JPS5943972A - Knock controller - Google Patents

Knock controller

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JPS5943972A
JPS5943972A JP57153928A JP15392882A JPS5943972A JP S5943972 A JPS5943972 A JP S5943972A JP 57153928 A JP57153928 A JP 57153928A JP 15392882 A JP15392882 A JP 15392882A JP S5943972 A JPS5943972 A JP S5943972A
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JP
Japan
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circuit
resistor
output
signal
terminal
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JP57153928A
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Japanese (ja)
Inventor
Noboru Sugiura
登 杉浦
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Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
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Publication date
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Publication of JPS5943972A publication Critical patent/JPS5943972A/en
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P5/00—Advancing or retarding ignition; Control therefor
    • F02P5/04—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions
    • F02P5/145—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions using electrical means
    • F02P5/15—Digital data processing
    • F02P5/152—Digital data processing dependent on pinking
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/10—Internal combustion engine [ICE] based vehicles
    • Y02T10/40—Engine management systems

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Abstract

PURPOSE:To reliably detect knocking, by a method wherein, in the ignition noise eliminating means of a knock controller, a capacitor is mounted to a single stabilizing circuit generating a noise mask signal. CONSTITUTION:A knock signal inputted from a knock sensor 100 is inputted to a knock controller to control the ignition timing of an ignition coil 600. A knock controller 200 is provided with an amplifier 201 comprising an ignition noise cut circuit 202 having a gate for cutting ignition noise in synchronism with spark timing, hand pass filter 204, a gain variable amplifying circuit (AGC) 205, and a mask circuit 207 for masking the output of the AGC circuit for a given timing section. If a waveform by which ignition noise produced during disconnection of the ignition coil is masked is a rectangular waveform, the band pass filter produces damped vibration. In order to prevent the occurrence of the damped vibration, a capacitor is installed to a single stabilizing circuit for generating a noise mask signal, resulting in gentle fall.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はノック制御装置に係り、特にイグニションノイ
ズに影響されることなく適性に制御を行なうことのでき
るノック制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a knock control device, and particularly to a knock control device that can appropriately perform control without being affected by ignition noise.

エンジンに発生するノックは、ノック音を伴うため走行
性を低下させるとともに逆トルクの発生によジエンジン
の出力低下、あるいはエンジンの過熱による破壊を招く
ものである。このノックは点火時期と密接な関係をもっ
ており、エンジンの特性上、ノック直前に点火時期即ち
点火進角を設定することがエンジン出力を最大にできる
ことが知られている。従って、ノックの発生を避ける結
果、点火進角を小さくすることは、逆にエンジン出力を
低下させることにもなるので、点火時期はノック発生直
前に制御することが要求される。特に、ターボチャージ
ャー付エンジンにおいては、圧縮比が高く、最大効率を
維持するために点火時期を最適なものとすることが要求
される。そのためにはノック信号とバックグランドレベ
ルとが適正に比較されなければならない。Knock that occurs in an engine is accompanied by a knocking sound that reduces running performance, and also causes a reduction in the output of the engine due to the generation of reverse torque, or causes damage to the engine due to overheating. This knock has a close relationship with the ignition timing, and it is known that engine output can be maximized by setting the ignition timing, that is, the ignition advance angle, just before the knock due to the characteristics of the engine. Therefore, reducing the ignition advance angle in order to avoid the occurrence of knock will conversely reduce the engine output, so it is necessary to control the ignition timing immediately before the occurrence of knock. In particular, turbocharged engines have high compression ratios and require optimal ignition timing to maintain maximum efficiency. For this purpose, the knock signal and the background level must be properly compared.

一般にノックセンサは、振動をとらえて、これを電気信
号に変換して出力するものであるため、点火時に生じる
点火ノイズも検出する。このため従来より、点火コイル
の遮断時に同期して点火ノイズをマスクする手段が設け
られている。In general, a knock sensor detects vibrations, converts them into electrical signals, and outputs them, so it also detects ignition noise that occurs during ignition. For this reason, conventionally, means have been provided for masking the ignition noise in synchronization with the interruption of the ignition coil.

この点火ノイズマスクは、単安定回路から出力される一
定幅のパルス信号によってトランジスタをＯＮさせて点
火時に生じる振動を検出した信号をマスクする訳である
。このマスク信号は、矩形波であり、この矩形波により
、バンドパスフィルタが減衰振動を起す。すなわち、ア
ースの乱れや急峻な信号によってエッヂが出てくる。こ
のため、点火ノイズをノイズマスクしても、このヒゲに
よってノック信号・よりも高い信号が出てくる。This ignition noise mask masks a signal detected by detecting vibrations that occur during ignition by turning on a transistor using a pulse signal of a constant width output from a monostable circuit. This mask signal is a rectangular wave, and this rectangular wave causes the bandpass filter to cause damped vibration. In other words, edges appear due to ground disturbances or steep signals. Therefore, even if the ignition noise is masked, a signal higher than the knock signal will come out due to this whisker.

