JPS5991761A - Maximum likelihood decoder - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To simplify the circuit and to attain high speed operation of the circuit by using a difference between likelihoods of two state at a state estimating section of the maximum likelihood decoder. CONSTITUTION:A receiving value yn at an input terminal 12 is converted into a binary code at an A/D converter 13 and quantized into 4-bit. In taking a likelihood m0(n) where a ternary signal goes to +1 at a time (n) and goes to (0) or -1 at a time (n+1), and a likelihood mE(n) where the signal goes to -1 at a time (n) and (0) or +1 at (n+1), the difference of the likelihoods DELTAm(n)=m0(n)- me(n) has only a half the amplitude of the yn and becomes 3-bit, and total 7-bit of the yn and the DELTAm(n) is applied to an address input to an ROM 14. The ROM 14 outputs the difference of likelihoods DELTAm(n+1) in 3-bit after one data period, a change d0(n+1) in 1-bit and a dE(n+1) in total 5-bit. The DELTAm(n+1) is stored temporarily at each period of data to a latch 15 of 3-bit and used as the address input of the ROM at the next time. The d0(n+1) and dE(n+1) are outputted from terminals 16, 17 and used as the input to a decoding value estimating section.

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、３値信号として受信された信号を２値の符号
に識別する際に、より符号誤シが少なくなる様、最尤復
号する復号器に関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Field of Application of the Invention] The present invention provides decoding that performs maximum likelihood decoding to reduce code errors when identifying a signal received as a ternary signal into a binary code. It is related to vessels.

〔従来技術〕[Prior art]

２値の符号信号を３値の符号信号に変換し、伝送あるい
は記録を行う場合がある。３値信号は、直流成分を含ま
ない様に構成する事が可能であシ、特に直流を伝送ある
いは記録できない、又はしにくい様なシステムに用いら
れる例が多い。In some cases, a binary code signal is converted into a ternary code signal for transmission or recording. A ternary signal can be constructed so as not to include a direct current component, and is often used in systems where direct current cannot be transmitted or recorded, or it is difficult to do so.

２値の信号から３値の信号への変換の方法は、たとえば
（１）１が発生するたびに＋１．−１と交互に変換し、
０は０のままとする、（２）０から１に変化する時に＋
１，１から０に変化する時に−１とし、同一レベルが継
続する時はＯとする、などの方法がある。３値から２値
への逆変換は、まず受信信号−ｉｏ、５．−０．５のし
きい値を用いて＋１゜０に識別し、上記変換の逆変換を
行えばよい。The method of converting a binary signal to a ternary signal is, for example, (1) +1 . Convert alternately with -1,
0 remains 0, (2) + when changing from 0 to 1
There are methods such as setting it as -1 when changing from 1, 1 to 0, and setting it as O when the same level continues. The inverse conversion from ternary to binary is performed by first converting the received signal -io, 5. It is sufficient to identify +1°0 using a threshold of -0.5 and perform the inverse transformation of the above transformation.

一般に受信信号には雑音が重じようしているために、上
記の識別の過程でいわゆる符号誤シが生じる。符号誤り
をより少なくする識別方法として最尤復号法が知られて
いる。３値信号に対する最尤復号法は、）（、Ｋｏｂａ
ｙａｓｈｉ　ＨＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆｐｒｏｂ
ａｂｉｌｉｓｔｉｃ　］）ｅｃｏｄｉｎｇ　　ｔｏ　］
）ｉｇｉｔａ１Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ
　３ｙｓｔｅｍｓ　：　ＩＢＭＪｏｕｒｎａｌ　　ｏｆ
　Ｒｅ５ｅａｒｃｈ　ａｎｄ　］）ｅｖｅｌｏｐｍｅｎ
ｔＪａｎ、、１９７１　　に詳しく述べられているが要
点を以下に記す。Generally, since noise tends to be superimposed on the received signal, so-called code errors occur in the above-mentioned identification process. Maximum likelihood decoding is known as an identification method that reduces code errors. The maximum likelihood decoding method for ternary signals is )(, Koba
yashi HApplication ofprob
abilistic ]) encoding to ]
)igita1Magnetic Recording
3systems: IBM Journal of
Re5search and ])evelopmen
Although it is described in detail in tJan, 1971, the main points are described below.

上記（１）、（２）に示した３値信号は、＋１になれば
次は０か−１になり、−１になれば次はＯか＋１になる
性質がある。すなわち、次が０か−１になる状態（これ
１ｏｄｄとする）と０か＋１になる状態（これをｅｖｅ
ｎとする）の２つの状態がある。The ternary signals shown in (1) and (2) above have the property that if the signal becomes +1, the next signal becomes 0 or -1, and if it becomes -1, the next signal becomes O or +1. In other words, the next state is 0 or -1 (this is called 1 odd), and the next state is 0 or +1 (this is called eve
There are two states: n).

各状態の確率に相当する値を尤度と呼び、より高い尤度
を選択してゆく方法を最尤復号法と呼ぶ。A value corresponding to the probability of each state is called a likelihood, and a method of selecting a higher likelihood is called a maximum likelihood decoding method.

時刻ｎの状態ｏｄｄの尤度’ｒｍｏ（ｎ）、状態ｅｖｅ
ｎの尤度をｍ、（ｎ）とし、受信値をｙｌとすると、雑
音がガウス分布に従う場合にはｍｏ（ｎ＋１）＝ｍａＸ
ｉｍｏ（”）、ｍｌ（ｎ）＋ｙＩｌ−０，５）　　−（
１）ｒｎｘ（ｎ＋１）＝ｍａＸ（’ｎｏ（”）　　ｙｖ
＝　　０．５．”ｘ（ｎＨ・−Ｃ２）が成立する。ここ
でｍａｘ　（Ａ、　Ｂ　）はＡとＢの大きい方をとる、
との意味である。Likelihood of state odd at time n 'rmo(n), state eve
Let the likelihood of n be m, (n) and the received value be yl, then if the noise follows a Gaussian distribution, mo(n+1)=maX
imo(”), ml(n)+yIl−0,5) −(
1) rnx(n+1)=maX('no('') yv
= 0.5. "x(nH・-C2) holds. Here, max (A, B) is the larger of A and B,
It means.

上式は以下全意味する。時刻ｎ十ｉで状態がｏｄｄの場
合に、時刻ｎでは状態がｏｄｄの場合とｅｖｅｎの場合
があり得る。時刻ｎでｏｄ’ｄの確率がｍ、（ｎ）、ｅ
　”、／　ｅ　ｎの確率がｍ、（ｎ）であると考えた場
合に、ｏｄｄおよびｅｖｅｎの状態が時刻ｎ＋１でｏｄ
ｄＨなシ得る確率は各々ｍｏ（ｎ）。The above formula has the following meanings. If the state is odd at time n1i, the state may be odd or even at time n. The probability of odd'd at time n is m, (n), e
”, / e If we consider that the probability of n is m, (n), then the states of odd and even become odd at time n+1.
The probability of obtaining each dH is mo(n).

