JPS5947496B2 - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JPS5947496B2 JPS5947496B2 JP51111960A JP11196076A JPS5947496B2 JP S5947496 B2 JPS5947496 B2 JP S5947496B2 JP 51111960 A JP51111960 A JP 51111960A JP 11196076 A JP11196076 A JP 11196076A JP S5947496 B2 JPS5947496 B2 JP S5947496B2
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Links
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- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 28
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 21
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/22—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、局部発振回路の出力に応じた入力信号とをク
リスタル発振回路からの基準信号と位相比較し、この比
較出力に応じて上記局部発振回路の発振周波数を制御す
るようにしたPLL回路を具備する受信機の改良に関す
るものである。
リスタル発振回路からの基準信号と位相比較し、この比
較出力に応じて上記局部発振回路の発振周波数を制御す
るようにしたPLL回路を具備する受信機の改良に関す
るものである。
従来から知られているように、例えばFM受信機の局部
周波数発振回路(以下単にローカル回路と称する)は、
その発振周波数を安定化するために、PLL回路方式に
よって制御されるようになっている。
周波数発振回路(以下単にローカル回路と称する)は、
その発振周波数を安定化するために、PLL回路方式に
よって制御されるようになっている。
そしてこのようなFM受信機においては、その同調回路
が成る放送周波数に同調したときには、ローカル回路か
ら前記放送周波数よりも10.7MHzだけ低い周波数
のローカル信号が発振される。
が成る放送周波数に同調したときには、ローカル回路か
ら前記放送周波数よりも10.7MHzだけ低い周波数
のローカル信号が発振される。
そしてこのローカル信号はPLL回路によって例えば1
00KHzの周波数間隔毎にロックされる。
00KHzの周波数間隔毎にロックされる。
なおFM放送においては、各放送周波数は100KHz
間隔であるから、ローカル信号が100KHzの周波数
間隔毎にロックされていれば、常に良好な10.7MH
zの中間周波信号が得られる。
間隔であるから、ローカル信号が100KHzの周波数
間隔毎にロックされていれば、常に良好な10.7MH
zの中間周波信号が得られる。
しかるに、ある放送周波数に同調したときに、この同調
周波数に対してローカル信号が最良の状態であっても、
電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によって
、ローカル信号の周波数が変動することがある。
周波数に対してローカル信号が最良の状態であっても、
電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によって
、ローカル信号の周波数が変動することがある。
このためにラジオ受信機は離調状態になってしまい、こ
れが音質劣化の一因となる。
れが音質劣化の一因となる。
またローカル信号の周波数がこのように変動すると、こ
の同調受信信号とローカル信号とによるビートがミキサ
ー回路において発生することもあり、この場合にも聞き
苦しくなる。
の同調受信信号とローカル信号とによるビートがミキサ
ー回路において発生することもあり、この場合にも聞き
苦しくなる。
本発明は上述の如き欠陥を是正すべ〈発明されたもので
あって、電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等
に影響されない極めて好ましい所定の周波数の発振出力
を、比較的簡単な回路構成で以って、常に局部発振回路
から得られるようにしたものである。
あって、電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等
に影響されない極めて好ましい所定の周波数の発振出力
を、比較的簡単な回路構成で以って、常に局部発振回路
から得られるようにしたものである。
次に本発明をラジオ受信機に適用した実施例を図面にも
とづき説明する。
とづき説明する。
なお本発明を適用するラジオ受信機はAMまたはFM受
信機のどちらでも良いが、説明の便宜上FM受信機に本
発明を適用した実施例について説明する。
信機のどちらでも良いが、説明の便宜上FM受信機に本
発明を適用した実施例について説明する。
まず本発明の第1の実施例を第1図に付き述べると、第
1図に示すFM受信機1において、2は受信アンテナ、
3は高周波増巾回路である。