このため、従来のノック制御装置にあっては、適確なノ
ック検出ができないという欠点を有していた。For this reason, the conventional knock control device has a drawback in that it cannot accurately detect knocking.

本発明の目的は、適確なノック制御を行なうことのでき
るノック制御装置を提供することにある。An object of the present invention is to provide a knock control device that can perform accurate knock control.

本発明は、ノイズマスク信号を発生する単安定回路に、
コンデンサを設けることにより、該単安定回路よシ出力
されるマスク信号に急峻な立下シが生じないようにする
ことＫよＩＭ確なノック制御を行なおうというものであ
る。The present invention provides a monostable circuit that generates a noise mask signal.
By providing a capacitor, the mask signal outputted from the monostable circuit is prevented from having a sharp fall, and precise knock control can be performed.

以下、本発明の実施例について説明する。Examples of the present invention will be described below.

第１図には本発明の一実施例が示されるノック制御装置
の全体が示されている。FIG. 1 shows the entire knock control device according to an embodiment of the present invention.

図において、ノック制御装置は、ノック信号を検出する
だめのノックセンサ１００、ノックセンサ１００から入
力されるノック信号によって点火コイル６００の点火時
期を制御するだめの制御信号を出力するノック制御ｌ＃
装置２００、点火コイル６００のスパークタイミングを
検出するだめのピックアップコイル４００、ピックアッ
プコイル４００とノック制＠ｊ装置２００からの出力に
よ多点火コイルを点火させるとともにノック制御装置２
００にフィードバック信号を送出するための無接点点火
装置５００とよりなる。In the figure, the knock control device includes a knock sensor 100 that detects a knock signal, and a knock control l# that outputs a control signal that controls the ignition timing of an ignition coil 600 based on the knock signal input from the knock sensor 100.
A device 200, a pickup coil 400 for detecting the spark timing of the ignition coil 600, a knock control device 2 that ignites multiple ignition coils based on the output from the pickup coil 400 and the knock control@j device 200.
00, and a non-contact ignition device 500 for sending a feedback signal to the engine.

ノック制御具［２００は、ノックセンサ１ｏ。Knock control tool [200 is knock sensor 1o.

の検出信号と無接点点火装置５００の出方信号とを取込
み、ノッキングに応じて無接点点火装置５００を制御し
進角又は遅角制御を行わしめる。The detection signal and the output signal of the non-contact ignition device 500 are taken in, and the non-contact ignition device 500 is controlled in response to knocking to perform advance or retard control.

ノック制御装置２００は、スパークタイミングに同期し
て点火ノイズをカットするだめのゲートを有する点火ノ
イズカット回路２０２を有する増幅器２０１、ノック信
号をバンドパスさせるだめのバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）２０４、Ｂ　Ｐ　Ｉｉ’２０４の出力によシ入力信
号比率に比例して自己の増幅器のゲインを制御するゲイ
ン可変増幅回路（ＡＧＣｆｉｌＪ路）２０５、ＡＧＯ出
カに対して所定のタイミングの区間マスクするマスク回
路２０７、マスク回路２０７を介したＡＧＣ回路２０５
からの入力信号を半波整流する半波整流回路２０８、該
半波整流回路２０８からの半波信号にノック信号の大き
い信号が入シバツクグランドレベルに影響を与え彦いよ
うにクランプするノック信号クランプ回路２０９、ノッ
ク信号の平均値を得るだめのバックグランドレベル（Ｂ
ＧＬ）検出回路２１０．１３　Ｇ　Ｌ検出回路２１０の
出力を増幅してＡＧＣ回路２０５にフィードバックさせ
るゲインコントロール回路２０６、マスク回路２０７の
出力を増幅する信号増幅回路２１１、ＢＧＬ検出回路２
１０の出力電圧と信号増幅回路２１１の出力信号とを比
較してノッキングに比例した遅角信号を発生ずる比較器
２１２、比較器２１２の出力に所定のタイミングでマス
クをかけて出力するマスク回路２１４、該マスク回路２
１４出力の積分を行いノッキングに比例した遅角信号に
相当する電圧値を出力するノック信号電圧変換回路２１
５、ノックセンサ１００のオープン散瞳を検出し点火時
期を強制的に遅角させるための信号を送出するフェルセ
ーフ回路２１３、無接点点火装置５００かもの信号によ
多点火コイル６００の遮断時に同期して（即ち、パワー
トランジスタ５０３のベースｔ１７．　流に同期して）
一定パルス幅の信号を発生する単安定回路２１６、単安
定回路２１６の出力パルスにｔつで回転数に比例した電
圧値を出力するＦ−Ｖ発生器２１７、とのＩｉ’　−Ｖ
発生器２１７からの出力によって２０００ｒｐＨ１以上
のときに信−号を出力する２０００　ｒｐｍ　１！ＫＨ
出回路２１８．４０００ｒｐｍ以上のときに信号を出力
する４０００甲検出回路２１９、始動時にバッテリ電圧
が下るのでそれを検出してノック制両を停止さぜる低ｔ
’ｆｉＬ圧検出回路２２０及び基準電圧発生回路２０３
とからなる。The knock control device 200 includes an amplifier 201 having an ignition noise cut circuit 202 having a gate to cut ignition noise in synchronization with spark timing, and a bandpass filter (BP) to bandpass the knock signal.
F) 204, a variable gain amplifier circuit (AGCfilJ path) 205 that controls the gain of its own amplifier in proportion to the input signal ratio according to the output of B P Ii' 204, a section at a predetermined timing with respect to the AGO output. Mask circuit 207 for masking, AGC circuit 205 via mask circuit 207
A half-wave rectifier circuit 208 that half-wave rectifies the input signal from the half-wave rectifier circuit 208, and a knock signal that clamps the half-wave signal from the half-wave rectifier circuit 208 so that a signal with a large knock signal affects the input ground level. The clamp circuit 209 sets the background level (B) to obtain the average value of the knock signal.
GL) detection circuit 210.13 A gain control circuit 206 that amplifies the output of the GL detection circuit 210 and feeds it back to the AGC circuit 205, a signal amplification circuit 211 that amplifies the output of the mask circuit 207, and a BGL detection circuit 2.
a comparator 212 that compares the output voltage of 10 with the output signal of the signal amplification circuit 211 and generates a retard signal proportional to knocking; and a mask circuit 214 that masks the output of the comparator 212 at a predetermined timing and outputs the signal. , the mask circuit 2
Knock signal voltage conversion circuit 21 that integrates the 14 outputs and outputs a voltage value corresponding to a retard signal proportional to knocking.
5. A fail-safe circuit 213 that detects open mydriasis of the knock sensor 100 and sends a signal to forcibly retard the ignition timing, synchronizes when the multi-ignition coil 600 is cut off by the signal of the non-contact ignition device 500. (i.e., in synchronization with the base t17. flow of the power transistor 503)
Ii' -V with a monostable circuit 216 that generates a signal with a constant pulse width, and an F-V generator 217 that outputs a voltage value proportional to the rotation speed at t to the output pulse of the monostable circuit 216.
2000 rpm 1 which outputs a signal when the output from the generator 217 is 2000 rpm or higher! K.H.
Output circuit 218. 4000A detection circuit 219 that outputs a signal when the speed is 4000rpm or more, low t that detects the drop in battery voltage when starting and stops the knock control.
'fiL pressure detection circuit 220 and reference voltage generation circuit 203
It consists of

