JPS5983593A - インバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はプラシレスモークに係シ、特に重源平滑用のコ
ンデンサを小容州化、あるいは除去する場曾に好適なイ
ンバータ回路に関する。

〔従来技術〕

第１図は従来のプジシレスモークに、インバータ回路の
小形化、ひいてはシリコンワンチップ化を図るためにコ
ンデンサレスタイプのインバータを接続した回路図であ
る。交流電源ＡＣはダイオードＤ１〜Ｄ４で構成された
全波整Ｖに回路１の入力側に接続され、との全波整流回
路１の出力側は次段のインバータ回路２０入力側に接続
されている。インバータ回路２はＰＮＰ）ランジスタＴ
１〜Ｔ３及びＮＰＮ）＞ンジスタＴ４〜１゛６を三相ブ
リッジ回路に組み、各トランジスタのコレクタとエミッ
タ倒にはフライホイールダイオードＤ５〜ＤＩＯが接続
されている。このインバータ回路２の入力側は前述した
ように整流回路１の出力側に接続され、このインバータ
回路２の出力側はモータ（ブラシレスモータ）Ｍの固定
子巻線に接続されている。モータＭには回転位置を検出
する３個の位置検出素子Ｓが設置されており、これらの
位置検出素子Ｓの検出信号は位置検出回路３に入力され
ている。この位置検出回路３は分配回路４に接続されて
おり、この分配回路４は前記位置検出回路３の出力から
ドライブ信号を作シ出し、ドライブ回路５　Ｋその信号
を出力する。ドライブ回路５の出力切りは前述したイン
バータ回路２の各トランジスタのベースに接続されて、
インバータ回路２をドライブする。

上記のような構成のインバータ回路２は整流回路１の直
流出力側に平滑用コンデンサを有していないため小形且
つ軽量となシ、また、ダイオードやトランジスタを１つ
の集積回路で実現できる利点を有してる。しかし、前記
インバータ回路２の動作時にはコンデンサがないため、
モータの巻線転流時等でトランジスタがオフする時に発
生するモータ巻線のインダクタンスによるスノ（イク電
圧が吸収できない。このため、スパイク電１圧がインバ
ータ回路２の入力端に現れる。ところが、整流回路１の
出力側から入力側へは電流が流れないので、スパイク電
圧が整流回路１の直流出力側、及びインバータ回路２の
入力側に加わり、素子を破損するという欠点がある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記の欠点を解消し、コンデンサレス
タイプとしても、スパイク電圧の少なく、且つスパイク
電圧が発生しても素子の破損のないインバータを提供す
ることにある。

〔発明の概要〕

本発明は、整流回路を取り除くことにより、モータ巻線
転流時の巻線インダクタンスによるスノ（イク電圧を電
源側に還流し、スノくイク亀圧による素子の破損を防止
する。上記整流回路を取り除くにあたって、モータ巻線
転流の働きに加えてインバータ回路に整流の働きを合せ
持たせるために、スイッチング素子を並列接続にして、
一方をモータ巻線の転流動作をさせ、他方をフライホイ
ールの働きをさせ、交流電源の極性の切換に応じて前記
並列接続のスイッチング素子の動作を切換えるようにし
たものでおる。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の一実施例構成を説明する。尚第１図に示
す従来例と同部品は同符号を用いて第２図乃至第４図に
従って説明する。