”Ｅ（ｎ）　＋ｙｎ　　ｏ、ｓである。この理由は上記
の文献に詳述されており、ここでは説明を省略する。実
際に時刻ｎ＋１でｏｄｄになるのは、これらの確率の大
きい方であるから、これ’ｔ”ｏ（ｎ＋１）とするのが
（１）式でおる。（２）式のｍｘ　（ｎ＋１　）につい
ても同様である。すなわち、ｍＯ＋　”ｚ　Ｋ適癌な初
期値を与えれば、各時刻毎の受信値を用い、各状態の尤
度が得られ、がっ”ａＸ（Ａ、　Ｂ　）においてＡ。"E(n) + yn o, s. The reason for this is detailed in the above-mentioned literature, and the explanation will be omitted here. In reality, it is the larger of these probabilities that becomes odd at time n+1. Therefore, we can use equation (1) to define this as 't''o(n+1). The same holds true for mx (n+1) in equation (2). That is, if mO+'zK is given an appropriate initial value, the likelihood of each state can be obtained using the received value at each time, and A in aX(A, B).

Ｂのいずれが大きいかにより、２つの隣接した時刻間に
状態の変化があったかどうかが分る。たとえば、（１）
式でｍＱ　（ｎ）＞ｍｚ　（ｎ）＋ｙ、　−ｏ、ｓの場
合には、時刻ｎ十ｉがｏｄｄであれば、時刻ｎもｏｄｄ
であり、’ｎｏ（ｎ）＜ｍｘ（ｎ）−＋−）’、　　０
．５　　ノ”Ａ合ＫＢ、時刻ｎ＋１がｏｄ、ｄであれば
、時刻ｎはｅｖｅｎである。Depending on which of B is larger, it can be determined whether there has been a change in state between two adjacent times. For example, (1)
In the formula, if mQ (n) > mz (n) + y, -o, s, if time n + i is odd, time n is also odd.
and 'no(n)<mx(n)-+-)', 0
．． 5. If time n+1 is od and d, time n is even.

この様に、状態の変化の様子を各時刻毎に図示してゆく
と、第１図のトレリス、嵌崗と呼ばれる図が得られる。In this way, by illustrating how the state changes at each time, a diagram called a trellis or fitting shown in FIG. 1 is obtained.

各時刻間には必らず２本の線が存在するが、あるものは
途中で途切れ、Φるものは連続する。この内、連続した
ものを、正しい状態の変化と推定し、この状態にもとづ
いて、各時刻の復号値を推定してゆく方法が最尤復号法
である。There are always two lines between each time, but some are interrupted midway, while others are continuous. The maximum likelihood decoding method is a method in which successive changes are estimated as correct state changes, and the decoded value at each time is estimated based on this state.

最尤復号法により、たとえば受信した信号対雑音比が１
３ｄＢの場合には、通常の復号法による符号誤り率は約
１０−３であるが、とｈ−ｔｚ約１０−５に改善できる
と言われている。By maximum likelihood decoding, for example, the received signal-to-noise ratio is 1
In the case of 3 dB, the code error rate by the normal decoding method is about 10-3, but it is said that it can be improved to h-tz about 10-5.

最尤復号法を実現する従来知られている回路構成を第２
図に示す。受信端子１に３値の受信信号ｙｌ１与える。The conventionally known circuit configuration that realizes the maximum likelihood decoding method is
As shown in the figure. A ternary received signal yl1 is given to the receiving terminal 1.

メモリ２．３には尤度ｍｏ（ｎ）。The memory 2.3 contains the likelihood mo(n).

ｍ、（ｎ）が一時記憶されている。４，５は尤度計算回
路で各々、”１ｉ（ｎ）　＋　Ｙｍ　　Ｏ，５、および
ｍｏ（ｌ　　ｙｎ　　ｏ、ｓを求める。比較回路６，７
は各各、ｍｏ（ｎ）とｍ”（ｎ）　＋ｙｎ　　Ｏ，５，
ｌ１ｌｚ（ｎ）とｍＱ　（ｎ　）　−ｙ＋＋−０，５の
大小を判定し、選択回路８゜９は比較結果を用いてその
大きい方を出力する◇この出力結果が、（１）、　（２
）式のｍｏ　（ｎ＋１）、ｒｎｇ（ｎ＋１）に相当する
から、これらを次の尤度としてメモリ２．３に記憶する
。一方、上記の比較結果音用いて、復号値推定回路１０
により出力端子１１に復号値を得る。復号値推定回路１
０の詳細は上述の文献に述べられており、ここでは省略
する。m, (n) are temporarily stored. 4 and 5 are likelihood calculation circuits that calculate ``1i(n) + Ym O,5'' and mo(lyn o,s), respectively. Comparison circuits 6 and 7
are each mo(n) and m''(n) +yn O,5,
The selection circuit 8゜9 determines the magnitude of l1lz(n) and mQ(n) -y++-0,5, and outputs the larger one using the comparison result. ◇This output result is (1), (2
), these are stored in the memory 2.3 as the next likelihood. On the other hand, using the above comparison result sound, the decoded value estimation circuit 10
A decoded value is obtained at the output terminal 11. Decoded value estimation circuit 1
The details of 0 are described in the above-mentioned document and are omitted here.

状態の変化の推定全第２図の回路で行うと、以下の問題
が生じる。状態の変化は、メモリ、尤度計算回路、比較
回路、選択回路を用いた閉回路よシ得られる。この様に
、回路数が多く、回路規模が大きくなると言った欠点が
ある。また、閉回路であるために全体の動作速度は、各
回路の遅延時間の総和で制限される。すなわち、回路数
が多いことはｔ高速動作を実現しにくい要因にもなって
いる。If the estimation of state changes is carried out using the circuit shown in FIG. 2, the following problems arise. The change in state is obtained through a closed circuit using a memory, a likelihood calculation circuit, a comparison circuit, and a selection circuit. As described above, there are drawbacks such as a large number of circuits and a large circuit scale. Furthermore, since it is a closed circuit, the overall operating speed is limited by the sum of the delay times of each circuit. That is, the large number of circuits is also a factor that makes it difficult to realize high-speed operation.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

本発明は、３値信号に対する最尤復号器に占める状態推
定部を実現する回路を簡略化し、全体の回路規模を縮少
すると同時に、回路の高速動作を〔発明の概要〕 と全特徴とする。The present invention simplifies the circuit that implements the state estimating section of a maximum likelihood decoder for ternary signals, reduces the overall circuit scale, and at the same time has high-speed operation of the circuit [Summary of the Invention]. .

更に詳しく言えば、「０または正、０または負」のレベ
ルの〈シ返しよシなる３値信号と、上記３値信号の２種
の状態の尤度差を入力とし、１デ一タ周期後の尤度差お
よび上記状態の変化の有無を出力する状態推定部と、上
記状態の変化の有無を入力とし２値の復号値を出力する
復号値推定部とで復号器を禍成したものである。More specifically, the input is a 3-value signal with a level of "0 or positive, 0 or negative" and the likelihood difference between the two states of the above 3-value signal, and one data period is A decoder consisting of a state estimator that outputs the subsequent likelihood difference and the presence or absence of a change in the above state, and a decoded value estimator that receives the presence or absence of a change in the state as input and outputs a binary decoded value. It is.

筐ず、本発明の詳細な説明する。The present invention will now be described in detail.