才だ、無接点点火装置ｌ′ｆ　５００は、ピックアップ
コイル４００の出力信号を波形整形する増幅器５０１、
ノック制御回路２００の出力ｆｊｉ圧に応じて点火時期
を１ｉｉｌＪ御するリタード回路５０２、点火コイル６
０００２次側に旨電圧を発生させるパワートランジスタ
５０３とよ構成る。The non-contact ignition device l'f 500 includes an amplifier 501 that shapes the waveform of the output signal of the pickup coil 400;
A retard circuit 502 and an ignition coil 6 that control the ignition timing according to the output fji pressure of the knock control circuit 200.
The power transistor 503 generates a voltage on the secondary side.

次にノック制御装置２００の各詳細画１１６について、
ノミ明する。Next, regarding each detailed image 116 of the knock control device 200,
I will explain the flea.

第２図にはノックセンサ１００と、増幅器２０１と、点
火ノイズカット回路２０２と、基準電圧発生回路２０３
と、バンドパスフィルタ（ｎｐｉ；”）２０４の詳細回
路が示されている。FIG. 2 shows a knock sensor 100, an amplifier 201, an ignition noise cut circuit 202, and a reference voltage generation circuit 203.
A detailed circuit of the bandpass filter (npi;'') 204 is shown.

すなわち、ノックセンサナ１００は圧出１．；ミ子を１
吏用した容量形のセンサであム等価的にｔ、シコンデン
サＣと定直流源との並列回路となる。That is, the knock sensor sensor 100 has a pressure of 1. ;Miko 1
Equivalently, the capacitive type sensor used in this case becomes a parallel circuit of a capacitor C and a constant DC source.

ノックセンサ１００の（ト）端−ｒ−には抵抗Ｒ１が接
続されており、この抵抗Ｒ１の他端には、抵Ｄ’１：Ｉ
ｔ　２と、ＪＪｐ＋冗几３と、ツェナダイオードＺＤ１
のカソードと、トランジスタＴｌのコレクタがそれぞれ
接続されている。抵抗１モ２の他端、ツェナダイオード
ＺＤ１のアノード、トランジスタＴ１のエミッタはそれ
ぞれ接地されており、トランジスタＴ１のベース抵抗Ｒ
６を介して単安定回路（０８Ｍ）２１６に掻枕されてい
る。丑た、抵抗■（，３の他端にはコンデンサＣ２を介
してオペアンプＯＰ１の（→入力端子が接続されている
。このオペアンプＯＰＩは抵抗几４を介して負帰還され
ており、オペアンプＯＰＩの出力、ｌｉＡ子には低］２
・ｉ：　Ｈ，７。A resistor R1 is connected to the (G) end -r- of the knock sensor 100, and a resistor D'1:I is connected to the other end of the resistor R1.
t 2, JJp + red 3, and Zener diode ZD1
The cathode of the transistor Tl is connected to the collector of the transistor Tl. The other end of resistor 1 mo 2, the anode of Zener diode ZD1, and the emitter of transistor T1 are each grounded, and the base resistor R of transistor T1
6 to a monostable circuit (08M) 216. The other end of the resistor (3) is connected to the input terminal of the operational amplifier OP1 via the capacitor C2. This operational amplifier OPI is negatively fed back through the resistor 4, and the Output, low for liA child]2
・i: H, 7.

