JPS5957539A - Differential pcm coder or decoder - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce the feeling of distortion when a high frequency band signal is included in transmitting a sound signal, by transmitting a signal in the differential PCM system with the input state having less high frequency signal component, and transmitting it in the linear PCM system as the high frequency component is increased. CONSTITUTION:An input signal is applied to a terminal 1 of a coder, and converted into a PCM signal at A/D converters 2 and 3. An output of the converter 3 is delayed by a sampling section at a 1-bit delay device 5, subtracted from the output of the converter 2 at a subtractor 4, and the result is transmitted from a terminal 6 as the PCM signal. Further, a coded digital signal is fed to a terminal 10. This signal is converted at an A/D converter 12 and converted again into the digital signal at an A/D converter 13 and added 11 to the input digital signal. One-bit delay is produced at the converter 13, a difference value transmitted to the sampling value before one sampling section is added at an adder 10 and the original analog signal is decoded from an output terminal 14.

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、差分Ｐ　ＯＭ　（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ
　Ｐ　ＯＭ　）方式の符号装置または復号装置に関する
。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention is directed to differential POM (Differential POM).
The present invention relates to an encoding device or a decoding device using the POM) method.

背景技術とその問題点 符号化伝送装置若しくは符号化Ｈｔ録再生装置では、伝
送ビットレートを下げる目的で隣り合う信号標本値また
は標本値とその予測値との差分を量子化して伝送する差
分ＰＯＭ方式か採用されることがある。この方式は音声
信号やＴＶ倍信号どの冗長性の強い信号の伝送に適して
いる。しかしこの方式は、高域のＳ／Ｎが劣化する傾向
を示し、一定以上のダイナミックレンジ（または人出方
のリニアリティー）を得るには、高域の歪増加が避けら
れなかった。BACKGROUND TECHNOLOGY AND PROBLEMS In a coded transmission device or a coded Ht recording/playback device, a differential POM method is used in which the difference between adjacent signal sample values or sample values and their predicted values is quantized and transmitted in order to reduce the transmission bit rate. or may be adopted. This method is suitable for transmitting highly redundant signals such as audio signals and TV double signals. However, this method shows a tendency for the S/N ratio in the high range to deteriorate, and in order to obtain a dynamic range (or linearity in the number of people) above a certain level, an increase in distortion in the high range is unavoidable.

発明の目的 本発明は上述の問題にかんがみ、信号の伝送（または記
録再生）に際して、伝送信号のスペクトル周波数に依存
して伝送路の瞬時ダイナミックレンジを変更するように
した符号伝送方式を提案するものである。Purpose of the Invention In view of the above-mentioned problems, the present invention proposes a code transmission method that changes the instantaneous dynamic range of the transmission line depending on the spectral frequency of the transmitted signal during signal transmission (or recording and reproduction). It is.

発明の概要 本発明による差分ＰＣＭ符号装置または復号装置は、入
力信号の隣り合う２つの標本値若しくは標本値とその予
測値ａ、ｂに対してａ−ｋｂまたはａ　十ｋｂの演算を
行う演算回路さ、上記入力信号の高域成分が多いとき上
記にの値を小さくするように制御する制御回路とから構
成されている。このように構成することにより、通常は
走分ＰＯＭでもって低域のＳ／Ｎが良く、ダイナミック
レンジが広い伝送が行われ、入力の尚域電力が犬になる
と上記にの値が減少して線形ＰＯＭでもって伝送され、
差分ＰＣＭ伝送特鳴０高域のＳ／Ｎ劣化またはダイナミ
ックレンジの縮減が補わねるようにしている。Summary of the Invention A differential PCM encoding device or decoding device according to the present invention includes an arithmetic circuit that performs an a-kb or a-10-kb operation on two adjacent sample values of an input signal or sample values and their predicted values a and b. and a control circuit for controlling the above value to be small when the input signal has many high-frequency components. With this configuration, transmission with a good low-frequency S/N and a wide dynamic range is normally achieved using the running POM, and when the input low-frequency power becomes low, the above value decreases. transmitted by linear POM,
The differential PCM transmission is designed to compensate for the S/N deterioration in the zero high frequency range or the reduction in the dynamic range.

