JPS5961475A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS5961475A JPS5961475A JP17188682A JP17188682A JPS5961475A JP S5961475 A JPS5961475 A JP S5961475A JP 17188682 A JP17188682 A JP 17188682A JP 17188682 A JP17188682 A JP 17188682A JP S5961475 A JPS5961475 A JP S5961475A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
直流電圧源を電源とする負荷装置としては、などがある
。この直流電圧源として、・々ツテリーを使う場合はあ
まり問題ないが、商用電源から直流電力変換器(コンバ
ータ)を介して直流電圧を得るとき、当該部用電源側に
発生する無効電力や高調波が近年問題になっている。
。この直流電圧源として、・々ツテリーを使う場合はあ
まり問題ないが、商用電源から直流電力変換器(コンバ
ータ)を介して直流電圧を得るとき、当該部用電源側に
発生する無効電力や高調波が近年問題になっている。
J51図は、PWIv!lインパータ士誘導電動機を負
荷装置とする従来の電力変換装置の構成図を示す。図中
、BUSは3相交流電源の電線路、A− Fはアクティ
ブフィルタ装置、TRは電源トランス、CONVは交直
電力変換器、coは直流平滑コンデンサ、IN’Vは製
へインバータ、IMは誘、導厄動嵌をそれぞれ表わす。
荷装置とする従来の電力変換装置の構成図を示す。図中
、BUSは3相交流電源の電線路、A− Fはアクティ
ブフィルタ装置、TRは電源トランス、CONVは交直
電力変換器、coは直流平滑コンデンサ、IN’Vは製
へインバータ、IMは誘、導厄動嵌をそれぞれ表わす。
交直1江力変侠器C0NVは、報m、器プリツノ回路S
81とサイリスタブリッジ回路S82及び1代置リアク
トルL1 + L 3 とから、構成され、直流電圧
源たる平滑コンデンサCo’VC”tb力を供給したシ
、また、CoK4積されたエネルギーを交流電源に回生
ずる働きを行う。
81とサイリスタブリッジ回路S82及び1代置リアク
トルL1 + L 3 とから、構成され、直流電圧
源たる平滑コンデンサCo’VC”tb力を供給したシ
、また、CoK4積されたエネルギーを交流電源に回生
ずる働きを行う。
PWiVIインバータINVはコンデンサcoの直流′
眠圧Voを可変電圧町変周波数の交流電力に変換するも
ので誘導!動機IM(以後単に電動機と記す)に供給す
る電流及び周波数を制御する役目をはたす。
眠圧Voを可変電圧町変周波数の交流電力に変換するも
ので誘導!動機IM(以後単に電動機と記す)に供給す
る電流及び周波数を制御する役目をはたす。
電動1幾IMの発生トルクは、すべり周波数18tを調
整することによシ制御できることが知られている。すな
わち、電動機IMI加速したいときにはすベシ周波数f
gtが正の値になるように制御し、また、回生ブレーキ
をかけて減速したいときにはすベシ周波数f、tを負の
値に制御する。
整することによシ制御できることが知られている。すな
わち、電動機IMI加速したいときにはすベシ周波数f
gtが正の値になるように制御し、また、回生ブレーキ
をかけて減速したいときにはすベシ周波数f、tを負の
値に制御する。
電動機IMをカ行運転しているときは、交流電源BUS
から、トランスTR−+整流器ssl→リアクトルL1
→平清コンデンサCo−+PVVMインバータINVを
介してlit Ht機IMに付効電力が供給される。
から、トランスTR−+整流器ssl→リアクトルL1
→平清コンデンサCo−+PVVMインバータINVを
介してlit Ht機IMに付効電力が供給される。
逆に、電動(幾IMに回生ブレーキをかけると、回転エ
ネルギーは有効電力に変換され、PwMインバータIN
V −+ il’滑コンデンサC,→リアクトルし2→
サイリスタブリッジ回路SS、→トランスTRを通って
交流電源BUSに回生される。
ネルギーは有効電力に変換され、PwMインバータIN
V −+ il’滑コンデンサC,→リアクトルし2→
サイリスタブリッジ回路SS、→トランスTRを通って
交流電源BUSに回生される。
サイリスタブリッジ回路S82は回生時のみ動作し、電
源転流(自然転流)可能な範囲で、点弧位相角αをほぼ
一定値に保つ、一般Qこはα=150°程度で一定に制
御される。このとき、整流器SS1の出力電圧vd1よ
シ、上記サイリスタブリ、ジ回路SS2の出力電圧vd
□のほうが犬きくなるように、電源トランスTRの2次
電圧を選ぶ。すなわち、整流器SS1の入力電圧を■
、サイリスタブリ、ジ回路SS、の入1 ■d1<■d2 、’、 k VS、l Co11O°<−kvS2#C
(X8 、−、 V、 (Vs2@ C0,(t (at (1
= 150’ )この従来の重力変換装置では、カ行時
には整流器SSlだけが動作するため、゛電源側から見
た基本波力率は常に1に保持されるが、回生時にはサイ
リスタブリッジ回路SSlを自然整流させるため、α=
150°俣度で運転するので基本波力率は0.866;
呈度に低下する。さらに問題となるのは、電源からとる
無効電力Qの大きさが回生時に大きく変動することであ
る。すなわち、無効電力Qは、電源から供給される(又
は回生される) N K I の大きさと、前記サイ