几８がそれぞれＪｉＦ続されている。抵抗■（１７の他
端は接地されており、抵抗Ｒ８の他端にはコンデンサＣ
４，Ｃ５と可変抵抗９が接続されている。几8 are each connected to JiF. Resistor ■ (The other end of 17 is grounded, and the other end of resistor R8 is connected to capacitor C.
4, C5 and variable resistor 9 are connected.

この抵抗Ｉｔ　１　、几２．１も３．几４．几７、コン
デンサＣ２、オペアンプＯＰＩによって増幅器２０１が
、また、トランジスタＴ１、抵抗Ｒ６とによって点火ノ
イズカット回路２０２がそれぞれ構成されている。This resistance It 1 and the resistance 2.1 are also 3.几4. An amplifier 201 is configured by the amplifier 7, the capacitor C2, and the operational amplifier OPI, and an ignition noise cut circuit 202 is configured by the transistor T1 and the resistor R6.

また、前記可変抵抗Ｒ９の他端は接地されており、コン
デンサＣ４の他端にはオペアンプ２の（へ）入力端子が
接続されておシ、コンデンサＣ５の他端はオペアンプＯ
Ｐ２の出力端子が接続されている。このオペアンプＯＰ
２は抵抗ＲＩＯを介して負帰還がかけられている。まだ
、このオペアンプＯＰ２の（ト）入力端子には、オペア
ンプＯＰ３の出力端子が接続されている。このオペアン
プＯＰ２の出力端子には、抵抗几１１．Ｒ１７が接続さ
れておシ、抵抗Ｒ１７の他端は接地されておシ、抵抗几
１１の他端には、可変抵抗Ｒ１２と、コンデンサＣ６，
Ｃ７が接続されている。この可変抵抗几１２の他端は接
地されておシ、コンデンサＣ６の他端にはオペアンプＯ
Ｐ４の（へ）入力端子が接続されている。このオペアン
プＯＰ４は抵抗Ｒ１３を介して負帰還されている。また
、コンデンサＣ７の他端はオペアンプＯＰ４の出力端子
が接続されている。このオペアンプＯＰ４の（ト）入力
端子は、オペアンプＯＰ３の出力端子が接続されており
、オペアンプＯＰ４の出力端子には抵抗Ｒ１８ゲイン可
変増幅回路２０５の抵抗Ｒ１９が接続されている。この
抵抗１１１８の他端は接地されている。The other end of the variable resistor R9 is grounded, the other end of the capacitor C4 is connected to the input terminal of the operational amplifier 2, and the other end of the capacitor C5 is connected to the operational amplifier O.
The output terminal of P2 is connected. This operational amplifier OP
2 is subjected to negative feedback via a resistor RIO. The output terminal of the operational amplifier OP3 is still connected to the (g) input terminal of the operational amplifier OP2. The output terminal of this operational amplifier OP2 is connected to a resistor 11. R17 is connected, the other end of the resistor R17 is grounded, and the other end of the resistor 11 is connected to a variable resistor R12, a capacitor C6,
C7 is connected. The other end of this variable resistor 12 is grounded, and the other end of the capacitor C6 is connected to an operational amplifier O.
The (to) input terminal of P4 is connected. This operational amplifier OP4 is negatively fed back via a resistor R13. Further, the other end of the capacitor C7 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP4. The (g) input terminal of the operational amplifier OP4 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP3, and the resistor R18 of the variable gain amplifier circuit 205 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP4. The other end of this resistor 1118 is grounded.

この抵抗Ｒ８，几９．几１０．Ｊ（１１，Ｒ１２゜几１
３，１（，１７，１４１８、コンデンサＣ４，Ｃ５゜Ｃ
６，Ｃ７、オペアンプＯＰ２，０１１４とによってバン
ドパスフィルタ（Ｂ　１）　Ｉｉ’　）　２０４が構成
されている。このＢ　Ｐ　Ｆ　２０４は２段フィルタと
なっている。This resistance R8, 几9. 10. J(11, R12゜几1
3,1(,17,1418, capacitor C4, C5°C
A bandpass filter (B 1 ) Ii′ ) 204 is constituted by 6, C7, and an operational amplifier OP2, 0114. This B P F 204 is a two-stage filter.