第２図は本発明のブラシレスモータの一実施例を示した
回路図である。電源ＡＣはインノく一夕回路２の入力側
に接続されている。インノ（−夕回路２は自己消弧機態
を有するＰＮＰ）ランジスタＴ１〜Ｔ３、Ｔ１０〜Ｔ１
２、及びＮＰＮ）ランジスタＴ４〜Ｔ６．１゛７〜Ｔ９
、更にダイオードＤ５〜Ｄ１２から成り、トランジスタ
Ｔ１とＴ７、′１゛２とＴ８、Ｔ　３とＴ９、Ｔ４とＴ
ｌ０１Ｔ５とＴ１１、Ｔ６とＴ１２にて６個のアームが
構成され、それぞれのエミッタが接続され、トランジス
タＴ１〜Ｔ３、Ｔ７〜Ｔ９のエミッタがインノ（−タ回
路２の入力の一端ＡトランジスタＴ４〜Ｔ６、Ｔ１０〜
Ｔ１２のエミッタがインノ（−夕回路２の入力の他端Ｂ
に接続している。トランジスタＴ１とダイオードＤ５、
Ｔ２とＤ６、Ｔ３とＩ）　７、Ｔ１０とＤ１４、Ｔｌｌ
とＤ１５、Ｔ　１２とＤ１６のトランジスタのコレクタ
とダイオードのアノードがそれぞれ接続され、トランジ
スタＴ４とダイオードＤ８、Ｔ５とＤ９、Ｔ６とＤｉｄ
、Ｔ７とＤｌｌ、Ｔ８とＤ１２、Ｔ９とＤ１３のトラン
ジスタのコレクタとダイオードのカソードがそれぞれ接
続されている。前自己ダイオードＤ５．Ｄ１４のカソー
ドとダイオードＤ８．Ｄ１１のアノードが接続され、ダ
イオードＤ６．Ｄ１５のカソードとダイオードＤ９，１
）１２のアノードが接続され、ダイオードＤ７．Ｄ１６
のカソードとダイオード１）１０．［）１３のアノード
が接続され、これらの接続点がインバータ回路２の出力
となシ、モータＭの固定子巻線に接続されている。

インバータ回路２の入力端Ａ、Ｂ間に電源極性検出回路
６が設けてあり、この電源極性検出回路６は分配回路４
とドライブ回路５に接続され、分配回路４からの出力信
号を検出した電源極性に応じてリノ換えてドライブ回路
５に出力する。第３図に前記電源極性検出回路６の実施
例を示す。インバータ回路２０入力端Ａ、８間に抵抗１
１，１、ダイオードＤ５の直列接続を、ダイオードＤ５
のカソードが抵抗【ｔｌ、アノードがインバータ回路２
の入力端Ｂに接続するように設け、トランジスタＴ１３
とダイオードＤ５のエミッタとアノード、ベースとカソ
ードをそれぞれ接続し、トランジスタＴ１３のコレクタ
は抵抗Ｒ２を介して直流電圧Ｖｃｃに接続されている。

トランジスタＴ１３のコレクタ端から゛電源極性検出信
号Ｐ１壕だインバータＡ１を通して反転電源極性構出信
号Ｐが出力される。電源極性検出信号ＰはＯＱ回路Ａ２
．Ａ４゜Ａ６．Ａ８．ＡＩＯ，Ａ１２に、それぞれ分配
回路４からの出力ｕ”　、ｖ”　、ｗ”　、ｕ−、■−
。

Ｗ−と共に加えられ、反転電源極性信号ＰはＯＲ回路Ａ
３．Ａ５．Ａ７．Δ９．Ａｌｌ、Ａ１３に、それぞれ分
配回路４からの出力Ｕ　＋　、　Ｖ　＋　、　ｗ＋。

ｕ−、ｖ’−、ｗ−と共に加えられている。前記ＯＲ回
路Δ２〜Ａ１３の出力はドライブ回路５に加えられてい
る。第４図は電源電圧Ｖｌ、電源極性検出信号Ｐ１分配
回路出方信号ｕ”　、ｖ＋にょって、ドライブ回路入力
信号Ａ　＋　、　Ｂ＋　、　Ｂ　＋。

ｂｌを形成することを説明するだめの図である。

電源電圧Ｖ、を電源極性検出回路６によって電源極性検
出信号Ｐに変換する。分配回路４の出力信号はモータＭ
の回転に応じて、３相ｕ、′ｖ、ｗぞれぞれについてプ
ラス、マイナス合計６棟類の信号が順次ハイレベルとロ
ーレベルを繰返して発生する。例えば、ｕ”　、ｖ＋が
第４図（３）、　（４）のように発生しているとする。