上記（１）、　（２）式の両辺より、各々ｍ、（ｎ）を
減する。また、新たに ３ｍ（ｎ）＝ｍｏ（ｎ）−ｍｚ（ｎ）　　　−・・−・
−−−−・−−−−−（３）とおく。これよシ ｍ（、（ｎ−１−１）−ｍ、（ｎ）−ｍａｘ（３ｍ（ｎ
）、ｙｌ−０，５）・・川・（４）ｍｉｉ（ｎ＋１）　
”１ｌｚ（ｎ）””ａＸ（３ｍ（ｎ）　　ｙ　ｎ　　ｏ
、ｓ　、　ｏ　）・・・・・・（５） を得る。さらに（４）、　（５）式の差を求めるとΔｒ
ｎ（ｎ＋１）＝ｍａｘ（３ｍ　（ｎ）　、　）’ｍ　−
０，５）−ｍａｘ　ｉΔｍ　（ｎ　）　−ｙ、　　０．
５　、０　）・・・・・・・・・（６） を得る。Subtract m and (n) from both sides of equations (1) and (2) above, respectively. Also, newly 3m(n)=mo(n)-mz(n) −・・・・
−−−−・−−−−− (3). This is m(, (n-1-1)-m, (n)-max(3m(n
), yl-0,5)...river(4)mii(n+1)
"1lz(n)""aX(3m(n) y no o
, s, o)...(5) is obtained. Furthermore, finding the difference between equations (4) and (5), Δr
n(n+1)=max(3m(n), )'m−
0,5)-max iΔm (n)-y, 0.
5,0)......(6) is obtained.

（６）式は上記（１）、（２）式と全く同じ機能を有す
る。Equation (6) has exactly the same function as Equations (1) and (2) above.

すなわち、３ｍ（ｎ）＞Ｙカー０．５の場合には、時刻
１１＋１がｏｄｄであれば時刻ｎもｏｄｄでろシ、不等
式が逆になれば、時刻ｎはｅｖｅｎである。また、３ｍ
（ｎ）−３’、−０，５）０　の場合には、時刻ｎ＋１
がｅｖｅｎであれば時刻ｎはｏｄｄであり、不等式が逆
になれば時刻ｎはｅｖｅｎである。しかるに、ここで一
時記憶すべき値は尤度差Δｍ（ｎ）のみとなシ、従来必
要としていた値の半分となる。That is, in the case of 3m(n)>Y car 0.5, if time 11+1 is odd, time n is also odd, and if the inequality is reversed, time n is even. Also, 3m
(n)-3', -0,5) In the case of 0, time n+1
If is even, time n is odd, and if the inequality is reversed, time n is even. However, the value to be temporarily stored here is only the likelihood difference Δm(n), which is half of the value conventionally required.

さらに、（６）式の（）の中の大小関係により４つの場
合が生じる手をここで述べたが、夷はこれは下記の３つ
の場合で十分である。すなわち、〔１〕　３ｍ（ｎ）≧
Ｙ、＋０．５　　　　　　　・・・・・・・・・（７）
（２）　　ｙ、＋ｏ、５〉３ｍ（ｎ））ｙｌｌ−０，５
−−−−・−・−・＜８）〔３〕　３ｍ　（ｎ　）≦Ｙ
、　−０，５・・・・・・・・・（９）さらに、状態の
変化を示す符号として、下記のｄｏ　（ｎ＋１）　、　
ｄｉ　（ｎ＋１）　を１１ｒたに考える。すなわち ｄｏ（ｎ＋１）＝０　：時刻ｎ、ｎ＋１ともｏｄｄｄｏ
（１１＋１）＝１　：時刻ｎはｅｖｅｎ、ｎ＋１はｏｄ
ｄｄｉ（ｎ＋１）＝０　：時刻ｎ、ｎ−１−１ともｅｖ
ｅｎｄｇ（ｎ＋１）＝ｔ　：時刻ｎはＯｄｄ、ｎ−１−
１はｅｖｅｎこれらと、（６）式を用いると各場合の状
態推定部の結果は以下の様に求まる。Furthermore, although four cases have been described here depending on the magnitude relationship in parentheses in equation (6), the following three cases are sufficient. That is, [1] 3m(n)≧
Y, +0.5 ・・・・・・・・・(7)
(2) y, +o, 5〉3m(n)) yll-0,5
−−−−・−・−・<8) [3] 3m (n)≦Y
, -0,5... (9) Furthermore, as a code indicating a change in state, do (n+1) below,
Let us consider di (n+1) as 11r. In other words, do(n+1)=0: Both times n and n+1 are odd.
(11+1)=1: Time n is even, n+1 is od
ddi(n+1)=0: both time n and n-1-1 ev
endg(n+1)=t: Time n is Odd, n-1-
1 is even.Using these and equation (6), the results of the state estimator in each case can be found as follows.

〔１〕　　３ｍ　（ｎ＋ｘ　）　＝　ｙ、　＋０．５　
　　　・・・叩・・・・・α０ｄｏ（ｎ＋１）＝０　　
　　　　　　由由・旧・・（ロ）ｄＥ（ｎ＋１）＝１　
　　　　　　　・・・・・・・・・・・・（６）〔２〕
　３ｍ（ｎ＋１＞＝ΔｍＣｎ）　　　　　−・・・−団
・−・−α３ｄｏ（ｎ＋１）＝０　　　　　　　　・・
・・旧・団・α呻ｄｉ（ｎ＋１）：＝０　　　　　　　
　　・旧・川・川（至）〔３〕　　３ｍ　（ｎ＋１）　
＝　ｙ、−０，５−由由用ＤｆｊｄｏＣｎ＋１）＝１　
　　　　　　　　・・・・・・・・・・・・αηｄｘ（
”＋１）＝０　　　　　　　　　・・・・・・・・・川
（至）以上の本発明の原理によれば、尤度差Δｍのみを
記憶すれｉ−ｔ’、受信値ｙ、との大小関係よシ決まる
３種の場合に応じて、次の尤度差と、状態変化の有無が
１．ｔＯ−０８）式により自動的に与えられる。[1] 3m (n+x) = y, +0.5
...Strike...α0do(n+1)=0
Yuyu/old...(b)dE(n+1)=1
・・・・・・・・・・・・(6) [2]
3m (n+1>=ΔmCn) −・・−group・−・−α3do(n+1)=0 ・・
・・Old・Dan・α groan di(n+1):=0
・Old・river・river (to) [3] 3m (n+1)
= y, -0,5-DfjdoCn+1) = 1
・・・・・・・・・・・・αηdx(
According to the principle of the present invention described above, only the likelihood difference Δm is stored and the magnitude relationship between it' and the received value y is determined. Depending on the three types of cases determined, the following likelihood difference and the presence or absence of a state change are automatically given by equation 1.tO-08).

〔発明の実施例〕[Embodiments of the invention]

第３図に本発明による最尤符号器の第一の実施例の構成
を示す。ここでは、入力端子１２の受信値ｙ１はＡ／Ｄ
変換器１３で２進行号に変換される。Ｙ、Ｉｆｉ４ビッ
ト程度で量子化しても、量子化しない場合の最尤復号器
の性能に比べて、劣化は極めて少ない。また、（１０，
（ハ）、（ト）式より、Δｍはｙ３の１／２の振幅変化
しかなくｙ、＊４ビットで量子化すれば、Δｍは３ビツ
トで与えられる事が分る。１４′はＲＯＭ　（Ｒｅａｄ
　Ｏｎ　ｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ　）であり、Ｙｎの４ビツ
トとΔｍ（ｎ）の３ビツトの合計７ビツトを番地入力と
している。またＲＯＭの出力ｉｄＪｍ（ｎ＋１）の３ビ
ツト、ｄｏ（ｎ＋１）。FIG. 3 shows the configuration of a first embodiment of a maximum likelihood encoder according to the present invention. Here, the received value y1 at the input terminal 12 is the A/D
The converter 13 converts it into a binary sign. Even if Y, Ifi is quantized to about 4 bits, the performance of the maximum likelihood decoder without quantization is significantly less degraded. Also, (10,
From equations (c) and (g), it can be seen that Δm has an amplitude change of only 1/2 of y3, and if quantized with y, *4 bits, Δm can be given by 3 bits. 14' is ROM (Read
Only Memory), and a total of 7 bits, 4 bits of Yn and 3 bits of Δm(n), are used as address input. Also, 3 bits of the ROM output idJm(n+1), do(n+1).

