、出力
グＩｎ　２０　ａが作動状態となる。 積分器の出力端１０８Ｃの電圧が変化すると、先ず各ゼ
ロクロス作動状態の後に、ターンオフ設定手段２６がタ
イマ出力グＩｌｌ　２０　ａを不作動にする時間計変化
させ、負荷電流１１．が流れるのを停止するようにし、
こうして「平均ＪＭＡＤ負１８１電圧を制ｊ！ＩＩする
ようにする。 サンプリングされる電圧部分が増大し、従って曲線部分
４０ａ−１の下の領域に対して曲線＆（り分４０ａ’−
１（第１ａ図）の領域、すなわち−リーンプリング電圧
が、柄糸電圧レベル１０６′より小さいときに積分した
領域が増大すると、積分器の出力端１０８Ｃの電圧は減
少する（積分器の反転動作に起因して）。ま／こ、スレ
ッショルド；！ｌ＋ｉ子６２−６で要求される電圧に対
してタイマ集積回路の内部基準電圧を減少させ、スイッ
チタイミング手段の出力端２０ａを不作動状態にする。 ことで、ターンオフ設定手段の電１丁は同じ割合で指数
的に変化するため、短時間で下側のスレッショルド端子
６２−６の電圧は確立され、負荷電１体の導通期間を減
少させると共に、負荷の平均ＭＡＩ）電圧を減少さぜる
。 逆に、負荷電圧が低い場合（第１ｂ図乃至第１（１図の
右手部分に示す）、サンプリングした曲線部分４０ａ“
−１の下の領域が減少し、積分器の出力Ｄｉｉ、；　１
０８　ｃの電圧を増大させる。Ａ　ｌ）　Ｊ　端子６２
−５て電圧が１太すると、スイッチタイミング手段の出
力ｊ；ｈ１２０ａを不作動状態にするため、スレッショ
ルド端子６２−６で要求される電圧レベルを上昇させる
。また、出力端子２０ａが不動作になる前に要求される
と同様にターンオフ設定手段の出力ず・高２６８の電圧
が、指数的に時間間隔をより長く増大させる。この長い
時間間隔の間、負荷電流が流れ、サンプリングされた低
い負荷′電圧の補償を開始すべく負荷電圧が増大する。 電流制限手段３０を用いた場合、手段３０で検出する高
優先の過飽和状態がスイッチタイミング手段の出力１１
ｊｌｉ２０ａをリセットし、電力スイッチング手段１４
に過大なダメージを与えるのを１はけるようｉ＋ｉ：す
る１、漬ｆ）−器の出力）喘１０８Ｃの電圧が電力スイ
ッチング手段を長い期間動作状態にすることを要求する
」重合も同（ヨ）−である。とのＪ重合負１°４Ｊ　’
＋！、：、圧は最早１１ｉ１１位１１で蛭！、急速に減
少する。どのため、電７か！ｆｉｌｌ　ｍ１１手段３０
の動作によって電力スイッチング手段Ｊ４かＰ１護さゴ
すると共に、負荷＋　１　：／ｌ叶酉１φされる。 第１ｃ図によれは、負荷のへ４ＡＩ）を制御するよりｆ
ｄ負負荷７）　１１へ４ＳＳＦ３を１ｌｒｌｌ　ｉ卸す
ることか要〉１＜さく１゜でいる。 第２ンｊのＩ’Ｊ　Ａ　Ｄ　ｉｂ’ｌ　ｒＪＵ回路か一
定の坐り”イクル平均電圧を維持している一方で、負荷
のＩＩへｌｓ′Ｉｉ、；ｌｉ’は曲線１１０で示すよっ
て、むしろ匹い範１ｉ１３１ｃ　！度って変化する（第
３図）。すなわち、糾問の低電用Ｖ　１．−＋、　、　
１．０’と高いライン電圧Ｖ＋、−＋、　、　ｏ１’　
との間、例えば民生電力回路に：１．−いてしばしば用
いられ７＋　１０８〜」３２ポルトのｌ’Ｌ　Ｍ　Ｓレ
ンジで変化する。 もし、負荷のＲＭ　Ｓ電圧を制７ａする必要かあれば、
負荷のＩＩＩＩＳ電圧は、通常の線間電圧レンジの全域
に度って、所望の負荷［０＼４Ｓ電圧ＶＪ）ｓ＋ｔ＋〕
により近い特性曲線１１２を有すべきである。Ｍ　Ａ　
Ｄザングル値は、電源波形の周液数につひ１ての正弦Ｕ
、ハ数であるので、Ｍ　Ａ　Ｉ）平均の負荷電圧は、実