実施例 以下本発明による差分ＰＯＭ装置の実施例について詣、
明する。゛まず第１図を参照して種々の符号伝送方式の
ダイナミックレンジの周波数特性について説明する。第
１図は標準ビットレートが１ビットＸ　１２８］（１，
ｈの伝送装置の場合のＰ　Ｃ！　Ｍ　、デルタモジュレ
ーション（ΔＭ　）及び差分Ｐ　ＯＭ（ＤＰ０１＼、！
Ｌ）についての８．／Ｎ−周波数特性を示し、各直線が
伝送しイ粁る信号のダイナミックレンジの上限（ｄＢ値
）を示す。１亘線Ａは住本化周波数が１２８　ＫＨ２で
各標本点について１ビツトでＰＯＭ伝送する場合で、Ｓ
／Ｎは伝送−１′１７域６４　ＫＨｚの穐λ囲で６ｄＢ
でろる。直線Ｂは原木化周波数か５５２Ｉ（）ｌｚで各
係不点について４ヒツトでＰ　ＣｊＶ１伝送する場合で
、２４ｄＢのダイナミックレンジで１６ＫＬＡｘの帯域
の伝送が可能である。直線Ｃは標本化周波数１２８１（
Ｈｚで１ビツト量子化のΔＭ伝送の場合で、標本化周波
数の＋の点（６４Ｋ１−１　ｚ　）でＳ／Ｎは零ｄＢ（
信号とノイズとの区別がつかない状態）で、低域に行く
に従って６　ｄＢｌｏＯＴの傾きでＳ／Ｎは上昇する。Examples Below, we will discuss examples of the differential POM device according to the present invention.
I will clarify. First, the frequency characteristics of the dynamic range of various code transmission systems will be explained with reference to FIG. In Figure 1, the standard bit rate is 1 bit x 128] (1,
P C! for the transmission device of h. M, delta modulation (ΔM) and differential P OM (DP01\,!
8. Regarding L). /N- indicates frequency characteristics, and each straight line indicates the upper limit (dB value) of the dynamic range of the transmitted signal. 1 line A is when the Sumimoto frequency is 128 KH2 and POM transmission is performed with 1 bit for each sample point.
/N is 6 dB in the transmission -1'17 range 64 KHz
Deroru. Straight line B represents the case where PCjV1 is transmitted with 4 hits for each relationship defect at the log conversion frequency of 552I()lz, and it is possible to transmit a band of 16KLAx with a dynamic range of 24dB. Straight line C has a sampling frequency of 1281 (
In the case of ΔM transmission with 1-bit quantization in Hz, the S/N is 0 dB (
(indistinguishable between signal and noise), the S/N increases at a slope of 6 dBloOT as it goes to the lower range.

直線りは標本化周波数３２ＫＨｚで４ビツト量子化の１
）　Ｐ　Ｃ！　Ｍ伝送の場合で、差分の正負を伝送する
のに１ビツト要するため、４ビツトＸ　３２Ｉ（Ｊ（ｚ
のＰＯＭ伝送と比べると、標本化周波数の＋（１６■σ
Ｉｚ　）では、４ビツトのＤＰＯＭは６ピツトのＰＣＭ
と等価であり、Ｓ／Ｎは１８ｄ）３　（−６ｄＢ　：　
１ビツト相当低下）となる。以下６　ｄｌ、３１０ＣＴ
の傾きでＳ／Ｎは上昇する。すなわち第１図の斜線部で
示すように、８ＫＩ−Ｊ、ｚ以下ではＤＰＯＭ伝送の方
がＰＯＭ伝送よりＳ／Ｎの点で有利であるが、８杵ｈ〜
１６ＫＨｚでは、逆にＳ／Ｎは劣化し、ダイナミックレ
ンジは狭くなる。The straight line is 1 with 4-bit quantization at a sampling frequency of 32 KHz.
) PC! In the case of M transmission, 1 bit is required to transmit the positive and negative of the difference, so 4 bits x 32I(J(z
Compared to POM transmission, the sampling frequency is +(16■σ
Iz), a 4-bit DPOM is a 6-bit PCM.
and the S/N is 18d)3 (-6dB:
(corresponding to a decrease of 1 bit). Below 6 dl, 310CT
The S/N increases with the slope of . In other words, as shown by the shaded area in Fig. 1, DPOM transmission is more advantageous than POM transmission in terms of S/N at 8KI-J,z and below, but at 8KI-J,z and below,
At 16 KHz, on the contrary, the S/N deteriorates and the dynamic range becomes narrow.

このようにＰＯＩＶＩ伝送方式では、ゲイン”ミックレ
ンジの周波数特性は周波数に依存せずフラットである。In this way, in the POIVI transmission system, the frequency characteristics of the gain midrange are flat and independent of frequency.

これは音声信号のようにスペクトルがレベルの高い状態
で全周波数領域の全体に広がる確率が少ないことを考え
ると、冗長なコード方式である。一方、ＤＰＣＭ方式は
、同じ伝送ビットレートで比較すると、低域のダイナミ
ックレンジが改善され、最も伝送効率の良いものである
が、その反面高域のＳ／Ｎを犠牲にしなければならなし
）不都合がある。This is a redundant coding method, considering that when the spectrum is at a high level like an audio signal, there is a low probability that the spectrum will spread over the entire frequency range. On the other hand, when compared at the same transmission bit rate, the DPCM method improves the dynamic range in the low range and has the highest transmission efficiency, but on the other hand, the S/N ratio in the high range must be sacrificed (disadvantages) There is.

次に第２図は本発明による差分ＰＯＭ方式の符号装置の
ブロック図を示す。第２図の入力端子（１）には音声信
号などの入力波形信号が標本化回路（図示せず）を介し
て与えられ、Ａ／Ｄ変換器（２）（３）でＰＣＭ信号に
変換される。Ａ　／　Ｄ変換器（３）の出力Ｌｔ　１ビ
ツト遅延器（５）で１標本区間だけ遅延され、減算器（
４）においてＡ／Ｄ変換器（２）の出力から減算される
。減算結果は、差分ＰＣＭ信号として出力端子（６）か
ら導出さイする。すなわち隣り合う標本値ａ、ｂの差分
をとつ”Ｃ符号伝送するよう番こしている。Next, FIG. 2 shows a block diagram of a differential POM type encoding device according to the present invention. An input waveform signal such as an audio signal is applied to the input terminal (1) in Fig. 2 via a sampling circuit (not shown), and is converted into a PCM signal by the A/D converters (2) and (3). Ru. The output Lt of the A/D converter (3) is delayed by one sample interval in the 1-bit delay device (5), and then sent to the subtracter (
4) is subtracted from the output of the A/D converter (2). The subtraction result is derived from the output terminal (6) as a differential PCM signal. In other words, it is arranged to transmit the "C" code which calculates the difference between adjacent sample values a and b.

