JPS60101620A - 逆位相制御電力スイツチング回路と方法 - Google Patents

逆位相制御電力スイツチング回路と方法

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JPS60101620A
JPS60101620A JP59184726A JP18472684A JPS60101620A JP S60101620 A JPS60101620 A JP S60101620A JP 59184726 A JP59184726 A JP 59184726A JP 18472684 A JP18472684 A JP 18472684A JP S60101620 A JPS60101620 A JP S60101620A
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current
input
load
voltage
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ミルトン・デイトン・ブルーマー
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｐ明の背景 本発明は負荷電カスイツチング回路に関するものであり
、更に詳しくは負荷に交流（ＡＣ）電流を供給する素子
の導通角を制御するための新規な逆位相制御（ｒｅｖｅ
ｒｓｅ−ｐｈａｓｅ−ｃｏｎｔｒｏｌ　）方法と電力ス
イッチング回路に関するものである。
ＡＣ電源から負荷に与えられる電圧、電流のいずれか一
方または両方を位相制御回路によって制御することは周
知である。この位相制御回路では、周期的なＡＣ波形の
ゼロ交差後の任意の時点にスイッチング素子がターンオ
ンされて導通状態となる。そして素子は、普通、再生型
スイッチング素子であるが、波形の次のゼロ交差時に「
オフ」に転流される。この形式の位相制御回路の重大な
欠点の１つは、スイッチング素子がターンオンしたとき
に負荷電圧と負荷電流が急変し、電流の急激な変化によ
って大きな電磁妨害（ＥＭＩ）が発生することである。
この形式の位相制御回路のもう１つの欠点は突入電流規
格の大きい負荷を制御覆るときこのような回路のコスト
が比較的高くなることである。タングステン・フィラメ
ントψランプ等の負荷は最初励起されるとき仕較的低い
「低温時（ｃｏｌｄ）　Ｊ抵抗値を有する。このような
「低温時」負荷は非常に大きい瞬時電流を流れさせるの
で、この大きな突入電流を扱えるようにスイッチング素
子を大きな寸法のものにしなければならないか、あるい
は、位相制御回路の中に付加的な制御回路部を設けて、
負荷抵抗が増大して負荷が「通常の」動作電流を流す点
に達するまで素子の導通点の位相を許容可能な曾だけ徐
々に進めなければならない。
したがって、突入電流の大きな負荷に対して自動ソフト
・スタート機能を与えるため素子電流を徐々に増加させ
ることができるだけでなく、比較的低い回路コストでＥ
ＭＩのレベルを下げることもできる位相制御回路を提供
することが非常に望ましい。
発明の概要 本発明に従えば、ＡＣ電源から負荷を通って流れる電流
を制御するための逆位相制御電力スイッチング回路は、
電源の両端間に負荷と直列に接続された少なくとも１つ
の電力スイッチング素子、電源電圧波形の各ゼロ交差に
応答して電力スイッチング手段を制御して導通状態にす
る手段、ならびに所望の正常尖頭負荷電流 より大きな最大電流を超える瞬時負荷電流が最初に生じ
たこと、または所望の導通角に達したことに応答して、
電力スイッチング手段を通る電流を停止さける手段を含
む。導通停止手段、即ち駆動ターンオフ手段によって負
荷電流を比較的体々に停止させて、ＥＭＩレベルを下げ
ることが好ましい。
好ましい実施例では、負荷電流の導通ターンオフ・レベ
ルを手動制御で設定することができ、また、電力スイッ
チング素子の駆動信号の大きさによって設定された電力
スイッチング素子の最大飽和電流能力を超えるような、
負荷電流に対する過大な要求によって電力スイッチング
素子が飽和状態から脱した場合にターンオフすることも
できる。
したがって、本発明の１つの目的はＡＣ電源から負荷を
通って流れる電流を制御する１こめの新規な逆位相制御
電力スイッチング回路を提供することである。
本発明のもう１つの目的はＡＣ電源から負荷を通って流
れる電流の導通角を逆位相制御するための新規な方法を
提供することである。
本発明の上記の目的および他の目的は図面を参照した以
下の詳細な説明により明らかとなろう。
３、発明の詳細な説明 まず第１ａ図、第１ｂ図、および第２図について説明す
る。電源線路端子Ｌ１と１２との間、したがってＡＣ電
源１２の両端間に逆位相制御電力スイッチング回路１０
が抵抗値ＲＬの抵抗負荷１１と直列に接続されている。
第１の線路端子Ｌ１は制御回路の第１の端子１０ａにも
接続されており、第２の線路端子Ｌ２は制御回路のもう
１つの端子１０ｂに接続されている。負荷１１は第１の
線路端子Ｌ１および回路端子１０ａと第３の回路端子１
０ｃとの間に接続されている。回路１０の中の電力スイ
ッチング手段１４は回路端子１０ｂと１０ｃとの間に接
続されている。すなわち、電力スイッチング手段１４は
電源１２の両端間に負荷１１と電気的に直列に接続され
ている。
電源の正弦波波形の１サイクル全体の間にわたって電力
スイッチング手段１４が導通している場合には、負荷電
圧ＶＬは正弦波電圧１６となる（第１ａ図）。従来の位
相制御回路では、ＡＣ電源の両端間に負荷と直列に接続
されたスイッチング素子は各ゼロ交差の時点ｔｏ（’！
ｌなわち、正に向うゼロ交差１８ａの時点ｔ。＋または
負に向うゼロ交差１８ｂの時点ｊｏ−）後の所定の時点
にオンに切換えられる。これにより、そのときの半サイ
クルの極性に応じて正方向と負方向のうちの適切な方向
に急激な変化１７が生じる。これに伴なう負荷電流ＩＬ
の急激な変化（図示しない）によって比較的大きなＥＭ
Ｉが生じる。スイッチング素子は次のゼロ交差まで導通
する。次のゼロ交差で素子（典型的には再生型スイッチ
ング素子）はオフとなり、次の半サイクル内の所定時点
で急激にターンオンされるまでオフ状態に留まる。また
前述したように比較的複雑な回路を使って、エツジ１７
ａのようなスイッチング・エツジ１７を、時点ｔｏ−の
第１の負方向ゼロ交差１８ｂのようなターンオフ・ゼロ
交差から矢印Ａの方向に進めて、時点ｔｏ＋の第１の正
方向ゼロ交差１８８′のようなその後のターンオフ・ゼ
ロ交差からはスイッチング・エツジ１７ｂのようにより
一層早い時点に生じるように進め、これにより素子電流
を徐々に増加させて「低温時」の抵抗に対処理し、した
がって妥当な電流容量のスイッチング素子を使うことが
できる。
本発明の逆位相制御電力スイッチング回路１０では、電
力スイッチング手段１４は各ゼロ交差点１８（すなわち
、時点ｔｏ＋の正方向ゼロ交差１８ａ、１８ａ’　、１
８ａ”等の各ゼロ交差と時点ｔｏ−の負方向ゼロ交差１
８ｂ、１８ｂ’　、１８ｂ　ｎ等の各ゼロ交差）で電流
導通状態にターンオンされ、そして各ゼロ交差の後で且
つ次のゼロ交差よりも前の所定の時点（たとえば、時点
