JPS5957539A - Differential pcm coder or decoder - Google Patents
Differential pcm coder or decoderInfo
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- JPS5957539A JPS5957539A JP57167965A JP16796582A JPS5957539A JP S5957539 A JPS5957539 A JP S5957539A JP 57167965 A JP57167965 A JP 57167965A JP 16796582 A JP16796582 A JP 16796582A JP S5957539 A JPS5957539 A JP S5957539A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、差分P OM (Differential
P OM )方式の符号装置または復号装置に関する
。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention is directed to differential POM (Differential POM).
The present invention relates to an encoding device or a decoding device using the POM) method.
背景技術とその問題点
符号化伝送装置若しくは符号化Ht録再生装置では、伝
送ビットレートを下げる目的で隣り合う信号標本値また
は標本値とその予測値との差分を量子化して伝送する差
分POM方式か採用されることがある。この方式は音声
信号やTV倍信号どの冗長性の強い信号の伝送に適して
いる。しかしこの方式は、高域のS/Nが劣化する傾向
を示し、一定以上のダイナミックレンジ(または人出方
のリニアリティー)を得るには、高域の歪増加が避けら
れなかった。BACKGROUND TECHNOLOGY AND PROBLEMS In a coded transmission device or a coded Ht recording/playback device, a differential POM method is used in which the difference between adjacent signal sample values or sample values and their predicted values is quantized and transmitted in order to reduce the transmission bit rate. or may be adopted. This method is suitable for transmitting highly redundant signals such as audio signals and TV double signals. However, this method shows a tendency for the S/N ratio in the high range to deteriorate, and in order to obtain a dynamic range (or linearity in the number of people) above a certain level, an increase in distortion in the high range is unavoidable.
発明の目的
本発明は上述の問題にかんがみ、信号の伝送(または記
録再生)に際して、伝送信号のスペクトル周波数に依存
して伝送路の瞬時ダイナミックレンジを変更するように
した符号伝送方式を提案するものである。Purpose of the Invention In view of the above-mentioned problems, the present invention proposes a code transmission method that changes the instantaneous dynamic range of the transmission line depending on the spectral frequency of the transmitted signal during signal transmission (or recording and reproduction). It is.
発明の概要
本発明による差分PCM符号装置または復号装置は、入
力信号の隣り合う2つの標本値若しくは標本値とその予
測値a、bに対してa−kbまたはa 十kbの演算を
行う演算回路さ、上記入力信号の高域成分が多いとき上
記にの値を小さくするように制御する制御回路とから構
成されている。このように構成することにより、通常は
走分POMでもって低域のS/Nが良く、ダイナミック
レンジが広い伝送が行われ、入力の尚域電力が犬になる
と上記にの値が減少して線形POMでもって伝送され、
差分PCM伝送特鳴0高域のS/N劣化またはダイナミ
ックレンジの縮減が補わねるようにしている。Summary of the Invention A differential PCM encoding device or decoding device according to the present invention includes an arithmetic circuit that performs an a-kb or a-10-kb operation on two adjacent sample values of an input signal or sample values and their predicted values a and b. and a control circuit for controlling the above value to be small when the input signal has many high-frequency components. With this configuration, transmission with a good low-frequency S/N and a wide dynamic range is normally achieved using the running POM, and when the input low-frequency power becomes low, the above value decreases. transmitted by linear POM,
The differential PCM transmission is designed to compensate for the S/N deterioration in the zero high frequency range or the reduction in the dynamic range.
実施例
以下本発明による差分POM装置の実施例について詣、
明する。゛まず第1図を参照して種々の符号伝送方式の
ダイナミックレンジの周波数特性について説明する。第
1図は標準ビットレートが1ビットX 128](1,
hの伝送装置の場合のP C! M 、デルタモジュレ
ーション(ΔM )及び差分P OM(DP01\、!
L)についての8./N−周波数特性を示し、各直線が
伝送しイ粁る信号のダイナミックレンジの上限(dB値
)を示す。1亘線Aは住本化周波数が128 KH2で
各標本点について1ビツトでPOM伝送する場合で、S
/Nは伝送−1′17域64 KHzの穐λ囲で6dB
でろる。直線Bは原木化周波数か552I()lzで各
係不点について4ヒツトでP CjV1伝送する場合で
、24dBのダイナミックレンジで16KLAxの帯域
の伝送が可能である。直線Cは標本化周波数1281(
Hzで1ビツト量子化のΔM伝送の場合で、標本化周波
数の+の点(64K1−1 z )でS/Nは零dB(
信号とノイズとの区別がつかない状態)で、低域に行く
に従って6 dBloOTの傾きでS/Nは上昇する。Examples Below, we will discuss examples of the differential POM device according to the present invention.
I will clarify. First, the frequency characteristics of the dynamic range of various code transmission systems will be explained with reference to FIG. In Figure 1, the standard bit rate is 1 bit x 128] (1,
P C! for the transmission device of h. M, delta modulation (ΔM) and differential P OM (DP01\,!
8. Regarding L). /N- indicates frequency characteristics, and each straight line indicates the upper limit (dB value) of the dynamic range of the transmitted signal. 1 line A is when the Sumimoto frequency is 128 KH2 and POM transmission is performed with 1 bit for each sample point.
