JPS5947496B2 - 受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、局部発振回路の出力に応じた入力信号とをク
リスタル発振回路からの基準信号と位相比較し、この比
較出力に応じて上記局部発振回路の発振周波数を制御す
るようにしたＰＬＬ回路を具備する受信機の改良に関す
るものである。

従来から知られているように、例えばＦＭ受信機の局部
周波数発振回路（以下単にローカル回路と称する）は、
その発振周波数を安定化するために、ＰＬＬ回路方式に
よって制御されるようになっている。

そしてこのようなＦＭ受信機においては、その同調回路
が成る放送周波数に同調したときには、ローカル回路か
ら前記放送周波数よりも１０．７ＭＨｚだけ低い周波数
のローカル信号が発振される。

そしてこのローカル信号はＰＬＬ回路によって例えば１
００ＫＨｚの周波数間隔毎にロックされる。

なおＦＭ放送においては、各放送周波数は１００ＫＨｚ
間隔であるから、ローカル信号が１００ＫＨｚの周波数
間隔毎にロックされていれば、常に良好な１０．７ＭＨ
ｚの中間周波信号が得られる。

しかるに、ある放送周波数に同調したときに、この同調
周波数に対してローカル信号が最良の状態であっても、
電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によって
、ローカル信号の周波数が変動することがある。

このためにラジオ受信機は離調状態になってしまい、こ
れが音質劣化の一因となる。

またローカル信号の周波数がこのように変動すると、こ
の同調受信信号とローカル信号とによるビートがミキサ
ー回路において発生することもあり、この場合にも聞き
苦しくなる。

本発明は上述の如き欠陥を是正すべ〈発明されたもので
あって、電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等
に影響されない極めて好ましい所定の周波数の発振出力
を、比較的簡単な回路構成で以って、常に局部発振回路
から得られるようにしたものである。

次に本発明をラジオ受信機に適用した実施例を図面にも
とづき説明する。

なお本発明を適用するラジオ受信機はＡＭまたはＦＭ受
信機のどちらでも良いが、説明の便宜上ＦＭ受信機に本
発明を適用した実施例について説明する。

まず本発明の第１の実施例を第１図に付き述べると、第
１図に示すＦＭ受信機１において、２は受信アンテナ、
３は高周波増巾回路である。

そして４はミキサー回路、５は中間周波増巾回路、６は
周波数弁別回路である。

また７はローカル回路であって、この回路７から得られ
る周波数信号、即ち、ローカル信号は前記ミキサー回路
４と第２のミキサー回路８とに夫々供給されるようにな
っている。

なお第２のミキサー回路８はローカル回路７からの前記
ローカル信号と、自動周波数制御回路（以下単にＡＦＣ
回路と称する）２０から供給される周波数信号とを混合
するようになっている。

９は位相検波回路であって、クリスタル発振回路１０か
ら供給される周波数信号を基準として、ミキサー回路８
から供給される周波数信号を位相検波するようになって
いる。

１１は低域通過フィルタ回路（以下単にＬＰＦ回路と称
する）であって、位相検波回路９から供給される周波数
信号の高域部分や高調波成分を除去するとともに、この
周波数信号を直流信号に変換するようになっている。

次いでＡＦＣ回路２０の回路構成について述べると、２
１はＶＦＯ回路（可変周波数発振回路）であって、この
回路２１から得られる周波数信号は前記ミキサー回路８
と周波数弁別回路２２とに夫々供給されるようになって
いる。

２３はゲート回路であって、手動によってまたは自動的
にオン・オフ状態に切換えられるようになっている。

そして周波数弁別回路２２の出力信号は、ゲート回路２
３がオン状態のときはホールド回路２４に供給されるが
、ゲート回路２３がオフ状態のときは電圧比較回路２５
の一方の入力端子２５ａに供給されるようになっている
。

なおホールド回路２４は、例えばバッファーアンプ（図
示せず）とコンデンサ（図示せず）とによって構成され
たものであって、ゲート回路２３がオン状態のときの周
波数弁別回路２２の出力信号の電圧レベルを保持するよ
うになっている。