Ａ　／　Ｄ変換器（３）はその変換動作の基準となる基
準電流入力端子を備えていて、この入力端子に制御信号
を与えることによってＡ　／　ｌ）変換のゲインが制御
される。制御信号は、入力波形信号からノ・イパスフィ
ルター（７）で高域成分を取り出し、検波回路（８）及
び平滑回路（９）でそのエンベロープ情報を検出するこ
とによって形成される。入力信号中の高域スペクトルが
増大すると、制御信号のレベルが高くなり、これによっ
てＡ／Ｄ変換器（３）のゲイン（出力）が低下するよう
に制御される。すなわち、Ａ／Ｄ変換器（３）のゲイン
をｋとすると、第２図の符号器は、隣り合う標本値ａ、
ｂに対してａ−ｋｂの差分演算を行っている。通常はに
＝１で、ａ−ｂのＤＰＯＭ伝送が行われるが、入力信号
中の高域成分が多くなると、ｋがＯに近づき、通常の線
形ＰＣＭ伝送（ａのみ伝送）が行われるようになってい
る。The A/D converter (3) is equipped with a reference current input terminal that serves as a reference for its conversion operation, and the gain of the A/1) conversion is controlled by applying a control signal to this input terminal. The control signal is formed by extracting high-frequency components from the input waveform signal using a no-pass filter (7) and detecting its envelope information using a detection circuit (8) and a smoothing circuit (9). When the high frequency spectrum in the input signal increases, the level of the control signal increases, thereby controlling the gain (output) of the A/D converter (3) to decrease. That is, if the gain of the A/D converter (3) is k, the encoder in FIG.
A - kb difference calculation is performed on b. Normally, a=1, and a-b DPOM transmission is performed, but as the input signal has more high-frequency components, k approaches O, and normal linear PCM transmission (only a is transmitted) is performed. It has become.

第１図によって定性的に説明すると、高域成分が少ない
入力状態では、直線りをダイナミックレンジとするＤＰ
ＯＭ伝送が行われ、尚酸成分が増えると、矢印Ｈで示す
ように直線ＢのＰＯＭ伝送に移行し、これによって高域
においても高いＳ／Ｎが確保される。このように第２図
の符号器によれば、入力信号の高域成分のレベル情報か
ら得られる制御信号によって、隣接したザンブル値間の
結合度を変更し、これによって瞬時的なダイナミックレ
ンジの周波数特性を変更し、高域の伝送信号の劣化を補
うことが可能になる。To explain qualitatively using Figure 1, in an input state with few high-frequency components, the DP whose dynamic range is a straight line
When OM transmission is performed and the acid component increases, the transmission shifts to POM transmission along a straight line B as shown by arrow H, thereby ensuring a high S/N ratio even in the high range. In this way, according to the encoder shown in Fig. 2, the degree of coupling between adjacent summation values is changed by the control signal obtained from the level information of the high frequency component of the input signal, and thereby the frequency of the instantaneous dynamic range is changed. By changing the characteristics, it becomes possible to compensate for the deterioration of high-frequency transmission signals.

なお第２図で減算器（４）がＡ／Ｄ変換器（２）の入力
側に設けられ、アナログレベルで差分演算が行われるよ
うにしてもよい。この場合、差分ＰＯＭ符号器または予
測符号器として一般に周知のように、Ａ／Ｄ変換器（２
）の出力の差分ＰＯＭ信号が遅延器を含む予測器または
予測フィルタに与えられ、その出力の予測値がＤ／Ａ変
換器を介して上記減算器に与えられて入力信号との光分
演ａ、が行われるように構成される。そして本発明に従
って、入力信号の高域スペクトルに応じて上記予測値を
１）／Ａ変換するＤ　／　Ａ変換器のゲインがｆｔ１ｌ
Ｊ御されるように構成すれは、第２図と同様な信号電力
の帯域分散に応じてダイナミックレンジカ〕変更さ＋７
るシステムを得ることができる。In addition, in FIG. 2, the subtracter (4) may be provided on the input side of the A/D converter (2) so that the difference calculation is performed at an analog level. In this case, an A/D converter (two
) is given to a predictor or prediction filter including a delay device, and the predicted value of the output is given to the subtracter via a D/A converter to perform optical division a from the input signal. , is configured to be performed. According to the present invention, the gain of the D/A converter that converts the predicted value to 1)/A according to the high frequency spectrum of the input signal is ft1l.
When configured to be controlled by J, the dynamic range is changed according to the band dispersion of the signal power as shown in Figure 2.
It is possible to obtain a system that