1図に示すFM受信機1において、2は受信アンテナ、
3は高周波増巾回路である。
そして4はミキサー回路、5は中間周波増巾回路、6は
周波数弁別回路である。
周波数弁別回路である。
また7はローカル回路であって、この回路7から得られ
る周波数信号、即ち、ローカル信号は前記ミキサー回路
4と第2のミキサー回路8とに夫々供給されるようにな
っている。
る周波数信号、即ち、ローカル信号は前記ミキサー回路
4と第2のミキサー回路8とに夫々供給されるようにな
っている。
なお第2のミキサー回路8はローカル回路7からの前記
ローカル信号と、自動周波数制御回路(以下単にAFC
回路と称する)20から供給される周波数信号とを混合
するようになっている。
ローカル信号と、自動周波数制御回路(以下単にAFC
回路と称する)20から供給される周波数信号とを混合
するようになっている。
9は位相検波回路であって、クリスタル発振回路10か
ら供給される周波数信号を基準として、ミキサー回路8
から供給される周波数信号を位相検波するようになって
いる。
ら供給される周波数信号を基準として、ミキサー回路8
から供給される周波数信号を位相検波するようになって
いる。
11は低域通過フィルタ回路(以下単にLPF回路と称
する)であって、位相検波回路9から供給される周波数
信号の高域部分や高調波成分を除去するとともに、この
周波数信号を直流信号に変換するようになっている。
する)であって、位相検波回路9から供給される周波数
信号の高域部分や高調波成分を除去するとともに、この
周波数信号を直流信号に変換するようになっている。
次いでAFC回路20の回路構成について述べると、2
1はVFO回路(可変周波数発振回路)であって、この
回路21から得られる周波数信号は前記ミキサー回路8
と周波数弁別回路22とに夫々供給されるようになって
いる。
1はVFO回路(可変周波数発振回路)であって、この
回路21から得られる周波数信号は前記ミキサー回路8
と周波数弁別回路22とに夫々供給されるようになって
いる。
23はゲート回路であって、手動によってまたは自動的
にオン・オフ状態に切換えられるようになっている。
にオン・オフ状態に切換えられるようになっている。
そして周波数弁別回路22の出力信号は、ゲート回路2
3がオン状態のときはホールド回路24に供給されるが
、ゲート回路23がオフ状態のときは電圧比較回路25
の一方の入力端子25aに供給されるようになっている
。
3がオン状態のときはホールド回路24に供給されるが
、ゲート回路23がオフ状態のときは電圧比較回路25
の一方の入力端子25aに供給されるようになっている
。
なおホールド回路24は、例えばバッファーアンプ(図
示せず)とコンデンサ(図示せず)とによって構成され
たものであって、ゲート回路23がオン状態のときの周
波数弁別回路22の出力信号の電圧レベルを保持するよ
うになっている。
示せず)とコンデンサ(図示せず)とによって構成され
たものであって、ゲート回路23がオン状態のときの周
波数弁別回路22の出力信号の電圧レベルを保持するよ
うになっている。
またホールド回路24の出力信号は、電圧比較回路25
の他方の入力端子25bに供給されるようになっている
。
の他方の入力端子25bに供給されるようになっている
。
電圧比較回路25はいわゆる差動増巾動作を行うもので
あって、各入力端子25a、25bに供給される信号の
電圧レベルの差に応じて所定の電圧レベルの出力信号が
得られるようになっている。
あって、各入力端子25a、25bに供給される信号の
電圧レベルの差に応じて所定の電圧レベルの出力信号が
得られるようになっている。
なお電圧比較回路25の差動増巾動作は、入力端子25
bの電圧レベル、換言すればホールド回路24の出力信
号の電圧レベルを基準として行われるようになっている
。
bの電圧レベル、換言すればホールド回路24の出力信
号の電圧レベルを基準として行われるようになっている
。
26はゲート回路であって、上記ゲート回路23がオン
状態のときこれとは逆にオフ状態に切換えられるが、ゲ
ート回路23がオフ状態のときこれとは逆にオン状態に
切換えられるようになっている。
状態のときこれとは逆にオフ状態に切換えられるが、ゲ
ート回路23がオフ状態のときこれとは逆にオン状態に
切換えられるようになっている。
27は増巾回路であって、電圧比較回路25の出力信号
を所定の電圧レベルに増巾してから、前述のVFO回路
21に供給するためのものであり、この増巾回路27に
よってAFC回路20のループゲインが決定されるよう
になっている。
を所定の電圧レベルに増巾してから、前述のVFO回路
21に供給するためのものであり、この増巾回路27に
よってAFC回路20のループゲインが決定されるよう
になっている。
次いで上述の如く構成された第1図に示すラジオ受信機
1の回路動作を説明する。
1の回路動作を説明する。
高周波増巾回路3内に構成された同調回路を調整するこ
とによって、所望の放送周波数が選択されると、この周
波数信号は次段のミキサー回路4に供給される。
とによって、所望の放送周波数が選択されると、この周
波数信号は次段のミキサー回路4に供給される。
このとき、ローカル回路7からは上記放送周波数よりも
、例えば10.7MHz低い周波数のローカル信号が得
られ、このローカル信号はミキサー回路4,8に夫々供
給される。