ｄ、（ｎ＋１）各１ビツトの合計５ビツトである。また
、ＲＯＭの各番地のデータは、（７）〜（９）式の場合
に応じて切〜Ｑ８）式で与えられるものである。There are 5 bits in total, 1 bit each for d and (n+1). Further, the data at each address of the ROM is given by formulas (7) to (9) depending on the case of formulas (7) to (9).

Δｍ　（ｎ＋１　）は３ビツトのラッチ１５にデータの
周期毎に一時記憶され、次の時刻のＲＯＭの番地入力と
して使われる。状態変化を示す結果ｄｏ（ｎ＋１）　、
　ｄｉ（ｎ＋１）は端子１６，１７．１：り出力さｎ、
後に述べる復号値推定部の入力として用いられる。Δm (n+1) is temporarily stored in the 3-bit latch 15 for each data cycle, and is used as the ROM address input at the next time. A result indicating a state change do(n+1),
di(n+1) is the terminal 16, 17.1: output n,
It is used as an input to the decoded value estimator described later.

第３図を第２図と比較すると明らかな様に、第一の実施
例は入カフビット、出力５ビツトの通常規模のＲＯＭ３
ビツトのラッチのみで構成され、回路規模は極めて小さ
い。また、回路の動作速度もＲＯＭとラッチの２回路の
遅延のみで制限され、高速化が容易に（はかれる。As is clear from comparing FIG. 3 with FIG. 2, the first embodiment has a normal size ROM 3 with input cuff bits and output 5 bits.
Consisting only of bit latches, the circuit scale is extremely small. Furthermore, the operating speed of the circuit is limited only by the delay of the two circuits, the ROM and the latch, making it easy to increase the speed.

信号全高速に処理する方法として、信号を複数の系列に
分割して、並列に処理する多相処理で行うことができる
。最尤復号の場合には、尤度は１時刻前の尤度と受信値
より求めるために、これを分割して並列処理はできない
。しかし、本発明の第３図の構成を拡張すれば、多相処
理が可能となの構成を示すもので２相処理により高速化
をはかったものである。As a method for processing signals at full speed, polyphase processing can be used in which the signal is divided into a plurality of sequences and processed in parallel. In the case of maximum likelihood decoding, the likelihood is determined from the likelihood one time before and the received value, so it cannot be divided and processed in parallel. However, if the configuration of FIG. 3 of the present invention is extended, it shows a configuration in which multiphase processing is possible, and speeding up is achieved by two-phase processing.

（７）、（財）式によりΔｍ（ｎ）、ｙ１全与えれば＼
Δｍ（ｎ−１−１）、ｄｏ（ｎ＋ｉ）、ｄＥ（ｎ＋１）
　　が求まるが、ここで得らｎたΔｍ（ｎ＋１）　　と
次の時刻に得られるｙｎ＋１によりΔｍ　（ｎ＋２　＞
　、　ｃｔＯＣｎ＋２　）、　ｄｇ　（ｎ＋２）が求ま
ることは容易に理解できる。そこで、受信値Ｙ、に偶数
時刻のｙ２ｉ＋と奇数時刻のＹ２にや！に分けて考え、
Ｙ２ｋ　＋　ｙ２に＋１とΔｍ（２ｋ）　’に与え、Δ
ｍ（２に＋２）、ｄｏ（２に＋１）、ｄｏ（２に＋２）
、（ＩＫ（２に＋１　）　、　ｄ　ｚ　（２に＋２）　
　を得る数表を作るごとができる。第４図において、入
力端子１２に与えられた受信値ｙｎは、Ａ／Ｄ変換器１
３で２追打号化され、ソフトレジスター１８を用いて直
並列変換されｙ２にとＹ２に＋ｘ　　に分割される。Ｒ
ＯＭ１４’は上述の数表を格納したもので、Δｒｎ（２
ｋ）、　Ｙ２に＋ｙｚｋ＋ｌｋ’ｔｉ地とし、Δｍ（２
に＋２）’ｉｒラッチ１５Ｋ、ｄｏ（２に＋１）、ｄｏ
（２に＋２）ｋシフトレジスタ１９に、ｄｉ（２に＋１
）、ａ、（２に＋２）全シフトレジスタ２０に出力する
。ラッチ１５は受信１直ｙｎのデータ周期の２倍の周期
で動作するために、第３図と同一速度のＲＯＭとラッチ
を用いれば、全体の動作速度は第３図の２倍に高速化で
きる。なお、ｄｏ’（２に＋１）、ｄｏ（２，に＋２）
、ｄｒ、（２に＋１）。(7), if Δm(n) and y1 are all given by the formula, ＼
Δm(n-1-1), do(n+i), dE(n+1)
is calculated, but by Δm(n+1) obtained here and yn+1 obtained at the next time, Δm(n+2 >
, ctOCn+2), and dg(n+2) can be easily understood. Therefore, the received value Y is y2i+ at even time and Y2 at odd time! Think about it separately,
Give +1 to Y2k + y2 and Δm(2k)', Δ
m (+2 to 2), do (+1 to 2), do (+2 to 2)
, (IK (+1 to 2), d z (+2 to 2)
You can create a table of numbers to get . In FIG. 4, the received value yn applied to the input terminal 12 is input to the A/D converter 1.
3, it is converted into two additional stroke codes, serial-parallel converted using the soft register 18, and divided into y2 and Y2 +x. R
OM14' stores the above numerical table, and Δrn(2
k), Y2 is set to +yzk+lk'ti, and Δm(2
+2)'ir latch 15K, do (+1 to 2), do
(+2 to 2) k shift register 19, di(+1 to 2)
), a, (2+2) are output to all shift registers 20. Since the latch 15 operates at a cycle twice as long as the data cycle of the first reception cycle, if a ROM and latch of the same speed as in Fig. 3 are used, the overall operating speed can be made twice as fast as in Fig. 3. . In addition, do' (+1 to 2), do (+2 to 2,)
, dr, (+1 to 2).

ｄ　Ｋ　（２に＋’２　）はシフトレジスタ１９．２０
で並直列変換されてｄｏ　（ｎ＋　１　）　＋　ｄＥ　
（ｎ＋　１　）　　として端子１７．１８に出力δれ、
全体としては第３図と同一の入出力関係を持つ状態推定
部として動作する。d K (+'2 to 2) is a shift register 19.20
It is parallel-serial converted into do (n+1) + dE
Output δ to terminal 17.18 as (n+1),
As a whole, it operates as a state estimation section having the same input/output relationship as in FIG.