リスタブリッジ回路SS、の点弧位相角αの正弦値si
nαに比例するので、位相角αを一定に制御しても、回
生電流工、がO−最大値に変化すれば、当然、Q” k
@I ”sinαも0〜・kQ(max)・0.5
とs 変動する。
源転流(自然転流)可能な範囲で、点弧位相角αをほぼ
一定値に保つ、一般Qこはα=150°程度で一定に制
御される。このとき、整流器SS1の出力電圧vd1よ
シ、上記サイリスタブリ、ジ回路SS2の出力電圧vd
□のほうが犬きくなるように、電源トランスTRの2次
電圧を選ぶ。すなわち、整流器SS1の入力電圧を■
、サイリスタブリ、ジ回路SS、の入1 ■d1<■d2 、’、 k VS、l Co11O°<−kvS2#C
(X8 、−、 V、 (Vs2@ C0,(t (at (1
= 150’ )この従来の重力変換装置では、カ行時
には整流器SSlだけが動作するため、゛電源側から見
た基本波力率は常に1に保持されるが、回生時にはサイ
リスタブリッジ回路SSlを自然整流させるため、α=
150°俣度で運転するので基本波力率は0.866;
呈度に低下する。さらに問題となるのは、電源からとる
無効電力Qの大きさが回生時に大きく変動することであ
る。すなわち、無効電力Qは、電源から供給される(又
は回生される) N K I の大きさと、前記サイ
リスタブリッジ回路SS、の点弧位相角αの正弦値si
nαに比例するので、位相角αを一定に制御しても、回
生電流工、がO−最大値に変化すれば、当然、Q” k
@I ”sinαも0〜・kQ(max)・0.5
とs 変動する。
この無効電力Qの変動は、電源電圧の変動をもたらし、
他の電気機器に種々の悪影Vを及ぼすからである。
他の電気機器に種々の悪影Vを及ぼすからである。
さらに、整流器SS1及びサイリスタブリッジ回路38
.に供給される電流は120°通電(3相電源の場合)
、あるいは180°通電(単相電源の場合)の矩形波電
流であシ、当該入力電流の高調波成分が大きく、通信障
害等の原因にもなっている。
.に供給される電流は120°通電(3相電源の場合)
、あるいは180°通電(単相電源の場合)の矩形波電
流であシ、当該入力電流の高調波成分が大きく、通信障
害等の原因にもなっている。
従来、上記無効電力Qの変動や高調波tiを補償するた
め、電力変換器の受電端にアクティブフィルターAFを
設けているが、その容量は、電力変換器に匹敵する程の
ものとなシ、装置が大形化し、高価なものになる欠点が
あった。
め、電力変換器の受電端にアクティブフィルターAFを
設けているが、その容量は、電力変換器に匹敵する程の
ものとなシ、装置が大形化し、高価なものになる欠点が
あった。
本発明は以上に鑑みてなされたもので、受電端に前記ア
クティブフィルターAF等の装置を設けることなく、交
流電源から構成される装置の尚調波成分を少なくシ、が
っ、受電端の基本波力率を1あるいは任意の値に制御で
きるようにした電力変換装置を1是供することを目的と
する。
クティブフィルターAF等の装置を設けることなく、交
流電源から構成される装置の尚調波成分を少なくシ、が
っ、受電端の基本波力率を1あるいは任意の値に制御で
きるようにした電力変換装置を1是供することを目的と
する。
〔発明の4;悦装〕
本発明は、この目的を達成するために、平滑コンデンサ
の直流電圧がほぼ一定となるように交流電源から供、冶
する有効電流或いは有効電流と無効電流の合成r11.
交をglのPWMインバータによって制御することを特
徴とする。
の直流電圧がほぼ一定となるように交流電源から供、冶
する有効電流或いは有効電流と無効電流の合成r11.
交をglのPWMインバータによって制御することを特
徴とする。
第2図は、本発明の・電力変換装置の一実施例を示す構
成図である。図中、TRは電源トランス、L8は交流リ
アクトル、INV 1は第1のPWMインバータ、IN
V 2は第2のPwLインバータ% COは直流平r片
コンデンサ、IMは訪4電動機、PGは回転・母ルス発
生器、C0NT Iは第1のPWiLiインバータの制
御回路、C0NT 2は甫2のPwMインバータ制御回
路を各々示す。
成図である。図中、TRは電源トランス、L8は交流リ
アクトル、INV 1は第1のPWMインバータ、IN
V 2は第2のPwLインバータ% COは直流平r片
コンデンサ、IMは訪4電動機、PGは回転・母ルス発
生器、C0NT Iは第1のPWiLiインバータの制
御回路、C0NT 2は甫2のPwMインバータ制御回
路を各々示す。
vJlの渭インバータINV Iはサイリスタstt〜
S14及びダイオードDIS−D14で構成され、平滑
コンデンサcoの直流電圧V、が一定になるように電源
から供給される亀流工。
S14及びダイオードDIS−D14で構成され、平滑
コンデンサcoの直流電圧V、が一定になるように電源
から供給される亀流工。
を制御する。そのため、サイリスタS、l−S目は例え
ばケ9−トターンオフ(GTO)サイリスタ等の素子が
使われる。また、強制転流回路を用意する場合もある。
ばケ9−トターンオフ(GTO)サイリスタ等の素子が
使われる。また、強制転流回路を用意する場合もある。
第2のPWMインバータINV 2は、サイリスクS
21 = 826及びダイオ−PO2,〜D26で構成
され、電動機IMに供給する3相電流を制御する@サイ
リスタS 11 = 826には同様にGTOサイリス
タ等の素子が使われるか、もしくは強制転流回路が付加
される。
21 = 826及びダイオ−PO2,〜D26で構成
され、電動機IMに供給する3相電流を制御する@サイ