、例えば10.7MHz低い周波数のローカル信号が得
られ、このローカル信号はミキサー回路4,8に夫々供
給される。
この結果、ミキサー回路4においてはローカル信号と高
周波増巾回路3から得られた周波数信号とが周波数混合
され、この混合された周波数信号は次段の中間周波増巾
回路5に供給される。
周波増巾回路3から得られた周波数信号とが周波数混合
され、この混合された周波数信号は次段の中間周波増巾
回路5に供給される。
そして例えば10.7MHzの中間周波信号がこの中間
周波数増巾回路5から得られ、この中間周波数信号は次
段の周波数弁別回路6に供給される。
周波数増巾回路5から得られ、この中間周波数信号は次
段の周波数弁別回路6に供給される。
この結果、周波数弁別回路6において、前記10.7M
Hzの中間周波信号から低周波信号のみが得られる。
Hzの中間周波信号から低周波信号のみが得られる。
次いでこの低周波信号は低周波増巾回路(図示せず)に
供給される。
供給される。
一方、前述したローカル回路7から得られるローカル信
号は、第2のミキサー回路8にも供給される。
号は、第2のミキサー回路8にも供給される。
いま仮りにこのローカル信号の周波数をf。とじ、更に
後述するAFC回路20からミキサー回路8に供給され
る周波数信号の周波数をf2ととすれば、このミキサー
回路8からは、fl−f2=fsなる周波数の信号が得
られる。
後述するAFC回路20からミキサー回路8に供給され
る周波数信号の周波数をf2ととすれば、このミキサー
回路8からは、fl−f2=fsなる周波数の信号が得
られる。
そしてこの周波数信号f3は位相検波回路9に供給され
る。
る。
この位相検波回路9には、クリスタル発振回路10から
所定の周波数信号、例えば100 KHzの周波数信号
が供給されている。
所定の周波数信号、例えば100 KHzの周波数信号
が供給されている。
次いで位相検波回路9において、前記100KHzの周
波数信号を基準として、周波数信号f3の位相検波が行
われる。
波数信号を基準として、周波数信号f3の位相検波が行
われる。
この結果、位相検波回路9からは2つの周波数信号の位
相差に対応した出力信号が得られ、この出力信号は低域
通過フィルタ回路(以下単にLPF回路と称する)11
に供給される。
相差に対応した出力信号が得られ、この出力信号は低域
通過フィルタ回路(以下単にLPF回路と称する)11
に供給される。
そしてとのLPF回路11において、はソ直流化された
出力信号が得られ、更にこの出力信号はローカル回路7
に周波数制御信号として供給される。
出力信号が得られ、更にこの出力信号はローカル回路7
に周波数制御信号として供給される。
次いでこの制御信号の電圧レベルにもとづき、ローカル
回路7から発振されるローカル信号f1の周波数が制御
される。
回路7から発振されるローカル信号f1の周波数が制御
される。
このようにローカル信号f。は、クリスタル発振回路1
0から得られる安定した周波数信号を基準にして制御さ
れ、一定の周波数にロックされるようになる。
0から得られる安定した周波数信号を基準にして制御さ
れ、一定の周波数にロックされるようになる。
すなわち、LPF回路11の出力信号が制御信号として
ローカル回路7に供給されることによって、ローカル回
路7からのローカル信号f、はfs=Nx 100KH
z (但しNは正整数)となるように制御される。
ローカル回路7に供給されることによって、ローカル回
路7からのローカル信号f、はfs=Nx 100KH
z (但しNは正整数)となるように制御される。
一方、fl f2=fsであるから、f3がクリスタ
ル発振回路10の発振周波数(100KH2)の正整数
倍にはシ一致していれば、f1=NX100KHz+f
2(但しNは正整数)となる。
ル発振回路10の発振周波数(100KH2)の正整数
倍にはシ一致していれば、f1=NX100KHz+f
2(但しNは正整数)となる。
従ってflに較べて充分値の小さいf2(例えば0KH
z≦f1<100KHz)が後述のようにAFC回路2
0によって成る程度安定化されればローカル信号f1の
安定度は全体としてクリスタル発振回路の安定度に近付
くことになる。
z≦f1<100KHz)が後述のようにAFC回路2
0によって成る程度安定化されればローカル信号f1の
安定度は全体としてクリスタル発振回路の安定度に近付
くことになる。
またVFO回路21の発振周波数f2を微調すれば、ロ
ーカル回路7の発振周波数を結果的に微調することが出
来る。
ーカル回路7の発振周波数を結果的に微調することが出
来る。
また短波受信機のようにローカル信号の所望の周波数が
100KHzの正整数倍でない場合には特に好適である
。
100KHzの正整数倍でない場合には特に好適である
。
一方、ミキサー回路8に供給される周波数信号f2はA
FC回路20において以下に述べるよう走化される。
FC回路20において以下に述べるよう走化される。
前述の如く高周波増巾回路3中の同調回路において所望
の放送周波数が選択されると、VFO回路21はローカ
ル信号f1よりもNX100KHz(但しNは正整数)
だけ低い周波数の周波数信号f2を発振する。
の放送周波数が選択されると、VFO回路21はローカ
ル信号f1よりもNX100KHz(但しNは正整数)
だけ低い周波数の周波数信号f2を発振する。