一方、オペアンプＯＰ３の０）入力端子にはコンデンサ
Ｃ１４と可変抵抗几１５とが接続されている。このコン
デンサＣ１４と抵抗Ｒ１５の他端は、それぞれ接地され
ている。また、このオペアンプＯＰ３には、電源電圧が
駆動電源として印加されている。このオペアンプＯＰ３
は負帰還されておシ、出力端子には抵抗几１６とコンデ
ンザＣ１９が接続されている。この抵抗Ｒ１６とコンデ
ンサＣ１９の他端ｔよそれぞれ接地されてｂる。また、
オペアンプ０１）　３の′電源端子はコンデンサＣ３を
介して接地されている。On the other hand, a capacitor C14 and a variable resistor 15 are connected to the 0) input terminal of the operational amplifier OP3. The other ends of this capacitor C14 and resistor R15 are each grounded. Further, a power supply voltage is applied to this operational amplifier OP3 as a driving power supply. This operational amplifier OP3
is subjected to negative feedback, and a resistor 16 and a capacitor C19 are connected to the output terminal. This resistor R16 and the other end t of the capacitor C19 are each grounded. Also,
The 'power supply terminal of operational amplifier 01) 3 is grounded via a capacitor C3.

この４几抗Ｒ］、　Ｓ５、几１６、コンデンサＣ３゜Ｃ
１４，Ｃ１９、オペアンプ０１）　３によって基準電圧
発生回路２０３が構成されておシ、抵抗几１４とｆ（１
５とを適当に可変することによってオペアンプＯＰ３の
出力Ｒ，Ｖを基準電圧に固定されている。この基準１！
Ｊ、ｚｎ、ｖは例えば３．６ｖである。These 4 resistance R], S5, resistance 16, capacitor C3゜C
14, C19, operational amplifier 01) 3 constitute a reference voltage generation circuit 203, and resistor 14 and f(1)
By appropriately varying 5 and 5, the outputs R and V of the operational amplifier OP3 are fixed to the reference voltage. This standard is 1!
J, zn, and v are, for example, 3.6v.

第３図には、ゲイン可変増幅器２０５、ゲインコントロ
ール回路２０６、マスク回路２０７、半波整流回路２０
８の詳細回路図が示されている。FIG. 3 shows a variable gain amplifier 205, a gain control circuit 206, a mask circuit 207, and a half-wave rectifier circuit 20.
8 detailed circuit diagrams are shown.

図において、第２図図示端子Ｓ５には、抵抗几１９が接
続されておシ、この抵抗几１９にはオペアンプＯＰ５の
（ト）端子と、可変抵抗Ｒ２０がそれぞれ接続されてい
る。この可変抵抗几２ｏの他端は第２図図示端子Ｓ６が
接続されている。またオペアンプＯＰ５の（へ）入力端
子には抵抗Ｒ２１゜Ｒ２２，几２３がそれぞれ接続され
ている。この抵抗Ｒ２２の他端にはＦＥＴのドレンに接
続されている。このｌ”　Ｂ　Ｔのソースには第２図図
示端子Ｓ６が、ゲートには抵抗Ｒ３０とコンデンサＣ１
５が接続されている。このコンデンサＣ１５の他端は接
地されており、抵抗Ｉ（３０のｒＬＩＪ飾にはオペアン
プＯＰ　７の出力端子が接続されている。また、抵抗Ｒ
２１の他端は、オペアンプＯＰ７の（ト）入力端子に接
続されている。また、抵抗Ｒ１２３の他端はオペアンプ
０　、Ｐ　５の出力端子が接続されている。In the figure, a resistor 19 is connected to the terminal S5 shown in FIG. 2, and a (g) terminal of the operational amplifier OP5 and a variable resistor R20 are connected to the resistor 19, respectively. The other end of the variable resistor 2o is connected to the second illustrated terminal S6. Further, resistors R21, R22 and 23 are connected to the input terminal of the operational amplifier OP5, respectively. The other end of this resistor R22 is connected to the drain of the FET. The source of this l''B
5 is connected. The other end of this capacitor C15 is grounded, and the output terminal of the operational amplifier OP7 is connected to the rLIJ terminal of the resistor I (30).
The other end of 21 is connected to the (g) input terminal of operational amplifier OP7. Further, the other end of the resistor R123 is connected to the output terminals of the operational amplifiers 0 and P5.