/N is 6 dB in the transmission -1'17 range 64 KHz
Deroru. Straight line B represents the case where PCjV1 is transmitted with 4 hits for each relationship defect at the log conversion frequency of 552I()lz, and it is possible to transmit a band of 16KLAx with a dynamic range of 24dB. Straight line C has a sampling frequency of 1281 (
In the case of ΔM transmission with 1-bit quantization in Hz, the S/N is 0 dB (
(indistinguishable between signal and noise), the S/N increases at a slope of 6 dBloOT as it goes to the lower range.
直線りは標本化周波数32KHzで4ビツト量子化の1
) P C! M伝送の場合で、差分の正負を伝送する
のに1ビツト要するため、4ビツトX 32I(J(z
のPOM伝送と比べると、標本化周波数の+(16■σ
Iz )では、4ビツトのDPOMは6ピツトのPCM
と等価であり、S/Nは18d)3 (−6dB :
1ビツト相当低下)となる。以下6 dl、310CT
の傾きでS/Nは上昇する。すなわち第1図の斜線部で
示すように、8KI−J、z以下ではDPOM伝送の方
がPOM伝送よりS/Nの点で有利であるが、8杵h〜
16KHzでは、逆にS/Nは劣化し、ダイナミックレ
ンジは狭くなる。The straight line is 1 with 4-bit quantization at a sampling frequency of 32 KHz.
) PC! In the case of M transmission, 1 bit is required to transmit the positive and negative of the difference, so 4 bits x 32I(J(z
Compared to POM transmission, the sampling frequency is +(16■σ
Iz), a 4-bit DPOM is a 6-bit PCM.
and the S/N is 18d)3 (-6dB:
(corresponding to a decrease of 1 bit). Below 6 dl, 310CT
The S/N increases with the slope of . In other words, as shown by the shaded area in Fig. 1, DPOM transmission is more advantageous than POM transmission in terms of S/N at 8KI-J,z and below, but at 8KI-J,z and below,
At 16 KHz, on the contrary, the S/N deteriorates and the dynamic range becomes narrow.
このようにPOIVI伝送方式では、ゲイン”ミックレ
ンジの周波数特性は周波数に依存せずフラットである。In this way, in the POIVI transmission system, the frequency characteristics of the gain midrange are flat and independent of frequency.
これは音声信号のようにスペクトルがレベルの高い状態
で全周波数領域の全体に広がる確率が少ないことを考え
ると、冗長なコード方式である。一方、DPCM方式は
、同じ伝送ビットレートで比較すると、低域のダイナミ
ックレンジが改善され、最も伝送効率の良いものである
が、その反面高域のS/Nを犠牲にしなければならなし
)不都合がある。This is a redundant coding method, considering that when the spectrum is at a high level like an audio signal, there is a low probability that the spectrum will spread over the entire frequency range. On the other hand, when compared at the same transmission bit rate, the DPCM method improves the dynamic range in the low range and has the highest transmission efficiency, but on the other hand, the S/N ratio in the high range must be sacrificed (disadvantages) There is.
次に第2図は本発明による差分POM方式の符号装置の
ブロック図を示す。第2図の入力端子(1)には音声信
号などの入力波形信号が標本化回路(図示せず)を介し
て与えられ、A/D変換器(2)(3)でPCM信号に
変換される。A / D変換器(3)の出力Lt 1ビ
ツト遅延器(5)で1標本区間だけ遅延され、減算器(
4)においてA/D変換器(2)の出力から減算される
。減算結果は、差分PCM信号として出力端子(6)か
ら導出さイする。すなわち隣り合う標本値a、bの差分
をとつ”C符号伝送するよう番こしている。Next, FIG. 2 shows a block diagram of a differential POM type encoding device according to the present invention. An input waveform signal such as an audio signal is applied to the input terminal (1) in Fig. 2 via a sampling circuit (not shown), and is converted into a PCM signal by the A/D converters (2) and (3). Ru. The output Lt of the A/D converter (3) is delayed by one sample interval in the 1-bit delay device (5), and then sent to the subtracter (
4) is subtracted from the output of the A/D converter (2). The subtraction result is derived from the output terminal (6) as a differential PCM signal. In other words, it is arranged to transmit the "C" code which calculates the difference between adjacent sample values a and b.
A / D変換器(3)はその変換動作の基準となる基
準電流入力端子を備えていて、この入力端子に制御信号
を与えることによってA / l)変換のゲインが制御
される。制御信号は、入力波形信号からノ・イパスフィ
ルター(7)で高域成分を取り出し、検波回路(8)及
び平滑回路(9)でそのエンベロープ情報を検出するこ
とによって形成される。入力信号中の高域スペクトルが
増大すると、制御信号のレベルが高くなり、これによっ
てA/D変換器(3)のゲイン(出力)が低下するよう
に制御される。すなわち、A/D変換器(3)のゲイン
をkとすると、第2図の符号器は、隣り合う標本値a、
bに対してa−kbの差分演算を行っている。通常はに
=1で、a−bのDPOM伝送が行われるが、入力信号
中の高域成分が多くなると、kがOに近づき、通常の線
形PCM伝送(aのみ伝送)が行われるようになってい
る。The A/D converter (3) is equipped with a reference current input terminal that serves as a reference for its conversion operation, and the gain of the A/1) conversion is controlled by applying a control signal to this input terminal. The control signal is formed by extracting high-frequency components from the input waveform signal using a no-pass filter (7) and detecting its envelope information using a detection circuit (8) and a smoothing circuit (9). When the high frequency spectrum in the input signal increases, the level of the control signal increases, thereby controlling the gain (output) of the A/D converter (3) to decrease. That is, if the gain of the A/D converter (3) is k, the encoder in FIG.