そして周波数信号f2は、第2のミキサー回路8に供給
されると同時に、周波数弁別回路22にも供給される。
されると同時に、周波数弁別回路22にも供給される。
この結果、周波数弁別回路22からは、周波数信号f2
の周波数に応じてレベル変化する直流信号が得られる。
の周波数に応じてレベル変化する直流信号が得られる。
このとき、同調状態が最良であれば、例えば手動にてゲ
ート回路23をオン状態にして、この直流信号をホール
ド回路24に供給し、この電圧レベルをこのホールド回
路24に保持させる。
ート回路23をオン状態にして、この直流信号をホール
ド回路24に供給し、この電圧レベルをこのホールド回
路24に保持させる。
なおゲート回路23がオン状態に切換えられると同時に
、ゲート回路26はオフ状態に切換えられる。
、ゲート回路26はオフ状態に切換えられる。
従ってVFO回路21には制御信号が供給されておらず
、このときのVFO回路21から得られる周波数信号は
いわゆる自走周波数である。
、このときのVFO回路21から得られる周波数信号は
いわゆる自走周波数である。
なお周波数弁別回路22の出力信号の電圧レベルがホー
ルド回路24によって保持されてから、ゲート回路23
をオフ状態に切換えると共に、ゲート回路26をオン状
態に切換える。
ルド回路24によって保持されてから、ゲート回路23
をオフ状態に切換えると共に、ゲート回路26をオン状
態に切換える。
この結果、電圧比較回路25の入力端子25bには、ホ
ールド回路24によって保持されている直流信号が供給
され、これと同時に電圧比較回路25の入力端子25a
には周波数弁別回路22の出力信号が供給される。
ールド回路24によって保持されている直流信号が供給
され、これと同時に電圧比較回路25の入力端子25a
には周波数弁別回路22の出力信号が供給される。
このとき、各入力端子25a 、25bの電圧レベルが
互いに等しい場合には、電圧比較回路25から得られる
制御信号の電圧レベルははソ零電圧である。
互いに等しい場合には、電圧比較回路25から得られる
制御信号の電圧レベルははソ零電圧である。
従ってVFO回路21には制御信号が供給されず、この
VFO回路21は所定周波数の周波数信号f2を発振し
続ける。
VFO回路21は所定周波数の周波数信号f2を発振し
続ける。
この結果、ミキサー回路8からは周波数100KHzの
周波数信号f3が得られ、この周波数信号は既述のよう
に位相検波回路9において位相検波される。
周波数信号f3が得られ、この周波数信号は既述のよう
に位相検波回路9において位相検波される。
そして周波数信号f3が変動しない限り、ローカル回路
7から得られるローカル信号りも変動しない。
7から得られるローカル信号りも変動しない。
故に中間周波信号も変動しないので、周波数弁別回路6
からは歪のない低周波信号を得ることが出来る。
からは歪のない低周波信号を得ることが出来る。
ところで、当初FM受信機が最良の状態に同調されても
、電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によっ
てローカル信号f1の周波数が変動する。
、電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によっ
てローカル信号f1の周波数が変動する。
このとき、クリスタル発振回路10から得られる周波数
100KHzの周波数信号は実質的に変動せず、VFO
回路21から得られる周波数信号f2が変動し易い。
100KHzの周波数信号は実質的に変動せず、VFO
回路21から得られる周波数信号f2が変動し易い。
次に周波数信号f2が△f2だけ変動したときのAFC
回路20の回路動作を述べる。
回路20の回路動作を述べる。
今、周波数信号f2がへ12分だけ高い周波数信号にな
ったとすると、これに対応して、周波数弁別回路22か
ら得られる直流信号の電圧レベルも高くなる。
ったとすると、これに対応して、周波数弁別回路22か
ら得られる直流信号の電圧レベルも高くなる。
次いでこの直流信号はゲート回路23を介して電圧比較
回路25に供給される。
回路25に供給される。
そしてこの直流信号は先にホールド回路24に保持され
ていた直流信号と比較回路25において比較される。
ていた直流信号と比較回路25において比較される。
この結果、電圧比較回路25からは所定の電圧レベルの
制御信号が得られる。
制御信号が得られる。
次いでこの制御信号は、ゲート回路26を介して直流増
巾回路27に供給され、こ5で増巾されてからVFO回
路21に供給される。
巾回路27に供給され、こ5で増巾されてからVFO回
路21に供給される。
そしてVFO回路21に制御信号が供給されている間、
このVFO回路21から得られる周波数信号f2の周波
数が次第に低下する。
このVFO回路21から得られる周波数信号f2の周波
数が次第に低下する。
この低下によって周波数信号f2の変動分△f2が零に
なると、電圧比較回路25の入力端子25aと入力端子
25bとの間の電圧レベルの差も零に入る。
なると、電圧比較回路25の入力端子25aと入力端子
25bとの間の電圧レベルの差も零に入る。
従って電圧比較回路25から得られる制御信号の電圧レ
ベルも零になる。
ベルも零になる。
故にVFO回路21は再び初期状態となって、以後この