すなわち、第４図の構成は、大容量のＲＯＭ（ｙ。That is, the configuration shown in FIG. 4 uses a large capacity ROM (y.

全４ビツトとすれば、番地が１１ビツト、データ出力は
７ビツト）は必要とするが、２相処理と等価な動作を災
現しておシ、動作速度が２倍に向上している。さらに大
容量のＲＯＭ’に用いれば、同様の）ｊｊｃ埋で３相、
４相などの処理も可能である。If all 4 bits are used, 11 bits are required for the address and 7 bits for the data output), but the operation is equivalent to two-phase processing, and the operating speed is doubled. If used for a larger capacity ROM', a similar) jjc buried 3-phase,
Processing such as 4-phase is also possible.

第３図、第４図では、Ｙ、’７４ビットで童子化する例
を述べた。このピット数金減せば所要の回路規模はさら
に少なくなるが、反面量子化誤差により最尤復号法の効
果が少なくなる。ここでは、３ビツトの量子化の例を考
えてみる。すなわち、＋１と−１の間のレベルを８個の
代表値で表わすことＫなる。たとえば、代表値の例とし
てｅｌ、５，５１５ が適当である。ところで、±０．５ケしきいイ直として
、受信１直ｙ１を＋１．０．−１に判定する通常の復号
法から容易（（想像できるが、受信値ｙ、が土０．５近
傍の値をとる時が最尤復号法による符号誤りの改善が太
きい。何故ならば、もし雑音がなければ、受信；直ｙ１
は±１，０の３１直しかない。In FIGS. 3 and 4, an example of converting into a doji using Y and '74 bits was described. If the number of pits is reduced, the required circuit scale will be further reduced, but on the other hand, the effectiveness of the maximum likelihood decoding method will be reduced due to quantization errors. Here, consider an example of 3-bit quantization. That is, K represents the level between +1 and -1 using eight representative values. For example, a suitable representative value is el, 5,515. By the way, assuming a +/-0.5 degree threshold, the first reception line y1 is +1.0. It is easy to use the normal decoding method that determines -1. If there is no noise, receive; direct y1
There are only 31 corrections of ±1,0.

また、雑音が小さい時はｙｎは土１，０の近傍に集中し
、雑音による符号誤りは発生しない。また、本来０とな
るべき受信値が、たとえば＋１近傍の値をとる程の大き
な雑音はめったに発生しないし、発生したら最尤復号法
を用いたとしてもこれ’ｋＯと判定する事は困難である
。したがって、通常の復号法では符号誤りとなるが、最
尤復号法では正しく復号される可能性のめるのは、受信
値が±０．５近傍の場合である。Furthermore, when the noise is small, yn is concentrated near 1 and 0, and no code error occurs due to noise. In addition, noise so large that the received value, which should normally be 0, takes a value near +1 rarely occurs, and when it occurs, it is difficult to determine that it is 'kO' even if maximum likelihood decoding is used. . Therefore, a normal decoding method would result in a code error, but the maximum likelihood decoding method is likely to correctly decode it when the received value is around ±0.5.

そこで、量子化の際の代表値を、前述の様に等間隔にと
らず、±０．５近傍を他よ１ｆｆｌかくする。Therefore, the representative values during quantization are not taken at equal intervals as described above, but those around ±0.5 are hidden by 1 ffl from the others.

たとえば とする。この場せの符号誤シ率の測定結果を第５図に示
すが、同じ８個の代表値を等間隔に選んだ場合よりも符
号誤シ率の改善が犬８＜、１６個の代表値を用いた場合
の特性に近づく事が分る。For example. Figure 5 shows the measurement results of the code error rate in this situation. It can be seen that the characteristics are close to those obtained when using .

本発明の構成の実施例は、第３図と同一である。The embodiment of the structure of the present invention is the same as that shown in FIG.

この場合に、Ａ／Ｄ変換器は４ビツトを用い、ｙｌｌと
しては４ビットヲ考えるが、ＲＯＭ１４の中になｙｌは
３ビツト相当になシ、Δｍは２ピツトとなる。したがっ
て、ＲＯＭの番地は４＋２＝６ビツト〜出力はｄＯとｄ
、を加えて２＋（ＩＸ２）＝４ビットとなシ、先に第３
図全周いて説明した数値例よりは入出力とも１ビツト少
なくなる。特にＲＯＭの容量が１／２Ｘ４１５＝０．４
倍になるなど、性能劣化が少なくて回路規模を小さくで
きる。In this case, the A/D converter uses 4 bits, and yll is considered to be 4 bits, but yl in the ROM 14 is not equivalent to 3 bits, and Δm is 2 pits. Therefore, the ROM address is 4+2=6 bits ~ the output is dO and d
, and 2+(IX2)=4 bits.
Compared to the numerical example explained by going all the way around the figure, both input and output are 1 bit less. Especially the capacity of ROM is 1/2 x 415 = 0.4
The circuit scale can be made smaller with less performance deterioration.

第６図はアナログ回路で状態推定部を実現する実施例で
ある。端子１３に与えられるｙ、はＮＰＮトランジスタ
２１のベースに接続されるが、バイアスを適当に設定す
ることにより、上記べ一δの電位’１Ｙ１１−０．５に
選ぶ。ＮＰＮトランジスタ２２のベースにはΔｍ（ｎ）
’に接続し、両トランジスタのエミッタを共通に接続す
ると、エミッタにはｍａｘ（Δｍ（ｎ）　ｌ　ｙｌｌ　
−０，５）−εが得られる。ここでεはトランジスタの
ベース、エミッタ開成位差である。一方、ｙｌｌはＮＰ
Ｎ）ランジスタ２３のベースにも接続し、バイアスの設
定によｐベース電位−ｉｙ、＋０．５とする。トランジ
スタ２３のエミッタ電位はｙ、＋０．５−εとなる。さ
らに、トランジスタ２１．２２のエミッタ＝ｚＰＮＰト
ランジスタ２４のベースに、トランジスタ２３のエミッ
タ＝’ｆＰＮＰ）ランジスタ２５のベースに接続し、ト
ランジスタ２４．２５のエミッタを接続すると、エミッ
タより、ｍ（ｍａｘ（Δｍ（ｎ）　＋　Ｙｎ　　Ｏ，５
）−ε。FIG. 6 shows an embodiment in which the state estimator is implemented using an analog circuit. The voltage y applied to the terminal 13 is connected to the base of the NPN transistor 21, and by appropriately setting the bias, the voltage y is selected to be the potential '1Y11-0.5 of the above base δ. Δm(n) at the base of the NPN transistor 22
' and connect the emitters of both transistors in common, the emitter has max(Δm(n) l yll
−0,5)−ε is obtained. Here, ε is the difference in open potential between the base and emitter of the transistor. On the other hand, yll is NP
N) It is also connected to the base of the transistor 23, and the p base potential is set to -iy and +0.5 by bias setting. The emitter potential of the transistor 23 is y, +0.5-ε. Furthermore, when the emitters of transistors 21 and 22 are connected to the base of transistor 24, the emitter of transistor 23 is connected to the base of transistor 25, and the emitters of transistors 24 and 25 are connected, m(max(Δm (n) + Yn O, 5
)−ε.

ｙ、＋ｏ、５−ｔ　）＋ε＝ｔｎｉｎ　（ｍａｘｉΔｍ
（”）　＋　ｙｎ　　ｏ、５）　。y, +o, 5-t )+ε=tnin (maxiΔm
(”) + yn o, 5).