ｔ１゜ｔ２．ｔ３．ｔ＜、ｊｓ、ｊｓ等の各時点）にタ
ーンオフされる。第１ａ図の斜線を施した部分は電力ス
イッチング手段１４が導通している時間を示しており、
したがって例えば電圧増加方向く正方向）のゼロ交差１
８ａの時点ｔ。十で導通を開始し、次の電圧減少方向く
負方向）のゼロ交差１８ｂより前の「ターンオフ」時点
ｔ１まで導通を持続する。次のゼロ交差１８ｂで、電力
スイッチング手段１４は再びターンオンされ、次に生じ
る電圧増加方向のゼロ交差１８ａ′より前の新しい「タ
ーンオフ」時点ｔ２まで「オン」状態にとどまる。同時
に、負荷電流ＩＬ　（第１ｂ図）は各ゼロ交差＜１８ａ
、１８ｂ等）の時点では大きさがほぼゼロであり、電流
が停止する前の時点ｔ１では最大値ＩＭまで増加する。
電流停止のエツジ、たとえばエツジ２０８′をその傾斜
が比較的緩やかになるようにして、従来の順位相制御（
ｆｏｒｗａｒｄ−ｐｈａｓｅ−ｃｏｎｔｒｏｌ　）回路
の場合に生じる急峻な電流変化と比べてＥＭＩの影響を
かなり低減するようにすることができる。更に大きな突
入電流を生じる低温時抵抗負荷１１を制御しなければな
らない場合は、最大電流ＩＭのレベルを（ウオームアツ
プ後の）負荷の通常の動作尖頭電流より若干高い値に設
定することができ、そして、各ターンオン・ゼロ交差後
のターンオフ時点ｔ。
（但しｎ　＝１．２．３．４，５．６等）は矢印Ｂの方
向に次第に大きくして、負荷の「ソフト起動」を行なっ
て、徐々にウオームアツプすることができる。これは、
特に「低温時」負荷へ電流を流し始めなければならない
場合、順位相制御回路のターンオフ・エツジの変化方向
と完全に対照的である。このようにして第１ａ図および
第１ｂ図に示すように、「低温時抵抗突入」状態の間、
回路１０は最初のターンオン・ゼロ交差１８ａの後は時
点ｔ１に、第２のターンオン・ゼロ交差１８ｂの後は時
点ｔ２に電力スイッチング手段１４をターンオフするこ
とができる。ここで、ゼロ交差１ｈａの時点ｔ。十と時
点ｔ１との間の時間は次のゼロ交差１８ｂの時点ｔｏ−
とその後のターンオフ時点ｔ２との間の時間より短い。
同様に、第３のターンオン・ゼロ交差１８８′と第３の
ターンオフ時点ｔ３との間の、電流が負荷に流れる時間
はターンオン・ゼロ交差１８ｂとターンオフ時点ｔ２と
の間の第２の導通時間より長くすることができる。この
ようにして、負荷電流の部分２ｏが大きくなっていくに
つれて、負荷を通って流れる電流の持続時間と負荷で消
費される電力量は次第に大きくすることができる。すな
わち、各電流部分２０の尖頭電流ＩＭはほぼ同じである
が、導通時間の長さが変り、電流部分２０ａの平均負荷
電流は電流部分２０ｂの平均負荷電流より若干小さく、
そして電流部分２０ｂの平均負荷電流は部分２゜Ｃの平
均負荷電流より若干小さい。負荷抵抗の増大に応じて平
均負荷電流が減少するので、間もなく通常の動作負荷電
流に達し、そして負荷電流導通部分２０ｄ　、２０ｅ　
、２Ｏｆ等はすべてほぼ同じ形状、同じ大きさになる（
この大きさは通常、設定された最大電流値ＩＭより小さ
い）。−この同じ形状および大きさは、回路１０により
（ゼロ交差１８ｂ’　、１８ａ“、１８ｂ”等の後の）
夫々の負荷ターンオフ時点ｉ　４＊　ｉ　５　、ｊ　６
等を、決定された導通角での負荷電流ＩＬに相応して、
はぼ等しく設定することによって得られる。
上記の動作はゼロ交差検出手段２２を用いることにより
行われる（第２図）。ゼロ交差検出手段２２の第１およ
び第２の入力２２ａおよび２２ｂは回路の第１および第
２の入力端子１０ａおよび１０ｂにそれぞれ接続されて
いる。線路端子Ｌ１とＬ２の間の電源１２の電圧の各ゼ
ロ交差時に、ゼロ交差信号がゼロ交差検出手段の出力２
２ｃに現われる。出力２２ｃのゼロ交差信号は駆動スイ
ッチ手段２４の第１のくオン）入力２４ａに結合されて
いる。このゼロ交差信号に応答して第１のくオン）出力
２４ｂが作動される。
これにより、その後の駆動ターンオン手段２６が電力ス
イッチング手段１４の駆動人力１４ａに駆動信号を与え
て、電力スイッチング手段１４の端子１４ｂと１４ｃと
の間で電流導通を開始させる。必要な場合には、第１の
（オン）出力２４ｂが作動された時に第２の（オフ）出
力２４ｄを同時に不作動にしてもよい。ターンオフ設定
手段２８はその出力２８ａのターンオフ信号を駆動スイ
ッチ手段２４の第２の（オフ）入力２４ｃに供給される
。このターンオフ信号は各ゼロ交差の後の、制御回路２
８ｂによって設定された時点に発生される（制御回路２
８ｂは駆動スイッチ手段２４の一部であってもよいし、
あるいは図示のようにターンオフ設定手段２８の一部で
あってもよい）。
ターンオ“フ信号は設定された最大負荷電流ＩＭを超え
る負荷電流に応答するようにできる。負荷電力は入力２
８ｃの信号、すなわち電力スイッチング手段１４の両端
間の電圧および負荷抵抗１１の両端間の電圧を監視する
信号の一方または両方によって表わされる。第２のくオ
フ）入力２４Ｃにターンオフ信号を受けると、駆動スイ
ッチ手段２４は第２の（オフ）出力２４ｄを作動する。
これにより後続の駆動ターンオフ手段３０は電力スイッ
チング手段の駆動人力１４ａから駆動信号を取り除いて
、電力スイッチング手段１４の導通を終らせ、負荷電流
ＩＬの流れを止める。手段３０は「ソフト」ターンオフ
手段とすることができる。
この手段はスイッチング手段の入力１４ａの駆動信号を
比較的ゆっくりと低下させ、このため電力スイッチング
手段１４を通る負荷電流Ｉしを徐々に減少させて停止さ
せ、もってＥＭＩの発生を減じる。徐々に停止させるこ
とが望ましくないか不要な場合には、駆動ターンオフ手
段３０は電力スイッチング手段１４に対する駆動信号を
急′激に停止さゼて負荷電流ＩＬを急激に停止させるこ
とが出来る。必要であれば、第２の出力２４ｄの作動と
同時に出力２４ｂを不作動にしてもよい。但し、後者の
出力２４ｂは、一般に、出力２４ｄの作動時に不作動に
され、その後入力２４ａの次のゼＯ交差信号で再度作動
されるまで不作動状態に保ケれる。更に、電力スイッチ
ング手段１４が電源波形のゼロ交差でターンオンされる
とき、（はぼ抵抗性の負荷１１の場合には）負荷電流の
大きさはほぼゼロであり、したがって入力１４ａにター
ンオン駆動信号を徐々に加えても何の役にも立たないこ
とに注意されたい。駆動ターンオン手段２６および駆動
ターンオフ手段３０は１９８３年５月３１日出願の米国
特許願第４９９，５７９号に記載されている形式のもの
で良い。ターンオフ設定手段２８としては、１９８３年
５月３１日出願の米国特許願第４９９，５９０号に記載
されている回路を使うことができる。
電力スイッチング手段１４としては多数の異なる構成が
可能であり、第２図に示すような電力用電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）　、或いは電力バイポーラ・トランジ
スタ、或いは第２ａ図および第２ｂ図に示すような絶縁
ゲート整流器（’ＩＧＲ）または絶縁ゲート・トランジ
スタ（ＩＧＴ）等のいずれも使うことができる。一般に
、電力スイッチング手段１４は、ターンオンしてＡＣ電
流を通し、その後この手段の両端間の電圧が零でな≦か