A - kb difference calculation is performed on b. Normally, a=1, and a-b DPOM transmission is performed, but as the input signal has more high-frequency components, k approaches O, and normal linear PCM transmission (only a is transmitted) is performed. It has become.
第1図によって定性的に説明すると、高域成分が少ない
入力状態では、直線りをダイナミックレンジとするDP
OM伝送が行われ、尚酸成分が増えると、矢印Hで示す
ように直線BのPOM伝送に移行し、これによって高域
においても高いS/Nが確保される。このように第2図
の符号器によれば、入力信号の高域成分のレベル情報か
ら得られる制御信号によって、隣接したザンブル値間の
結合度を変更し、これによって瞬時的なダイナミックレ
ンジの周波数特性を変更し、高域の伝送信号の劣化を補
うことが可能になる。To explain qualitatively using Figure 1, in an input state with few high-frequency components, the DP whose dynamic range is a straight line
When OM transmission is performed and the acid component increases, the transmission shifts to POM transmission along a straight line B as shown by arrow H, thereby ensuring a high S/N ratio even in the high range. In this way, according to the encoder shown in Fig. 2, the degree of coupling between adjacent summation values is changed by the control signal obtained from the level information of the high frequency component of the input signal, and thereby the frequency of the instantaneous dynamic range is changed. By changing the characteristics, it becomes possible to compensate for the deterioration of high-frequency transmission signals.
なお第2図で減算器(4)がA/D変換器(2)の入力
側に設けられ、アナログレベルで差分演算が行われるよ
うにしてもよい。この場合、差分POM符号器または予
測符号器として一般に周知のように、A/D変換器(2
)の出力の差分POM信号が遅延器を含む予測器または
予測フィルタに与えられ、その出力の予測値がD/A変
換器を介して上記減算器に与えられて入力信号との光分
演a、が行われるように構成される。そして本発明に従
って、入力信号の高域スペクトルに応じて上記予測値を
1)/A変換するD / A変換器のゲインがft1l
J御されるように構成すれは、第2図と同様な信号電力
の帯域分散に応じてダイナミックレンジカ〕変更さ+7
るシステムを得ることができる。In addition, in FIG. 2, the subtracter (4) may be provided on the input side of the A/D converter (2) so that the difference calculation is performed at an analog level. In this case, an A/D converter (two
) is given to a predictor or prediction filter including a delay device, and the predicted value of the output is given to the subtracter via a D/A converter to perform optical division a from the input signal. , is configured to be performed. According to the present invention, the gain of the D/A converter that converts the predicted value to 1)/A according to the high frequency spectrum of the input signal is ft1l.
When configured to be controlled by J, the dynamic range is changed according to the band dispersion of the signal power as shown in Figure 2.
It is possible to obtain a system that
次に第6図は第2図の符号器に対応する復号器の実施例
を示す。第6図の入力端子00)には第2図の符号器に
よって符号化さI″Iて伝送されたディジタル信号が与
えられる。この人力ディジタル信号は加算器旧)を経て
D/A変換器02)でアナログ信号に変換される。D/
A変換器02)の出力はA / D変換器(13)で再
びディジタル信号に変換されてから、加算器旧)におい
て入力ディジタル信号に力[1えられる。A/D変換器
(13)の変換動作によって1ビツト(または1ワード
)の遅延が生ずるから、加算器00)では1標本区間前
の標本値に伝送された差分値が加えられ、DPOMから
POMへの変換(エンコード)が行われる。従ってD/
A変換器(12)の出力に連らなる出力端子(I4)か
らは元のアナログ信号が復号して得られる〇
第2図の符号器と同様に、IJ/ A 置換器021の
出力がバイパスフィルター[51に与えられて、高域成
分が抽出される。更に検波回路11i+l及び平滑回路
07)によって高域成分のエンベローブ情報が検出され
、制御信号としてA / D i換器03)のゲイン制
御入力(基準電流入力)に与えられて、A/、1)変換
ゲインが制御される。この結果、加請器旧)では、復号
された1標本区間前の元の信号b′と伝送された差分信
号の現在値a′とに対してa’+kb’の演算が行われ
る。高域成分が少ない場合には、A/D変換器(13)
のケインにはほぼ1であり、加算器(11)はa’+b
’の演算をしてDPOM−+POMのエンコード処理を
行う。高域成分が増加すると、制御信号が増大してA/
D変換器(13)のゲインkが0に近づき、伝送された
POM信号a′がそのままD/A変換器[12)におい
てアナログ信号に復号される。Next, FIG. 6 shows an embodiment of a decoder corresponding to the encoder of FIG. A digital signal encoded and transmitted by the encoder shown in FIG. 2 is applied to the input terminal 00) shown in FIG. ) is converted to an analog signal by D/
The output of the A converter 02) is converted back into a digital signal by the A/D converter (13), and then input to the input digital signal in the adder 02). Since the conversion operation of the A/D converter (13) causes a delay of 1 bit (or 1 word), the adder 00) adds the transmitted difference value to the sample value from one sample interval before, and transfers the data from DPOM to POM. Conversion (encoding) is performed. Therefore D/