質的に一定々−リーンプル′電圧を形成することを胛Ｉ
Ｑイすべきで４うる。他力、Ｉ？、　ｉｖｌ　Ｓ電「１
佳電（ｌ）；１．・成形電圧の１弦のルートで変化する
。 こうして、第１Ｃ図の左手部分て示すように、電源波形
の正・ｊ性の半すイク・しは、増大した電源；覆１：に
応答して電流を導通させる鼓形１１５（点線で示す）を
形成するが、この鼓形は、電＜ｂ：’、電圧の低い１７
″−３，合の波形部分４０ａの下の領域と同様の領域を
治するようにすることができる。しかし、負荷電流及び
負荷電圧のＲＭ　Ｓ値は、各々の鼓形の導’Ｌ（ｉ＋’
３１１９−１０ａ　、　１１５　ト異１　ルＪ：　’）
　Ｋｆｘ　ル。 ■（、ＭＳ負荷電圧は、ザンブリング分ＵＦ回路の抵抗
１００ｃをシャントする説通手［少に直／／（１に１妥
Ｈ１，シた抵抗性要素］２０（第３図）を用いることに
よって制御される。抵抗１２０がその値を変えると、サ
ンプリング手段の出力端電圧Ｖ′ｓがゼロでなければ、
半ザイクル以上の期間に渡ってその出力端電圧■′ｓの
波形を変化さ亡る。このため、積分器の出力端１電圧Ｖ
ａ（ｌｊが変化する。付加的な検出用抵抗１２０と１Ｃ
列に接続されスイッチング動作を引き起こす要素の非理
想的な効果を除去し、またサンプリング手段の出力端３
２１〕とスイッチタイミング手段の出力端２０ａとの間
の非理想的なス・ｆソ天ング要素（ダイオード１０４に
おけるような）を除去することにより、ＲＭＳＭＳ負荷
電圧３１１に対してこの効果を最適化することができる
、。 このような変形は、第３１ン１のｌｔ、　Ｍ　Ｓ電厘制
「ｄｌｌの実施例で示されている。 第３図では、同様の要素では同様の符号を用いているが
、電力スイッチング手段１４は、他の多くの電力スイッ
チングデバイスを図示する」重合と同様に、−絹のパワ
ーＭＯ８ＦＥＴ　１６ａ’　、　１６１）’を用いてい
る。 ダイオード１０２　、４０４の複合的な機能は、制御可
能で双方向に導通１ｊＪ能なスイッチング要素１２６に
よって実行される。このスイッチング要素は、検出手段
の１１・ＭＳ修正抵抗１２０と接地電位との間に接続さ
れた制御導通回路を有し、捷た制御入力流ｔ１２６ａを
有する。 エクスクル−シブノアゲート１２８は、ＲＭＳ＄１１１
■電圧検出手段の第１の旬月入力・）；１、；３２Ｃに
接りされている。この検出手段の入力端は、ダイオード
１０４（第２図の回路）で直ちに用いる入力’Ｉｉ！ｉ
：（ｔ４を形成するため、スイッチタイミング手段の出
力端２０ａに接呂−されている。第２のゲート入力端１
２８１）（は、第２のイマ」、υＩ］　Ｒ，Ｍ　Ｓ負荷
電圧検出手段の入力’：’：ｂ：　（２１）　’に接Ｈ
されている。この検出手段の入力’ｊ：：＋１３２１）
は比１つ器の出力ＸＮ５２ｃてゼロクロス検出を行う１
命理波形ＶＺを形成する曲助出力ｄｍｉ　２２　ｄ’に
接Ｕ１されている。ゲートの出力・瑞１２８Ｃは、第１
゛の双方向スイッチング要素１２６の１ｌｉｌｌ　ｍ入
力端１２６ａ　（Ｃ供給する側脚信号Ｖｙを形成する。 電流、制限手段を用いる場合、変形した制限手段３０′
を温度に関連した誤差を緩和するために用いることがで
きる。これは！布達の係属出願第５２９゜２９６号に詳
述されている。 この電流制限手段３０’は、−組の比１１ψ器８６−１
゜８６−２を用いる。各比１秋器Ｖよ、基？■分圧器の
出力☆；１＾に接続された反転−人力・瑞８６　１　ａ
　＋　８６　２　ａ　％及び対応する抵抗８８ａ　、　
８８１）に夫々直列に接続さ瓦／、二非反転−１〜入力