つその手段を通って流れる電流が零でない状態でターン
オフしてＡＣ電流の導通を停止することのできる任意の
手段で構成することができる。したがって、第２図に示
すように、電力スイッチング手段１４は一対のＦＥＴ３
２ａおよび３２ｂで構成することができる。これらのＦ
ＢＩ−のドレイン・ソース間の電流導通チャンネルはス
イッチング手段の端子１４ｂと１４０との間、すなわち
回路の端子１０ｂと１００との間に直列接続され、制御
〈ゲート）電極は並列接続されて制御人力１４ａに接続
される。電力用ＦＥＴ３２ａおよび３２ｂは理想的には
一方向導通素子であるので、一対の逆方向導通ダイオー
ド３４ａおよび３４ｂがそれぞれ各ＦＥＴのドレイン・
ソース回路に並列接続され、保護しようとする素子（３
２ａ　、３２ｂ　）の電流導通方向と逆の電流導通方向
になるような極性に接続されている。現在実際に得られ
る電力用ＦＥＴでは典型的には寄生ダイオードがその被
制御導通チャンネルと並列に既に形成されていて、適切
な極性を有している。このようなＦ　Ｅ　Ｔ’の場合に
は、外部ダイオード３４ａ　、３４ｂは必要でない。Ｆ
ＥＴおよびダイオードの共通導通点は回路の共通電位点
に接続される。第２ａ図と第２ｂ図では、被制御スイッ
チング素子３２８′および３２ｂ′はそれぞれ絶縁ゲー
ト・トランジスタ（ＩＧＴ）であり、これらのトランジ
スタの制御（ゲート）入力は電力スイッチング手段の制
御人力１４ａに接続されている。ＩＧＴは通常寄生ダイ
オードが有しないので、各ＩＧＴの陽極・陰極間の電流
導通チャンネルには導通方向が逆のダイオード３４が並
列接続されている。この場合にも、対の絶縁ゲート・ト
ランジスタおよびそれらの並列ダイオードの間の共通接
続点は回路の共通電位点に接続されている。
次に第２ａ図について説明すると、図には逆位相制御電
力スイッチング回路の第１の好ましい実施例１０’が例
示されている。この第１の実施例と第２ｂ図の第２の好
ましい実施例１０″の両方で同じピロ交差検出手段２２
が使用されている。
検出手段の第１の入力２２ａは直列の制限抵抗３８を介
して第１の比較器４０の非反転（＋）入力４０ａに接続
されている。ゼロ交差検出手段の第２の入力２２ｂはも
う別の制限抵抗４２を介して比較器の反転（＝）人力４
０ｂに接続されている。
第１および第２の保護ダイオード４４ａおよび４４ｂの
陽極がそれぞれ回路の共通電位に接続され、陰極がそれ
ぞれ比較器人力４０ａおよび４０ｂに接続されている。
第２対の保護ダイオード４４０および４４ｄの陰極がそ
れぞれ正の動作電位十■に接続されており、陽極は比較
器の入力４０ａおよび４０’ｂにそれぞれ接続されてい
る。動作電位十Ｖは、並列接続されたコンデンサ４７と
＋Ｖボルトのツェナー電圧を有するツェナー・ダイオー
ド４８とを含む電源４６から１４られる。入力端子Ｌ２
が回路共通電位に対して正であり、その電圧の大きさが
＋Ｖボルトにより若干大きいときは、電流が抵抗４２と
順方向バイアスされたダイオード４４ｄを通って流れ、
コンデンサ４６をツェナー・ダイオード４８によって設
定された最大電圧十Ｖに充電する。同様に、端子Ｌ＋が
回路共通電位に対して正のときは、電流が抵抗３８とダ
イオード４４ｃを通って流れ、コンデンサ４７を充電１
−る。
端子Ｌ１とＬ２との間の電圧のゼロ交差毎に、第１の比
較器の出力４００の電圧の振幅が急激に変化する。この
振幅の変化は排他的ノアゲート５０の第１の入力５０ａ
に直接結合される。排他的ノアゲートの残り人力５０ｂ
には遅延回路５１（直列抵抗５１ａと分路コンデンサ５
１ｂを含む）の働きによって上記振幅変化の遅延したも
のが、与えられる。このようにして、入力電圧波形のゼ
ロ交差毎に、ゲート５０の入力５０ａと５０ｂには遅延
手段５１による遅延に応じた短時間の間異なる振幅が与
えられて、グー１〜出力５００は高い静止電圧レベルか
ら低い電圧レベルに変り、ゼロ交差に応答したパルスが
発生される。このパルスはゼロ交差検出手段の出力２２
０から駆動スイッチ手段の第１のオン入力２４ａに与え
られる。
駆動スイッチ手段２４には、標準の７５５５集積回路等
のタイマー集積回路が使用されている。
タイマー５２の第１の人力５２ａには、第２の端子５２
ｂの回路共通電位に対して＋■の動作電位が与えられる
。トリ万一入力端子５２ｃは駆動スイッチ手段の第１の
オン入力２４ｄに接続されており、ゼロ交差検出手段２
２から負方向ゼロ交差パルスを受信する。人力５２ｃに
与えられる各負方向パルスに応答して、出力端子５２ｄ
は高出力電圧レベルにセラ１〜される。第２ａ図の実施
例では、駆動スイッチ手段は共通出力２４ｂ′を有し、
これを使って、（ａ）高出力電圧レベルで駆動ターンオ
ン手段２６を作動し、駆動ターンオフ手段３０を不作動
にし、（ｂ）低出力電圧レベルでターンオン手段２６を
不作動に、ターンオフ手段３０を作動する。このように
して、出力端子５２ｄが駆動スイッチ手段の単独の出力
２４ｂ′となる。
放電端子５２ｅと閾値端子５２ｆが並列に接続される。
この並列接続はタイミング抵抗５４を介して正の動作電
位十■に接続され、またタイミング用の容量性素子５６
を介して回路共通電位に接続されている。リセット入力
５２Ｇが駆動スイッチ手段の第２のオフ入力２４ｃに接
続されている。
駆動ターンオン手段２６にはダイオード２６ａのような
一方向導通素子が含まれており、これは駆動スイッチ手
段の共通出力２４ｂ′から高６」圧「オン」レベルを受
けたとき順方向バイアスされる。この電圧は導通したダ
イオード２６ａを介して電力スイッチング手段の入力制
御端子１４ａに与えられる。スイッチング素子３２ａ’
、３２ｂ’のうち、そのとき陽極が正電位のもの（線路
端子Ｌ１とＬ２との間に接続された電源の波形の半サイ
クルの極性によってきまる）がターンオンされる。負荷
電流ＩＬは負荷抵抗１１を通り、次いで電力スイッチン
グ手段の端子１４ｂ、１４ｃのいずれか一方の端子、素
子３２ａ’、３２ｂ’のうち導通状態にある一方の素子
、および導通状態にない他方の素子３２と並列なダイオ
ード３４ｂを通り、そして電力スイッチング手段の端子
１４Ｇ。
１４ｂのうち残りの端子を通って流れる。電力スイッチ
ング素子３２ａ’　、３２ｂ’　のうち導通している方
の両端間の順方向電圧降下は各電力スイッチング素子の
陽極を別々の監視端子２８ｃｍ１または２８ｃ　−２に
接続することによって監視される。端子２８０−１．２
８ｃ　−２のうち導通している素子３２に対応する方の
端子に於ける順方向導通電圧は一対の制限抵抗６２ａ　
、６２ｂのうち対応する方の抵抗を通って第２の比較器
６０の反転（−）人力６０ａに与えられる。反転入力６
０ａは保護ダイオード６４の陽極にも接続されており、
保護ダイオード６４の陰極には正の動作電位子Ｖが与え
られている。これにより、電ノコスイッチング素子３２
ａ’　、３２ｂ’のうちの一方の両端間の電圧の大きさ
が動作電位子Ｖを超えても、比較器人力６０ａの電圧は
実質的に動作電位子■を超えることはない。第２の比較
器６０の非反転（＋）入力６０ｂはターンオフ設定手段
の制御回路２８ｂに接続されている。この制御回路２８
ｂは、動作電位子Ｖと回路共通電位との間に直列に接続
された一対の分圧抵抗素子６６ａと６６ｂとの間の共通