The original analog signal is decoded and obtained from the output terminal (I4) connected to the output of the A converter (12). Similarly to the encoder in Figure 2, the output of the IJ/A replacer 021 is bypassed. It is applied to a filter [51 to extract high frequency components. Furthermore, the envelope information of the high-frequency component is detected by the detection circuit 11i+l and the smoothing circuit 07), and is given as a control signal to the gain control input (reference current input) of the A/D i converter 03), and A/, 1) Conversion gain is controlled. As a result, in the adder (old), the calculation a'+kb' is performed on the decoded original signal b' of one sample interval before and the current value a' of the transmitted difference signal. If there are few high frequency components, the A/D converter (13)
is almost 1 for Kane, and the adder (11) is a'+b
' is performed to encode DPOM-+POM. When the high frequency component increases, the control signal increases and the A/
The gain k of the D converter (13) approaches 0, and the transmitted POM signal a' is directly decoded into an analog signal at the D/A converter [12].
なお第6図の復号器をD P C! M −、P OM
のエンコードとしてのみ使用する場合には、加算器旧)
のPOM(,4号出力が出力端子(+8)から導出され
る。Note that the decoder in FIG. 6 is DPC! M-, POM
If used only as an encoder (old adder)
POM(, 4 output is derived from the output terminal (+8).
第4図は第6図の復号器において平滑回路(17)の出
力にサンプルホールド回路S / f((191を設け
たものである。このサンプルホールド回路(1,9+は
システムの標本化パルスによって動作され、次段のA/
D変換器03)が入力読取中のときにゲイン制御入力を
固定して変換精度を高めるtlluJきをする0第5図
は第6図の復号器において平滑回路(+7)の出力にダ
イオ−1D及び抵抗几から成るリミッタ−回路(2(1
)を設けたものである。第6図の7・イパスフィルター
final、検波回路(16)及び平滑回路(+7)か
ら成るゲイン制御回呼(帰還路)の利得kが1を越える
さ、差分の累積が正しく行わイ1なくなるので、kが最
大で1になるようにリミッタ−回路(20)によって制
御電圧が制限されている。Figure 4 shows the decoder of Figure 6 in which a sample and hold circuit S/f (191) is provided at the output of the smoothing circuit (17). The next stage A/
When the D converter 03) is reading the input, the gain control input is fixed to increase the conversion accuracy. Figure 5 shows a diode -1D at the output of the smoothing circuit (+7) in the decoder of Figure 6. and a limiter circuit (2(1)
). 7 in Figure 6: If the gain k of the gain control circuit (feedback path) consisting of the I-pass filter final, the detection circuit (16) and the smoothing circuit (+7) exceeds 1, the accumulation of differences will not be performed correctly. , k is limited to a maximum of 1 by a limiter circuit (20).
第6図は第6図の復号器の更に別の実施例を示している
。この実施例では、伝送される符号信号は差分P CM
−P CM−オロ分POMの間を変化する。このため
にA / D変換器(1(6)の出力の入力に対するケ
インkが、伝送信号から得ら石るtli制御信号によっ
て+1〜O〜−1の間で変化するように制御される。FIG. 6 shows a further embodiment of the decoder of FIG. In this example, the transmitted code signal is the difference P CM
Vary between -P CM - Oro minute POM. For this purpose, the key k for the input of the output of the A/D converter (1 (6)) is controlled to vary between +1 and O and -1 by the tli control signal obtained from the transmission signal.
第6図で、第6図と同様に形戟された高域レベル情報を
含む制御信号(平滑回路(17)の出力)は■OA (
23)にゲイン制御信号として褐えられる。このV C
! A (231の入力には、D/A変換器(I2)の
出力(復号されたアナログ信号)が加算器(24Jを介
して供給され、上記ゲイン制御信号によってゲイン(振
巾)゛制御されたVOA出力が得ら11る。V OA
(23+の利得は、ゲイン制御入力が小さいときOに近
づき、ゲイン制御入力が大きくなると、すなわち伝送信
号の高域成分が多くなるき、大きくなる。VOA出力は
帰還回路(25)を介して入力の加算器(24)に負帰
還される。この負帰還によってV CA I231の利
得が最大2以上にならないように調整さ1する。VOA
(23)の出力は加算器(26)に与えられ、元のアナ
ログ信号(ゲイン1)と逆相で加算される。従って加算
器(26)の出力からはゲインが+1〜−1に制御され
たアナログ信号が得られる。In Fig. 6, the control signal (output of the smoothing circuit (17)) containing high-frequency level information shaped similarly to Fig. 6 is ■OA (
23) as a gain control signal. This VC
! The output (decoded analog signal) of the D/A converter (I2) is supplied to the input of A (231) via the adder (24J), and the gain (amplitude) is controlled by the gain control signal. VOA output is obtained.VOA
(The gain of 23+ approaches O when the gain control input is small, and increases when the gain control input becomes large, that is, when the high frequency components of the transmission signal increase.The VOA output is input via the feedback circuit (25). Negative feedback is provided to the adder (24) of VCA I231. By this negative feedback, the gain of V CA I231 is adjusted so that it does not exceed 2 at maximum. VOA is adjusted to 1.