次に第６図は第２図の符号器に対応する復号器の実施例
を示す。第６図の入力端子００）には第２図の符号器に
よって符号化さＩ″Ｉて伝送されたディジタル信号が与
えられる。この人力ディジタル信号は加算器旧）を経て
Ｄ／Ａ変換器０２）でアナログ信号に変換される。Ｄ／
Ａ変換器０２）の出力はＡ　／　Ｄ変換器（１３）で再
びディジタル信号に変換されてから、加算器旧）におい
て入力ディジタル信号に力［１えられる。Ａ／Ｄ変換器
（１３）の変換動作によって１ビツト（または１ワード
）の遅延が生ずるから、加算器００）では１標本区間前
の標本値に伝送された差分値が加えられ、ＤＰＯＭから
ＰＯＭへの変換（エンコード）が行われる。従ってＤ／
Ａ変換器（１２）の出力に連らなる出力端子（Ｉ４）か
らは元のアナログ信号が復号して得られる〇 第２図の符号器と同様に、ＩＪ／　Ａ　置換器０２１の
出力がバイパスフィルター［５１に与えられて、高域成
分が抽出される。更に検波回路１１ｉ＋ｌ及び平滑回路
０７）によって高域成分のエンベローブ情報が検出され
、制御信号としてＡ　／　Ｄ　ｉ換器０３）のゲイン制
御入力（基準電流入力）に与えられて、Ａ／、１）変換
ゲインが制御される。この結果、加請器旧）では、復号
された１標本区間前の元の信号ｂ′と伝送された差分信
号の現在値ａ′とに対してａ’＋ｋｂ’の演算が行われ
る。高域成分が少ない場合には、Ａ／Ｄ変換器（１３）
のケインにはほぼ１であり、加算器（１１）はａ’＋ｂ
’の演算をしてＤＰＯＭ−＋ＰＯＭのエンコード処理を
行う。高域成分が増加すると、制御信号が増大してＡ／
Ｄ変換器（１３）のゲインｋが０に近づき、伝送された
ＰＯＭ信号ａ′がそのままＤ／Ａ変換器［１２）におい
てアナログ信号に復号される。Next, FIG. 6 shows an embodiment of a decoder corresponding to the encoder of FIG. A digital signal encoded and transmitted by the encoder shown in FIG. 2 is applied to the input terminal 00) shown in FIG. ) is converted to an analog signal by D/
The output of the A converter 02) is converted back into a digital signal by the A/D converter (13), and then input to the input digital signal in the adder 02). Since the conversion operation of the A/D converter (13) causes a delay of 1 bit (or 1 word), the adder 00) adds the transmitted difference value to the sample value from one sample interval before, and transfers the data from DPOM to POM. Conversion (encoding) is performed. Therefore D/
The original analog signal is decoded and obtained from the output terminal (I4) connected to the output of the A converter (12). Similarly to the encoder in Figure 2, the output of the IJ/A replacer 021 is bypassed. It is applied to a filter [51 to extract high frequency components. Furthermore, the envelope information of the high-frequency component is detected by the detection circuit 11i+l and the smoothing circuit 07), and is given as a control signal to the gain control input (reference current input) of the A/D i converter 03), and A/, 1) Conversion gain is controlled. As a result, in the adder (old), the calculation a'+kb' is performed on the decoded original signal b' of one sample interval before and the current value a' of the transmitted difference signal. If there are few high frequency components, the A/D converter (13)
is almost 1 for Kane, and the adder (11) is a'+b
' is performed to encode DPOM-+POM. When the high frequency component increases, the control signal increases and the A/
The gain k of the D converter (13) approaches 0, and the transmitted POM signal a' is directly decoded into an analog signal at the D/A converter [12].

なお第６図の復号器をＤ　Ｐ　Ｃ！　Ｍ　−、Ｐ　ＯＭ
のエンコードとしてのみ使用する場合には、加算器旧）
のＰＯＭ（，４号出力が出力端子（＋８）から導出され
る。Note that the decoder in FIG. 6 is DPC! M-, POM
If used only as an encoder (old adder)
POM(, 4 output is derived from the output terminal (+8).

第４図は第６図の復号器において平滑回路（１７）の出
力にサンプルホールド回路Ｓ　／　ｆ（（１９１を設け
たものである。このサンプルホールド回路（１，９＋は
システムの標本化パルスによって動作され、次段のＡ／
Ｄ変換器０３）が入力読取中のときにゲイン制御入力を
固定して変換精度を高めるｔｌｌｕＪきをする０第５図
は第６図の復号器において平滑回路（＋７）の出力にダ
イオ−１Ｄ及び抵抗几から成るリミッタ−回路（２（１
）を設けたものである。第６図の７・イパスフィルター
ｆｉｎａｌ、検波回路（１６）及び平滑回路（＋７）か
ら成るゲイン制御回呼（帰還路）の利得ｋが１を越える
さ、差分の累積が正しく行わイ１なくなるので、ｋが最
大で１になるようにリミッタ−回路（２０）によって制
御電圧が制限されている。Figure 4 shows the decoder of Figure 6 in which a sample and hold circuit S/f (191) is provided at the output of the smoothing circuit (17). The next stage A/
When the D converter 03) is reading the input, the gain control input is fixed to increase the conversion accuracy. Figure 5 shows a diode -1D at the output of the smoothing circuit (+7) in the decoder of Figure 6. and a limiter circuit (2(1)
). 7 in Figure 6: If the gain k of the gain control circuit (feedback path) consisting of the I-pass filter final, the detection circuit (16) and the smoothing circuit (+7) exceeds 1, the accumulation of differences will not be performed correctly. , k is limited to a maximum of 1 by a limiter circuit (20).

第６図は第６図の復号器の更に別の実施例を示している
。この実施例では、伝送される符号信号は差分Ｐ　ＣＭ
　−Ｐ　ＣＭ−オロ分ＰＯＭの間を変化する。このため
にＡ　／　Ｄ変換器（１（６）の出力の入力に対するケ
インｋが、伝送信号から得ら石るｔｌｉ制御信号によっ
て＋１〜Ｏ〜−１の間で変化するように制御される。FIG. 6 shows a further embodiment of the decoder of FIG. In this example, the transmitted code signal is the difference P CM
Vary between -P CM - Oro minute POM. For this purpose, the key k for the input of the output of the A/D converter (1 (6)) is controlled to vary between +1 and O and -1 by the tli control signal obtained from the transmission signal.