このオペアンプＯＰ５の出力端子には、Ｊ、！（抗Ｒ２
４と抵抗ｆｔ、　１１０が接続されている。この逝抗几
１１０の他端は接地されておシ、抵抗Ｒ２４の他端には
コンデンサＣ８が接続されている。このコンデンサＣ８
の他端には端子Ｓ７と抵抗ｎ、　２７ト、トランジスタ
Ｔ２のコレクタがそれぞれ接続されている。この抵抗几
２７にはオペアンプ０Ｉ）６の（へ）入力端子が接続さ
れている。このオペアンプＯＰ６の（ハ）入力端子には
抵抗Ｒ２５と、ダイオードＤＩのアノードが接続されて
いる。このダイオードＤ１のカソードにはオペアンプＯ
Ｐ６の出力端子とダイオードＤ２のアノードが接続され
ている。このダイオードＤ２のカソードには、抵抗Ｒ２
５と、端子Ｓ８が接続されている。The output terminal of this operational amplifier OP5 has J,! (Anti-R2
4 and a resistor ft, 110 are connected. The other end of the resistor 110 is grounded, and the other end of the resistor R24 is connected to a capacitor C8. This capacitor C8
The other end is connected to a terminal S7, a resistor n, 27, and the collector of a transistor T2, respectively. The input terminal of the operational amplifier 0I6 is connected to this resistor 27. A resistor R25 and an anode of a diode DI are connected to the (c) input terminal of the operational amplifier OP6. The operational amplifier O is connected to the cathode of this diode D1.
The output terminal of P6 and the anode of diode D2 are connected. A resistor R2 is connected to the cathode of this diode D2.
5 and terminal S8 are connected.

また、オペアンプＯＰ６の（ト）入力端子にはトランジ
スタＴ２のエミッタと、オペアンプＯＰ７の（ト）入力
端子が接続されている。このトランジスタＴ２のベース
には抵抗Ｒ２９を介して端子Ｓ３が接続されている。ま
た、オペアンプＯＰ７の（へ）入力端子にｔま抵抗Ｒ３
１と、可変抵抗Ｒ，３３と、抵抗Ｒ４６が接続されてい
る。この抵抗）（，３１の他端はオペアンプＯＰ７の出
力端子に接続されており、可変抵抗Ｉｔ、　３３０他端
は凄地されている。また、抵抗几４６の他端は端子Ｓ９
が接続されている。また、オペアンプＯＰ７の出力端子
は抵抗几３２を介して接地されている。Further, the emitter of the transistor T2 and the (G) input terminal of the operational amplifier OP7 are connected to the (G) input terminal of the operational amplifier OP6. A terminal S3 is connected to the base of this transistor T2 via a resistor R29. Also, a resistor R3 is connected to the input terminal of the operational amplifier OP7.
1, a variable resistor R, 33, and a resistor R46 are connected. The other end of this resistor 46 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP7, and the other end of the variable resistor It, 330 is connected to the terminal S9.
is connected. Further, the output terminal of the operational amplifier OP7 is grounded via a resistor 32.

この抵抗几１９．Ｒ，２０，Ｒ２１，Ｒ２２゜１’Ｌ２
３、ｌｉ’ＥＴ、オペアンプＯＰ５によってゲイン可変
増幅回路２０５が構成されている。This resistance 19. R, 20, R21, R22゜1'L2
3. A variable gain amplification circuit 205 is configured by li'ET and an operational amplifier OP5.

また、抵抗Ｒ３０，Ｒ３１，几３２．Ｒ３３゜１Ｌ４６
、コンデンサＣ１５、オペアンプＯＰ７によってゲイン
コントロール回路２０６が構成されている。Also, resistors R30, R31, 32. R33゜1L46
, a capacitor C15, and an operational amplifier OP7 constitute a gain control circuit 206.

また、抵抗几２４．几２９．■も１１０．１−ランジス
タＴ２によってマスク回路２０７が構成されている。Also, resistance box 24.几29. (2) A mask circuit 207 is also constituted by the 110.1-transistor T2.

さらに、抵抗Ｒ２５，几２７．１（，２８、コンデンサ
Ｃ８、ダイオードＤ１．Ｄ２、オペアンプ０■）６によ
って半波整流回路２０８が構成されている。Further, a half-wave rectifier circuit 208 is constituted by a resistor R25, a capacitor C8, a diode D1, D2, an operational amplifier 0.

第４図には、ノック信号クランプ回路２０９−バックグ
ランドレベル（Ｉ３ＧＬ）検出回路２１０１信号増幅回
路２１１、比較器２１２、フェルセーフ回路２１３の詳
細回路が示されている。FIG. 4 shows detailed circuits of the knock signal clamp circuit 209, the background level (I3GL) detection circuit 2101, the signal amplification circuit 211, the comparator 212, and the fail safe circuit 213.

図において、第３図図示端子Ｓ７には、コンデンサＣ１
を介して抵抗Ｒ２６が接続されている。In the figure, a capacitor C1 is connected to the terminal S7 shown in FIG.
A resistor R26 is connected through the resistor R26.

この抵抗Ｊ’ｔ２６の他端には可変抵抗Ｒ３６とオペア
ンプＯＰ８の（へ）入力端子が接続されている。この可
変抵抗Ｉ？、３６の他端はオペアンプＯＰ８の出力端子
に接続されている。The other end of this resistor J't26 is connected to a variable resistor R36 and an input terminal of an operational amplifier OP8. This variable resistance I? , 36 are connected to the output terminal of the operational amplifier OP8.