リスタS 11 = 826には同様にGTOサイリス
タ等の素子が使われるか、もしくは強制転流回路が付加
される。
絹3図は第1のPWMインバータの制御回路の実施例を
示すブロック図である0図中、C1IC2eC3は比較
器、G1 ’(S) 、Gx (S)は制御補償回路、
Kmは演算増幅器、MLは乗算器、TRG lは三角波
発生器、GCはダート回路を示す。
示すブロック図である0図中、C1IC2eC3は比較
器、G1 ’(S) 、Gx (S)は制御補償回路、
Kmは演算増幅器、MLは乗算器、TRG lは三角波
発生器、GCはダート回路を示す。
第4図は第2の2wMインバータの制御回路の実施例を
示すプロ、り図である。図中、F/Vは周波数−14圧
変換器、A、は加鼻器、cN ”U11CU2 、CU
2.Cyl r Gy2 、CWl * Lw2 Ld
−比較器、’rRNは速度設定器、sFCはすベシ周波
数1UII ’6叩回路、GH(S) 、CU(S)
l Gy (S) + GW(S月・ま制御補償回路、
PTGは・3相パタ一ン発生器、MLU、 MLiv。
示すプロ、り図である。図中、F/Vは周波数−14圧
変換器、A、は加鼻器、cN ”U11CU2 、CU
2.Cyl r Gy2 、CWl * Lw2 Ld
−比較器、’rRNは速度設定器、sFCはすベシ周波
数1UII ’6叩回路、GH(S) 、CU(S)
l Gy (S) + GW(S月・ま制御補償回路、
PTGは・3相パタ一ン発生器、MLU、 MLiv。
〜は乗R4器、TRG 2は三角波発生器、GCU。
GCv、 GCwはダート回路を示す。
以下、本発明の動作を上記、第2図、第3図及び、11
4図を参照しながら説明する。
4図を参照しながら説明する。
まず、電m磯IMへの供給電流を制御する方法を述べる
。
。
電動機IMの回転速度凡は回転パルス発生器PGによっ
て検出され、F/v変換器によってアナログ量が与えら
れる。速度設定器VRNがらの速度指令値N + h、
上記実速度Nを比較器cNによって比較する。当該偏差
1tN−N”−Nを制御補償回路GN(S)に入力し、
その出力ILm ”c 負荷電流波高値指令とする。
て検出され、F/v変換器によってアナログ量が与えら
れる。速度設定器VRNがらの速度指令値N + h、
上記実速度Nを比較器cNによって比較する。当該偏差
1tN−N”−Nを制御補償回路GN(S)に入力し、
その出力ILm ”c 負荷電流波高値指令とする。
また、すベシ周波数制御回路SFCによって、電動機I
Mのすべり周波数f6ttl−与える。加算器A、によ
ってすベシ周波数f8tと電動機の回転周波数fmを加
算し、 fo=fm+f、t を求める。PTGは周波数f6の3相単位正弦波を発生
する。3相パターン出力PU、 Pv、 Pwは次式の
ようになる。
Mのすべり周波数f6ttl−与える。加算器A、によ
ってすベシ周波数f8tと電動機の回転周波数fmを加
算し、 fo=fm+f、t を求める。PTGは周波数f6の3相単位正弦波を発生
する。3相パターン出力PU、 Pv、 Pwは次式の
ようになる。
PU =sin (2πfeす
Py ” 蜘(2πfat−2π/3)Pw=sin
(2πf@t+2π/3)乗算器MLUによって、前記
波高値指令ILmと上記単位正弦波PUを掛は合わせ、
電動機IMのU相電機子巻線のt流IUの指令値工♂と
する。
(2πf@t+2π/3)乗算器MLUによって、前記
波高値指令ILmと上記単位正弦波PUを掛は合わせ、
電動機IMのU相電機子巻線のt流IUの指令値工♂と
する。
比較器CU、は、U相電流の検出値工。とその指令値I
♂を比較するもので、その偏差’U”■U’−”Uを次
の制御補償回路GU(S)に入力する。GU(S)は簡
単には比例増幅器だけでイn成され、入力ε。
♂を比較するもので、その偏差’U”■U’−”Uを次
の制御補償回路GU(S)に入力する。GU(S)は簡
単には比例増幅器だけでイn成され、入力ε。
に比例した電圧ε。を出力する。また、別の例では積分
要素あるいは微分要素が加わシ、電流制御系の最適化が
図られることもある。
要素あるいは微分要素が加わシ、電流制御系の最適化が
図られることもある。
’rRG 2は波高値一定の交流三角波V を発生する
もので、いわゆるPWMiインバータの搬送波となる。
もので、いわゆるPWMiインバータの搬送波となる。
三角波Vaと上記GU(S)の出力信号ε。′を比較し
、 ε。′〉■、のとき出力信号″1″を ’U(V のとき出力゛0”を 比較器CU2から出力し、次のダート回路GCUに送る
。GCUはインバーターNV、?のサイリスタ8.1
と824を制御するもので、上記出力信号が1″のとき
821をオンし、824をオフする。逆に出力信号がM
O”のときは、S21をオフし、S24をオンする。故
に1”の期間が0”の期間よシ大きいときはU相電流工
Uを正方向に増加させ、逆に0#の期間がl“の期間よ
り大きいときはU相電流工Uを負方向に増加させる。す
なわち、上記制御補償回路GU(S)の出力電圧s U
/に比例した電圧が電動機IMのU@電機子巻線に印加
されるものである。
、 ε。′〉■、のとき出力信号″1″を ’U(V のとき出力゛0”を 比較器CU2から出力し、次のダート回路GCUに送る
。GCUはインバーターNV、?のサイリスタ8.1
と824を制御するもので、上記出力信号が1″のとき
821をオンし、824をオフする。逆に出力信号がM
O”のときは、S21をオフし、S24をオンする。故
に1”の期間が0”の期間よシ大きいときはU相電流工