接続点に一定のターンオフ基準電位Ｖｒ　（オフ）を供
給する。第２の比較器の出力６０Ｃは、ターンオフ設定
手段の出力２８ａ、したがって駆動スイッチ手段の第２
の（オー））入力２４ａ、リセット端子５２（Ｊに接続
されている。導通しているスイッチング素子３２８′ま
たは３２ｂ′の順方向電圧降下が大きくなって、入力６
０ａの電圧が人力６０ｂの一定基準電位Ｖｒ　（オフ）
を超えたとき、比較型出ノ〕６０ｃはその状態が変って
比較的低い電圧に下る。これにより、駆動スイッチ手段
のタイマーがリセットされ、共通出力２４ｂ′は比較的
低い（オフ）電圧となる。通常の「高温時」動作抵抗に
比較して始動時の抵抗値が小さい負荷１１に対しては、
最初の負荷ターンオン時の突入電流が大きいため、出力
２４ｂ′はレットされてから比較的すぐ後にリセットさ
れる。
負荷が定常状態に近づくように負荷１１の抵抗値ＲＬが
時間とともに大きくなるにつれて、出力２４ｂ’のセッ
トとリセットの間の時間間隔は次第に長くなる。
駆動ターンオン手段２６のダイオード２６ａは共通出力
２４ｂ′の高電圧レベルをほぼ瞬間的にスイッチング素
子の制御人力１４ａに印加することは明らかである。第
２の比較器の出力６０ｃの電圧の立下りエツジに応答し
て共通出力２４ｂ′がリセットされて低電圧レベルにな
ったとき、ダイオード２６ａは逆バイアスされ、電ノコ
スイッチング素子３２ａ’　、３２ｂ’の内のそのとき
導通している素子がソフト駆動ター２２７手段３０の動
作によってターンオフされる。
ソフト駆動ターンオフ手段３０には電流源トランジスタ
７０が含まれている。トランジスタ７０のエミッタ電極
は電流設定抵抗７２を介して共通電位に接続されている
。トランジスタ７０のベース電極は温麿補償用ダイオー
ド７４（その陽極がベース電極に接続されている〉およ
び第１のバイアス抵抗７６を介して共通電位に接続され
ている。
第２のバイアス抵抗７８がトランジスタ７０のベース電
極と論理インバータ８０の出力との間に接続されている
。インバータの入力はターンオフ手段の入力３０ａに接
続されている。充電コンデンサ８２がアース電位とＮＰ
ＮＩ−ランジスタフ０のコレクタ電極および逆極性（Ｐ
ＮＰ）のソース・フォロワ・トランジスタ８４のベース
電極との間に接続されている。第２のトランジスタ８４
のエミッタ電極は駆動ターンオフ手段の出力端子３０ｂ
および電力スイッチング手段の制御入力端子１４ｂに接
続されている。また安定化コンデンサ８６を出力３０ｂ
と共通電位との間に接続してもよい。トランジスタ８４
のコレクタ電極は駆動ターンオフ手段の入力端子３０ａ
に接続されている。
トランジスタ７０のエミッタ電極と電流設定抵抗７２と
の間の接続点は一対の抵抗８８ａおよび８８ｂの片側の
端子に接続されている。各抵抗の他の側の端子は分離コ
ンデンサ９０ａおよび９０ｂを介して第１および第２の
ターンオフ制御端子３０ｃｍ１および３００−２にそれ
ぞれ接続されている。端子３０ｃｍ１および３０ｃｍ２
はそれぞれ電力スイッチング素子３２ａ　’　、３２ｂ
　’　の対応する素子の陽極と出力２８ｃｍ１，２８ｃ
　−２の対応する端子に接続されている。
ソフト駆動ターンオフ手段３０の動作は前記米国特許願
第４９９．５７９号に更に詳しく記載されている。簡単
に述べると共通出力２４ｂ′が高電圧レベルにある間、
インバータ８０の出力は低電圧レベルとなり、電流源ト
ランジスタ７０はカットオフ状態となる。このとき、電
圧フォロワ・トランジスタ８４のコレクタの電圧はエミ
ッタの電圧に比べてダイオード２６ａの両端間の電圧降
下の大きさだけ高くなるので、トランジスタ８４もカッ
トオフされる。したがって、ターンオフ手段３０は電力
スイッチング手段１４の駆動ターンオン動作に影響を及
ぼさない。駆動スイッチ手段の共通出力２４ｂ′が低電
圧レベルに下ったとき、ダイオード２６ａが逆バイアス
され、回路から実質的に除かれる。インバータ８０の出
力は高電圧レベルとなり、電流源トランジスタ７０が作
動される。このとき入力端子３０ａの低電圧によってト
ランジスタ８４のコレクタ電極の電位はくスイッチング
素子のゲート制御構造と安定化コンデンサ８６（使用し
ている場合）とに蓄積された電荷によってきまる）エミ
ッタ電位より低くなる。したがって、電圧フォロワ・ト
ランジスタ８４も作動状態となる。電流設定抵抗７２の
抵抗値によって最初に設定された速度で電流源トランジ
スタ７０を通してコンデンサ８２から電荷が引き出され
る。コンデンサ８２から電荷が引き出されるにつれて、
電圧フォロワ・トランジスタ８４は制御入力端子１４ａ
の電圧を比較的早い速度で低下させる。これによりスイ
ッチング素子のトレイン・ソース間電圧が小さくなり、
やがて素子の飽和量値電圧に達して、素子はターンオフ
し始める。電力スイッチング素子は飽和量値を出て、活
性領域に入る。そして負荷電流ＩＬが減少し始めるとき
、かなり大きな陽極ｄ　Ｖ／ｄ　を変化が生じる。スイ
ッチング素子のドレイン・ソース間電圧の増加分ｄＶ／
ｄｔがコンデンサ９０ａ　、９０ｂのうち対応するコン
デンサ（素子３２ａ’　、３２ｂ’のどちらがそれまで
作動していて、これからターンオフしようとしているか
によってきまる〉を介して結合され、これにより電流設
定抵抗７２にて電流が注入される。電流源トランジスタ
７０が作動されている間は抵抗７２両端間の電圧はほぼ
一定のままになっていなければならないので、トランジ
スタ７０を通るコレクタ電流は一時的に減少し、コンデ
ンサ８２両端間の電圧の変化速度は一時的に減少する。
このため、ゲート制御人力１４ａの電圧の変化速度は一
時的に遅くなる。ゲート制御電圧の減少がこのように遅
くなったため、負荷電流ＩＬの減少が一時的に遅くなり
、そのためターンオフが遅くなる。すなわち、「ソフト
」ターンオフが得られる。典型的には、スイッチング素
子のｄＶ／ｄｔは約５ボルト／マイクロ秒に制限されて
、普通の値の電力線インダクタンスにより、線路に導き
かれるＥＭＩと陽極電圧オーバーシュートが許容可能な
レベルになる（したがって、ろ波器、スナツパ−回路等
が不要になる）。一旦スイツチング素子が最小閾値レベ
ルに達すると、スイッチング素子の両端間の電圧変化速
度が小さくなり、抵抗８８ａ　、８８ｂのうちの適切な
抵抗を通って抵抗７２に注入される電流値が小さくなり
、このため再びコンデンサ８２から大きな電流を引き出
“リ−ことができる。コンデンサ８２両端間の電圧の大
きな変化速度に応答して、ターンオフ手段の入力３０ａ
および雷カスイツチング素子のゲート制御人力１４ａの
電圧は再び非常に早い速度で低下し、出力スイッチング
素子に確実にカットオフ領域に入れる。
ゼロ交差時に電力スイッチング手段１４をターンオンし
、その後、負荷電流と電力スイッチング素子導通特性の
一方または両方によって決定される時点にその電力スイ
ッチング手段をターンオフするという上記サイクルは、
繰り返えされて、負荷抵抗１１が徐々に「加熱」されて
その抵抗値が増大する間、電力スイッチング手段がオン
状態にされる時間が長くなっていく。このようにして負
荷の温度が上昇するにつれて、負荷電流が許容可能な尖
頭電流ＩＭに達するのに必要な時間が長くなり、各ゼロ