ｙ、＋ｏ、ｓ）　　が得られる。ここで、調（Ａ、Ｂ）
とはＡ、Ｂの小さい方、の意味である。上記間【）を（
７）〜（９）式の場合に応じて計算してみると、いずれ
の場合も（１０、Ｑ３　、　Ｑｆｔ式で表わせるΔｍ（
ｎ＋１）に一致することが分る。すなわち、トランジス
タ２４．２５のエミッタよりΔｍ（ｎ−１−１）が得ら
れる。y, +o, s) is obtained. Here, key (A, B)
means the smaller of A and B. Between the above [) and (
When calculating according to the cases of formulas 7) to (9), in all cases, Δm(
n+1). That is, Δm(n-1-1) is obtained from the emitters of transistors 24 and 25.

これを標本低保持回路２６で、−データ周期間保持し、
トランジスタ２２のベースに、次の時刻の尤度として供
給する。なお、トランジスタ２１゜２２のペース電圧の
大小全比較器２７で、ざらにトランジスタ２１，２３の
ベース電圧の大小を比較器２８で判定すれば、各々ｄｏ
　（ｎ＋　１）　、ｄ、（ｎ　＋　１）が得られるので
、端子１６．１７に出力する。第６図の構成では、エミ
ツタヲ接続した２個のスイッチ回路と標本値保持回路で
尤度を求める閉回路が成シ立っており、藁速化が容易に
達成しやすい。This is held in the sample low holding circuit 26 for -data period,
It is supplied to the base of the transistor 22 as the likelihood of the next time. Note that if the comparator 27 roughly determines the magnitude of the base voltage of the transistors 21 and 23 by the comparator 28, each do
Since (n+1), d, and (n+1) are obtained, they are output to terminals 16 and 17. In the configuration shown in FIG. 6, a closed circuit for determining the likelihood is established with the two switch circuits connected in an emitter direction and the sample value holding circuit, and it is easy to achieve high speed.

また、この様な構成は、（３）〜α印式で表現される。Moreover, such a configuration is expressed by the formula (3) to α.

本発明の原理によシ可能になっているものである。This is made possible by the principles of the present invention.

以上の実施例においては、受信信号ｙ、より、状態変化
の有無を示す符号ｄｏ（ｎ＋１）、ｄπ（ｎ＋１）を得
る状態推定部について述べた。ここで、ｄｏ（ｎ＋ｉ）
、　ａｘ（ｎ＋１）　＊用いた復号値の推定について述
べる。ここで、本来の３値信号は、復号値が１になる度
に＋１．−１と変化し、０の時は０になる場合を例にと
る。第７図にｅｖｅｎとｏｄｄの２つの状態間の変化、
ｄｏ（ｎ＋１）、　ａｘ（ｎ＋１）と復号値の関係の実
例を示す。これよす復号値全得るには （１）　　ｄｏ（ｎ＋１）ｋ仮の復号値とする。In the embodiments described above, the state estimation unit obtains the codes do(n+1) and dπ(n+1) indicating the presence or absence of a state change from the received signal y. Here, do(n+i)
, ax(n+1) *The estimation of the decoded value using the following will be described. Here, the original ternary signal is +1 every time the decoded value becomes 1. Let us take as an example the case where the value changes to -1 and becomes 0 when it is 0. Figure 7 shows the changes between the two states of even and odd.
An example of the relationship between do(n+1), ax(n+1) and decoded values will be shown. To obtain all the correct decoded values, (1) do (n+1)k provisional decoded values.

０）たたし、ｄｏ（ｎ＋１）＝１となった場合には、前
回ｄｏ（ｎ＋１）とｄｉ（ｎ＋１）の論理和が１になっ
た時刻のｄｏ（ｎ＋１）’ｒ反転する。0), and when do(n+1)=1, do(n+1)'r of the previous time when the logical sum of do(n+1) and di(n+1) became 1 is inverted.

とすれば良い。これを実現する実施例が第８図である。It's fine if you do this. An embodiment that realizes this is shown in FIG.

入力端子２９．３０に与えられたｄｏ（ｎ＋１）。do(n+1) given to input terminal 29.30.

ｄｉ＋（ｎ＋１）ノ内、ｄｏ（ｎ＋１）はＮ段のＤ形フ
リップ７０ツゾ３１−１〜３１−Ｎで遅延される。一方
、ＯＲゲート３２で得られるｄｏ（ｎ＋１）＋ｃｉＥ（
ｎ＋１）も、Ｎ段のＤ形フリップフロップ３３−１〜３
３−Ｎで遅延される。ｄｏ＄−よびｄｏ’＋ｄ、が共に
１となる位置がＡＮＤゲート３４−１〜３４−Ｎで俟出
され、その時刻のｄｏはＢｘｃｌｕｓｉｖｅ　　ＯＲゲ
ー）　３５−１〜３５−Ｎで反転される。この結果が次
段の７リツプフロツプ３１−２〜３１−Ｎに転送される
が、その直後、フリップ７０ツブ３１．３３−ｔ、駆動
する１デ一タ周期間隔のクロックを端子３６にもらい、
このクロックの後半で、フリップフロップ３３−２以後
の内容をＯとする。この結果、フリップフロップ３３は
すべて０か、あるいは前回のｄｏ＋ｄｇ＝１となった時
刻のみが１となっており、ｄ□＝１となる度にその時刻
のｄｏが反転され、出力３８に復号値としてとシ出され
る。なお、Ｎが有限であるために、ｄｏ＝１となった時
には、前回のｄｏ＋ｄＥ＝ｌなる情報が７リツプフロツ
プ３３−Ｎ全通９過ぎてしまっている場合がある。その
際は端子３９に２ｍ　（ｎ　）を入力し、この正負を比
較器４０で判定し、尤度の尚い状態を現在の状態と推定
する方法が、前述の文献に述べられているが、この効果
については本発明には直接関係がないので省略する。di+(n+1) and do(n+1) are delayed by N stages of D-type flips 70 31-1 to 31-N. On the other hand, do(n+1)+ciE(
n+1) are also N-stage D-type flip-flops 33-1 to 33-3.
Delayed by 3-N. The positions where do$- and do'+d are both 1 are determined by AND gates 34-1 to 34-N, and do at that time is inverted by Bxclusive OR games 35-1 to 35-N. This result is transferred to the next stage of 7 flip-flops 31-2 to 31-N, but immediately after that, the flip-flop 70 block 31.33-t receives a clock with a one-digit period interval to the terminal 36 to drive it.
In the second half of this clock, the contents after the flip-flop 33-2 are set to O. As a result, the flip-flops 33 are all 0, or only the previous time when do+dg=1 is 1, and every time d□=1, do at that time is inverted, and the output 38 is a decoded value. It is brought out as a. Note that since N is finite, when do=1, the previous information of do+dE=1 may have passed through 7 lip-flops 33-N. In this case, the above-mentioned literature describes a method of inputting 2m (n) to the terminal 39, determining whether it is positive or negative using the comparator 40, and estimating the state with a lower likelihood as the current state. This effect is not directly related to the present invention and will therefore be omitted.