端８６−１．　ｂ　、　８ｆ３−２１）を有する、。 対応する比ｌｌ夕器の入力端８６−１１）　、　８６−
２ｂには、共通電位から一世の制御、ｒｌｌ　４ｊｌ能
で双方向に樽］１！！１１ハトなスイッチング要素１３
０，１．３２が接Ｓつ“しされている。 制（財）入力端１３０ａ　、　１３２ａは、それ白身か
鉗助°駆・１１す手段の出力端２８’ｃＫ接六′ヅｌ−
された補助電流制限手段の入力乾１３０’ｃに並列に接
り′コさｆｔている。補助！ｌｌ＜動手段の出力節１：
　：２８’　ｅはインバ〜り７０′の出力☆；＋ｉｉに
接にイ１゛されている。 比較器の出力端８６−　］ｃ　、　８６−２ｃｉは、夫
々第３のエクスクルーゾブノアゲー）１．３４の第１及
び第２の人力＆：ｉａ　１３４ａ、　１３４　ｂ　Ｋ接
届される。ノアゲートの出力錨Ｎ３４ｃは、電流！ｔｉ
ｌｌ限手段の出力ψｌａ　３０１〕、選択手段９イ、及
びスイッチタイミング手段の入力・描；２０ｄに順次接
続されている。 インバータ７０′Ｉｆ′：Ｊ−標準的なＴ　Ｔ　Ｌ又は
ＣＭＯＳ論理年債回路に適合さぜるため、第４のエクス
クル−シブノアゲートである。このインバータは、装置
１０′がディスクＩＪ−１−要素で構成されている場合
、典型的には４つの２人力エクスクルーシブノアゲート
を有する。 同［ｐに、ダイオード６８は、制（財）可能で双方向て
・ｎ通可能な４つのスイッチング夛素１３６で置換えら
れている。このスイッチング要素は１．を動手段の入力
公１＾２８′ａに接続された制領Ｉ入力ｉ／Ｗ１３６ａ
と、動作電位十Ｖ友び駆動手段の出力グ１ｌｉ２ｓ’ｂ
の間に接］ゾ１された制ｉ１ｉ＋　ｇ通チーヤネルとを
有する。ここで、・１つの双方向導通スイッチング要素
１２６．１３０　。 １３２　、１３６は、回路１０がティスクリード構成で
ある」〃合には、単一の集積回路パッケージに物理的に
収納されている。 しかし、回路１０’のほぼ凡ての要素は単一の集積回路
に集積できることに注意すべきである。このような集積
回路では、１’ｉＪ変砥抗６Ｇやポテンショメータ１．
０６ｃのような可変抵抗の値は、特定の負荷に対して予
め設定される。また、負荷電流及び負荷電圧の特性に応
じて、電力スイッチング手段１７Ｉはディスクリ−１・
構成に訃いても集積ＦＨ７；成においても別部品として
供給してもよく、又はもし＋、＋Ｊ能なら回路１０′の
残りの部分と集ｕ丁させることもできる。 同１；Ｙ２に、第２図の装置を集積し、又は第１図の回
路系統図の要求を満たす他の回路を集積するととも、こ
の発明の技術的範囲に属する。 第３図及び第３ａ乃至３（１図によれは、装置１０’は
次のように動作する。 電源電匝岐形の各正付工・１住の半サイクル部分＋５０
８（第３ａ図の点線で示す）の間、比’殴’ａ’ｒｉの
出力端５２ｃの電圧Ｖｚの１妓形は、論理（］の低低レ
ベル５２ａとなる。他方、電線波形の各組・１１勧計の
半サイクル部分１５０＋）の間では、ゼロクロス検出手
段の補助出力端子２２ｄの電圧Ｖｚは論理１の高ンベル
１５２１）となる。 各ゼロクロス１５４に応答して１．駆動手段の転送ケー
１−１．３６がターンオンし、また電力スイッチング手
段の制イδイ１人力ｙｉｆｉｉ、Ｉ４ａの電圧Ｖｇ（第
３ｂ図）が、比軸的速い前縁部分１５６を持ってほぼ動
作電位−１−Ｖまで立ち一ヒがる。この７′ヒめ、スイ
ッチングデバイス１６ａ′又は１６　ｂ’の一方が導通
状態に転換する。このとき、例えば正の半サイクルの間
はデバイス１６　ａ’の、寸だ負の半サイクルの間はデ