交差時のターンオンの後のターンオフ時点が各半サイク
ルの後の方に移ってゆく。この結果、各ターンオン部分
の持続時間が長くなり、やがて負荷は最大電流値ＩＭよ
り小さな正常の定常状態電流を流すようになる（ＩＭが
故意に所望の平均負荷電流より若干大きくなるように設
定されているからである）。負荷の正常動作を維持する
ために、正常電流状態では入力２４０にリレット信号が
供給される前に入力５２ｆの積分電圧によって出力２４
ｂ′がリセット闇値に達するようにタイマー５２の時定
数（抵抗５４と容量５６の積に比例する）が設定される
。上記のように出力２４ｂ′がリセットされ、電力スイ
ッチング手段１４がターンオフされると、同時に、放電
端子５２ｅがタイミング・コンデンサ５６から電荷を抜
き取る。電源波形の次のゼロ交差が生じたとき、入力２
４ｄは「オン」信号を受け、電力スイッチング手段がタ
ーンオンし、放電端子５２ｅが不作動にされる。高電圧
レベルが出力２４ｂ′に存在し、負荷電流が流れている
間、コンデンサ５６は動作電位十■に向って充電し始め
る。コンデンサ５６の両端間の電圧が閾値レベルに達し
たとき、出力２４ｂ′が再び低電圧レベルとなり、次の
サイクルのために電力スイッチング手段１４とタイマー
５２の両方がリセッ１〜される。したがって、抵抗５４
とコンデンサ５６の積分動作の「タイムアラ１〜」前に
ターンオフ設定手段２８によりタイマーの出力２４ｂ′
をオフにする場合は、突入電流等により少なくとも１つ
の高電流「オン」期間が生じたときだけである。突入状
態のない用途では、ｒオン」時間の制御によって得られ
る平均負荷電流の開ループ制御は容認できるものであり
、これはく破線の矢印で表わした可変抵抗「制御器」に
より）タイミング抵抗５４の抵抗値を変えることによっ
゛Ｃ達成することができる。尖頭電流制御を行ないたい
用途では、（破線の矢印で表わした可変抵抗「制御器」
により）抵抗６６ａの抵抗値を変えること等によりオフ
基準電圧を可変することによって最大電流ＩＭの制御を
行なうことができる。場合によっては２つの可変抵抗（
抵抗５４と６６ａ）を用いることが望ましい場合があり
、そして必要に応じてそれらの制御機構を連動させて（
抵抗６６ａにより）最大電流ＩＭを変えるとともに（抵
抗５４により）正常電流を変えることができる。
回路１０’を出来るだけ集積化して１つの集積回路パッ
ケージにすることは非常に望ましい。１つの集積回路に
電力スイッチング手段１４のスイッチング素子対を含め
ることができる（負荷の平均電流が低い場合）。あるい
は、１つの集積回路を一対の外部の電力スイッチング半
導体と一緒に使うこともできる（各半導体にはその構造
の一部として逆方向の寄生ダイオードが形成されること
が多い）。したがって、外部の負荷１１に供給する電流
の大きさを制御するための逆位相制御回路全体を構成す
るためには、最高３個のディスクリート部品が必要とな
る。定常状態の電流規格が異なる負荷に適応できるよう
にするために、例えばオフ基準電圧Ｖｒ　（オフ）を設
定するための調節手段または制御回路２８ｂとして接続
されるポテンショメータおよびタイミング抵抗５４の値
を設定するためのレオスタットの一方または両方等のよ
うな１つ以上の外部の可変抵抗が必要である場合でも、
回路全体は最小限の構成部品で提供することができる。
この部品数最小の構成は非常に望ましいものではあるが
、回路１０’を使うことは１つの点で理想的でない。す
なわち、ターンオフ設定手段２８の中に１つの比較器を
用い、両方の監視抵抗６２ａ　、６２ｂをともに比較器
の入力に共通接続すると、温度補償の問題が生ずる。抵
抗６２ａと６２ｂとの間の接続点のアースに対する電圧
は導通している素子３２ａ′または３２ｂ′の導通チャ
ンネル飽和電圧、および残りの非導通スイッチング素子
に並列接続の順方向バイアスされた保護ダイオード３４
ｂまたは３４ａの電圧降下によって左右される。したが
って、抵抗６２ａ。
６２ｂの抵抗値がほぼ等しい場合、この比較器の入力電
圧Ｖｃ　＝　（Ｖａ　＋Ｖｄ　）／２で与えられる。
ここで、Ｖａは導通している電力スイッチング素子の飽
和電圧であり、Ｖｄは導通しているダイオードの電圧降
下である。導通しているスイッチング素子の飽和電圧Ｖ
ａと導通している保護ダイオードの電圧Ｖｄのうち少な
くとも一方は温度に敏感である。このため、比較器の入
力電圧Ｖｃは周囲温度と素子温度につれて変り、したが
って、正常の定常状態負荷電流Ｉしの変動に起因するダ
イオードの電圧降下Ｖｄの変化につれて変る。比較器の
入力電圧のこれらの変化を温度補償するように基準電圧
Ｖｒ　（オフ）を設定する制御回路２８ｂが設ｉｔされ
ていれば、問題は殆んど存在しない。
前記米国特許願第４９９．５９０号の飽和監視回路を使
うことにより、スイッチング素子の飽和の変化を補償す
ることはできるが、保護ダイオードの電圧降下の変化を
補償することはできない。しかし、制御回路２８ｂが集
積回路の中に形成された一対の抵抗素子であり、保護ダ
イオード３４ａおよび３４ｂの近くに配置することすら
できない（したがって保護ダイオードの温度変化を検知
できない）場合には、温度補償は容易に行なえない。
この温度補償の問題は第２ｂ図に示す第２の実施例の回
路１０″を用いることによりかなり軽減される。第２ｂ
図で前述のものと同じ部品には同じ参照番号が付けであ
る。ゼロ交差検出手段２２は第１の実施例１０′のゼロ
交差検出手段と同じものであることがわかる。駆動スイ
ッチ手段２４′には付加的な排伯的ノアゲート８０’が
設けられている。このゲート８０′の第１の入力８０′
ａは第１の（オン）出力端子２４ｂに接続され、第２の
入力８０’ｂは共通電位に接続されている。
ゲート８０′はインバータとして働くので、駆動スイッ
チ手段の第２の（オフ）出力２４ｄに接続されたゲート
８０’の出力８０’ｃは第１のくオン）出力２４ｂの電
圧レベルと逆の電圧レベルになる。（ソフト）ターンオ
フ手段３０′は第２ａ図のソフト・ターンオフ手段３０
と類似していることがわかる。相違している点は、２つ
の安定化コンデンサ８６ａと８６ｂがターンオフ手段と
電力スイッチング手段１４′に設けられていること（容
量値の大きなコンデンサを集積回路の一部として設ける
ことが難しいため必要になることが多い）、および駆動
スイッチ手段の別個に設けた第２の（オフ）出力に接続
された別個の入力端子３０ｂ′に電流源バイアス抵抗７
８が接続されていることである。ターンオン手段２６′
は制御可能な双方向導通スイッチング素子２７であり、
素子２７は動作電源＋■と電力スイッチング手段の制御
（ゲート）入力端子１４ａとの間に接続され、素子の制
御人力２７ａは駆動スイッチ手段の第１のくオン）出力
２４ｂに接続されている。導通素子２７は入力２７ａの
高電圧レベルに応答して低インピーダンス状態となる。
これにより、第１のくオン）出力２４ｂの作動に応答し
て電力スイッチング素子のゲート電極に動作電位■が与
えられて、電力スイッチング素子がターンオンする。ま
た、出力２４ｂに低電圧レベルが存在すると、導通素子
２７はターンオフして、動作電圧源＋Ｖと制御人力１４
ａとの間が非常に高インピーダンスとなる。
ターンオフ設定手段２８′は一対の比較器９２および９