The output of (23) is given to an adder (26) and added to the original analog signal (gain 1) in opposite phase. Therefore, an analog signal whose gain is controlled between +1 and -1 is obtained from the output of the adder (26).
この信号は第6図と同様にA / D変換器(]3)を
通って加算器旧]に与えられ、伝送された符号信号との
加算(kが0〜1の間)または減算(k力S−1〜Oの
間)が行われる。これによって差分POM−POM−利
分POMの間を変化するように杓号化されて伝送されて
来た端子(10)の入カテイジタル信号が通常のPCM
信号に変換され、更に1〕/A変換器回によって伝送前
のアナログ信号に復号される。This signal is passed through the A/D converter (3) and given to the adder (3) in the same way as in Fig. 6, and is added (k is between 0 and 1) or subtracted (k Forces S-1 to O) are performed. As a result, the input digital signal at the terminal (10), which has been encoded and transmitted so as to change between the difference POM-POM-profit POM, becomes the normal PCM signal.
The signal is converted into a signal and further decoded into an analog signal before transmission by 1]/A converter circuit.
第6図の実施例は復号器の場合であるが、これに対応す
る符号器は、第6図のフィードバック路(13,15,
16,17,23,24,25,26)を第2図のフィ
ードフォワード路(3,7,8,9)に置き換えたもの
である。この構成の符号器では、入力アナログ信号中に
高域成分が少ないときは、第2図の減算器(4)に与え
られる信号kbがほぼb(!l−なって差分POMへの
符号化が行われ、高域成分が増えるとkが0に近ずいて
POMへの符号化が行われる。更に高域成分が増えると
kが−1に近づいて和分POMへの符号化が行われる。The embodiment shown in FIG. 6 is a case of a decoder, but the corresponding encoder has a feedback path (13, 15,
16, 17, 23, 24, 25, 26) are replaced with the feedforward paths (3, 7, 8, 9) in FIG. In an encoder with this configuration, when there are few high-frequency components in the input analog signal, the signal kb given to the subtracter (4) in Fig. 2 becomes approximately b(!l-), and the encoding to the differential POM becomes impossible. As the high-frequency component increases, k approaches 0 and encoding into POM is performed. When the high-frequency component further increases, k approaches -1 and encoding into sum POM is performed.
第1図によってこの動作を説明すると、通常は直、ID
のダイナミックレンジを持つ差分PCM伝送が行われ、
高域が増えると直紳Bのダイナミックレンジを持つPO
M伝送に変化さI]、更に高域が増大すると直線Eのダ
イナミックレンジを持つ第7図は線形PCM信号から差
分PCM信号にエンコードする場合の符号変換器(エン
コーダ)の実施例を示す。第7図の入力端子(27)に
は例えば16ビツトの線形PCM信号が与えられる。こ
のPCM信号は減算器(28)で差分演算されてから、
ビット削減回路(29)を通じて4ビツト差分POM信
号として出力端子(30)に導出される。差分POM@
号は加算器01)を通じてD/A変換器(32に与えら
れ、アナログ信号に変換されてから、史にA/D変換器
(33)でディジタル信号に変換される。A/D変換器
(33)の出力は加算器(31)に与えられて、4ビツ
ト差分POM信号と加えられる。D / A ′A〕換
器O功では変換処理によって1標本間隔の連れが生ずる
から、加算器(31)の出力には、加算によって差分P
CM信号を線形PCM信号に直したディジタル情報が得
られ、しかもこの情報には出力端子GO)に生ずる4ビ
ツト差分POM信号(実際に伝送される信号)の量子化
誤差分が含まれている。この情報は一塊の予(μり値と
してA/D変換撥(2)を介して減p、器(28)に与
えられ、減算器1281において入力の線形PCM信号
から減算され、差分PCM信号へのエンコーディングが
行われる。To explain this operation with reference to Fig. 1, normally the direct, ID
Differential PCM transmission with a dynamic range of
PO with the dynamic range of Naoki B when the high range increases
FIG. 7 shows an embodiment of a code converter (encoder) for encoding from a linear PCM signal to a differential PCM signal. For example, a 16-bit linear PCM signal is applied to the input terminal (27) in FIG. This PCM signal is subjected to a difference operation in a subtracter (28), and then
The signal is output through the bit reduction circuit (29) to the output terminal (30) as a 4-bit differential POM signal. Differential POM@
The signal is applied to the D/A converter (32) through the adder 01, where it is converted into an analog signal, and then converted into a digital signal by the A/D converter (33). The output of the adder (31) is applied to the adder (31), where it is added to the 4-bit differential POM signal. 31), the difference P is added to the output of
Digital information obtained by converting the CM signal into a linear PCM signal is obtained, and this information includes the quantization error of the 4-bit differential POM signal (signal actually transmitted) generated at the output terminal GO). This information is given to the subtractor (28) via the A/D converter (2) as a block of predetermined values, and is subtracted from the input linear PCM signal in the subtracter 1281 to form the differential PCM signal. encoding is performed.