以上では、受信信号として３値信号が得られる例を示し
た。しかし、受信信号は２値信号であっても、これ全３
値信号に変換後、最尤復号することによ多、２値信号の
ままで復号するより符号誤シ率を改善できる場合がある
。Above, an example was shown in which a ternary signal is obtained as a received signal. However, even if the received signal is a binary signal, all three
By performing maximum likelihood decoding after converting to a value signal, the code error rate can often be improved compared to decoding the binary signal as it is.

２値信号を３櫃信号に変換する方法として、２値信号を
一定時間遅延し、原２値信号に加算あるいは減算する方
法がある。As a method of converting a binary signal into a 3-level signal, there is a method of delaying the binary signal for a certain period of time and adding or subtracting it from the original binary signal.

たとえば、２値信号としてＦＭ信号を考える。For example, consider an FM signal as a binary signal.

ＦＭ信号とは、たとえばデータの変化点では必らずレベ
ルが変化し、データが０の際にはデータの中央でも変化
するものである。また、上記一定時間として、データ周
期Ｔの１／２全考える。この時の原データ、ＦＭ信号お
よびＴ／２遅延されたＦＭ信号との和を第９図Ｑｌ）、
←）、０に示す。（Ｃ）より明らかな様に、原データが
１となる毎に±１と変化し、原データがＯの時は０とな
る３値信号が得られておＬ（ｂ）ｋ直接復号する代りに
、（Ｃ）ｆｆｉ本発明の最尤復号器を用いて信号する事
が可能である。In the FM signal, the level always changes at a data change point, for example, and even at the center of the data when the data is 0. Also, consider the entire 1/2 of the data period T as the above-mentioned fixed time. The sum of the original data, FM signal, and T/2 delayed FM signal at this time is shown in Figure 9 Ql).
←), shown in 0. (C) As is clearer, a ternary signal that changes ±1 every time the original data becomes 1 and becomes 0 when the original data is O is obtained. (C)ffi can be signaled using the maximum likelihood decoder of the present invention.

また、次の実施例として、Ｎ几２の２値信号を考え、一
定遅延時間としてデータ周期Ｔｋ考える。Further, as the next example, a binary signal of N≠2 is considered, and a data period Tk is considered as a constant delay time.

この際の、原ＮＲＺ信号と、Ｔ遅延されたＮ几Ｚ信号の
尭ヲ第９図（ｄ）、（ｅ）に示す。（ｅ）より明らかな
様に、原データが０から１あるいは１から０に変化する
毎に±１と変化し、その他はＯとなる３値信号が得られ
、やはり本発明の最尤復号器を用いて復号できる。たた
し、（ｅ）と（→の関係は、（Ｃ）と（ａ）の関係とは
若干異なるため、（ｅ）では第８図の復号推定部で復号
後の符号を積分することで（ａ）の符号が得られる。At this time, the original NRZ signal and the T-delayed NRZ signal are shown in FIGS. 9(d) and 9(e). (e) As is clearer, a ternary signal is obtained which changes by ±1 every time the original data changes from 0 to 1 or from 1 to 0, and becomes O otherwise, and the maximum likelihood decoder of the present invention also It can be decrypted using However, the relationship between (e) and (→ is slightly different from the relationship between (C) and (a), so in (e), by integrating the code after decoding in the decoding estimation section in Figure 8, The code in (a) is obtained.

コノ他、２値信号として、Ｍｏｄｉｆｉｅｄ　ＦＭ。Kono et al., Modified FM as a binary signal.

Ｍｉｌｌｅｒ　５ｑｕａｒｅと呼ばれる符号など、多く
の符号に本発明が適用できる。The present invention is applicable to many codes, such as a code called Miller 5quare.

なお、信号を一定時間τたけ遅延して原信号と加減算す
ると言うことは、 ある。このフィルタ操作により、原信号に含まれる雑音
の周波数分布が変化し、全雑音電力が増加する場曾もあ
り、減少する場合もある。フィルタ操作で雑音が増力口
してしまっては３値化して最尤復号する効果がｌぐなる
が、原信号の雑音が高周波に多い場合にば２ｃｏｓ−の
特性のフィルタで雑音が減少するために、原信号と遅延
信号の加算操作により、また原信号の雑音が低周波に多
い場合には２５ｉｎ−の特性のフィルタで雑音が減少す
るために、原信号と遅延信号の減算操作により、フィル
タ操作による雑音増加を発生させることなく３値化でき
、最尤復号の効果を発揮できる。この様に、加減算のい
ずれを選ぶか、あるいは遅延時間でとして何を用いるか
は、加減算による雑音増加がなるべく少なくなる様に、
あるいは加減算により雑音が減少する様に決めれば良い
。Note that there is a case where a signal is delayed by a certain amount of time τ and then added to or subtracted from the original signal. This filter operation changes the frequency distribution of noise contained in the original signal, and the total noise power may increase or decrease in some cases. If noise is amplified by the filter operation, the effect of ternary conversion and maximum likelihood decoding will be diminished, but if the original signal has a lot of noise in the high frequencies, a filter with a 2cos characteristic will reduce the noise. In addition, if there is a lot of noise in the original signal at low frequencies, a filter with a 25in- characteristic reduces the noise by adding the original signal and the delayed signal, and by subtracting the original signal and the delayed signal. Ternaryization can be performed without increasing noise due to operation, and the effect of maximum likelihood decoding can be achieved. In this way, the selection of addition and subtraction, and the delay time to be used, are determined in such a way that the increase in noise due to addition and subtraction is minimized.
Alternatively, it may be determined such that noise is reduced by addition and subtraction.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上述べた様に、本発明においては、３値信号を最尤復
号する復号器の状態推定部において、従来、尤度計算、
比較、選択、一時記憶の４動作が必要であったものを、
２つの状態の尤度差を用いることで、最初の３動作を一
括して実現することが可能になった。こ几により、全体
の回路規模が縮少する他、上記４動作の総遅延時間で制
限されていた動作速度の同上ケはかることが可能になっ
た。さらに、従来、不可能であった多相化による並列処
理も可能になり、これによっても一層の動作速度の向上
がはかれるようになった。また、３値信号の重子化の際
に、不等間隔の量子化を行えば、さらに回路規模を小さ
くでさる様になった。As described above, in the present invention, in the state estimating section of a decoder that performs maximum likelihood decoding of a ternary signal, likelihood calculation,
What used to require four actions: comparison, selection, and temporary storage.
By using the likelihood difference between the two states, it became possible to realize the first three operations at once. This method not only reduces the overall circuit scale, but also makes it possible to increase the operating speed, which was previously limited by the total delay time of the four operations mentioned above. Furthermore, parallel processing through multi-phase processing, which was previously impossible, has become possible, and this has also led to further improvements in operating speed. Furthermore, when quantizing a ternary signal, the circuit size can be further reduced by performing quantization at nonuniform intervals.

この結果、符号誤り率の改善に効果がある復号法ではあ
るが、回路規模が複雑で、高速動作は難しいとさ扛てい
た最尤復号器の問題点を解決できる様になった。As a result, although this is a decoding method that is effective in improving the bit error rate, it has become possible to solve the problems of the maximum likelihood decoder, which had a complicated circuit scale and was difficult to operate at high speed.