４を用い゛Ｃ再構成されている。各比較器の非反転（＋
）人力９２ａまたは９４ａは対応づる監視抵抗６２ｂま
たは６２ａを介して対応する監視端子２８Ｃ−２または
２８０−１に接続されている。非反転入力９２ａ、９４
ａはそれぞれ制御可能な双方向導通スイッチ手段９６．
９８を介して共通電位に接続されている。スイッチ手段
９６または９８のそれぞれの制御人力９６ａまたは９８
ａは並列に別の入力２８′ｄに接続され、入力２８′ｄ
は駆動スイッチ手段２４′の第２のくオフ）出力２４ｄ
に接続されている。比較器の反転（−）入力９２ｂおよ
び９４ｂは手段２８ｂの基準電位供給接続点、すなわち
抵抗６６ａと抵抗６６ｂとの間の接続点に接続されてい
る。第１の比較器の出力９２ｃは別の排他的ノアゲート
９９の第１の入力９９ａに接続され、ゲート９９の残り
の入力９９ｂは残りの比較器の出力９４ｃに接続されて
いる。ゲート出力９９０はターンオフ設定手段の出力２
８’　ａ　、そこから更に駆動スイッチ手段２４′の第
２のくオフ）入力２４ｃに接続されている。
動作について説明すると、まず負荷１１の抵抗値ＲＬが
ほぼ一定の場合と一定でない場合について考察し、充分
長い時間動作していて負荷電流の突入現象は終っている
ものとする。電源波形の各ゼロ交差時に検出器出力２２
０の負方向パルスによって負荷電流ＩＬが流れ始める。
これにより、駆動スイッチ手段の出力２４ｂは高電圧レ
ベルとなり、駆動スイッチ手段の出力２４ｄは低電圧レ
ベルとなる。これに応答してターンオン手段２６′の導
通素子２７が導通し、充分大きな正のゲート電位を供給
して、電力スイッチング素子３２ａ’。
３２ｂ′のうち、そのとき陽極電位が正になっている素
子をターンオンする。一方の線路端子１ＩＪＸらの電流
は直列に接続された負荷コ１、このとき導通しているス
イッチング素子３２８′また（ま３２１）　ｌ、および
このとき導通している保護ダイオード３４ａまたは３４
ｂを通って他方の線路端子に流れる。第２の出力２４ｄ
の電圧が低いの−Ｃ、ターンオフ手段３０’　の電流源
トランジスタ７０ｔま不作動にされる。ターンオフ手段
３０’のソース・フォロワ・トランジスタ８４は入力３
０ａ′の高コレクタ雷圧によって不作動にされる。出力
２４ｄの電圧が低いことによって、スイッチング素子９
６および９８が高インピーダンス状態となり、ターンオ
フ設定手段２８′が動作する。しかし、大突入電流の期
間は終っているので、（負荷電流が突然増加して、設定
された最大負荷電流ＩＭより大きくならない限り）普通
はゲート出力９９０に「オフ」パルスが生じない。そし
てタイマーの出力５２ｄのスイッチングは通常、タイミ
ング抵抗５４とタイミング・コンデンサ５６の充電時間
によって制御される。閾値入力５２ｆの電圧が適当なレ
ベルに達したとき、出力５２ｄがスイッチングされ、第
１の（オー））出力２４ｂには低出力電圧が得られ、第
２のくオフ）＠子２４ｄには高電圧が得られる。これに
応答して、前述のようにスイッチング素子２７がターン
オフし、ソフト・ターンオフ手段３０′が作動されて負
荷電流が徐々に流れなくなる。それと同時に、出力２４
ｄの高電圧がスイッチング素子９６および９８の制御人
力９６ａおよび９８ａに与えられ、各比較器入力と回路
共通電位点との間に比較的近いインピーダンスが設定さ
れる。これにより、ターンオフ設定手段を不作動にし、
もって駆動スイッチ手段の第２の（オフ）人力２４ｃに
ターンオフ信号が誤まって現われて、電源波形の次のゼ
ロ交差時での次のターンオンを妨げてしまう危険性を防
止する。
したがって平均負荷電流ＩＬが開ループ方式で制御され
、通常の動作中にはなはだしい過電流（障害）を防止す
る機能が得られる。
大きな突入電流時の動作は、電源波形の各ゼロ交差に応
答して電力スイッチング手段１４′をターンオンしてこ
の手段を通る電流を開始させることに関して前述した動
作順序とほぼ同じである。
負荷電流のターンオフは第２ａ図の実施例１０′と同様
に、はぼターンオフ設定手段２８′によって制御される
。しかし、負荷電流１ｃの瞬時値が最大値ＩＨに達した
とき、監視端子２８（、−１，２８ｃｍ２のうちの一方
または他方に現われる対応するスイッチング素子の飽和
電圧は、それぞれ電流制限抵抗６２ａ　、６２ｂのうち
の対応する抵抗だけを通ってそれぞれ対応する比較器人
力９４ａまたは９２ａに直接与えられる。この場合、分
圧は行なわれず、また電力スイッチング素子のうちの導
通していない素子と並列の導通している保護ダイオード
の温度に関係した電圧降下は影響を及ぼさない。電力ス
イッチング手段の動作の「オン」部分の間にスイッチン
グ素子の飽和電圧の監視が行なわれるので、駆動スイッ
チ手段の出力２４ｄは低電圧状態になり、両方のスイッ
チング素子９６および９８は制御されて高インピーダン
ス状態となり、実効的に開放回路となる。比較器９２お
よび９４の入力インピーダンスが高いので、比較器９２
．９４の非反転入力９２８．９４ａの電圧はそれぞれ対
応するスイッチング素子３２ａ’。
３２ｂ′両端間の電圧にだけ実質的に比例し、温度に関
係した影響はかなり低減される。このようにして、瞬時
負荷電流が比較型入ツノ９２ｂ　、９４ｂの基準電位に
よって設定された素子の飽和電圧に関連する最大電流Ｉ
Ｍを超えたとき、比較器の出力９２０，９４０のうちの
一方が残りの比較器の出力の電圧レベルと異なる電圧レ
ベルに変る。
これによりゲート出力９９ｃに負方向に変化が生じるの
で、タイマー５２がリセットされ、駆動スイッチ手段の
出力２４ｂおよび２４ｄの電圧レベルがそれぞれ切り替
えられる。第１の実施例と同様に、各ゼロ交差によるタ
ーンオン時点の後の導通時間の長さは負荷１１のそのと
きの抵抗値によって左右される。この導通時間の長さは
突入電流現象が終了するまで「オン」時間を増加するよ
うにターンオフ設定手段２８′の動作によって制御され
る。そして回路の通常の動作は前述のように続行される
。
新規な逆位相制御電力スイッチング回路のいくつかの実
施例を詳細に説明してきたが、当業者が多数の変更や変
形を加え得ることは明らかである。
したがって、本発明は請求範囲によって限定されるもの
であり、動作説明のための詳細な事項や手段によって限
定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
第１ａ図および第１ｂ図はＡＣ電源の両端間に本発明の
逆位相制御電力スイッチング回路を負荷と直列に接続し
たときの負荷電圧と負荷電流をそれぞれ示す波形図であ
り、本発明の動作原理を説明するための図である。第２
図は本発明の原理に従う逆位相制御回路の概略ブロック
図である。第２ａ図および第２ｂ図は第２図の包括的な
回路の２つの好ましい実施例をそれぞれ示す回路図であ
る。 （主な符号の説明） １０・・・逆位相制御電力スイッチング回路１１・・・
負荷、　１２・・・電源 １４・・・電力スイッチング手段 ２２・・・ゼロ交差検出手段 ２４・・・駆動スイッチ手段 ２７・・・双方向導通スイッチング素子２６・・・駆動
ターンオン手段 ２８・・・ターンオフ設定手段 ２８ｃ　−１，２８ｃ　−２−＝監視端子３０・・・駆