このコンデンサＣ１、抵抗几２６．Ｒ３６、オペアンプ
ＯＰ８によって信号増幅回路２１１が構成されている。This capacitor C1, resistor 26. A signal amplification circuit 211 is configured by R36 and an operational amplifier OP8.

また、オペアンプＯＰ８には端子Ｓ２よシミ源が供給さ
れておシ、アース端子は接地されている。Further, a stain source is supplied to the operational amplifier OP8 through the terminal S2, and the ground terminal is grounded.

このオペアンプＯＰ８のけ）入力端子には可変抵抗几３
５と端子Ｓ１３が接続されている。この可変抵抗Ｒ３５
の他端には抵抗Ｒ，３４を介して第２図図示端子Ｓ１が
接続されている。また、この可変抵抗Ｒ３５の他端は、
オペアンプＯＰ９の（へ）入力端子が接続されている。There is a variable resistor 3 at the input terminal of this operational amplifier OP8.
5 and terminal S13 are connected. This variable resistor R35
The other end is connected to the second illustrated terminal S1 via a resistor R, 34. Moreover, the other end of this variable resistor R35 is
The (to) input terminal of operational amplifier OP9 is connected.

このオペアンプＯＰ９の（ト）入力端子は、端子Ｓ９に
接続されている。また、このオペアンプ°ＯＰ９の出力
端子には抵抗Ｒ３７が接続されておシ、この抵抗几３７
の他端には、抵抗几１０５と、９１Ｍ子８１０が接続さ
れている。The (g) input terminal of this operational amplifier OP9 is connected to the terminal S9. Also, a resistor R37 is connected to the output terminal of this operational amplifier OP9.
A resistor 105 and a 91M element 810 are connected to the other end.

この抵抗１？、　１０５の他端は接地されている。This resistance 1? , 105 are grounded.

この抵酢Ｒ，３４，Ｒ，３５，Ｒ３７，几１０５、オペ
アンプＯＰ９によって７工ルセー７回路２１３がイ、°
青成されている。The resistors R, 34, R, 35, R37, 105, and the operational amplifier OP9 cause the 7 circuit 213 to be turned on.
It has been made blue.

また、オペアンプＯＰ８の出力端子には、抵抗Ｒ１５４
と、コンパレータＣＯＩとＣＯ２の（ト）入力端子がそ
れぞれ接続されている。この抵抗ｆ（、５４の他端は接
地されている。また　５４１Ｍ子Ｓ１には、抵抗Ｒ１０
３を介してダイオードＤ１２のアノードが接続されてお
シ、このダイオードＤ　１２のカソードにはトランジス
タＴ３のベースと抵抗１１、１０４が接続されている。In addition, a resistor R154 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP8.
and (g) input terminals of comparators COI and CO2 are connected, respectively. The other end of this resistor f(, 54 is grounded. Also, the resistor R10
The anode of the diode D12 is connected through the transistor T3, and the base of the transistor T3 and the resistors 11 and 104 are connected to the cathode of the diode D12.

このトランジスタＴ３のエミッタには、抵抗１も３９と
抵抗几４０が接続されておシ、コレクタは接地されてい
る。この抵抗几３９の他端には、端子Ｓ８と、抵抗Ｒ３
８が接続されており、この抵抗Ｒ３８のｉｔ！！端はＪ
’ｌＨ地されている。また、抵抗几４０の他ｆｆ１ｆａ
にはオペアンプ１０の（→入力端子と、コンデンサ０１
Ｇが接続されている。このコンデンサＣ１６の他端は端
子Ｓ１３に接続されている。このオペアンプｏｐｉｏの
（→入力端子には抵抗１１３と、抵抗）１，４４と抵抗
几４５が接続ぢれている。この抵抗Ｒ４３の他端には抵
抗Ｒ４１と可変抵抗ＩＬ４２が接続されている。この抵
抗Ｒ４１の他端には端子Ｓ１が接続されている。また可
変抵抗１（，４２の他端は接地されている。まだ、抵抗
几４４の他９１Ｍは端子Ｓ１３が接続されている。また
、抵抗１％４５の他端はオペアンプ０Ｐ１０の出力端子
が接続されている。このオペアンプ０Ｐ１０の出力端子
には端子Ｓ９と、オペアンプＯＰ９の（ト）入力端子が
接続されている。A resistor 1 39 and a resistor 40 are connected to the emitter of the transistor T3, and the collector is grounded. The other end of this resistor box 39 has a terminal S8 and a resistor R3.
8 is connected, and this resistor R38's it! ! The end is J
'lH has been grounded. In addition, in addition to the resistance box 40, ff1fa
is the (→input terminal) of operational amplifier 10 and the capacitor 01.
G is connected. The other end of this capacitor C16 is connected to terminal S13. A resistor 113 and a resistor 44 of the operational amplifier opio (→input terminal includes a resistor 113 and a resistor) 1 and 44 are connected to a resistor 45. A resistor R41 and a variable resistor IL42 are connected to the other end of this resistor R43. A terminal S1 is connected to the other end of this resistor R41. In addition, the other end of the variable resistor 1 (, 42) is grounded. The terminal S13 is still connected to the resistor 44 and 91M. Also, the other end of the resistor 1% 45 is connected to the output terminal of the operational amplifier 0P10. The output terminal of this operational amplifier 0P10 is connected to the terminal S9 and the (g) input terminal of the operational amplifier OP9.