バイス１６ｂ′のドレイン電位が正と々つでいる。 この後、次のセロクロス１５４の前に、スイッチタイミ
ング手段の出力端２０ａの電工は、ターンオフ設定手段
２６の動作に応答して、低レベルに降下する。これは、
ジャンパ９６１）を用いた場合には積分器の出力ｙｉｇ
１０８ｃの電圧によって彰苦さ力１、又・″は一／ヤン
パ９６ａを用いる場合にはＶａｄｊ電子及び電流１１ｉ
１１限手段の出力＊！ａ３０’ｂの電圧によって影響さ
−ｔｚるためである。 スイッチタイミング手段の出力端２０ａが不動作状態に
なると、転送ゲート１３６を開き、前述の係属出Ｍ第４
９９，５９９号に詳述したような方法で、駆動手段２０
’ａの「スローターンオフ（Ｓｌｏｗｔｕｒｎ−ｏｒｆ
　）Ｊ部分に動作を引き込む。とうして、名工ＩｆＶｇ
の後縁で特徴的なターンオフ波形部分１５８を形成する
。第３ｂ図では、図示の便宜上この後縁の時間スケール
は拡大しである。こうして、第１の時間間隔Ｔ１の間、
ゼロクロス検出比軸器の出力端２２ｄの電圧Ｖｚは論理
０のレベルにある。他方、スイッチタイミング手段の出
力端２０ａの電圧は論理１の高レベルにあり、第３Ｃ図
の部分１６０ａで示すように、ゲート１２８の出力ｊ’
ｌＴａ電月ゞｖｙを論理Ｏのレベル（てする。従って、
１１．’ｊ４１ｉｉ１間隔Ｔ＋の間、負荷電圧サンプリ
ング手段の出力ｉ／ｉ！、１３２１）の電圧ｖ′ｓ（第
３（１図）は正弦的に増大する初期部分１６２を有する
こととなる。 時間間隔’ｌ”　ｌ　ｓＯ間、サンプリング手段の出力
、’７：Ａ；電圧Ｖｓは、Ｒａ　、　Ｒｃを夫々抵抗要
素＋００ａ、１００ｂの抵抗値として、式Ｖ’ｓ　＝　
Ｖ＋、　ｌＬｃ／　（Ｒａ　−１−ＩＬｃ）で力見られ
る。 時間間隔Ｔ１の終わりに、電力スイッチング手段の入力
電圧Ｖｇが存在するため、スイッチタイム手段の出力端
２０ａの電圧は論理０のレベルとなる。他方、ゼロクロ
ス比較器の出力端電圧Ｖｚは論理００レベルを保持した
ままであシ、ゲートの出力端電圧ｖｙを論理１のレベル
に持上げ、転送ゲートを導通状態にする。 制御入力電圧ｖｙの論理１のレベル１６０ｂに応答して
、負荷電圧サンプリング手段の出力電圧ｖ′Ｓは、後縁
１６４をもって、 Ｖ’ｓ＝　ＶＬｌ−ｃ（ＲｄＲｃ　’）／　（Ｒａｌ’
１．ｄ＋ＢｄＢ、ｃ＋ＲｃＲａ’）で与えられる低いし
かしゼロでない電圧レベルに降下する。ここで、１１．
　（ｌは、酸素１２０Ｇの抵抗値である。エツジ部分１
６４の後にあり、電源波形１５０ａの正の半サイクルの
残りの減衰したゼロでない部分１６６が、電源波形の右
下がりのゼロクロス点まで、サンプリング手段の出力端
３２′ｂに現れる。 電源波形の負の半サイクル部分１５０ｂ（第３ａ図）の
間に、比１咬器の出力端５２ｃは論理１の高レベルに変
化し、補助ゼロクロス検出器の出力端２２′（１の電圧
Ｖｚは、部分１５２ｂで示すように、論理１０レベルに
なる。 右下が９のゼロクロスに応答して、スイッチタイミング
手段２０の出力端２０ａは、再度高レベルに上昇し、電
力スイッチング手段を作動させる次のパルスの立ち上が
９部分１５６を形成する。 負荷電圧検出手段の補助入力端３２’ｃ’、　３２’ｂ
　１ｌ−Ｉ共に論理ｌのレベルを受け、この、′こめゲ
ー１−の制御１１１人力＆１ａ１２６ａの電圧■ｙは部
分１６０ｂで示す論理ｌのレベルを維持し綬ける。 ゲート１２６は導通し続け、負荷電圧サンプリング手段
の出力電Ｆｉ”、Ｖ’ｓは、部分７６Ｇの間の振幅の減
衰と同じ割合で（威良した振幅をイ１する負ｉＪ％　’
附・ｉ〜１（分１６８を形成する。このイ＋、＋ｌｘ哀