またホールド回路２４の出力信号は、電圧比較回路２５
の他方の入力端子２５ｂに供給されるようになっている
。

電圧比較回路２５はいわゆる差動増巾動作を行うもので
あって、各入力端子２５ａ、２５ｂに供給される信号の
電圧レベルの差に応じて所定の電圧レベルの出力信号が
得られるようになっている。

なお電圧比較回路２５の差動増巾動作は、入力端子２５
ｂの電圧レベル、換言すればホールド回路２４の出力信
号の電圧レベルを基準として行われるようになっている
。

２６はゲート回路であって、上記ゲート回路２３がオン
状態のときこれとは逆にオフ状態に切換えられるが、ゲ
ート回路２３がオフ状態のときこれとは逆にオン状態に
切換えられるようになっている。

２７は増巾回路であって、電圧比較回路２５の出力信号
を所定の電圧レベルに増巾してから、前述のＶＦＯ回路
２１に供給するためのものであり、この増巾回路２７に
よってＡＦＣ回路２０のループゲインが決定されるよう
になっている。

次いで上述の如く構成された第１図に示すラジオ受信機
１の回路動作を説明する。

高周波増巾回路３内に構成された同調回路を調整するこ
とによって、所望の放送周波数が選択されると、この周
波数信号は次段のミキサー回路４に供給される。

このとき、ローカル回路７からは上記放送周波数よりも
、例えば１０．７ＭＨｚ低い周波数のローカル信号が得
られ、このローカル信号はミキサー回路４，８に夫々供
給される。

この結果、ミキサー回路４においてはローカル信号と高
周波増巾回路３から得られた周波数信号とが周波数混合
され、この混合された周波数信号は次段の中間周波増巾
回路５に供給される。

そして例えば１０．７ＭＨｚの中間周波信号がこの中間
周波数増巾回路５から得られ、この中間周波数信号は次
段の周波数弁別回路６に供給される。

この結果、周波数弁別回路６において、前記１０．７Ｍ
Ｈｚの中間周波信号から低周波信号のみが得られる。

次いでこの低周波信号は低周波増巾回路（図示せず）に
供給される。

一方、前述したローカル回路７から得られるローカル信
号は、第２のミキサー回路８にも供給される。

いま仮りにこのローカル信号の周波数をｆ。とじ、更に
後述するＡＦＣ回路２０からミキサー回路８に供給され
る周波数信号の周波数をｆ２ととすれば、このミキサー
回路８からは、ｆｌ−ｆ２＝ｆｓなる周波数の信号が得
られる。

そしてこの周波数信号ｆ３は位相検波回路９に供給され
る。

この位相検波回路９には、クリスタル発振回路１０から
所定の周波数信号、例えば１００ ＫＨｚの周波数信号
が供給されている。

次いで位相検波回路９において、前記１００ＫＨｚの周
波数信号を基準として、周波数信号ｆ３の位相検波が行
われる。

この結果、位相検波回路９からは２つの周波数信号の位
相差に対応した出力信号が得られ、この出力信号は低域
通過フィルタ回路（以下単にＬＰＦ回路と称する）１１
に供給される。

そしてとのＬＰＦ回路１１において、はソ直流化された
出力信号が得られ、更にこの出力信号はローカル回路７
に周波数制御信号として供給される。

次いでこの制御信号の電圧レベルにもとづき、ローカル
回路７から発振されるローカル信号ｆ１の周波数が制御
される。

このようにローカル信号ｆ。は、クリスタル発振回路１
０から得られる安定した周波数信号を基準にして制御さ
れ、一定の周波数にロックされるようになる。

すなわち、ＬＰＦ回路１１の出力信号が制御信号として
ローカル回路７に供給されることによって、ローカル回
路７からのローカル信号ｆ、はｆｓ＝Ｎｘ １００ＫＨ
ｚ （但しＮは正整数）となるように制御される。

一方、ｆｌ ｆ２＝ｆｓであるから、ｆ３がクリスタ
ル発振回路１０の発振周波数（１００ＫＨ２）の正整数
倍にはシ一致していれば、ｆ１＝ＮＸ１００ＫＨｚ＋ｆ
２（但しＮは正整数）となる。

従ってｆｌに較べて充分値の小さいｆ２（例えば０ＫＨ
ｚ≦ｆ１＜１００ＫＨｚ）が後述のようにＡＦＣ回路２
０によって成る程度安定化されればローカル信号ｆ１の
安定度は全体としてクリスタル発振回路の安定度に近付
くことになる。