さらに、復号前に３値信号に変換することにより、本発
明の最尤復号器の効果を２値信号の復号にも利用できる
ようになった。Furthermore, by converting into a ternary signal before decoding, the effect of the maximum likelihood decoder of the present invention can also be used for decoding a binary signal.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は３値信号の状態変化を示すトレリス線図、第２
図は従来の最尤復号器の構成を示す図、第３図、第４図
、第６図、第８図はいずれも本発明による最尤復号器の
実施例の構成図、第５図は、本発明の符号誤シ率に及ぼ
す効果の実測例、第７図、第９図は本発明の・１ぎ号変
化金示す図である。 １．１２．１３，２９，３０，３６．３９・・・入力端
子、１１，１６，１７．３８・・・出力端子、２゜３・
・・メモ１バ　４，５・・・尤度計算回路、６，７゜２
７．２８．４０・・・比較回路、８，９・・・選択回路
、１０・・・復号値推定部、１３・・・Ａ／Ｄ変換器、
１４゜１４′・・・ＲＯ１’ＶＩ、１５・・・ラッチ、
１８・・・直並列変換器、１９．２０・・・並直列変換
器、２１，２２゜２３．２４．２５・・・トランジスタ
、２６・・・標本値保持回路、３１，３３．４１・・・
Ｄ形フリップフロ。 ツブ、３２・・・ＯＲゲート、３４・・・ＡＮＤゲート
、３５・・・排他的ＯＲゲート、３７・・・ＮＡＮＤゲ
ート。 第　１　図 ＋＊ＩＩ　　　　　　　　　　　　　　　ｙｔ−ｔ　　
　　　ｙｔ　　　　　−ｙｔｔｔ′″ｆＪ　２　区 第　３　冴 ｊ 第　４−２ 遁　５　図 ４開対雑挺ｂ（ｄす 第　　　　乙　　　しイ］ ｙ　７　口 ｄ、　　　　ρ　　／　θ　　／　６　　θ　　θ　θ
　θ　／　　ρｄｐ　　　　　ρ　　０　　θ　ρ　　
θ　　／　　り　　６　　／　　θ　ρｄｏ　−ｒｄＥ
　　　　ρ　　　／　　　θ　　　／　　　θ　　　／
　　　ρ　　θ　　／　　　／　　ρ４ａ号櫃　θ　θ
　θ　／　６　θ　θ　θ　／　／第　８２ 第　ｑ　２ （ｅ）Figure 1 is a trellis diagram showing state changes of a ternary signal;
The figure shows the configuration of a conventional maximum likelihood decoder, FIGS. 3, 4, 6, and 8 are configuration diagrams of embodiments of the maximum likelihood decoder according to the present invention, and FIG. FIGS. 7 and 9 are diagrams illustrating the effect of the present invention on the code error rate. 1.12.13,29,30,36.39...Input terminal, 11,16,17.38...Output terminal, 2゜3.
... Memo 1 bar 4,5... Likelihood calculation circuit, 6,7゜2
7.28.40... Comparison circuit, 8, 9... Selection circuit, 10... Decoded value estimator, 13... A/D converter,
14°14'...RO1'VI, 15...Latch,
18...Serial-to-parallel converter, 19.20...Parallel-serial converter, 21,22゜23.24.25...Transistor, 26...Sample value holding circuit, 31,33.41...・
D-type flip-flop. 32...OR gate, 34...AND gate, 35...exclusive OR gate, 37...NAND gate. Figure 1 +*II yt-t
yt -yttt'''fJ 2nd Ward 3rd Saej 4th-2nd Release 5 Figure 4 Open pair miscellaneous gun b (dsu th Otoshii) y 7 Mouth d, ρ / θ / 6 θ θ θ
θ / ρdp ρ 0 θ ρ
θ / ri 6 / θ ρdo −rdE
ρ / θ / θ /
ρ θ ／ ρ4a box θ θ
θ / 6 θ θ θ / /82nd q 2 (e)

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、「０または正、０または負」のレベルのくシ返しよ
りなる３値信号と、上記３値信号の２樵の状態の尤度差
を入力とし、１デ一タ周期後の尤度差および上記状態の
変化の有無を出力とする状態推定部と、上記状態の変化
の有無を入力とし２値の復号値全出力とする復号値推定
部を有してなる事を特徴とする最尤復号器。 ２、上記３値信号の２進符号値と、上記尤度差の２進符
号値を番地とし、１デ一タ周期後の尤度差の２進符号値
と上記状態変化の有無の符号値を出力符号とするメモリ
より上記状態推定部が構成された＄を特徴とする第１項
記載の最尤復号器。 ３、上記３値信号の２進符号値系列の隣接した複数の符
号値と、上記尤度差の２進符号値の上記複数値毎の値と
を番地とし、上記複数値データ周期後の尤度差の２進符
号値と、上記複数値データ周期間の上記状態変化の有無
を出力符号とする事を特徴とする第２項記載の最尤復号
器。 ４、上記３値信号の２進符号は、上記正および負の信号
レベルの中心近傍の量子化を他より細かくした事を特徴
とする第２項記載の最尤復号器。 ５、上記状態推定部は、３値信号と尤度差をペース入力
としエミッタを共通接続した２個のＮＰＮトランジスタ
と、上記共通エミッタおよび上記３値信号をベース入力
としエミッタを共通接続した２個のＰＮＰ　）ランジス
タと、上記ＰＮＰトランジスタのエミッタ出力を１デ一
タ周期遅延する回路とよシなる事を特徴とする第１項記
載の最尤復号器。 ６、上記３値信号は、２値打号系列と、上記２値打号系
列を一定時間たけ遅延した系列との和または差よシ合成
されたことを特徴とする第１項記載の最尤復号器。[Claims] 1. A ternary signal consisting of a comb pattern of levels "0 or positive, 0 or negative" and the likelihood difference between the two woodcutter states of the ternary signal are input, and a 1-digit signal is input. a state estimating section that outputs the likelihood difference after the data period and the presence or absence of a change in the state; and a decoded value estimator that receives the presence or absence of a change in the state as an input and outputs the entire binary decoded value. A maximum likelihood decoder characterized by: 2. The binary code value of the ternary signal and the binary code value of the likelihood difference are the addresses, and the binary code value of the likelihood difference after one data period and the code value of the presence or absence of the state change. 2. The maximum likelihood decoder according to claim 1, wherein the state estimator is constructed from a memory whose output code is . 3. A plurality of adjacent code values of the binary code value series of the above-mentioned ternary signal and a value of each of the above-mentioned plurality of binary code values of the above-mentioned likelihood difference are set as addresses, and the likelihood after the above-mentioned multi-value data period is 3. The maximum likelihood decoder according to claim 2, wherein the binary code value of the degree difference and the presence or absence of the state change between the plurality of data periods are output codes. 4. The maximum likelihood decoder according to item 2, wherein the binary code of the ternary signal is quantized in the vicinity of the center of the positive and negative signal levels more finely than the others. 5. The state estimator includes two NPN transistors whose emitters are connected in common and whose base inputs are the ternary signal and the likelihood difference; and two NPN transistors whose emitters are connected in common and whose base inputs are the common emitter and the ternary signal. 2. The maximum likelihood decoder according to claim 1, characterized in that it is similar to a PNP transistor (PNP) transistor and a circuit that delays the emitter output of the PNP transistor by one data period. 6. The maximum likelihood decoder according to item 1, wherein the ternary signal is synthesized by the sum or difference of a binary encoding sequence and a sequence obtained by delaying the binary encoding sequence by a certain amount of time. .