は、１」（抗１２０が、抵抗＋００　ｂを介して、作動
している転送ケ−１・１２６によってまだ接ｈ１；され
ていることによって生ずる。 抵抗１２０の抵抗値Ｒ（ｌは、各電ｆＥ波形ナイクルの
４辿部分にわたり、丑だ一定負イ・・°ｆの１（入ＩＳ
屯１１：値に対してザンプル電用ｖ′５がシンフル？Ｅ
、圧Ｖ５に等しくなるように選定する。 積分器の第１の入力端１：３４；＋のザンノル電口、：
Ｖ′５を積分器の入力’ｊ：：＋１１３４１）の基糸電
圧と比１１吸すると、正４夕性７り１り分托６の下の積
分領域は、負極性部分１６８の下の積分領域より太きく
なる。−！た、積分さルる差電圧の差１−なわち２つの
部分１６６、１６８の下の各領域の差は線電圧に依存し
、線電圧の増減に応答して各領域が増減するようになる
。このため、スイッチタイミング手段の調整入力Ｘ１Ａ
２０ｅに供給される、積分された調整出力流１電圧Ｖａ
ｄｊは、設定した固定基糸電圧Ｖｒｃ（からの１１．Ｍ
Ｓ負荷電■：の偏差の時間積分にほぼ比例する。 電、カスイツチング手段を作動させるパルスの終わりで
、すなわち後縁１５８′が下降した後、スイッチタイミ
ング手段の出力Ｍ：ｉ５　：’、Ｏａの、Ｌ月、は、電
α１℃ｌ皮形の負の半サイクルの間、論ｙ１１０の低レ
ベルにある。他方、ゼロクロス検出器のｈｔｉ助出力’
７Ｒ２２’ｄの電１ｉ：、Ｖｚは、部分１５２１）の論
理１の高レベルを維１、′Ｉする。 導油要素の入力端１２６ａの制御型Ｉ４７．　Ｖ　ｙは
、部分＋ｔｉＯｃで論理Ｏの１７ベルに復帰する。この
ため、転送ゲート１２６が開き、抵抗１００ｂに並列に
接続した抵抗１２０を除去する。 しかし、上述の理由からサンプリング手段の入力剥ｉ、
ｉ　３２ａ、には電圧が存在しないため、負荷電圧サン
プリング手段の出力端３２ｂ′のサンプリング電圧Ｖ’
ｓは、部分１７２で示すほぼゼロの値にエツジ１７０を
もって降下する。このゼロ値は、電源波形の次の正の半
サイクルが始まるまで保持され、ここで全プロセスが繰
替えず。 こうして、転送ゲート１２６が部分１６０Ｃで不動作状
態になることは重要でなく、この不動作状態は、負荷電
圧のＲ，ＭＳ制御プロセス（（何らの本質的な影響を及
ぼさない。 サンプリング手段３２′及び積分手ｒ９３４は、前の電
源波形サイクルの間の積分ΣＦ主電圧所望のｌＬＭＳ負
荷電圧より低い電圧に応答する場合には、負荷電流の導
通を増大させ、従って１ＭＳ負荷電圧を増大させるため
に用いる。また、前の電源波形サイクルのサンプリング
負荷電圧の積分が所望の１ＭＳ負荷電圧より高い電圧値
に応答する」μ合には、負（！ｆ電流の６通期間を減少
さぜるため従ってＲｆＶＩＳ負荷電圧を減少させるため
に、これらの手段を用いる。 従って、サンプリング手段３２′において、転送ゲート
１２６を介して回路共通電位に負荷抵抗１２０を適当に
接続することによシ、回路は電源電圧の広い範囲に渡っ
て変化する所望の動作曲線１１２（第３ｅ図）に従って
作動する。このとき、１ＭＳ負荷電圧はほぼ一定値に糾
持される。 ９荷電圧制御のだめの新規な方法及び装置の種々の実施
例についてここで説明してきたが、当業者にとっては更
に多くの変更及び変形が１１＋能であることは明らかで
ある。従って、特許請求の範囲の技術的範囲のみによっ
ては限定されず、また発明の詳細な説明ルびにここで図
示説明した構成によっては限定されるべきでない。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理による負荷電圧変化（財）−装