Uを正方向に増加させ、逆に0#の期間がl“の期間よ
り大きいときはU相電流工Uを負方向に増加させる。す
なわち、上記制御補償回路GU(S)の出力電圧s U
/に比例した電圧が電動機IMのU@電機子巻線に印加
されるものである。
例えば、U相電流の指令値IU*が検出値工。よシ大き
くなった場合、ε、=I♂−工。は正の値となり、60
′すなわち、U相出力電圧vU1c増加させる。故にI
Uが増加し、最終的に荀=ICとなるように制御される
。逆に、工♂く工。となった場合、ε0は負の値となり
、ε。′すなわち、vUを負の+1Mにして、工。を減
少させる。やはシ最終的に工。=工♂となって落ち漸く
。ここで指令弁I 、4+を正弦波状に変化させればそ
れに追従して実電流工。も正弦波状に制御される〇同様
にV相及びW相の電機子電流Iv、籍もそれぞれの指令
値”v” + Iw’に応じて制御される。
くなった場合、ε、=I♂−工。は正の値となり、60
′すなわち、U相出力電圧vU1c増加させる。故にI
Uが増加し、最終的に荀=ICとなるように制御される
。逆に、工♂く工。となった場合、ε0は負の値となり
、ε。′すなわち、vUを負の+1Mにして、工。を減
少させる。やはシ最終的に工。=工♂となって落ち漸く
。ここで指令弁I 、4+を正弦波状に変化させればそ
れに追従して実電流工。も正弦波状に制御される〇同様
にV相及びW相の電機子電流Iv、籍もそれぞれの指令
値”v” + Iw’に応じて制御される。
上記電機子電流の指令値I♂l ’V” l IW”の
波高値工Lmは速度制御回路から与えられることは前に
述べた0速度指令N4!が実速度Nより大きい場合、そ
の偏差11N=N”−Nは正の値となって、上記波高値
工Lrrlを増加させ、α動機IMの発生トルクを増大
させる。逆に、N”〈Nの場合、偏差ε、は負の値とな
って、上記波高値工Lmを減少させ、IMの発生トルク
を減少させる。従って、最終的にN”=Nとなって落着
く。ここで制御補償回路GN(S)け比例+積分要素が
使用され、定常偏差εNを零にするように制御される。
波高値工Lmは速度制御回路から与えられることは前に
述べた0速度指令N4!が実速度Nより大きい場合、そ
の偏差11N=N”−Nは正の値となって、上記波高値
工Lrrlを増加させ、α動機IMの発生トルクを増大
させる。逆に、N”〈Nの場合、偏差ε、は負の値とな
って、上記波高値工Lmを減少させ、IMの発生トルク
を減少させる。従って、最終的にN”=Nとなって落着
く。ここで制御補償回路GN(S)け比例+積分要素が
使用され、定常偏差εNを零にするように制御される。
さらに制御応答を高めるために、微分要素も使われるこ
とがある。
とがある。
電動機IMのすべり周波数f、tは、力仕事には、正の
値に、回生ブレーキ時には負の値に設定されるが、■す
ベシ周波数f81 =一定に制御する方法 ■電流波高
値指令ILmに応じて変化させる方法 ■ さらKは、
電動機IMの励磁電流と2次電流が直交関係を保つよう
に一次電流ベクトルを制御するようにすべり周波数fB
lを変化させる方法等がある。ここでは、すベシ周波数
制御回路SFCから一定のfglを与える例を示した。
値に、回生ブレーキ時には負の値に設定されるが、■す
ベシ周波数f81 =一定に制御する方法 ■電流波高
値指令ILmに応じて変化させる方法 ■ さらKは、
電動機IMの励磁電流と2次電流が直交関係を保つよう
に一次電流ベクトルを制御するようにすべり周波数fB
lを変化させる方法等がある。ここでは、すベシ周波数
制御回路SFCから一定のfglを与える例を示した。
すべり周波数fst>Oとした時、電動機IMはカ行モ
ード(電動機モード)となυ、定電圧源たる直流平滑コ
ンデンサCoから電動機IMに電力が供給される。また
、逆にすべり周波数fsi (oとした時、電動機IN
は回生モード(発電機モード)となり、電動機IMから
直流平滑コンデンサCoに電力が回生され、電動機IM
としては、回生ブレーキがかかる。
ード(電動機モード)となυ、定電圧源たる直流平滑コ
ンデンサCoから電動機IMに電力が供給される。また
、逆にすべり周波数fsi (oとした時、電動機IN
は回生モード(発電機モード)となり、電動機IMから
直流平滑コンデンサCoに電力が回生され、電動機IM
としては、回生ブレーキがかかる。
次に、#1のPWMインバータINVIによる電源から
の供給電流IIIの制御方法を説明する。
の供給電流IIIの制御方法を説明する。
第3図において、vo は平滑コンデンサC8の直流電
圧指令値となるもので、比較器C,によって電圧検出値
voと比較される。偏差ε1=Vo−Voは、次の制御
補償回路G 1(S)に入力され、増幅おるいは積分さ
れる。制御補償回路G1(S)の出力は電源電流工、の
波高値Il]mとなるため、乗算器MLに入力される。
圧指令値となるもので、比較器C,によって電圧検出値
voと比較される。偏差ε1=Vo−Voは、次の制御
補償回路G 1(S)に入力され、増幅おるいは積分さ
れる。制御補償回路G1(S)の出力は電源電流工、の
波高値Il]mとなるため、乗算器MLに入力される。
一方、電源電圧VB = Vm−sinωstを検出し
、演算増幅器Kmを介して、電源同期の単位正弦波を作
る。すなわち、脂において電源電圧の波高値−の逆数倍
している。この単位正弦波と上記波高値■smを乗する
ことによって、次式で示されるような電流指令値I;が
得られる。
、演算増幅器Kmを介して、電源同期の単位正弦波を作
る。すなわち、脂において電源電圧の波高値−の逆数倍