またＶＦＯ回路２１の発振周波数ｆ２を微調すれば、ロ
ーカル回路７の発振周波数を結果的に微調することが出
来る。

また短波受信機のようにローカル信号の所望の周波数が
１００ＫＨｚの正整数倍でない場合には特に好適である
。

一方、ミキサー回路８に供給される周波数信号ｆ２はＡ
ＦＣ回路２０において以下に述べるよう走化される。

前述の如く高周波増巾回路３中の同調回路において所望
の放送周波数が選択されると、ＶＦＯ回路２１はローカ
ル信号ｆ１よりもＮＸ１００ＫＨｚ（但しＮは正整数）
だけ低い周波数の周波数信号ｆ２を発振する。

そして周波数信号ｆ２は、第２のミキサー回路８に供給
されると同時に、周波数弁別回路２２にも供給される。

この結果、周波数弁別回路２２からは、周波数信号ｆ２
の周波数に応じてレベル変化する直流信号が得られる。

このとき、同調状態が最良であれば、例えば手動にてゲ
ート回路２３をオン状態にして、この直流信号をホール
ド回路２４に供給し、この電圧レベルをこのホールド回
路２４に保持させる。

なおゲート回路２３がオン状態に切換えられると同時に
、ゲート回路２６はオフ状態に切換えられる。

従ってＶＦＯ回路２１には制御信号が供給されておらず
、このときのＶＦＯ回路２１から得られる周波数信号は
いわゆる自走周波数である。

なお周波数弁別回路２２の出力信号の電圧レベルがホー
ルド回路２４によって保持されてから、ゲート回路２３
をオフ状態に切換えると共に、ゲート回路２６をオン状
態に切換える。

この結果、電圧比較回路２５の入力端子２５ｂには、ホ
ールド回路２４によって保持されている直流信号が供給
され、これと同時に電圧比較回路２５の入力端子２５ａ
には周波数弁別回路２２の出力信号が供給される。

このとき、各入力端子２５ａ 、２５ｂの電圧レベルが
互いに等しい場合には、電圧比較回路２５から得られる
制御信号の電圧レベルははソ零電圧である。

従ってＶＦＯ回路２１には制御信号が供給されず、この
ＶＦＯ回路２１は所定周波数の周波数信号ｆ２を発振し
続ける。

この結果、ミキサー回路８からは周波数１００ＫＨｚの
周波数信号ｆ３が得られ、この周波数信号は既述のよう
に位相検波回路９において位相検波される。

そして周波数信号ｆ３が変動しない限り、ローカル回路
７から得られるローカル信号りも変動しない。

故に中間周波信号も変動しないので、周波数弁別回路６
からは歪のない低周波信号を得ることが出来る。

ところで、当初ＦＭ受信機が最良の状態に同調されても
、電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によっ
てローカル信号ｆ１の周波数が変動する。

このとき、クリスタル発振回路１０から得られる周波数
１００ＫＨｚの周波数信号は実質的に変動せず、ＶＦＯ
回路２１から得られる周波数信号ｆ２が変動し易い。

次に周波数信号ｆ２が△ｆ２だけ変動したときのＡＦＣ
回路２０の回路動作を述べる。

今、周波数信号ｆ２がへ１２分だけ高い周波数信号にな
ったとすると、これに対応して、周波数弁別回路２２か
ら得られる直流信号の電圧レベルも高くなる。

次いでこの直流信号はゲート回路２３を介して電圧比較
回路２５に供給される。

そしてこの直流信号は先にホールド回路２４に保持され
ていた直流信号と比較回路２５において比較される。

この結果、電圧比較回路２５からは所定の電圧レベルの
制御信号が得られる。

次いでこの制御信号は、ゲート回路２６を介して直流増
巾回路２７に供給され、こ５で増巾されてからＶＦＯ回
路２１に供給される。

そしてＶＦＯ回路２１に制御信号が供給されている間、
このＶＦＯ回路２１から得られる周波数信号ｆ２の周波
数が次第に低下する。

この低下によって周波数信号ｆ２の変動分△ｆ２が零に
なると、電圧比較回路２５の入力端子２５ａと入力端子
２５ｂとの間の電圧レベルの差も零に入る。

従って電圧比較回路２５から得られる制御信号の電圧レ
ベルも零になる。

故にＶＦＯ回路２１は再び初期状態となって、以後この
ＶＦＯ回路２１から周波数信号ｆ２が得られる。

このようにミキサー回路８に供給される周波数信号ｆ２
がΔｆ２分だけ高い周波数に変動しても、この周波数信
号ｆ２は先に保持されていた直流信号と比較されるので
、再び元の周波数信号ｆ２になる。