VFO回路21から周波数信号f2が得られる。
VFO回路21から周波数信号f2が得られる。
このようにミキサー回路8に供給される周波数信号f2
がΔf2分だけ高い周波数に変動しても、この周波数信
号f2は先に保持されていた直流信号と比較されるので
、再び元の周波数信号f2になる。
がΔf2分だけ高い周波数に変動しても、この周波数信
号f2は先に保持されていた直流信号と比較されるので
、再び元の周波数信号f2になる。
従ってミキサー回路8から位相検波回路9に供給される
周波数信号f3が大巾に変化することがない。
周波数信号f3が大巾に変化することがない。
この為にローカル回路7からミキサー回路4に供給され
るローカル信号の周波数も安定したものとなる。
るローカル信号の周波数も安定したものとなる。
従って例えばFM受信機が80MHzの放送周波数を受
信しているとき、ローカル周波数は69.3MHzとな
るが、このローカル周波数が一時的に少し変化しても同
調作用には実質的な影響を及ぼさない。
信しているとき、ローカル周波数は69.3MHzとな
るが、このローカル周波数が一時的に少し変化しても同
調作用には実質的な影響を及ぼさない。
一方、VFO回路21から得られる周波数信号f2がΔ
f2だけ低くなると、これに対して、周波数弁別回路2
2から得られる直流信号のレベルも低くなる。
f2だけ低くなると、これに対して、周波数弁別回路2
2から得られる直流信号のレベルも低くなる。
従って電圧比較回路25から得られる制御信号も所定の
電圧レベルだけ低下したものとなる。
電圧レベルだけ低下したものとなる。
次いでこの制御信号は、ゲート回路26と直流増巾回路
27とを介して、VFO回路21に供給される。
27とを介して、VFO回路21に供給される。
そしてVFO回路21に制御信号が供給されている間、
このVFO回路から得られる周波数信号f2の周波数が
次第に高くなる。
このVFO回路から得られる周波数信号f2の周波数が
次第に高くなる。
この高くなることによって周波数信号f2の変動分△f
2が零になると、電圧比較回路250入力端子25aと
入力端子25bとの間の電圧レベルの差が零になる。
2が零になると、電圧比較回路250入力端子25aと
入力端子25bとの間の電圧レベルの差が零になる。
従って電圧比較回路25から得られる制御信号の電圧レ
ベルも零になる。
ベルも零になる。
そしてVFO回路21は再び初期状態となって、以後周
波数信号f2が得られる。
波数信号f2が得られる。
このようにミキサー回路8に供給される周波数信号f2
が△f2分だけ低い周波数に変動しても、この周波数信
号は先に保持されていた直流信号の電圧レベルと比較さ
れるので、再び元の周波数信号f2になる。
が△f2分だけ低い周波数に変動しても、この周波数信
号は先に保持されていた直流信号の電圧レベルと比較さ
れるので、再び元の周波数信号f2になる。
従ってミキサー回路8から位相検波回路9に供給される
周波数信号f3が大巾に変化することがない。
周波数信号f3が大巾に変化することがない。
この為にローカル回路7からミキサー回路4に供給され
るローカル信号の周波数も安定したものとなる。
るローカル信号の周波数も安定したものとなる。
従って例えばFM受信機が80MHzの放送周波数を受
信しているとき、ローカル周波数は69.3MHzとな
るが、このローカル周波数が一時的に少し変化しても同
調作用に実質的な影響を特に、f2をflに較べて充分
に小さい値にしておけば、既述の式、f1=N×100
KHz+f2から明らかなように、f2が変動した場合
にf2の変動率に較べてず、の変動率が非常に小さくな
るので、flが非常に安定化される。
信しているとき、ローカル周波数は69.3MHzとな
るが、このローカル周波数が一時的に少し変化しても同
調作用に実質的な影響を特に、f2をflに較べて充分
に小さい値にしておけば、既述の式、f1=N×100
KHz+f2から明らかなように、f2が変動した場合
にf2の変動率に較べてず、の変動率が非常に小さくな
るので、flが非常に安定化される。
次に本発明の第2の実施例を第2図にもとづき説明する
。
。
なおこの第2の実施例において、FM受信機はダブルス
−パ一方式に構成されている。
−パ一方式に構成されている。
そしてこのダブルス−パ一方式のFM受信機においては
、第1段の中間周波増巾回路5の中間周波数は、例えば
5MHz〜50MHzの間に選定されるとともに、第2
段の中間周波回路31の中間周波数は例えば455 K
Hz〜10MHzの間に選定される。
、第1段の中間周波増巾回路5の中間周波数は、例えば
5MHz〜50MHzの間に選定されるとともに、第2
段の中間周波回路31の中間周波数は例えば455 K
Hz〜10MHzの間に選定される。
またこの第2の実施例において、第1の実施例と同一の
動作をなす回路ブロックには同一の符号を付してその説
明を省略する。
動作をなす回路ブロックには同一の符号を付してその説
明を省略する。
先ず回路構成について述べると、30はミキサー回路、
31は第2段の中間周波増巾回路であって、中間周波数
は例えば455KHzに選定されている。
31は第2段の中間周波増巾回路であって、中間周波数
は例えば455KHzに選定されている。
32は周波数弁別回路であって、この回路から得られる
低周波信号は次段の低周波増巾回路(図示せず)に供給