また第7図の符号変換器においては、第2図及び第6図
の符号器及び復号器と同様に、伝送信号の高域レベル情
報がバイパスフィルター(34)、検波回路<3!51
及び平滑回路(1逼)を通じて検出さオ]、検出された
高域レベル情報でもってA/D変換器(33)のゲイン
が制御される。この結果、高域大レベル信号については
、減算器c!8)の減算入力が実質的に零になり、PO
M−+DI”CMへの変換が行われなくなる。In addition, in the code converter shown in FIG. 7, similarly to the encoder and decoder shown in FIGS.
and a smoothing circuit (1)], and the gain of the A/D converter (33) is controlled based on the detected high-frequency level information. As a result, for high-frequency high-level signals, the subtractor c! 8) subtraction input becomes essentially zero, and PO
Conversion to M-+DI''CM is no longer performed.
第7図の符号変換器(エンコーダ)は、本来伝送ビット
レートを変更するためのものであるが、符号器または復
号器としても使用できる。符号器の場合には、入力端子
(21)の前にA/D変換器が設けられる。また復号器
の場合には、出力端子430)の後にD / A変換器
が設けられる。The code converter (encoder) shown in FIG. 7 is originally intended for changing the transmission bit rate, but it can also be used as an encoder or decoder. In the case of an encoder, an A/D converter is provided before the input terminal (21). In the case of a decoder, a D/A converter is provided after the output terminal 430).
第8図は本発明による符号器及び復号器を備える符号伝
送システムに振巾圧伸システムを導入した実施例を示す
ブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing an embodiment in which an amplitude companding system is introduced into a code transmission system including an encoder and a decoder according to the present invention.
鞭、8図の入力端子(39)には伝送すべきアナログ波
形信号が与えられる。この波形信号はバイパスフィルタ
ー(40)を通ってプリエンファシスさゎてがら、サン
プルホールド回路(41)で標本化される。標本値はA
/D変換器(イ2)でPOM信号に変換される。このA
/D変換器(4のは逐次比較型であって、コンパレータ
(43i、逐次比較レジスタ(44)及びD/A変換器
(49でもって構成されている。コンパレータ(43]
はサンプルホールド回路(41)の出方の標本値とD/
A変換器(45)の出力とを比較して大小関係に応じた
出力“1°゛また0”を発生ずる。この出方は逐次比較
レジスタ04)のMSBから順に蓄積さI′Vルジスタ
(4イ)の出力がD/A変換器叩でアナログレベルに変
換され、コンパレータ(4〜に比較信号として与えられ
る。A / D変換器(42の逐次比較ループはレジス
タ(44Jの桁数分作動し、これによって必要なビット
数のPOM信号に変換する作業が行われる。An analog waveform signal to be transmitted is applied to the input terminal (39) in FIG. This waveform signal passes through a bypass filter (40) and is sampled by a sample and hold circuit (41) while undergoing pre-emphasis. The sample value is A
The signal is converted into a POM signal by the /D converter (A2). This A
/D converter (4 is a successive approximation type, and is composed of a comparator (43i), a successive approximation register (44), and a D/A converter (49).Comparator (43)
is the sample value of the sample hold circuit (41) and D/
It compares the output with the output of the A converter (45) and generates an output "1° or 0" depending on the magnitude relationship. The output of the successive approximation register 04) is accumulated in order from the MSB, and the output of the I'V register (4a) is converted to an analog level by a D/A converter and is given as a comparison signal to the comparators (4 to 4). The successive approximation loop of the A/D converter (42) operates for the number of digits of the register (44J), which performs the work of converting into a POM signal of the required number of bits.
A 7’ D 笈換器(4りの出方は第7図と同様なタ
イナミツクレンジ司変形のPOM→DPOMエンコーダ
(46)に与えられ、ピット数が削減された差分PCM
信号に変換される。なおエンコーダ(46)の構成要素
には第7図と同じ符号が付されている。A 7' D 笈changer (the output of 4 is given to the POM → DPOM encoder (46) of the Tainami cleanshader modification similar to that shown in Fig. 7, and is a differential PCM with a reduced number of pits.
converted into a signal. Note that the same reference numerals as in FIG. 7 are attached to the components of the encoder (46).
エンコーダ(46jにおいてPCM4−+DPOMの変
換制御を行っている高域レベル検出部の出力(平滑回路
(3G)の出力)は、A/D変換器(42)内のD/A
変換器(45)のゲインを制御するためにも用いら11
る。The output of the high-frequency level detection section (output of the smoothing circuit (3G)) that controls the conversion of PCM4-+DPOM in the encoder (46j) is the D/A in the A/D converter (42).