している。この単位正弦波と上記波高値■smを乗する
ことによって、次式で示されるような電流指令値I;が
得られる。
Is = Ism −5inω8tただし、ωSは
電源角周波数 比較器C2によって、電流指令値工、と電源電流検出値
Isを比較し、偏差ε2−I8−■8を得る。これを次
の制御補償回路G 2(S)に入力し、増幅する・TR
G、はPWNインバータの搬送波すなわち、500 H
z程朋、甲1位三角波■bを発生するもので、比較器C
3によって、上記制御補償回路G2(S)の出力信号6
2′と比較される。
電源角周波数 比較器C2によって、電流指令値工、と電源電流検出値
Isを比較し、偏差ε2−I8−■8を得る。これを次
の制御補償回路G 2(S)に入力し、増幅する・TR
G、はPWNインバータの搬送波すなわち、500 H
z程朋、甲1位三角波■bを発生するもので、比較器C
3によって、上記制御補償回路G2(S)の出力信号6
2′と比較される。
比較器C3からは、
82′〉Vbのとき、出力信号゛1′″を62′<Vb
のとき、出力信号゛′0”を発生し、r−ト回路GCに
入力する。
のとき、出力信号゛′0”を発生し、r−ト回路GCに
入力する。
主回路のザイリスタは、上記出力信号が1#のとき、S
12と813がオンし、Sttと814がオフする。逆
に出力信号がOnのとき、811と814がオンし、S
12と813がオフする。
12と813がオンし、Sttと814がオフする。逆
に出力信号がOnのとき、811と814がオンし、S
12と813がオフする。
電源電流Isは交流リアクトルLsに印加される電圧v
Lによって決定される。また、リアクトル電圧vLは電
源電圧v9と第1のPWNインバータINV・lは電動
機IMから゛電源へ、電力を回生じている時のベクトル
関係を表わす。
Lによって決定される。また、リアクトル電圧vLは電
源電圧v9と第1のPWNインバータINV・lは電動
機IMから゛電源へ、電力を回生じている時のベクトル
関係を表わす。
一一一÷−一
電源電圧v8と■8が同位相になるには第5図(、)の
如く、交流リアクトルに印加される電圧を進めなければ
ならない。
如く、交流リアクトルに印加される電圧を進めなければ
ならない。
第6図(、)〜(c)は、第5図(、)のベクトル関係
対応する電圧電流波形を示すものである。第3図の制御
補償回路G2(S)の出力vc′と三角波vbが比較さ
れ、r−ト回路GCには、第6図の最下部に示す波形信
号が入力される。その結果、第117) PWMイア
バー タINV、 1 (りサイリスタ811〜S14
が前述の如く点弧制御され、第1の匿インバータINV
、1の交流側電圧vcの基本波成分は上記Vc′に比例
した電圧となる。従って、交流リアクトルLgに印加さ
れる電圧VLは電源電圧V。
対応する電圧電流波形を示すものである。第3図の制御
補償回路G2(S)の出力vc′と三角波vbが比較さ
れ、r−ト回路GCには、第6図の最下部に示す波形信
号が入力される。その結果、第117) PWMイア
バー タINV、 1 (りサイリスタ811〜S14
が前述の如く点弧制御され、第1の匿インバータINV
、1の交流側電圧vcの基本波成分は上記Vc′に比例
した電圧となる。従って、交流リアクトルLgに印加さ
れる電圧VLは電源電圧V。
と上記インバータの交流電圧■cの差電圧となり、その
結果、電源電流IBは電圧V8と同位相の正弦波電流と
なる。
結果、電源電流IBは電圧V8と同位相の正弦波電流と
なる。
第5図(b)の如く、■、とV8を逆位相にするには、
上述と同様の方法で、VCを制御することによυ達成さ
れる。
上述と同様の方法で、VCを制御することによυ達成さ
れる。
すなわち、電源電流工、をその指令値I、に応じて電源
電圧VSと同相あるいは逆位相、さらには、任童の位相
で、その大きさも自由に制御することができるのである
。
電圧VSと同相あるいは逆位相、さらには、任童の位相
で、その大きさも自由に制御することができるのである
。
電源電圧VSに対し、電源電圧工sを同位相あるいは逆
位相になるように制御することにより、電力の授受に関
係なく、常に電源側の力率を1、′に3−ることかでき
る。しかし、有効電力Ps−v8・I8の大きさをどの
ような値に制御すべきか定かではない。
位相になるように制御することにより、電力の授受に関
係なく、常に電源側の力率を1、′に3−ることかでき
る。しかし、有効電力Ps−v8・I8の大きさをどの
ような値に制御すべきか定かではない。
1つの方法は、電動機I Mの交流入力端子でその有効
電力Piを検出し、それに応じて、上記P8を制御する
ととが考えられる。しかし、イン・々−タ等の損失があ
るため、pHとPiは必ずしも一致しない欠点がある。
電力Piを検出し、それに応じて、上記P8を制御する
ととが考えられる。しかし、イン・々−タ等の損失があ
るため、pHとPiは必ずしも一致しない欠点がある。
また、同様に直流ラインで有効電力pocを検出する方
法も考えられるが、やはり同じ問題が残る。
法も考えられるが、やはり同じ問題が残る。
これを解決するために、本発明装置では直流平滑コンデ
ンサCOの電圧vOを検出し、この電圧が一定になるよ
うに電源側有効電力P8を制御している。
ンサCOの電圧vOを検出し、この電圧が一定になるよ
うに電源側有効電力P8を制御している。
電圧指令voよシ検出量voが小さい場合、その偏差ε
1=VOvoは正の値となC1G+(S)を介して、電
源電流の波高値111mは正の値で増加する。