されるようになっている。
低周波信号は次段の低周波増巾回路(図示せず)に供給
されるようになっている。
また33はローカル回路でちって、このローカル回路3
3から得られるローカル信号は、第1の中間周波増巾回
路5の中間周波信号よりも、例えば455 KHzだけ
低い周波数の周波数信号となっている。
3から得られるローカル信号は、第1の中間周波増巾回
路5の中間周波信号よりも、例えば455 KHzだけ
低い周波数の周波数信号となっている。
34は位相検波回路であって、クリスタル発振回路35
から供給される例えば100KHzの周波数信号を基準
信号として、前記ローカル信号を位相検波するようにな
っている。
から供給される例えば100KHzの周波数信号を基準
信号として、前記ローカル信号を位相検波するようにな
っている。
36はLPF回路であって、位相検波回路34から供給
される周波数信号の高域部分や高調波部分を除去して、
ローカル回路33にはソ直流化された制御信号を供給す
るようになっている。
される周波数信号の高域部分や高調波部分を除去して、
ローカル回路33にはソ直流化された制御信号を供給す
るようになっている。
次に上述の如く構成された第2図に示すFM受信機の回
路動作を述べると、ローカル回路7とAFC回路20と
が前述の如く動作して、第1段の中間周波増巾回路5か
ら所定の周波数の中間周波信号が得られる。
路動作を述べると、ローカル回路7とAFC回路20と
が前述の如く動作して、第1段の中間周波増巾回路5か
ら所定の周波数の中間周波信号が得られる。
この中間周波信号はミキサー回路30に供給され、ここ
で例えば455 KHzだけ低い周波数のローカル信号
と周波数混合される。
で例えば455 KHzだけ低い周波数のローカル信号
と周波数混合される。
次いでミキサー回路30の混合出力である4 55 K
Hzの中間周波信号は、第2の中間周波増巾回路31に
おいて増巾されて次段の検波回路32に供給される。
Hzの中間周波信号は、第2の中間周波増巾回路31に
おいて増巾されて次段の検波回路32に供給される。
そして前記中間周波信号から低周波信号が取出され、次
段の低周波増巾回路(図示せず)に供給される。
段の低周波増巾回路(図示せず)に供給される。
一方、ミキサー回路30に供給されるローカル周波数は
以下に述べるようにして安定化される。
以下に述べるようにして安定化される。
即ち、このローカル信号は位相検波回路34に供給され
、クリスタル発振回路35から得られる周波数信号を基
準にしてこの位相検波回路34において位相検波される
。
、クリスタル発振回路35から得られる周波数信号を基
準にしてこの位相検波回路34において位相検波される
。
このときクリスタル発振回路35から得られる周波数信
号は極めて正確であるから、ローカル周波数の変動が微
少であっても、両者の間に位相差が生じ、この位相差に
もとづく検波出力が次段のLPF回路36に供給される
。
号は極めて正確であるから、ローカル周波数の変動が微
少であっても、両者の間に位相差が生じ、この位相差に
もとづく検波出力が次段のLPF回路36に供給される
。
そしてこのLPF回路36からはソ直流化された制御信
号が得られ、この制御信号は次段のローカル回路33に
供給される。
号が得られ、この制御信号は次段のローカル回路33に
供給される。
この結果、ローカル信号の周波数は制御信号のレベルに
よって制御される。
よって制御される。
従ってローカル周波数が例えば電源電圧の変化等によっ
て変動したとすれば、位相検波回路34からローカル周
波数のこの変動分に対応した検波出力が得られる。
て変動したとすれば、位相検波回路34からローカル周
波数のこの変動分に対応した検波出力が得られる。
従って変動分が基準周波数よりも高い周波数であれば、
LPF回路36から得られる制御信号のレベルも高くな
る。
LPF回路36から得られる制御信号のレベルも高くな
る。
そして制御信号のレベルが高くなるにつれて前記ローカ
ル信号の周波数が低くなり、元の周波数に復帰したとき
制御信号も元のレベルになる。
ル信号の周波数が低くなり、元の周波数に復帰したとき
制御信号も元のレベルになる。
このようにして、このローカル信号は常に一定の周波数
に固定される。
に固定される。
従ってダブルス−パ一方式のFM受信機においては、第
2のミキサー回路30に供給される2つの周波数信号は
、いづれも所定の周波数に保持される。
2のミキサー回路30に供給される2つの周波数信号は
、いづれも所定の周波数に保持される。
しかも第1の中間周波増巾回路5からミキサー回路30
に供給される中間周波信号は、この中間周波増巾回路5
において高調波成分等を除去したものである。
に供給される中間周波信号は、この中間周波増巾回路5
において高調波成分等を除去したものである。
このために男中間波周波妨害やミキサー・サブハーモニ
クス妨害等の、いわゆるスプリアス妨害が発生しない。
クス妨害等の、いわゆるスプリアス妨害が発生しない。
なお第2のローカル回路33から得られるローカル信号
を更に安定化するために、前述したAFC回路20と同
様の第2のAFC回路を用いても良い。
を更に安定化するために、前述したAFC回路20と同
様の第2のAFC回路を用いても良い。
この場合、第2のローカル回路33と位相検波回路34
との間に、ミキサー回路8と同様の別のミキサー回路を