第６図で、第６図と同様に形戟された高域レベル情報を
含む制御信号（平滑回路（１７）の出力）は■ＯＡ　（
２３）にゲイン制御信号として褐えられる。このＶ　Ｃ
！　Ａ　（２３１の入力には、Ｄ／Ａ変換器（Ｉ２）の
出力（復号されたアナログ信号）が加算器（２４Ｊを介
して供給され、上記ゲイン制御信号によってゲイン（振
巾）゛制御されたＶＯＡ出力が得ら１１る。Ｖ　ＯＡ　
（２３＋の利得は、ゲイン制御入力が小さいときＯに近
づき、ゲイン制御入力が大きくなると、すなわち伝送信
号の高域成分が多くなるき、大きくなる。ＶＯＡ出力は
帰還回路（２５）を介して入力の加算器（２４）に負帰
還される。この負帰還によってＶ　ＣＡ　Ｉ２３１の利
得が最大２以上にならないように調整さ１する。ＶＯＡ
（２３）の出力は加算器（２６）に与えられ、元のアナ
ログ信号（ゲイン１）と逆相で加算される。従って加算
器（２６）の出力からはゲインが＋１〜−１に制御され
たアナログ信号が得られる。In Fig. 6, the control signal (output of the smoothing circuit (17)) containing high-frequency level information shaped similarly to Fig. 6 is ■OA (
23) as a gain control signal. This VC
! The output (decoded analog signal) of the D/A converter (I2) is supplied to the input of A (231) via the adder (24J), and the gain (amplitude) is controlled by the gain control signal. VOA output is obtained.VOA
(The gain of 23+ approaches O when the gain control input is small, and increases when the gain control input becomes large, that is, when the high frequency components of the transmission signal increase.The VOA output is input via the feedback circuit (25). Negative feedback is provided to the adder (24) of VCA I231. By this negative feedback, the gain of V CA I231 is adjusted so that it does not exceed 2 at maximum. VOA is adjusted to 1.
The output of (23) is given to an adder (26) and added to the original analog signal (gain 1) in opposite phase. Therefore, an analog signal whose gain is controlled between +1 and -1 is obtained from the output of the adder (26).

この信号は第６図と同様にＡ　／　Ｄ変換器（］３）を
通って加算器旧］に与えられ、伝送された符号信号との
加算（ｋが０〜１の間）または減算（ｋ力Ｓ−１〜Ｏの
間）が行われる。これによって差分ＰＯＭ−ＰＯＭ−利
分ＰＯＭの間を変化するように杓号化されて伝送されて
来た端子（１０）の入カテイジタル信号が通常のＰＣＭ
信号に変換され、更に１〕／Ａ変換器回によって伝送前
のアナログ信号に復号される。This signal is passed through the A/D converter (3) and given to the adder (3) in the same way as in Fig. 6, and is added (k is between 0 and 1) or subtracted (k Forces S-1 to O) are performed. As a result, the input digital signal at the terminal (10), which has been encoded and transmitted so as to change between the difference POM-POM-profit POM, becomes the normal PCM signal.
The signal is converted into a signal and further decoded into an analog signal before transmission by 1]/A converter circuit.

第６図の実施例は復号器の場合であるが、これに対応す
る符号器は、第６図のフィードバック路（１３，１５，
１６，１７，２３，２４，２５，２６）を第２図のフィ
ードフォワード路（３，７，８，９）に置き換えたもの
である。この構成の符号器では、入力アナログ信号中に
高域成分が少ないときは、第２図の減算器（４）に与え
られる信号ｋｂがほぼｂ（！ｌ−なって差分ＰＯＭへの
符号化が行われ、高域成分が増えるとｋが０に近ずいて
ＰＯＭへの符号化が行われる。更に高域成分が増えると
ｋが−１に近づいて和分ＰＯＭへの符号化が行われる。The embodiment shown in FIG. 6 is a case of a decoder, but the corresponding encoder has a feedback path (13, 15,
16, 17, 23, 24, 25, 26) are replaced with the feedforward paths (3, 7, 8, 9) in FIG. In an encoder with this configuration, when there are few high-frequency components in the input analog signal, the signal kb given to the subtracter (4) in Fig. 2 becomes approximately b(!l-), and the encoding to the differential POM becomes impossible. As the high-frequency component increases, k approaches 0 and encoding into POM is performed. When the high-frequency component further increases, k approaches -1 and encoding into sum POM is performed.