（５）の八〇はモータＭの固定子巻線のＵ相に接続して
いるトランジスタ１１１をドライブする信号、Ｃはモー
タＭの固定子巻線の同じくＵ相に接続しているトランジ
スタＴＩＯをドライブする信号、Ｂ＋はモータＭの固定
子巻線のＶ相に接続しているトランジスタＴ２をドライ
ブする信号、Ｂ＋はモータＭの固定子巻線の同じくｖ相
に接続しているトランジスタＴｌｌをドライブする信号
である。第３図のＢ点をアース点と考えれば、トランジ
スタＴ１及びＴ２は、゛電源電圧Ｖ、が正の期間にモー
タＭの固定子巻線に通電し順次転流するメインのスイッ
チングの役割をし、一方電源電圧Ｖ、が負の期間ではフ
ライホイールの役割を果す。従って、トランジスタＴ１
及びＴ２をドライブするＡ＋及びＢ＋は、電源電圧Ｖ、
が負の期間でフライホイールの働きをトランジスタＴ１
及びＴ２に果すため、斜線で示したように常にハイレベ
ルにならねばならない。電源電圧Ｖ、が正の期間では、
トランジスタＴ１及びＴ２にメインスイッチングの働き
を果すために、Ａ＋にはＵ１信号　Ｂ＋にはＶ＋倍信号
そのまま現れる。従ってｊＣ７）Ａ”　、Ｂ”をＰ、Ｕ
”　、Ｖ”の論理式で表せば、Ａ”　＝Ｐ＋Ｕ”　、Ｂ
”　＝Ｐ＋Ｖ＋となる。一方、前記トランジスタＴＩ、
Ｔ２とは逆にトランジスタ１’ＩＯ，Ｔｌｌは電源電圧
Ｖ、が正の期間でフライホイールの役割を果し、電源電
圧Ｖ、が負の期間でメインスイッチングの役割を果す。

従って、トランジスタＴＩＯ及び１１１１をドライブす
るａｌ及びＢ＋は、電源電圧Ｖ、が正の期間で斜線で示
したように常にハイレベルになシ、′電源電圧Ｖ、が負
の期間では、ａ”にＵ９信号、ｂ３にＶ＋倍信号そのま
警視れる。

従って、このａ”　＋　”　ヲＰ　ＨＵ”　、　Ｖ”　
ｒＤｋａｌＲ式で表せば、ａ”　＝ｐ＋ｕ”　、　ｂ”
　＝ｐ十ｖ＋となる。以上、述べたように信号を発生さ
せる回路の実施例が前記の第３図である。

インバータ回路２の入力端のＡ側が高電位の時、すなわ
ち電源電圧Ｖ、が正の時には、ダイオードＤ５が逆バイ
アスのため電源電圧Ｖ、がほぼそのままトランジスタＴ
７のペースエミッタ間に加シ、このトランジスタＴ１３
はオン状態になる。従って、トランジスタＴ１３のコレ
クタ電圧は零となυ、電源極性検出信号ｉはローレベル
、Ｐはハイレベルとなる。逆に′６Ｌ源電圧Ｖ、が負の
時には、ダイオードＤ５が順バイアスのためトランジス
タＴ１３のペースエミッタ間電圧はほぼ零に等しく、と
のトランジスタＴ１３はオフ状態となる。従って、トラ
ンジスタＴ１３のコレクタ電圧はＶｃｃとなり、電源極
性検出信号Ｐはハイレベル、Ｐはローレベルとなる。こ
のようにして得られる電源極性検出信号Ｐ、Ｐを用いて
、ＯＲ回路で分配回路４の出力、ｕ”、ｖ”、ｗ”、ｔ
ｒ、ｖ−、ｗ−とそれぞれＯＲをとれば、前記論理式が
実現でき、トランジスタＴ１〜Ｔ６をそれぞれドライブ
する八÷、Ｂ÷、Ｃ÷、Ａ−，Ｂ−，Ｃ−信号と、トラ
ンジスタＴ７〜Ｔ１２をそれぞれドライブする””ｌ　
ｂ−Ｉ　　Ｃ−＋　”ｌ　ｂ”、　　Ｃ１信号カ得うれ
る。このＡ”、　Ｂ”、　Ｃ”、　Ａ−、Ｂ−、Ｃ−、
ａ−、ｂ−。