設け、更に第2のAFC回路のVFO回路21から得ら
れる周波数信号をこのミキサー回路に供給すれば良い。
との間に、ミキサー回路8と同様の別のミキサー回路を
設け、更に第2のAFC回路のVFO回路21から得ら
れる周波数信号をこのミキサー回路に供給すれば良い。
このとき、当然のことながらVFO回路21から得られ
る周波数信号は、第2のローカル信号よりも所定の周波
数だけ低い周波数になるように決定される。
る周波数信号は、第2のローカル信号よりも所定の周波
数だけ低い周波数になるように決定される。
この結果第2のローカル信号は極めて安定したものとな
るので、FM受信機が離調状態になるようなことがない
。
るので、FM受信機が離調状態になるようなことがない
。
次に本発明の第3の実施例を第3図にもとづき説明する
。
。
この第3図においては、第1又は第2の実施例で用いら
れている自動周波数制御回路20に相当する部分のみが
AFC回路40として示され、その他の部分は省略され
ている。
れている自動周波数制御回路20に相当する部分のみが
AFC回路40として示され、その他の部分は省略され
ている。
従って第3図においてVFO回路41の発振出力は位相
検波回路42へ供給されると共に混合回路(第1及び第
2の実施例の混合回路8に相当する)にも供給されるよ
うになっている。
検波回路42へ供給されると共に混合回路(第1及び第
2の実施例の混合回路8に相当する)にも供給されるよ
うになっている。
先ずAFC回路40の回路構成について述べると、VF
O回路41は制御信号のレベルによって・ その発振周
波数が制御されるようになっていて、このVFO回路4
1から得られる周波数信号は上述のようにミキサー回路
と、位相検波回路42とに夫々供給されるようになって
いる。
O回路41は制御信号のレベルによって・ その発振周
波数が制御されるようになっていて、このVFO回路4
1から得られる周波数信号は上述のようにミキサー回路
と、位相検波回路42とに夫々供給されるようになって
いる。
位相検波回路42は、VCXO回路(電圧制御型クリス
タル発振回路)43から供給される周波数信号を基準と
して、VFO回路41から供給される周波数信号を位相
検波するようになっている。
タル発振回路)43から供給される周波数信号を基準と
して、VFO回路41から供給される周波数信号を位相
検波するようになっている。
またゲート回路44.45は連動するものであって、ゲ
ート回路44がオン状態に切換えられたとき、ゲート回
路45はオフ状態に切換えられるようになっている。
ート回路44がオン状態に切換えられたとき、ゲート回
路45はオフ状態に切換えられるようになっている。
これとは逆にゲート回路45がオン状態に切換えられる
と、ゲート回路44がオフ状態に切換えられるようにな
っている。
と、ゲート回路44がオフ状態に切換えられるようにな
っている。
46.47はLPF回路であって、前述したLPF回路
11,36と同様の動作をなすようになっている。
11,36と同様の動作をなすようになっている。
また48はホールド回路であって、前述のホールド回路
24と同様の動作をなすようになっている。
24と同様の動作をなすようになっている。
次いで上述の如く構成された第3図に示すAFC回路4
0の回路動作について述べると、FM受信機が選局動作
中のときはゲート回路44がオン状態に切換えられてい
る。
0の回路動作について述べると、FM受信機が選局動作
中のときはゲート回路44がオン状態に切換えられてい
る。
次いである放送周波数に同調して最良の受信状態になっ
たとき、ゲート回路44をオフ状態に切換えると共にゲ
ート回路45をオン状態に切換える。
たとき、ゲート回路44をオフ状態に切換えると共にゲ
ート回路45をオン状態に切換える。
このとき位相検波回路42から得られる検波出力はゲー
ト回路45を介してLPF回路47に供給される。
ト回路45を介してLPF回路47に供給される。
そしてこの検波出力はその高周波部分及び高調波成分を
除去されてはヌ直流化された信号に変換される。
除去されてはヌ直流化された信号に変換される。
次いでこの直流信号はホールド回路48に供給される。
故にホールド回路48においては、この直流信号の電圧
レベルが保持され、以後この電圧レベルの制御信号がホ
ールド回路48からvcxo回路43に供給される。
レベルが保持され、以後この電圧レベルの制御信号がホ
ールド回路48からvcxo回路43に供給される。
このためvcxo回路43は、常に最良の同調状態のと
きの制御信号にもとづき所定の周波数信号を発振するよ
うになる。
きの制御信号にもとづき所定の周波数信号を発振するよ
うになる。
これは言い換えれば、位相検波回路42に供給される基
準信号の周波数が安定していることである。
準信号の周波数が安定していることである。
この状態でVFO回路41から得られるローカル信号の
周波数が変動すると、これに対応して位相検波回路42
の出力信号も変動することになる。
周波数が変動すると、これに対応して位相検波回路42
の出力信号も変動することになる。
この結果、LPF回路46から得られる制御信号の電圧
レベルも変化して、ローカル信号の周波数が再び元の周
波数に復帰するようにVFO回路41を制御する。
レベルも変化して、ローカル信号の周波数が再び元の周