Also used to control the gain of the converter (45) 11
Ru.
このゲイン制御によって、伝送信号中の高域成分が多い
ときには、D/A変換器(45)の出力振巾が増大し、
従って、サンプルホールド回路(41)の出力の標本値
は振巾圧縮されてPOM信号に変換さ11る。By this gain control, when there are many high-frequency components in the transmission signal, the output amplitude of the D/A converter (45) increases,
Therefore, the sample value output from the sample hold circuit (41) is amplitude compressed and converted into a POM signal 11.
つまりA/D変換器(イ2)は伝送信号の高域レベルに
応じてその分解能が可変される適応形非源形量子化器と
して動作する。高域大レベル入力に対する量子化ステッ
プは圧縮によって等測的ににIIIかくなり、エンコー
ダ06)による高域のS/N改善(ダイナミックレンジ
の拡大)と相俟って伝送性能は更に改善される。In other words, the A/D converter (A2) operates as an adaptive non-source quantizer whose resolution is varied according to the high frequency level of the transmission signal. The quantization step for high-frequency, high-level inputs is isometrically increased by three times due to compression, and together with the high-frequency S/N improvement (expansion of dynamic range) by encoder 06), transmission performance is further improved. .
エンコーダ(46)の出力の差分P OM (,3号は
端子60)から伝送路(47)を通って受信側または限
調迎書こ伝送される。伝送路(47)は、例えばVTR
などの峰気バじ碌再生系または有線若しくは無線の通信
線路などである。The difference P OM (No. 3 is the terminal 60) of the output of the encoder (46) is transmitted through the transmission line (47) to the receiving side or the output signal. The transmission path (47) is, for example, a VTR.
These include peak energy playback systems such as 100% power, wired or wireless communication lines, etc.
伝送路(47)を通った信号は端子(10)から復号器
(イ8)に与えられる。この復号器(48)は、第6図
とほぼ同一であり、同じ要素には同じ符号が付されてい
る。The signal passing through the transmission path (47) is given to the decoder (a8) from the terminal (10). This decoder (48) is substantially the same as in FIG. 6, and like elements are given the same reference numerals.
なお第8図ではD/A変換器+12)が伸長器としても
動作するので、第6図と同じ機能のD/A変換器(1コ
が別に設けられている点が第6図と相違する。In Fig. 8, the D/A converter +12) also operates as an expander, so the difference from Fig. 6 is that the D/A converter (1 converter) with the same function as Fig. 6 is provided separately. .
DPM−POMの復号器としての動作は第6図さ同じで
あって、平滑回路(1ηの出力の高域レベルを代表する
制御信号でもってA/D変換器f131のゲインが制御
される。こイユと共に平滑回路(17)の出力が1)/
A変換器(12)のゲイン制御入力にも与えられ、こ′
I″lによって高域大レベル信号についてはD/A変換
器fL21のゲインが大となって伝送入力側の圧縮に対
応した振巾伸長が行われる。復号器−の出力はディエン
ファシス用のローパスフィルター(49)を通って出力
端子+5(1)に導出される。The operation of the DPM-POM as a decoder is the same as that shown in FIG. The output of the smoothing circuit (17) is 1)/
Also given to the gain control input of the A converter (12), this
I''l increases the gain of the D/A converter fL21 for high-frequency, large-level signals, and amplitude expansion corresponding to the compression on the transmission input side is performed.The output of the decoder is a low-pass signal for de-emphasis. It passes through a filter (49) and is led out to output terminal +5 (1).
なお第8図において、伝送入力側の迩応形非線形A/D
変換b (42)及び伝送出力側のD/A変換器(I2
が瞬時圧縮及び瞬時伸長の機目ヒを備えてもよい。In addition, in Fig. 8, the nonlinear A/D on the transmission input side
Conversion b (42) and transmission output side D/A converter (I2
may be equipped with instantaneous compression and instantaneous expansion capabilities.
この場合、例えば圧縮器としては第8図のバイパスフィ
ルタ(34)またはD//V変換器l321の出力の両
波整流信号がゲイン制御信号としてD/A変換器(4ω
に与えられる。これによってD/A変換器(4!li)
が掛算器(2乗演算器)(!ニジて動作し、A/D変換
器(42)は伝送信号の全帯域または高域について十乗
圧縮を行う。また伝送出力側の瞬時伸長器も同様にD/
A変換器を2乗演算器さして動作さぜることにより構成
できる。In this case, for example, as a compressor, the double-wave rectified signal of the output of the bypass filter (34) in FIG.
given to. This allows the D/A converter (4!li)
The multiplier (square calculator) operates as a multiplier, and the A/D converter (42) compresses the entire band or high frequency range of the transmission signal to the tenth power.The same applies to the instantaneous expander on the transmission output side. niD/
It can be constructed by operating the A converter as a square calculator.