従ってミキサー回路８から位相検波回路９に供給される
周波数信号ｆ３が大巾に変化することがない。

この為にローカル回路７からミキサー回路４に供給され
るローカル信号の周波数も安定したものとなる。

従って例えばＦＭ受信機が８０ＭＨｚの放送周波数を受
信しているとき、ローカル周波数は６９．３ＭＨｚとな
るが、このローカル周波数が一時的に少し変化しても同
調作用には実質的な影響を及ぼさない。

一方、ＶＦＯ回路２１から得られる周波数信号ｆ２がΔ
ｆ２だけ低くなると、これに対して、周波数弁別回路２
２から得られる直流信号のレベルも低くなる。

従って電圧比較回路２５から得られる制御信号も所定の
電圧レベルだけ低下したものとなる。

次いでこの制御信号は、ゲート回路２６と直流増巾回路
２７とを介して、ＶＦＯ回路２１に供給される。

そしてＶＦＯ回路２１に制御信号が供給されている間、
このＶＦＯ回路から得られる周波数信号ｆ２の周波数が
次第に高くなる。

この高くなることによって周波数信号ｆ２の変動分△ｆ
２が零になると、電圧比較回路２５０入力端子２５ａと
入力端子２５ｂとの間の電圧レベルの差が零になる。

従って電圧比較回路２５から得られる制御信号の電圧レ
ベルも零になる。

そしてＶＦＯ回路２１は再び初期状態となって、以後周
波数信号ｆ２が得られる。

このようにミキサー回路８に供給される周波数信号ｆ２
が△ｆ２分だけ低い周波数に変動しても、この周波数信
号は先に保持されていた直流信号の電圧レベルと比較さ
れるので、再び元の周波数信号ｆ２になる。

従ってミキサー回路８から位相検波回路９に供給される
周波数信号ｆ３が大巾に変化することがない。

この為にローカル回路７からミキサー回路４に供給され
るローカル信号の周波数も安定したものとなる。

従って例えばＦＭ受信機が８０ＭＨｚの放送周波数を受
信しているとき、ローカル周波数は６９．３ＭＨｚとな
るが、このローカル周波数が一時的に少し変化しても同
調作用に実質的な影響を特に、ｆ２をｆｌに較べて充分
に小さい値にしておけば、既述の式、ｆ１＝Ｎ×１００
ＫＨｚ＋ｆ２から明らかなように、ｆ２が変動した場合
にｆ２の変動率に較べてず、の変動率が非常に小さくな
るので、ｆｌが非常に安定化される。

次に本発明の第２の実施例を第２図にもとづき説明する
。

なおこの第２の実施例において、ＦＭ受信機はダブルス
−パ一方式に構成されている。

そしてこのダブルス−パ一方式のＦＭ受信機においては
、第１段の中間周波増巾回路５の中間周波数は、例えば
５ＭＨｚ〜５０ＭＨｚの間に選定されるとともに、第２
段の中間周波回路３１の中間周波数は例えば４５５ Ｋ
Ｈｚ〜１０ＭＨｚの間に選定される。

またこの第２の実施例において、第１の実施例と同一の
動作をなす回路ブロックには同一の符号を付してその説
明を省略する。

先ず回路構成について述べると、３０はミキサー回路、
３１は第２段の中間周波増巾回路であって、中間周波数
は例えば４５５ＫＨｚに選定されている。

３２は周波数弁別回路であって、この回路から得られる
低周波信号は次段の低周波増巾回路（図示せず）に供給
されるようになっている。

また３３はローカル回路でちって、このローカル回路３
３から得られるローカル信号は、第１の中間周波増巾回
路５の中間周波信号よりも、例えば４５５ ＫＨｚだけ
低い周波数の周波数信号となっている。