第１図によってこの動作を説明すると、通常は直、ＩＤ
のダイナミックレンジを持つ差分ＰＣＭ伝送が行われ、
高域が増えると直紳Ｂのダイナミックレンジを持つＰＯ
Ｍ伝送に変化さＩ］、更に高域が増大すると直線Ｅのダ
イナミックレンジを持つ第７図は線形ＰＣＭ信号から差
分ＰＣＭ信号にエンコードする場合の符号変換器（エン
コーダ）の実施例を示す。第７図の入力端子（２７）に
は例えば１６ビツトの線形ＰＣＭ信号が与えられる。こ
のＰＣＭ信号は減算器（２８）で差分演算されてから、
ビット削減回路（２９）を通じて４ビツト差分ＰＯＭ信
号として出力端子（３０）に導出される。差分ＰＯＭ＠
号は加算器０１）を通じてＤ／Ａ変換器（３２に与えら
れ、アナログ信号に変換されてから、史にＡ／Ｄ変換器
（３３）でディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器
（３３）の出力は加算器（３１）に与えられて、４ビツ
ト差分ＰＯＭ信号と加えられる。Ｄ　／　Ａ　′Ａ〕換
器Ｏ功では変換処理によって１標本間隔の連れが生ずる
から、加算器（３１）の出力には、加算によって差分Ｐ
ＣＭ信号を線形ＰＣＭ信号に直したディジタル情報が得
られ、しかもこの情報には出力端子ＧＯ）に生ずる４ビ
ツト差分ＰＯＭ信号（実際に伝送される信号）の量子化
誤差分が含まれている。この情報は一塊の予（μり値と
してＡ／Ｄ変換撥（２）を介して減ｐ、器（２８）に与
えられ、減算器１２８１において入力の線形ＰＣＭ信号
から減算され、差分ＰＣＭ信号へのエンコーディングが
行われる。To explain this operation with reference to Fig. 1, normally the direct, ID
Differential PCM transmission with a dynamic range of
PO with the dynamic range of Naoki B when the high range increases
FIG. 7 shows an embodiment of a code converter (encoder) for encoding from a linear PCM signal to a differential PCM signal. For example, a 16-bit linear PCM signal is applied to the input terminal (27) in FIG. This PCM signal is subjected to a difference operation in a subtracter (28), and then
The signal is output through the bit reduction circuit (29) to the output terminal (30) as a 4-bit differential POM signal. Differential POM@
The signal is applied to the D/A converter (32) through the adder 01, where it is converted into an analog signal, and then converted into a digital signal by the A/D converter (33). The output of the adder (31) is applied to the adder (31), where it is added to the 4-bit differential POM signal. 31), the difference P is added to the output of
Digital information obtained by converting the CM signal into a linear PCM signal is obtained, and this information includes the quantization error of the 4-bit differential POM signal (signal actually transmitted) generated at the output terminal GO). This information is given to the subtractor (28) via the A/D converter (2) as a block of predetermined values, and is subtracted from the input linear PCM signal in the subtracter 1281 to form the differential PCM signal. encoding is performed.

また第７図の符号変換器においては、第２図及び第６図
の符号器及び復号器と同様に、伝送信号の高域レベル情
報がバイパスフィルター（３４）、検波回路＜３！５１
及び平滑回路（１逼）を通じて検出さオ］、検出された
高域レベル情報でもってＡ／Ｄ変換器（３３）のゲイン
が制御される。この結果、高域大レベル信号については
、減算器ｃ！８）の減算入力が実質的に零になり、ＰＯ
Ｍ−＋ＤＩ”ＣＭへの変換が行われなくなる。In addition, in the code converter shown in FIG. 7, similarly to the encoder and decoder shown in FIGS.
and a smoothing circuit (1)], and the gain of the A/D converter (33) is controlled based on the detected high-frequency level information. As a result, for high-frequency high-level signals, the subtractor c! 8) subtraction input becomes essentially zero, and PO
Conversion to M-+DI''CM is no longer performed.

第７図の符号変換器（エンコーダ）は、本来伝送ビット
レートを変更するためのものであるが、符号器または復
号器としても使用できる。符号器の場合には、入力端子
（２１）の前にＡ／Ｄ変換器が設けられる。また復号器
の場合には、出力端子４３０）の後にＤ　／　Ａ変換器
が設けられる。The code converter (encoder) shown in FIG. 7 is originally intended for changing the transmission bit rate, but it can also be used as an encoder or decoder. In the case of an encoder, an A/D converter is provided before the input terminal (21). In the case of a decoder, a D/A converter is provided after the output terminal 430).

第８図は本発明による符号器及び復号器を備える符号伝
送システムに振巾圧伸システムを導入した実施例を示す
ブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing an embodiment in which an amplitude companding system is introduced into a code transmission system including an encoder and a decoder according to the present invention.

鞭、８図の入力端子（３９）には伝送すべきアナログ波
形信号が与えられる。この波形信号はバイパスフィルタ
ー（４０）を通ってプリエンファシスさゎてがら、サン
プルホールド回路（４１）で標本化される。標本値はＡ
／Ｄ変換器（イ２）でＰＯＭ信号に変換される。このＡ
／Ｄ変換器（４のは逐次比較型であって、コンパレータ
（４３ｉ、逐次比較レジスタ（４４）及びＤ／Ａ変換器
（４９でもって構成されている。コンパレータ（４３］
はサンプルホールド回路（４１）の出方の標本値とＤ／
Ａ変換器（４５）の出力とを比較して大小関係に応じた
出力“１°゛また０”を発生ずる。この出方は逐次比較
レジスタ０４）のＭＳＢから順に蓄積さＩ′Ｖルジスタ
（４イ）の出力がＤ／Ａ変換器叩でアナログレベルに変
換され、コンパレータ（４〜に比較信号として与えられ
る。Ａ　／　Ｄ変換器（４２の逐次比較ループはレジス
タ（４４Ｊの桁数分作動し、これによって必要なビット
数のＰＯＭ信号に変換する作業が行われる。An analog waveform signal to be transmitted is applied to the input terminal (39) in FIG. This waveform signal passes through a bypass filter (40) and is sampled by a sample and hold circuit (41) while undergoing pre-emphasis. The sample value is A
The signal is converted into a POM signal by the /D converter (A2). This A
/D converter (4 is a successive approximation type, and is composed of a comparator (43i), a successive approximation register (44), and a D/A converter (49).Comparator (43)
is the sample value of the sample hold circuit (41) and D/
It compares the output with the output of the A converter (45) and generates an output "1° or 0" depending on the magnitude relationship. The output of the successive approximation register 04) is accumulated in order from the MSB, and the output of the I'V register (4a) is converted to an analog level by a D/A converter and is given as a comparison signal to the comparators (4 to 4). The successive approximation loop of the A/D converter (42) operates for the number of digits of the register (44J), which performs the work of converting into a POM signal of the required number of bits.