置の系統図、第１ａ乃至１ｄ図はこの発明の動作原理を
理解するための種々の条件における第１図の回路の波形
を示す一連の時間軸グラフ、第２図はこの発明の第１の
実施例に係る装置特にＭＡＤｊｌ荷電圧値全電圧値るだ
めの装置の系統図、第３図はこの発明の他の実施例に係
る装置特にＲＭＳ負荷電圧値を制御するための装置の系
統図、第３ａ乃至３ｄ図は回路の動作原理を理解するた
めに用いる第３図の各部の波形を示す一連の時間軸グラ
フ、及び第３ｅ図はＭＡＤ及びＲＭ８負荷電圧値を側副
する夫々の回路における電源電圧（線間の）の変化に対
する負荷電圧変化を図示したグラフである。 １０・・・負荷電圧制御手段　１１・・・負荷抵抗１２
・・ＡＣ電電線４・・・電カスイツチング千↓夕２０・
・・スイッチタイミング手段 ２２・・・ゼロクロス検出手段 ２６・・・ターンオフ設定子１９ ２８−１・・・ターンオン駆動手段 ２８−２・・・ターンオフ駆動手段 ３０・・逆位ト１１電流制限手段 ３２・・・平均ＩＬｉｕｌＳ負荷電圧サンプリング手段
３４・・・差積分手段

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、高電圧ＡＣ電源から負荷を介して供給するＡＣ電圧
   の半サイクル平均値及びＲＭＳ値（根自乗平均値）のい
   ずれかを制御、する方法において、（ａ）　前記電源と
   前記負荷の間に接続しその間の回路を選択的に形成する
   ためのスイッチング手段を具える段階と、 （ｂ）　前記電源のＡＯ波形の各サイクルの間の少なく
   とも成る時間間隔の間前記負荷を介して電流が流れるこ
   とができるように前記スイッチング手段を作動させる段
   階と、 （Ｃ）　調整信号を形成するため電源波形の各サイクル
   の間に少なくとも１回前記負荷を介して電圧値をサンプ
   リングする段階と、 （ｄ）　前記調整信号に応じて、負荷電圧の前記半サイ
   クル平均値及びＢ、ＭＳ値のいずれかを所望の値に略等
   しい値になるように前記スイッチング手段が前記負荷電
   流を変化させる前記時間間隔を調整する段階と を具えて成る負荷電圧値の制御方法。 ２、特許請求の範囲第１項記載の方法において、前記段
   階（Ｃ）は、負荷電流が流れたとき少なくとも成る時間
   間隔の間に前記負荷電圧値をサンプリングする段階を有
   するようＫした負荷電圧値の制御方法。 ３、特許請求の範囲第２項記載の方法において、更に負
   荷電流が流れる際に正極性の電圧が負荷に現れたときの
   み前記負荷電圧値をサンプリングする段階を有するよう
   にした負荷電圧値の制御方法。 ４、特許請求の範囲第２項記載の方法において、前記段
   階（Ｃ）は、更に負荷電圧の半サイクル平均値及びＲＭ
   Ｓ値のいずれかの値を有する基準電圧値を単偏する段階
   、サンプリングした負荷電圧の値と前記基準電圧とを比
   較する段階、及び前記調整信号を得るためサンプル、し
   た負荷電圧値と基準電正値との差を時間で積分する段階
   を有するようにした負荷電圧値の制御方法。 ５、特許請求の範囲第１項記載の方法において、負荷電
   圧値の平均絶対偏差は制御すべき半サイクル平均の負荷
   電圧値であるようにした負荷電圧値の制御方法。 ６、特許請求の範囲第５項記載の方法において、更に弁
   筒電流が流れている間に正極性の電圧が負荷に現れた場
   合のみ前記負荷電圧値をサンプリングする段階を有する
   ようにした負荷電圧値の制御方法。 ７、特許請求の範囲第１項記載の方法において、負荷電