３４は位相検波回路であって、クリスタル発振回路３５
から供給される例えば１００ＫＨｚの周波数信号を基準
信号として、前記ローカル信号を位相検波するようにな
っている。

３６はＬＰＦ回路であって、位相検波回路３４から供給
される周波数信号の高域部分や高調波部分を除去して、
ローカル回路３３にはソ直流化された制御信号を供給す
るようになっている。

次に上述の如く構成された第２図に示すＦＭ受信機の回
路動作を述べると、ローカル回路７とＡＦＣ回路２０と
が前述の如く動作して、第１段の中間周波増巾回路５か
ら所定の周波数の中間周波信号が得られる。

この中間周波信号はミキサー回路３０に供給され、ここ
で例えば４５５ ＫＨｚだけ低い周波数のローカル信号
と周波数混合される。

次いでミキサー回路３０の混合出力である４ ５５ Ｋ
Ｈｚの中間周波信号は、第２の中間周波増巾回路３１に
おいて増巾されて次段の検波回路３２に供給される。

そして前記中間周波信号から低周波信号が取出され、次
段の低周波増巾回路（図示せず）に供給される。

一方、ミキサー回路３０に供給されるローカル周波数は
以下に述べるようにして安定化される。

即ち、このローカル信号は位相検波回路３４に供給され
、クリスタル発振回路３５から得られる周波数信号を基
準にしてこの位相検波回路３４において位相検波される
。

このときクリスタル発振回路３５から得られる周波数信
号は極めて正確であるから、ローカル周波数の変動が微
少であっても、両者の間に位相差が生じ、この位相差に
もとづく検波出力が次段のＬＰＦ回路３６に供給される
。

そしてこのＬＰＦ回路３６からはソ直流化された制御信
号が得られ、この制御信号は次段のローカル回路３３に
供給される。

この結果、ローカル信号の周波数は制御信号のレベルに
よって制御される。

従ってローカル周波数が例えば電源電圧の変化等によっ
て変動したとすれば、位相検波回路３４からローカル周
波数のこの変動分に対応した検波出力が得られる。

従って変動分が基準周波数よりも高い周波数であれば、
ＬＰＦ回路３６から得られる制御信号のレベルも高くな
る。

そして制御信号のレベルが高くなるにつれて前記ローカ
ル信号の周波数が低くなり、元の周波数に復帰したとき
制御信号も元のレベルになる。

このようにして、このローカル信号は常に一定の周波数
に固定される。

従ってダブルス−パ一方式のＦＭ受信機においては、第
２のミキサー回路３０に供給される２つの周波数信号は
、いづれも所定の周波数に保持される。

しかも第１の中間周波増巾回路５からミキサー回路３０
に供給される中間周波信号は、この中間周波増巾回路５
において高調波成分等を除去したものである。

このために男中間波周波妨害やミキサー・サブハーモニ
クス妨害等の、いわゆるスプリアス妨害が発生しない。

なお第２のローカル回路３３から得られるローカル信号
を更に安定化するために、前述したＡＦＣ回路２０と同
様の第２のＡＦＣ回路を用いても良い。

この場合、第２のローカル回路３３と位相検波回路３４
との間に、ミキサー回路８と同様の別のミキサー回路を
設け、更に第２のＡＦＣ回路のＶＦＯ回路２１から得ら
れる周波数信号をこのミキサー回路に供給すれば良い。

このとき、当然のことながらＶＦＯ回路２１から得られ
る周波数信号は、第２のローカル信号よりも所定の周波
数だけ低い周波数になるように決定される。

この結果第２のローカル信号は極めて安定したものとな
るので、ＦＭ受信機が離調状態になるようなことがない
。

次に本発明の第３の実施例を第３図にもとづき説明する
。

この第３図においては、第１又は第２の実施例で用いら
れている自動周波数制御回路２０に相当する部分のみが
ＡＦＣ回路４０として示され、その他の部分は省略され
ている。

従って第３図においてＶＦＯ回路４１の発振出力は位相
検波回路４２へ供給されると共に混合回路（第１及び第
２の実施例の混合回路８に相当する）にも供給されるよ
うになっている。