発明の効果
上述した本発明の差分POM符号装両または復号装置に
よれば、伝送信号電力(スペクトル)の帯域分散に応答
して差分P OMがら線形POMに移行する符号伝送を
行うことができる。すなわち、通常は差分POMでもっ
て低域のS/Nが良く、ダイナミックレンジが広い伝送
が行われ、高域18号電力が犬になると線形POM伝送
が行われ、これによって差分POM特有の高域のS/N
劣化またはダイナミックレンジの幅減が補われる。この
結果、音声信号を伝送する場合、聴感上高域信号が入っ
たときの歪感を少なくすることができる。Effects of the Invention According to the above-described differential POM encoding device or decoding device of the present invention, it is possible to perform code transmission in which differential POM shifts to linear POM in response to band dispersion of transmission signal power (spectrum). In other words, normally, differential POM is used to transmit transmission with good low-frequency S/N and a wide dynamic range, and when the high-frequency No. S/N of
Deterioration or reduction in dynamic range is compensated for. As a result, when transmitting an audio signal, it is possible to reduce the perceived distortion when a high-frequency signal is input.
第1図は種々の符号伝送方式のダイナミックレンジの周
波数特性を示すグラフ、第2図〜第8図は本発明の実施
例を示し、第2図は差分POM符号器のブロック図、第
6図は差分POM復号器のブロック図、第4図及び第5
図は夫々第6図の復号器の変形例を示すブロック図、第
6図は彷号器の別の実姉例を示すブロック図、第8図は
本発明による差分POM符号器及び復号器を備える符号
伝送システムに振巾圧伸システムを導入した場合のブロ
ック図である。
なお図面に用いられた符号において、
f2+13に1湯・・・・・・・・・・・A/D変換器
(4)・・・・・・・・・・・・・・・減算器(5)・
・・・・・・・・・・・・・・1ビツト遅延益(71(
151・・・・・・・・・・・・バイパスフィルター(
81161・・・・・・・・・・・・検波回路(9)(
17+・・・・・・・・・・・・平滑回路(11)・・
・・・・・曲・・・・加算器(12+・・・・・・・・
・・・・・・・D/A変換器である。
代理人 土用 勝
〃 常 包 芳 男
〃 杉 浦 俊 貴FIG. 1 is a graph showing dynamic range frequency characteristics of various code transmission systems, FIGS. 2 to 8 show embodiments of the present invention, FIG. 2 is a block diagram of a differential POM encoder, and FIG. are block diagrams of the differential POM decoder, Figures 4 and 5.
6 is a block diagram showing a modification of the decoder shown in FIG. 6, FIG. 6 is a block diagram showing another real sister example of the encoder, and FIG. 8 is a block diagram showing a differential POM encoder and a decoder according to the present invention. FIG. 2 is a block diagram when an amplitude companding system is introduced into a code transmission system. In addition, in the codes used in the drawings, f2+13 has 1 hot water...A/D converter (4)......Subtractor ( 5)・
・・・・・・・・・・・・・・・1 bit delay gain (71(
151・・・・・・・・・Bypass filter (
81161......Detection circuit (9) (
17+・・・・・・・・・Smoothing circuit (11)・・
...Song...Adder (12+...
......This is a D/A converter. Agents: Masaru Doyou, Yoshio Tsune, Toshiki Sugiura
Claims (1)
予測値a、bに対してa−kbまたはa+kbの演算を
行う演算回路と、上記入力信号の高域成分が多いさき上
記にの値を小さくするように制御する制御回路とを具備
する差分PGM符号装置または復号装置。an arithmetic circuit that calculates a-kb or a+kb for two adjacent sample values or sample values and their predicted values a and b of the input signal; 1. A differential PGM encoding device or decoding device, comprising: a control circuit that performs control to reduce the PGM encoding device.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57167965A JPS5957539A (en) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | Differential pcm coder or decoder |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57167965A JPS5957539A (en) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | Differential pcm coder or decoder |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5872992A Division JP2508498B2 (en) | 1992-02-13 | 1992-02-13 | Code converter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5957539A true JPS5957539A (en) | 1984-04-03 |
JPH0439812B2 JPH0439812B2 (en) | 1992-06-30 |
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ID=15859316
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57167965A Granted JPS5957539A (en) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | Differential pcm coder or decoder |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JPS5957539A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1985005517A1 (en) * | 1984-05-11 | 1985-12-05 | Sony Corporation | Apparatus for transmitting digital signals |
JP2010237703A (en) * | 1997-12-08 | 2010-10-21 | Mitsubishi Electric Corp | Sound signal processing device and sound signal processing method |
-
1982
- 1982-09-27 JP JP57167965A patent/JPS5957539A/en active Granted
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1985005517A1 (en) * | 1984-05-11 | 1985-12-05 | Sony Corporation | Apparatus for transmitting digital signals |
US4685115A (en) * | 1984-05-11 | 1987-08-04 | Sony Corporation | Apparatus for transmitting digital signals |
JP2010237703A (en) * | 1997-12-08 | 2010-10-21 | Mitsubishi Electric Corp | Sound signal processing device and sound signal processing method |
JP4684359B2 (en) * | 1997-12-08 | 2011-05-18 | 三菱電機株式会社 | Sound signal processing equipment |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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JPH0439812B2 (en) | 1992-06-30 |
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