   圧の根自乗平均値を制御するようにした負荷電圧値の制
   御方法。 ８、特許請求の範囲第７項記載の方法において、電源波
   形の各サイクルの間で電圧が現れている間中ライン端子
   に接続されている負荷端子の電圧をサンプリングする段
   階を有するようにした負荷電圧の制御方法。 ９、特許請求の範囲第１項記載の方法において、更に、
   少なくとも１つの誤動作状態を検出すべく負荷状態をモ
   ニタする段階、及び少なくとも１つの誤動作状態が検出
   された場合は直ちに負荷電流が流れるのを停止する段階
   を有する負荷電圧値の制御方法。 １０、特許請求の範囲第一９項記載の方法において、夕
   立くも１つの誤動作状態は餉荷電流が予め定めた最大値
   よりも過大に流れることである負荷電圧値の制御方法。 １１、特許請求の範囲第１項記載の方法において、負荷
   電流の時間間隔が予め定めた最火持絖時間を超乏だ場合
   には電源波形の現在のサイクルを調整する段階を停止す
   る段階を有する負荷電圧の制御方法。 １２、高電圧ＡＣ電源か。ら負荷を介して供給するＡＣ
   電圧の半サイクル平均値及び１１．ＭＳ値のいずれかを
   制御する装置において、 前記電源と前記負荷の間に接続しその間の回路を選択的
   姉形成するためのスイッチング手段と、前記電源のＡＣ
   波形の各サイクルの間の少なくとも成る時間間隔の間前
   記負荷を介して電流が流れることができるように前記ス
   イッチング手段を作動させるための作動手段と、 負荷電圧の前記半サイクル平均値及びＲＭＳ値のいずれ
   かを所望の値に略等しい値になるように前記スイッチン
   グ手段が前記負荷電流を変化させる前記時間間隔を調整
   するため、前記作動手段に調整信号を供給すべく負荷を
   介して電圧値をサンプリングするための手段とを具えて
   成る負荷電圧の制御装置。 １３、特許請求の範囲第１２項記載の装置において、前
   記サンプリング手段は、負荷電流が流れるとき、少なく
   とも成る時間間隔の間に負荷電圧値をサンプリングする
   ため、前記作動手段によって駆動されるようにした負荷
   電圧の制御装置。 １４、％許請求の範囲第１３項記載の装置に・おいて、
   前記サンプリング手段は、前記作動手段によって前記サ
   ンプリング手段が作動している間に負荷を□　介して正
   極性の電圧が現れなければ、前記負荷電圧値のサンプリ
   ングを停止する手段を更に含むようにした負荷電圧の制
   御装置。 １５、特許請求の範囲第１２項記載の装置において、前
   記サンプリング手段は、前記負荷の電圧値の減電圧サン
   プル値である出力電圧を形成する分圧手段と、負荷電圧
   の半サイクル平均値及びｌ’ｌ、ＭＳ値のいずれか所望
   の値を有する基準電圧を形成する手段と、前記調整信号
   を得るため前記分圧手段の出力電圧と前記基準電圧との
   差を時間に関して積分するための手段とを具えている負
   荷電圧の制御装置。 １６、特許請求の範囲第１５項記載の装置において、前
   記基準電圧は実質的に一定なりＣ電圧である負荷電圧値
   の制御装置。 １７、特許請求の範囲第１５項記載の装置において、前
   記積分手段は、前記基準電圧を受ける非反転入力並びに
   反転入力及び前記調整信号が現れる出力を有する演算増
   幅器と、第１の端子に前記分圧手段の出力電圧を受けま
   た前記反転入力に接続された第２の端子を有する入力抵