Ａ　７’　Ｄ　笈換器（４りの出方は第７図と同様なタ
イナミツクレンジ司変形のＰＯＭ→ＤＰＯＭエンコーダ
（４６）に与えられ、ピット数が削減された差分ＰＣＭ
信号に変換される。なおエンコーダ（４６）の構成要素
には第７図と同じ符号が付されている。A 7' D 笈changer (the output of 4 is given to the POM → DPOM encoder (46) of the Tainami cleanshader modification similar to that shown in Fig. 7, and is a differential PCM with a reduced number of pits.
converted into a signal. Note that the same reference numerals as in FIG. 7 are attached to the components of the encoder (46).

エンコーダ（４６ｊにおいてＰＣＭ４−＋ＤＰＯＭの変
換制御を行っている高域レベル検出部の出力（平滑回路
（３Ｇ）の出力）は、Ａ／Ｄ変換器（４２）内のＤ／Ａ
変換器（４５）のゲインを制御するためにも用いら１１
る。The output of the high-frequency level detection section (output of the smoothing circuit (3G)) that controls the conversion of PCM4-+DPOM in the encoder (46j) is the D/A in the A/D converter (42).
Also used to control the gain of the converter (45) 11
Ru.

このゲイン制御によって、伝送信号中の高域成分が多い
ときには、Ｄ／Ａ変換器（４５）の出力振巾が増大し、
従って、サンプルホールド回路（４１）の出力の標本値
は振巾圧縮されてＰＯＭ信号に変換さ１１る。By this gain control, when there are many high-frequency components in the transmission signal, the output amplitude of the D/A converter (45) increases,
Therefore, the sample value output from the sample hold circuit (41) is amplitude compressed and converted into a POM signal 11.

つまりＡ／Ｄ変換器（イ２）は伝送信号の高域レベルに
応じてその分解能が可変される適応形非源形量子化器と
して動作する。高域大レベル入力に対する量子化ステッ
プは圧縮によって等測的ににＩＩＩかくなり、エンコー
ダ０６）による高域のＳ／Ｎ改善（ダイナミックレンジ
の拡大）と相俟って伝送性能は更に改善される。In other words, the A/D converter (A2) operates as an adaptive non-source quantizer whose resolution is varied according to the high frequency level of the transmission signal. The quantization step for high-frequency, high-level inputs is isometrically increased by three times due to compression, and together with the high-frequency S/N improvement (expansion of dynamic range) by encoder 06), transmission performance is further improved. .

エンコーダ（４６）の出力の差分Ｐ　ＯＭ　（，３号は
端子６０）から伝送路（４７）を通って受信側または限
調迎書こ伝送される。伝送路（４７）は、例えばＶＴＲ
などの峰気バじ碌再生系または有線若しくは無線の通信
線路などである。The difference P OM (No. 3 is the terminal 60) of the output of the encoder (46) is transmitted through the transmission line (47) to the receiving side or the output signal. The transmission path (47) is, for example, a VTR.
These include peak energy playback systems such as 100% power, wired or wireless communication lines, etc.

伝送路（４７）を通った信号は端子（１０）から復号器
（イ８）に与えられる。この復号器（４８）は、第６図
とほぼ同一であり、同じ要素には同じ符号が付されてい
る。The signal passing through the transmission path (47) is given to the decoder (a8) from the terminal (10). This decoder (48) is substantially the same as in FIG. 6, and like elements are given the same reference numerals.

なお第８図ではＤ／Ａ変換器＋１２）が伸長器としても
動作するので、第６図と同じ機能のＤ／Ａ変換器（１コ
が別に設けられている点が第６図と相違する。In Fig. 8, the D/A converter +12) also operates as an expander, so the difference from Fig. 6 is that the D/A converter (1 converter) with the same function as Fig. 6 is provided separately. .

ＤＰＭ−ＰＯＭの復号器としての動作は第６図さ同じで
あって、平滑回路（１ηの出力の高域レベルを代表する
制御信号でもってＡ／Ｄ変換器ｆ１３１のゲインが制御
される。こイユと共に平滑回路（１７）の出力が１）／
Ａ変換器（１２）のゲイン制御入力にも与えられ、こ′
Ｉ″ｌによって高域大レベル信号についてはＤ／Ａ変換
器ｆＬ２１のゲインが大となって伝送入力側の圧縮に対
応した振巾伸長が行われる。復号器−の出力はディエン
ファシス用のローパスフィルター（４９）を通って出力
端子＋５（１）に導出される。The operation of the DPM-POM as a decoder is the same as that shown in FIG. The output of the smoothing circuit (17) is 1)/
Also given to the gain control input of the A converter (12), this
I''l increases the gain of the D/A converter fL21 for high-frequency, large-level signals, and amplitude expansion corresponding to the compression on the transmission input side is performed.The output of the decoder is a low-pass signal for de-emphasis. It passes through a filter (49) and is led out to output terminal +5 (1).