先ずＡＦＣ回路４０の回路構成について述べると、ＶＦ
Ｏ回路４１は制御信号のレベルによって・ その発振周
波数が制御されるようになっていて、このＶＦＯ回路４
１から得られる周波数信号は上述のようにミキサー回路
と、位相検波回路４２とに夫々供給されるようになって
いる。

位相検波回路４２は、ＶＣＸＯ回路（電圧制御型クリス
タル発振回路）４３から供給される周波数信号を基準と
して、ＶＦＯ回路４１から供給される周波数信号を位相
検波するようになっている。

またゲート回路４４．４５は連動するものであって、ゲ
ート回路４４がオン状態に切換えられたとき、ゲート回
路４５はオフ状態に切換えられるようになっている。

これとは逆にゲート回路４５がオン状態に切換えられる
と、ゲート回路４４がオフ状態に切換えられるようにな
っている。

４６．４７はＬＰＦ回路であって、前述したＬＰＦ回路
１１，３６と同様の動作をなすようになっている。

また４８はホールド回路であって、前述のホールド回路
２４と同様の動作をなすようになっている。

次いで上述の如く構成された第３図に示すＡＦＣ回路４
０の回路動作について述べると、ＦＭ受信機が選局動作
中のときはゲート回路４４がオン状態に切換えられてい
る。

次いである放送周波数に同調して最良の受信状態になっ
たとき、ゲート回路４４をオフ状態に切換えると共にゲ
ート回路４５をオン状態に切換える。

このとき位相検波回路４２から得られる検波出力はゲー
ト回路４５を介してＬＰＦ回路４７に供給される。

そしてこの検波出力はその高周波部分及び高調波成分を
除去されてはヌ直流化された信号に変換される。

次いでこの直流信号はホールド回路４８に供給される。

故にホールド回路４８においては、この直流信号の電圧
レベルが保持され、以後この電圧レベルの制御信号がホ
ールド回路４８からｖｃｘｏ回路４３に供給される。

このためｖｃｘｏ回路４３は、常に最良の同調状態のと
きの制御信号にもとづき所定の周波数信号を発振するよ
うになる。

これは言い換えれば、位相検波回路４２に供給される基
準信号の周波数が安定していることである。

この状態でＶＦＯ回路４１から得られるローカル信号の
周波数が変動すると、これに対応して位相検波回路４２
の出力信号も変動することになる。

この結果、ＬＰＦ回路４６から得られる制御信号の電圧
レベルも変化して、ローカル信号の周波数が再び元の周
波数に復帰するようにＶＦＯ回路４１を制御する。

故にローカル信号の周波数は常に安定したものとなり、
電源電圧の変動、温度変化等によるドリフト等によって
受信状態が悪化することがない。

本発明は上述のような構成であるから、電源電圧の変動
、温度変化等によるドリフト等に影響されない極めて好
ましい所定の周波数の発振出力を、比較的簡単な回路構
成で以って、常に局部発振回路から得ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明をラジオ受信機に適用した場合の実施例を
示すものであって、第１図は第１の実施例を示すラジオ
受信機のブロックダイヤグラム、第２図は第２の実施例
を示すダブルス−パ一方式のラジオ受信機のブロックダ
イヤグラム、第３図は第３の実施例を示す自動周波数制
御回路のブロックダイヤグラムである。 なお図面に用いられている符号において、２０は自動周
波数制御回路、２１はＶＦＯ回路、２３はゲート回路、
２４はホールド回路、２５は電圧比較回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ その制御端子に供給される制御信号に応じてその発
   振周波数が制御される可変周波数発振回路と、この発振
   回路の発振出力に応じた直流電圧をホールドするホール
   ド回路と、このホールド回路でホールドされている所定
   の電圧と前記可変周波数発振回路の前記発振出力の変動
   に応じて変動する前記発振出力に応じた直流電圧とを比
   較しこの比較結果に応じた前記制御信号を出力する比較
   回路と、前記可変周波数発振回路の発振出力と局部発振
   回路の発振出力とが供給されるミキサーと、このミキサ
   ーの出力とクリスタル発振回路の出力とを位相比較しこ
   の比較出力に応じて前記局部発振回路の発振周波数を制
   御するようにしたＰＬＬ回路とをそれぞれ具備すること
   を特徴とする受信機。