1=VOvoは正の値となC1G+(S)を介して、電
源電流の波高値111mは正の値で増加する。
従って、電源電圧v8と電流Igは同相となり、電源か
ら平滑コンデンサC,に有効電力Pgが供給される。故
に平滑コンデンサC,の電圧voが上昇し、vo=vo
となるように制御される。電動機IMの負荷が増加した
場合、voが減少するので、さらに大きな有効電力pm
が供給されることになる。
ら平滑コンデンサC,に有効電力Pgが供給される。故
に平滑コンデンサC,の電圧voが上昇し、vo=vo
となるように制御される。電動機IMの負荷が増加した
場合、voが減少するので、さらに大きな有効電力pm
が供給されることになる。
電動機IMの負荷を軽くした場合、さらには、目在ブレ
ーキをかけて、電力を平滑コンデンサに回生じた場合に
は、Voが上昇し、Vo < Voとなる。すると、ε
1=vo−voは負の値となり、G 1(S)を介して
、電源電流の波高値指令111mは減少し、さらには負
の値となる。■。mが負の値になると、電流指令Is
の位相は、電源電圧vgに対し、逆位相になる。指令
I8 に応じて、電流工。が制御される°−結果、今
度は有効電力Psは負の値、すなわち、電源へ回生され
ることになり、その分、平滑コンデンサcoのエネルギ
ーが減少し、電圧voが減少する。最終的にやはり、v
o−voとなって落ち着く。
ーキをかけて、電力を平滑コンデンサに回生じた場合に
は、Voが上昇し、Vo < Voとなる。すると、ε
1=vo−voは負の値となり、G 1(S)を介して
、電源電流の波高値指令111mは減少し、さらには負
の値となる。■。mが負の値になると、電流指令Is
の位相は、電源電圧vgに対し、逆位相になる。指令
I8 に応じて、電流工。が制御される°−結果、今
度は有効電力Psは負の値、すなわち、電源へ回生され
ることになり、その分、平滑コンデンサcoのエネルギ
ーが減少し、電圧voが減少する。最終的にやはり、v
o−voとなって落ち着く。
すなわち、何ら有効電力を検出する必要もなく、損失分
も含めた有効電力の授受を自動的に行うことができるの
である。
も含めた有効電力の授受を自動的に行うことができるの
である。
以上は単相電源について説明したが、三相電源等にも同
様に適用できる。
様に適用できる。
第7図は、第2図の第1の圏インバータINV、1の制
御回路C0NT 、 Jの別の実施例を示すもので、受
電端の無効電力Qを任意の値に制御するものである。
御回路C0NT 、 Jの別の実施例を示すもので、受
電端の無効電力Qを任意の値に制御するものである。
図中、ROMは、電源電圧VBと同位相の単位正弦波P
=sinωgt及びVSより90°位相の進んだq”’
Cooωst を発生する移相器、MLp、MLqは
乗算器、ADは加算、G3 (S)は制御補償回路、C
4は比較器で、他の記号は第3図の記号で説明したもの
と同じである。
=sinωgt及びVSより90°位相の進んだq”’
Cooωst を発生する移相器、MLp、MLqは
乗算器、ADは加算、G3 (S)は制御補償回路、C
4は比較器で、他の記号は第3図の記号で説明したもの
と同じである。
第3図と異なる点は、電源電流の指令値■tとして、有
効電流Ipと無効電流IQの両方を含むことである。有
効電流Ipは第3図で説明したように、平滑コンデンサ
voO値が指令値Vo*に等しくなるように与えられる
。受電端の無効電力Qは次のように制御される。
効電流Ipと無効電流IQの両方を含むことである。有
効電流Ipは第3図で説明したように、平滑コンデンサ
voO値が指令値Vo*に等しくなるように与えられる
。受電端の無効電力Qは次のように制御される。
受電端の無効電力Qを検出し、その指令値Q*と比較す
る。偏差ε4=Q Qを次の制御補償回路G 3(S
)に入力し、無効電流IQの波高値指令Iqmを得る。
る。偏差ε4=Q Qを次の制御補償回路G 3(S
)に入力し、無効電流IQの波高値指令Iqmを得る。
G3(S)は、通常積分要素が使われ、上記偏差ε4の
定常分を零にするように制御している。
定常分を零にするように制御している。
移相器POMからは、電源電圧Ysより90°進んだ単
位正弦波q=Cooωatが出力され、乗算器MLQに
よってIQ = Iqm−Cooωstを作っている。
位正弦波q=Cooωatが出力され、乗算器MLQに
よってIQ = Iqm−Cooωstを作っている。
加算器ADによって有効電流指令1 p ”= I p
mSlnωstと無効電流指令’Q−IQm cooω
stが加えられ、電源電流指令値I8 となる。
mSlnωstと無効電流指令’Q−IQm cooω
stが加えられ、電源電流指令値I8 となる。
無効電力指令値Q をOに設定すれば、第3図で示した
制御と同じく、力率=1の運転がなされる。
制御と同じく、力率=1の運転がなされる。
同じ電源に遅れ無効電力をとる負荷が接続された場合に
は遅れ無効電力を打ち消すような無効電力指令値Qを与
えれば、第1のPWMインバータINV、1には有効電
力Psの他にQ=Q の進み無効電力をとるように制御
され、他の負荷も含めた力率を常に1にすることができ
る。
は遅れ無効電力を打ち消すような無効電力指令値Qを与
えれば、第1のPWMインバータINV、1には有効電
力Psの他にQ=Q の進み無効電力をとるように制御
され、他の負荷も含めた力率を常に1にすることができ
る。
第8図は本発甲の電力変換装置の別の実施例を示すもの
である。血流電圧源の負荷装置として、直流チョッ・ぞ