動ターンオフ手段 ３２ａ、３２ｂ・・・電力用電界効果トランジスタ３２
ａ　’　、３２ｂ　’・・・絶縁ゲート整流器３４ａ、
３４ｂ・・・ダイオード ５２・・・タイマー　５４・・・抵抗 ５６・・・コンデンサ　６０・・・比較器６２ａ　、６
２ｂ・・・制限抵抗 ６６ａ　、６６ｂ・・・分圧抵抗素子 ８２・・・コンデンサ　９２．９４・・・比較器９９・
・・排他的ノアゲート

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 （１）　ＡＣ電源から負荷を通って流れる電流の導通角
    を制御するための逆位相制御型ノｊスイッチング回路に
    於いて、 上記負荷および上記電源と電気的に直列に接続され、第
    １の入力状態に応答して上記負荷に電流を流れさせ、第
    ２の入力状態に応答して上記負荷に電流を流れさせない
    電力スイッチング手段、上記電源のＡＣ信号波形の各ゼ
    ロ交差に応答して上記電力スイッチング手段に上記第１
    の入力状態を与えるための第１の手段、 および、各ゼロ交差の生じた後で次のゼロ交差の生じる
    前の終了時点であって、上記負荷を通る電流の所望導通
    角を達成するように選定された終了時点に、上記電力ス
    イッチング手段に上記第２の入力状態を与えるための第
    ２の手段、を有する逆位相制御電力スイッチング回路。 （２、特許請求の範囲第（１）項記載の逆位相制御電力
    スイッチング回路に於いて、上記第２の手段が、上記電
    力スイッチング手段を通る電流を終了させることのでき
    る最も早い速度よりも小さい所定の速度で上記電力スイ
    ツヂング手段を通る電流を徐々に減少させる手段を含ん
    でいる逆位相制御電力スイッチング回路。 （３）　特許請求の範囲第（１）項記載の逆位相制御電
    力スイッチング回路に於いて、予め設定された最大電流
    より大きな上記負荷の瞬時電流に応答して上記第２の手
    段にターンオフ信号を供給する第３の手段を含み、上記
    第２の手段がこの第２の手段によって設定された終了時
    点より前に生じる上記ターンオフ信号に応答して上記電
    力スイッヂング手段に上記第２の入力状態を与える逆位
    相制御電力スイッチング回路。 （４）　特許請求の範囲第（３）項記載の逆位相制御ｌ
    ｌ雷カスイツチング回路に於いて、上記第３の手段が、
    上記電力スイッチング手段を通って流れる瞬時電流を監
    視し、この電流に関連した監視電圧を発生する手段、基
    準電圧を発生する手段、および上記監視電圧が上記基準
    電圧を超えると直ちに上記ターンオフ信号を発生する比
    較手段を含んでいる逆位相制御電力スイッチング回路。 （５）　ＡＣ電源から負荷を通って流れる電流の導通角
    を制御するための方法に於いて、ａ）負荷および電源と
    電気的に直列接続した電力スイッチング手段を設け、ｂ
    ）電源のＡＣ信号波形の各ゼロ交差を検出して第１の信
    号を発生し、Ｃ）第１の信号が発生ずる度毎に各第１の
    信号に応答して電力スイッチング手段をターンオンされ
    た状態にして負荷に電流を流れさせ、ｄ）各第１の信号
    が発生しｌｃ後で次の第１の信号が発生する前の選定さ
    れた時間の終了時に電力スイッチング手段を不作動にし
    て、電源から負荷を通って流れる電流を停止させ、ｅ）
    電力スイッチング手段が電流を通す時間を選定して、負
    荷を通って流れる電流の所望の導通角を設定する各ステ
    ップを有する方法。 く６）　特許請求の範囲第（５）項記載の方法に於いて
    、前記ステップｄ）が、電力スイッチング手段を通って
    流れる電流を終了させることの出来る最も早い速度より
    小さい所定の速度で電力スイッチング手段の電流を徐々
    に減少させるステップを含んでいる方法。 （７）　特許請求の範囲第（５）項記載の方法に於いて
    、更にｆ）大きさが平均負荷電流より大きな最大瞬時負
    荷電流を設定し、ｇ）瞬時負荷電流の大きさを監視し、
    ｈ）監視された瞬時負荷電流が設定された最大瞬時負荷
    電流値を超えた場合に電力スイッチング手段の電流導通
    を前記ステップｄ）によって不作動にする、各ステップ
    を含む方法。 （８）　特許請求の範囲第（７）項記載の方法に於いて
    、負荷が電源に最初に接続されるたびごとに負荷の抵抗
    値が時間とともに増大する場合、更に前記ステップｅ）
    の前に前記ステップｈ）が生じたときは、前記ステップ
    ｈ）にだけ応答して電流の流れを停止させることにより
    、電源電圧波形の各半サイクルの間で電力スイッチング
    手段が導通している時間を増大するし、そして、負荷抵
    抗値が所定レベルに達し、前記ステップｈ）が前記ステ
    ップｄ）の前に生じなくなった後、前記ステップｅ）の
    選定された導通時間の終了時に電力スイッチング手段の
    電流導通を終了させることを含んでいる方法。 （９）　ＡＣ電源から負荷を通って流れる電流の大きさ
    を制御するための逆位相制御電力スイッチング回路に於
    いて、 入力をそなえ、かつ上記負荷および上記電源と電気的に
    直列に接続された被制御回路をそなえ、上記入力の第１
    の状態に応答して上記負荷に電流を流れさせ、上記入力
    の第２の状態に応答して上記負荷に電流を流れさせない
    電力スイッチング手段、 上記電源のＡＣ信号波形の各ゼロ交差に応答して第１の
    信号を発生する検出手段、 負荷電流の瞬時値に関連した上記電力スイッチング手段
    の監視される特性が基準値より大きくなったとき第２の
    信号を発生する監視手段、および、上記第１および第２
    の信号を受ける駆動スイッチ手段であって、上記第１の
    信号を受けたとき上記電力スイッチング手段の入力に上
    記第１の状態を与え、また各第１の信号が発生した後で
    次の第１の信号が発生する前にａ）上記第２の信号とｂ
    〉予め選定された時間の経過のうちの最初に生じた方に
    応答して上記電力スイッチング手段入力に上記第２の状
    態を与える駆動スイッチ手段、を有する逆位相制御電力
    スイツヂング回路。 （１０）　特許請求の範囲第（９）項記載の逆位相制御
    電力スイッチング回路に於いて、更に上記駆動スイッチ
    手段と上記電力スイッチング手段の入力との間に接続さ
    れて、上記駆動スイッチ手段から与えられる上記第２の
    状態に応答して、上記電力スイッチング手段を通って流
    れる電流を比較的体々に減少させるように上記電力スイ
    ッチング手段の入力の第２の状態を修正する手段を含ん
    でいる逆位相制御電力スイッチング回路。 （１１）　特許請求の範囲第（１０）項記載の逆位相制
    御電力スイッチング回路に於いて、上記駆動ス１゛ツチ
    手段が、動作電圧源と、タイミング回路であって、上記
    第１および第２の信号のうち対応する信号をそれぞれ受
    ける第１および第２の入力、閾値入力、上記第１の入力