   抗要素と、前記反転入力及び前記出力の間を結合する積
   分要素とを具えるようにした負荷電圧値の制御装置。 】８．特許請求の範囲第１５項記載の装置において、前
   記負荷す半ザイクル平均電圧値を制御し、且つ前記分圧
   手段は、前記負荷電流が流れている間前記作動手段が前
   記スイッチング手段を駆動し々い場合前記分圧手段の出
   力信号を実質的に送出しないように、前記作動手段及び
   前記分圧手段の出力の間に接続した第１の手段を更に含
   んている負荷電正価の割部１装貿。 １９、特許請求の範囲第１８項記載の装置において、前
   記第１の不作動手段は、前記作動手段が前記スイッチン
   グ手段を阻止しており負荷’ｉＥ　’１％ｉが７ｉｆれ
   ない場合のみ導通状態となる単一方向心通テバイスであ
   る負荷電圧値の制（財）装置。 ２、特許請求の範囲第１８項記・成の装置において、前
   記分圧手段は、前記負荷に負極性電圧が現れた場合に前
   記出力信号を実質的に阻止するだめの第２の手段を更に
   具えている負荷電圧値の制（財）装置。 ２１、％、特許請求範囲第２０項記載の装置において、
   前記第２の不作動手段は、前記分圧手段の出力と共通電
   位との間に結合した単一方向導通デバイスであシ、その
   間に負極性電圧が４ｒ在する場合に導通状態と々るよう
   にした負荷電圧値の制御装置。 ２、特許請求の範囲第１５項記載の装置において、負荷
   のＲ，ＭＳ電圧値を側副し、且つ前記分圧手段は、前記
   分圧手段の前記出力及び共通電位の間に接続され、また
   前記調整信号の大きさが前記負荷電圧のＲＭＳ値に対応
   するように選定した値を有する抵抗要素と、前記抵抗要
   素と１α列に接ｈ’され（ａｌ前記作動手段が正極性負
   荷電圧によって負荷電流を流す場合、及び（ｂ）前記作
   動手段が負極性負荷電圧によって負荷電流の流れるのを
   阻とした場合に前記共通電位へのその接続を阻止する手
   段とを更に具えている負荷電圧値の制御装置。 ２、特許請求の範囲第２２項記載の装置において、前記
   装置は、前記負荷電圧の極性を検出しまた負極性及び正
   極性の負荷電圧に対してそれぞれ第１及び第２の値を有
   する出力信号を形成するための手段を具え、前記作動手
   段の出力信号は前記スイッチング手段をそれぞれ作動さ
   せまた不作動とするだめの第１及び第２の値を形成し、
   また抵抗要素の解除手段は前記制御入力を有する要素と
   、前記制御入力の信号に応答する双方向導通状態に制御
   卸され前記抵抗及び共通電位間に直列接糾された回路と
   、前記極性検出手段の出力を受ける第１の入力、前記作
   動手段の出力信号を受ける第２の入力、及び制御入力信
   号を形成する出力を有する排他的オアゲートとを具えて
   いる負荷電圧値の制御装置。 ２、特許請求の範囲第１５項記載の装置において、前記
   作動手段は、前記調整信号が負荷電流の流れるのを未だ
   停止していない場合に、予め定めた時間間隔の後負荷電
   流が流れるのを停止するよう前記スイッチング手段を不
   作動とするだめの手段を具えた負荷電圧の制御装置。 ２、特許請求の範囲第１５項記載の装置において、少な
   くとも１つの誤動作状態を検出すべく負荷状１課をモニ
   タし、寸だ少なくとも１つの誤動作状態が検出された場
   合は直ちに負荷電流が流れるのを停止するための手段を
   更に具えている負荷電圧値の制御装置。