装置と直流電動機を接続した場合を示す。図中、Cll
0はトランジスタチョッ1?装置、D1+D2はダイオ
ード、SWは回生ブレーキ用スイッチ、DCLは直流リ
アクトル、DCMは直流電動機本体、TGは速度発電機
、C0NT3はチョッパ装置の制御回路を示す。平滑コ
ンデンサCoよシ左側に示す回路は、第2図で示したも
のと同じ構成となっている・電源側の制御は前述したと
同じなので省略し、次に直流電動機DCMの速度制御九
ついて簡単に説明する。
である。血流電圧源の負荷装置として、直流チョッ・ぞ
装置と直流電動機を接続した場合を示す。図中、Cll
0はトランジスタチョッ1?装置、D1+D2はダイオ
ード、SWは回生ブレーキ用スイッチ、DCLは直流リ
アクトル、DCMは直流電動機本体、TGは速度発電機
、C0NT3はチョッパ装置の制御回路を示す。平滑コ
ンデンサCoよシ左側に示す回路は、第2図で示したも
のと同じ構成となっている・電源側の制御は前述したと
同じなので省略し、次に直流電動機DCMの速度制御九
ついて簡単に説明する。
1直流電動機1)CMをカ行運転する場合、スイッチS
Wを閉じて、界磁電流Ifを矢印の方向に流す。速度発
電機TGによって直流電動機DCMの回転速度Nを検出
し、速度設定値N*と比較する。
Wを閉じて、界磁電流Ifを矢印の方向に流す。速度発
電機TGによって直流電動機DCMの回転速度Nを検出
し、速度設定値N*と比較する。
N”>Hの場合トランジスタチョッ・# CHOのオン
期間を増加させ、電機子電流Iaを増加して直流電動機
DCMの発生トルクを増大させる。逆にN*(Nの場合
、チョッパCHOのオフ期間を増加させ、電機子電流I
aを減少させて、発生トルクを減少させる。最終的には
N”=Nとなって落ち着く。
期間を増加させ、電機子電流Iaを増加して直流電動機
DCMの発生トルクを増大させる。逆にN*(Nの場合
、チョッパCHOのオフ期間を増加させ、電機子電流I
aを減少させて、発生トルクを減少させる。最終的には
N”=Nとなって落ち着く。
トランジスタチョッパCHOの動作は公知であるが、簡
単に説明すると、次のようになる。
単に説明すると、次のようになる。
トランジスタチョッA CHOがオンの時、平滑コンデ
ンサC8→チヨツパCHO−+ DCL −+ DCM
→スイッチSWの経路で、電流Iaを増加させる。
ンサC8→チヨツパCHO−+ DCL −+ DCM
→スイッチSWの経路で、電流Iaを増加させる。
CHOがオフされると、電流Iaは、l)CM−+S
W−+D、→l)CLの経路で流れ、徐々に減衰する。
W−+D、→l)CLの経路で流れ、徐々に減衰する。
従って、オン期間とオフ期間の割合を調整することによ
り、電流Iaの大きさを制御することができる。
り、電流Iaの大きさを制御することができる。
直流電動機DCMに回生ブレーキをかけて、急速に減速
させる場合、次のようになる。
させる場合、次のようになる。
寸ず、スイッチSWを開放する。次に界磁電流Ifを逆
転(図の矢印と反対方向)させる。すると直流Tff、
動機DCMの速度起電力は反転し、チョッパCHOをオ
ンすると、DCM −+ D2→CHO→DCLの経路
で短絡電流Iaが流れ、直流リアクトルDCL Kエネ
ルギーが蓄えられる。次にチョッパCHOをオフすると
、1)CLのエネルギーはDCM→D2→C6−+ ]
)1−+ DCLの経路で平滑コンデンサcoに移され
る。平滑コンデンサcoの市川が上昇すると、前述の説
明の通り、有効電力となって交流電源に回生される。
転(図の矢印と反対方向)させる。すると直流Tff、
動機DCMの速度起電力は反転し、チョッパCHOをオ
ンすると、DCM −+ D2→CHO→DCLの経路
で短絡電流Iaが流れ、直流リアクトルDCL Kエネ
ルギーが蓄えられる。次にチョッパCHOをオフすると
、1)CLのエネルギーはDCM→D2→C6−+ ]
)1−+ DCLの経路で平滑コンデンサcoに移され
る。平滑コンデンサcoの市川が上昇すると、前述の説
明の通り、有効電力となって交流電源に回生される。
回生ブレーキの強さは、電機子電流Iaの大きさに比例
するので、このときもトランジスタチョッパC1(Oの
オン、オフ期間を調整することによりIa f:制御し
てトルク制御を行うことができる。
するので、このときもトランジスタチョッパC1(Oの
オン、オフ期間を調整することによりIa f:制御し
てトルク制御を行うことができる。
このように負荷装置をチョッパ装置十直流電動機として
も、直流電圧源たる平滑コンデンサcoの電圧■。が一
定になるように交流電源から供給される有効電流Ipを
制御することができ、同時に無効電力も任意の値だけと
るように制御することができる。
も、直流電圧源たる平滑コンデンサcoの電圧■。が一
定になるように交流電源から供給される有効電流Ipを
制御することができ、同時に無効電力も任意の値だけと
るように制御することができる。
以上説明したように、本発明の電力変換装置は、次のよ
うな効果を有するものである。
うな効果を有するものである。
(1) 平滑コンデンサの電圧voが一定になるよう
に電源から供給される有効電流を制御することにより、
損失分も含めて、負荷が要求する有効電力を供給するこ
とができ、しかも複雑な有効電力検出回路等を省略でき
、安価な装置を提供できる〇 (2)有効電力の制御と同時に、受電端の無効電力も任
意の値に制御できる。特に、力率=1の運転も可能とな
る。
に電源から供給される有効電流を制御することにより、
損失分も含めて、負荷が要求する有効電力を供給するこ