ｃ”、　ａ”、　ｂ”、　ｃゝ倍信号よりトランジスタ
Ｔ１〜Ｔ　１２をそれぞれドライブすれば、電源電圧Ｖ
。

が正の場合、すなわちインバータ回路２０入力端ＡがＢ
よυ高電位の場合、モータＭの回転子位置に応じて固定
子巻線の各相を通電して順次転流するメインスイッチン
グの働きがトランジスタＴ１〜１゛６で行われ、トラン
ジスタＴ７〜Ｔ１２は常にオン状態となりフライホイー
ルの働きをする。

逆に、電源電圧Ｖ、が負の場合、すなわぢインバータ回
路２０入力端ＡがＢよシ低電位の場合には、トランジス
タＴ７〜Ｔ１２がメインスイッチングの働き、トランジ
スタＴ１〜Ｔ６がフライホイールの働きをする。従って
、電源電圧Ｖ、の極性に同期して、トランジスタＴ１〜
Ｔ６とトランジスタＴ７〜Ｔ１２がメインスイッチング
とフライホイールの役割を交互に果す。このように、本
実施例によれば、整流回路を、設けることなく、インバ
ータ回路に直接交流電源を接続して、ブラシレスモータ
を運転することができ、コンデンサを取シ除いた場合に
発生するスパイク電圧を配諒側に還流すること罠より、
素子の破損を防止し、コンデンサレスを実現しインバー
タ回路のモジュール化、ワンチップ化を可能とするとい
う、極めて大きな効果がある。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、コンデンサレス時
に発生するスパイク電圧による素子の破損を防止するこ
とができるので、コンデンサレスを実現し、インバータ
回路のモジュール化、ワンチップ化を棲めて容易にする
という効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はブラシレスモータを駆動する従来のインバータ
の構成を示した回路図、第２図は本発明のインバータの
一実施例を示した回路図、第３図は第２図に示した電源
極性検出回路の詳細例を示した回路図、第４図は第２図
に示した回路によるモータ運転時の各部の信号を示した
波形図である。 １・・・整流回路、２・・・インバータ回路、３・・・
位置検出回路、４・・・分配回路、５・・・ドライブ回
路、６・・・第　Ｉ［ｉｌ ￥　２０ 嶋　３（２］

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　多相固定子巻線と、この巻線の付勢によって回転
   される回転子と、前記回転子の位置を検出する回路を有
   し、該回路によシ検出した回転子位置に応じて複数のス
   イッチング素子をオンオフし前記多相固定子巻線の電流
   の通流する相を順次切換えて、前記回転子を回転させる
   インバータにおいて、インバータの構成として、多相固
   定子巻線の相数に等しい相数を有し、各相は少なくとも
   ２つのアームから成シ、該アームは両方向導通可能で、
   かつ両方向電流に対して自己消弧形機能を有する１つま
   たは複数のスイッチング素子から成ることを特徴とした
   インバータ。 ２、前記特許請求の範囲第１項において、１つのアーム
   を構成するスイッチング素子は、ＰＮＰ　トランジスタ
   とＮＰＮ　）ランジスタであり、それぞれのエミッタ端
   子が接続したことを特徴とするインバータ。 ３、前記特許請求の範囲第１項において、１つのアーム
   を構成するスイッチング素子は、ＰチャンネルＦＥＴと
   ＮチャンネルＦＥＴであり、それぞれのソース端子が接
   続したことを特徴とするインバータ。