波数に復帰するようにVFO回路41を制御する。
故にローカル信号の周波数は常に安定したものとなり、
電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によって
受信状態が悪化することがない。
電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によって
受信状態が悪化することがない。
本発明は上述のような構成であるから、電源電圧の変動
、温度変化等によるドリフト等に影響されない極めて好
ましい所定の周波数の発振出力を、比較的簡単な回路構
成で以って、常に局部発振回路から得ることが出来る。
、温度変化等によるドリフト等に影響されない極めて好
ましい所定の周波数の発振出力を、比較的簡単な回路構
成で以って、常に局部発振回路から得ることが出来る。
図面は本発明をラジオ受信機に適用した場合の実施例を
示すものであって、第1図は第1の実施例を示すラジオ
受信機のブロックダイヤグラム、第2図は第2の実施例
を示すダブルス−パ一方式のラジオ受信機のブロックダ
イヤグラム、第3図は第3の実施例を示す自動周波数制
御回路のブロックダイヤグラムである。 なお図面に用いられている符号において、20は自動周
波数制御回路、21はVFO回路、23はゲート回路、
24はホールド回路、25は電圧比較回路である。
示すものであって、第1図は第1の実施例を示すラジオ
受信機のブロックダイヤグラム、第2図は第2の実施例
を示すダブルス−パ一方式のラジオ受信機のブロックダ
イヤグラム、第3図は第3の実施例を示す自動周波数制
御回路のブロックダイヤグラムである。 なお図面に用いられている符号において、20は自動周
波数制御回路、21はVFO回路、23はゲート回路、
24はホールド回路、25は電圧比較回路である。
Claims (1)
- 1 その制御端子に供給される制御信号に応じてその発
振周波数が制御される可変周波数発振回路と、この発振
回路の発振出力に応じた直流電圧をホールドするホール
ド回路と、このホールド回路でホールドされている所定
の電圧と前記可変周波数発振回路の前記発振出力の変動
に応じて変動する前記発振出力に応じた直流電圧とを比
較しこの比較結果に応じた前記制御信号を出力する比較
回路と、前記可変周波数発振回路の発振出力と局部発振
回路の発振出力とが供給されるミキサーと、このミキサ
ーの出力とクリスタル発振回路の出力とを位相比較しこ
の比較出力に応じて前記局部発振回路の発振周波数を制
御するようにしたPLL回路とをそれぞれ具備すること
を特徴とする受信機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP51111960A JPS5947496B2 (ja) | 1976-09-18 | 1976-09-18 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP51111960A JPS5947496B2 (ja) | 1976-09-18 | 1976-09-18 | 受信機 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5337310A JPS5337310A (en) | 1978-04-06 |
JPS5947496B2 true JPS5947496B2 (ja) | 1984-11-19 |
Family
ID=14574451
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP51111960A Expired JPS5947496B2 (ja) | 1976-09-18 | 1976-09-18 | 受信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5947496B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6345916Y2 (ja) * | 1983-11-18 | 1988-11-29 |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59140035A (ja) * | 1983-02-01 | 1984-08-11 | Kasahara Kogyo Kk | 発泡成形金型 |
US4905865A (en) * | 1988-01-29 | 1990-03-06 | Hoshizaki Electric Co., Ltd. | Aperture structure in a heat insulation container |
-
1976
- 1976-09-18 JP JP51111960A patent/JPS5947496B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6345916Y2 (ja) * | 1983-11-18 | 1988-11-29 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5337310A (en) | 1978-04-06 |
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