とができ、しかも複雑な有効電力検出回路等を省略でき
、安価な装置を提供できる〇 (2)有効電力の制御と同時に、受電端の無効電力も任
意の値に制御できる。特に、力率=1の運転も可能とな
る。
(3)入力電流(電源からの供給電流)は正弦波状に制
御されるため、高調波成分を低減させることができる。
御されるため、高調波成分を低減させることができる。
(4)才だ、従来必要とされたアクティブフィルター装
置を受電端に設ける必要がなくなシ、装置全体の小形軽
量化が図れるとともに、経済的なシステムを提供できる
。
置を受電端に設ける必要がなくなシ、装置全体の小形軽
量化が図れるとともに、経済的なシステムを提供できる
。
第1図は従来の電力変換装置の構成図、第2図は、本発
明の電力変換装置の一実施例を示す構成図、第3図は、
第2図の装置の第1の階インバータの制御回路の実施例
を示すブロック図、第4図は、第2図の装置の第2の2
wMインバータの制御回路の実施fすを示すブロック図
、第5図(、) 、 (b)は、第2図の装置の電源側
の電圧。 電流ベクトル図、第6図(a)〜(c)は、第5図(a
)のベクトル図に対応する電圧電流波形図、第7図は、
第2図の装置の第1のPWMインバータの制御回路の別
の実施例を示すブロック図、第8図は、本発明装置の別
の実施例を示す構成図である。 TR・・・電源トランス、Ls・・・交流リアクトル、
I N’V 1・・・第1のPVvMインバータ、co
・・・平(けコンデンサ、INV2・・・第2のPWN
インバータ、工M・・・誘導機、PG・・・回転/4’
ルス発生器、C0NTl・・・INV7 (7)制御回
路、C0NT、2 =−INV、? (7)制御回路、
CHO・・・トランジスタチョッパぐ、SW・・・回生
用スイッチ、l)1 1D2・・・ダイオード、DCL
・・・1直流リアクトル、1)CM・・・直流電動機、
′rG・・・速度発電機。 第5図 (a) (b) 第 6図
明の電力変換装置の一実施例を示す構成図、第3図は、
第2図の装置の第1の階インバータの制御回路の実施例
を示すブロック図、第4図は、第2図の装置の第2の2
wMインバータの制御回路の実施fすを示すブロック図
、第5図(、) 、 (b)は、第2図の装置の電源側
の電圧。 電流ベクトル図、第6図(a)〜(c)は、第5図(a
)のベクトル図に対応する電圧電流波形図、第7図は、
第2図の装置の第1のPWMインバータの制御回路の別
の実施例を示すブロック図、第8図は、本発明装置の別
の実施例を示す構成図である。 TR・・・電源トランス、Ls・・・交流リアクトル、
I N’V 1・・・第1のPVvMインバータ、co
・・・平(けコンデンサ、INV2・・・第2のPWN
インバータ、工M・・・誘導機、PG・・・回転/4’
ルス発生器、C0NTl・・・INV7 (7)制御回
路、C0NT、2 =−INV、? (7)制御回路、
CHO・・・トランジスタチョッパぐ、SW・・・回生
用スイッチ、l)1 1D2・・・ダイオード、DCL
・・・1直流リアクトル、1)CM・・・直流電動機、
′rG・・・速度発電機。 第5図 (a) (b) 第 6図
Claims (3)
- (1)交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介し
て接続された・やルス幅変調制御インパークと、このパ
ルス幅変調制御インバータの直流側に接続された平滑コ
ンデンサと、この平滑コンデンサを電圧源とする負荷装
置とからなる電力変換装置において、上記平滑コンデン
サの直流電圧がほぼ一定になるように、前記交流電源か
ら供給する電流を前記パルス幅変調制御インバータによ
って制御することを特徴とする電力変換装置。 - (2) 前記交流電源から供給r/:l電流は有効電
流としたことを特徴とする前記l特許請求の範囲第1項
記載の電力変換装置。 - (3)前記交流電源から供給する電流は有効電流と無効
電流の合成電流としたことを特徴とする特許 置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17188682A JPS5961475A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17188682A JPS5961475A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電力変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5961475A true JPS5961475A (ja) | 1984-04-07 |
JPH0564551B2 JPH0564551B2 (ja) | 1993-09-14 |
Family
ID=15931614
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17188682A Granted JPS5961475A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5961475A (ja) |
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-
1982
- 1982-09-30 JP JP17188682A patent/JPS5961475A/ja active Granted
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