    の作動に応答して高インピーダンス状態となり、上記第
    ２の入力と閾値入力のうち一方の作動に応答して低イン
    ピーダンス状態となる放電端子、および上記第１の入力
    の作動に応答して第１のレベルとなり、上記第２の入力
    と閾値入力の作動のうち最初に生じた方に応答して上記
    第１のレベルと異なる第２のレベルとなる出力をそなえ
    たタイミング回路と、上記動作電圧源、共通回路電位、
    上記閾値入力および上記放電端子の間に接続され、上記
    放電端子が高インピーダンス状態になってから上記の予
    め選定された時間が経過したとき上記閾値入力に作動電
    圧を与え、また放電端子が上記低インピーダンス状態に
    なったことに応答して作動閾値入力電圧より低い値の電
    圧を上記閾値端子に与えるタイミング手段と、上記タイ
    ミング回路と出力と上記電カスイツチング手段入ノｊと
    の間に接続され、上記タイミング回路の出力が上記第１
    のレベルとなったことに応答して上記電力スイッチング
    手段入力に上記第１の状態を与える駆動ターンオ°フ手
    段とで構成されている逆位相制御型ノコスイッチング回
    路。 （１２、特許請求の範囲第（１１）項記載の逆位相制御
    電力スイッチング回路に於いて、上記駆動ターンオン手
    段が、上記タイミング回路の出力が上記第１のレベルに
    なっているときだけ導通するような極性に配置された一
    方向導通素子を有している逆位相制御電力スイッチング
    回路。 （１３）　特許請求の範囲第（１１）項記載の逆位相制
    御電力スイッチング回路に於いて、上記駆動ターンオン
    手段が、上記タイミング回路の出力に接続された制御入
    力をそなえ、上記タイミング回路の出力が上記第１のレ
    ベルになっている間だけ上記動作電圧源を上記電力スイ
    ッチング手段の入力に結合するスイッチング手段を含ｌ
    υでいる逆位相制御電力スイッチング回路。 （１４）　特許請求の範囲第（９）項記載の逆位相制御
    電力スイッチング回路に於いて、上記電力スイッチング
    手段が一対の電力スイッチング素子を有し、各電力スイ
    ッチング素子は入力と被制御導通回路を備え、被制御導
    通回路を通る一方向電流が上記入力の信号の状態によっ
    て制御され、上記対の素子の被制御導通回路は上記電源
    と上記負荷との間に電流の向きが逆になるように相互に
    直列に接続され、両方の上記電力スイッチング素子の入
    力は並列に上記電力スイッチング手段の入力に接続され
    、上記電力スイッチング手段は更に一対の一方向導通素
    子を有し、この各素子は上記電力スイッチング素子のう
    ちの対応する素子の被制御導通回路と並列にそれぞれ接
    続され、かつ対応する電力スイッチング素子を通る一方
    向電流と逆の向きにだけ導通する極性に配置され、そし
    て両方の電力スイッチング素子の被制御導通回路および
    両方の一方向導通素子の間の共通接続点が回路の共通電
    位に接続されている逆位相制御電力スイッチング回路。 （１５）　特許請求の範囲第（１４）項記載の逆位相制
    御電力スイッチング回路に於いて、上記電力スイッチン
    グ素子が電力用電界効果トランジスタである逆位相制御
    電力スイッチング回路。 （１６）　特許請求の範囲第（１４）項記載の逆位相制
    御電力スイッチング回路に於いて、上記電力スイッチン
    グ素子が絶縁ゲート・トランジスタである逆位相制御電
    力スイッチング回路。 （１７）　特許請求の範囲第（１４）項記載の逆位相制
    御電力スイッチング回路に於て、各一方向導通素子が対
    応り−る電力スイッチング素子の被制御］導通回路の両
    端間に寄生的に形成されたダイオードである逆位相制御
    電力スイッチング回路。 （１８）　特許請求の範囲第（９）項記載の逆位相制御
    電力スイッチング回路に於いて、上記検出手段、上記監
    視手段、および上記駆動スイッチ手段が１つの集積回路
    の中にほぼ収容されている逆位相制御電力スイッチング
    回路。 （１９）　特許請求の範囲第（９）項記載の増位相制御
    電カスイツチング回路に於いて、上記検出手段がＡＣ電
    源信号波形の各ゼロ交差に応答して上記第１の信号をパ
    ルス信号として発生ずるゼ自交差検出回路である逆位相
    制御電力スイッチング回路。 （２０）　特許請求の範囲第〈９）項記載の逆位相制御
    電力スイッチング回路に於いて、上記監視手段が、上記
    電力スイッチング手段を流れる負荷電流の瞬時値に関連
    した電圧を発生する、電力スイッチング手段の特性を監
    視する手段と、上記基準値に関連した大きさの基準電圧
    を発生する手段と、上記監視電圧と上記基準電圧とを比
    較して上記監視電圧が上記基準電圧を超えたとき上記第
    ２の信号を発生する手段とで構成されている逆位相制御
    電力スイッチング回路。 （２１）　特許請求の範囲第（２０）項記載の逆位相制
    御電力スイッヂング回路に於いて、上記基準電圧発生手
    段が、上記負荷を所望の電流が流れる場合に予想される
    監視電圧値より大きな値になるように基準電圧値を調節
    する手段を含んでいる逆位相制御電力スイッチング回路
    。 （２２、特許請求の範囲第（２１）項記載の逆位相制御
    電力スイッチング回路に於いて、上記駆動スイッチ手段
    が予め選定された時間を変えて負荷電流値を変える手段
    を含み、そして上記基準電圧調節手段が上記時間を変え
    る手段に結合されていて、上記時間を変える手段の設定
    値により設定されている通常の負荷電流よりも大きな電
    流に応じた監視電圧値と一致す−る値に上記基準電圧を
    維持する逆位相制御電力スイッチング回路。 く２３）　特許請求の範囲第（２０）項記載の逆位相制
    御電力スイッチング回路に於いて、上記監視電圧発生手
    段が抵抗分圧器を含み、上記抵抗分圧器の入力端子は上
    記電力スイッチング手段の被制御導通回路の両端間に接
    続され、上記抵抗分圧器の出力接続点に上記監視電圧が
    発生される逆位相制御電力スイッチング回路。 （２４）　特許請求の範囲第（２０）項記載の逆位相制
    御電力スイッチング回路に於いて、上記比較手段が一対
    の比較器および各比較器の出力を受けていずれかの比較
    器の状態変化時に上記第２の信号を発生する手段を含み
    、そして各比較器は上記基準電圧を受ける第１の入力、
    および上記電力スイッチング手段の被制御導通回路の両
    端の相異なる１つに接続された第２の入力を備え、各比
    較器の出力は上記第１の入力の基準電圧より大きな上記
    第２の入力の電圧に応答してその状態を変える逆位相制
    御電力スイッヂング回路。
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