なお第８図において、伝送入力側の迩応形非線形Ａ／Ｄ
変換ｂ　（４２）及び伝送出力側のＤ／Ａ変換器（Ｉ２
が瞬時圧縮及び瞬時伸長の機目ヒを備えてもよい。In addition, in Fig. 8, the nonlinear A/D on the transmission input side
Conversion b (42) and transmission output side D/A converter (I2
may be equipped with instantaneous compression and instantaneous expansion capabilities.

この場合、例えば圧縮器としては第８図のバイパスフィ
ルタ（３４）またはＤ／／Ｖ変換器ｌ３２１の出力の両
波整流信号がゲイン制御信号としてＤ／Ａ変換器（４ω
に与えられる。これによってＤ／Ａ変換器（４！ｌｉ）
が掛算器（２乗演算器）（！ニジて動作し、Ａ／Ｄ変換
器（４２）は伝送信号の全帯域または高域について十乗
圧縮を行う。また伝送出力側の瞬時伸長器も同様にＤ／
Ａ変換器を２乗演算器さして動作さぜることにより構成
できる。In this case, for example, as a compressor, the double-wave rectified signal of the output of the bypass filter (34) in FIG.
given to. This allows the D/A converter (4!li)
The multiplier (square calculator) operates as a multiplier, and the A/D converter (42) compresses the entire band or high frequency range of the transmission signal to the tenth power.The same applies to the instantaneous expander on the transmission output side. niD/
It can be constructed by operating the A converter as a square calculator.

発明の効果 上述した本発明の差分ＰＯＭ符号装両または復号装置に
よれば、伝送信号電力（スペクトル）の帯域分散に応答
して差分Ｐ　ＯＭがら線形ＰＯＭに移行する符号伝送を
行うことができる。すなわち、通常は差分ＰＯＭでもっ
て低域のＳ／Ｎが良く、ダイナミックレンジが広い伝送
が行われ、高域１８号電力が犬になると線形ＰＯＭ伝送
が行われ、これによって差分ＰＯＭ特有の高域のＳ／Ｎ
劣化またはダイナミックレンジの幅減が補われる。この
結果、音声信号を伝送する場合、聴感上高域信号が入っ
たときの歪感を少なくすることができる。Effects of the Invention According to the above-described differential POM encoding device or decoding device of the present invention, it is possible to perform code transmission in which differential POM shifts to linear POM in response to band dispersion of transmission signal power (spectrum). In other words, normally, differential POM is used to transmit transmission with good low-frequency S/N and a wide dynamic range, and when the high-frequency No. S/N of
Deterioration or reduction in dynamic range is compensated for. As a result, when transmitting an audio signal, it is possible to reduce the perceived distortion when a high-frequency signal is input.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は種々の符号伝送方式のダイナミックレンジの周
波数特性を示すグラフ、第２図〜第８図は本発明の実施
例を示し、第２図は差分ＰＯＭ符号器のブロック図、第
６図は差分ＰＯＭ復号器のブロック図、第４図及び第５
図は夫々第６図の復号器の変形例を示すブロック図、第
６図は彷号器の別の実姉例を示すブロック図、第８図は
本発明による差分ＰＯＭ符号器及び復号器を備える符号
伝送システムに振巾圧伸システムを導入した場合のブロ
ック図である。 なお図面に用いられた符号において、 ｆ２＋１３に１湯・・・・・・・・・・・Ａ／Ｄ変換器
（４）・・・・・・・・・・・・・・・減算器（５）・
・・・・・・・・・・・・・・１ビツト遅延益（７１（
１５１・・・・・・・・・・・・バイパスフィルター（
８１１６１・・・・・・・・・・・・検波回路（９）（
１７＋・・・・・・・・・・・・平滑回路（１１）・・
・・・・・曲・・・・加算器（１２＋・・・・・・・・
・・・・・・・Ｄ／Ａ変換器である。 代理人　土用　勝 〃　　　　　　常　　包　　芳　　男 〃　　　　　　杉　　浦　　俊　　貴FIG. 1 is a graph showing dynamic range frequency characteristics of various code transmission systems, FIGS. 2 to 8 show embodiments of the present invention, FIG. 2 is a block diagram of a differential POM encoder, and FIG. are block diagrams of the differential POM decoder, Figures 4 and 5.
6 is a block diagram showing a modification of the decoder shown in FIG. 6, FIG. 6 is a block diagram showing another real sister example of the encoder, and FIG. 8 is a block diagram showing a differential POM encoder and a decoder according to the present invention. FIG. 2 is a block diagram when an amplitude companding system is introduced into a code transmission system. In addition, in the codes used in the drawings, f2+13 has 1 hot water...A/D converter (4)......Subtractor ( 5)・
・・・・・・・・・・・・・・・1 bit delay gain (71(
151・・・・・・・・・Bypass filter (
81161......Detection circuit (9) (
17+・・・・・・・・・Smoothing circuit (11)・・
...Song...Adder (12+...
......This is a D/A converter. Agents: Masaru Doyou, Yoshio Tsune, Toshiki Sugiura

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 入力信号の隣り合う２らの標本値若しくは標本値とその
予測値ａ、ｂに対してａ−ｋｂまたはａ＋ｋｂの演算を
行う演算回路と、上記入力信号の高域成分が多いさき上
記にの値を小さくするように制御する制御回路とを具備
する差分ＰＧＭ符号装置または復号装置。an arithmetic circuit that calculates a-kb or a+kb for two adjacent sample values or sample values and their predicted values a and b of the input signal; 1. A differential PGM encoding device or decoding device, comprising: a control circuit that performs control to reduce the PGM encoding device.