一方、抵抗几１０４の他端は端子８１３が接続されてい
る。On the other hand, the other end of the resistor box 104 is connected to a terminal 813.

この抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４、ダイオードＤ１２、トラ
ンジスタＴ３によってノック信号クランプ回路２０９が
構成されている。A knock signal clamp circuit 209 is constituted by the resistors R103 and R104, the diode D12, and the transistor T3.

また、抵抗Ｒ５４，几３Ｂ、Ｒ３９，ＩＬ４０゜Ｒ４１
，Ｉｔ、４２．Ｒ４３，Ｒ４４，Ｒ４５、コンデンサ０
１６、オペアンプ０ＰＩＯによってバックグランドレベ
ル（ＢＧＬ）検出回路２１０が構成されている。Also, resistor R54, 3B, R39, IL40°R41
, It, 42. R43, R44, R45, capacitor 0
16. A background level (BGL) detection circuit 210 is configured by an operational amplifier 0PIO.

また、オペアンプＯＰ８の出力ｙＩＭ子に（ト）入力端
子カ接続されるコンパレータＣ０１の（へ）入力端子に
は、抵抗Ｒ１４７と可変抵抗Ｒ，４８が接続されている
。この抵抗１（４７の他端は端子Ｓ１に、可変抵抗几４
８の他端は端子８１３にそれぞれ接続されている。また
、オペアンプＯＩ’８の出力端子にその（ト）入力端子
が接続されるコンノくレータＣＯ２の（へ）入力端子に
は、オペアンプ０ＰＩＯの出力端子がｊ−ｆ続されてい
る。なお、コンパレータＣＯ１の出力端子には端子Ｓｌ
ｌが、コンパレータＣＯ２の出力端子には端子８１２が
それぞれ接続されている。Further, a resistor R147 and a variable resistor R, 48 are connected to the input terminal of the comparator C01, which is connected to the output yIM of the operational amplifier OP8. This resistor 1 (the other end of 47 is connected to terminal S1, variable resistor 4
The other ends of 8 are connected to terminals 813, respectively. Further, the output terminal of the operational amplifier 0PIO is connected to the input terminal of the converter CO2 whose (g) input terminal is connected to the output terminal of the operational amplifier OI'8. Note that the output terminal of the comparator CO1 has a terminal Sl.
A terminal 812 is connected to the output terminal of the comparator CO2.

この抵抗Ｒ４７，Ｒ４８、コンパレータＣＯＩ。These resistors R47 and R48, and comparator COI.

ＣＯ２によって比較器２１２が構成されている。A comparator 212 is configured by CO2.

第５図には、マスク回路２１４、ノック信号電圧変換回
路２１５の詳細回路図が示されている。FIG. 5 shows a detailed circuit diagram of the mask circuit 214 and the knock signal voltage conversion circuit 215.

図において、第２図図示端子Ｓ３には抵抗［ｔ５１を介
してトランジスタＴ５のベースが接続されておシ、この
トランジスタＴ５のコレクタには抵抗Ｒ５２がＪ艇続さ
れておシ、エミッタは接地されている。In the figure, the base of a transistor T5 is connected to the terminal S3 shown in FIG. ing.

この抵抗几５１．几５２、トランジスタＴ５によってマ
スク回路２１４が購成さオレＣいる。This resistance 51. A mask circuit 214 is provided by the transistor T5 and the mask circuit 52.

また、第４図図示端子Ｓ１１には砥抗几４９と抵抗Ｒ５
０と、ダイオードＤ３のアノードが接続されている。ま
メｃ、第４図図示端子ｓ１２も同様抵抗几４９と、抵抗
ＩＬ５０ど、ダイメートＤ３のアノードが接続されてｂ
る。この抵抗１も４９の他端は第２図図示端子Ｓ１に接
続されている。丑だ抵抗几５０の曲端はダイオードＤ３
のカソードに）＆ｌｆｆ１されている。このダイオード
Ｄ３０カソードには、抵抗Ｉ（、，５２と抵抗Ｒ５３と
コンデンサｃ９がそれぞれ接続されている。このコンデ
ンサｃ９の他端は接地されておシ、抵抗Ｒ５３の他端に
は抵（元旦５４とトランジスタＴ６のコレクタとトラン
ジスタＴ７のベースがそれぞれ接続されている。In addition, the terminal S11 shown in FIG.
0 and the anode of the diode D3 are connected. Similarly, the terminal s12 shown in FIG.
Ru. The other end of this resistor 1 49 is connected to the terminal S1 shown in FIG. The curved end of the resistor 50 is a diode D3.
) &lff1 at the cathode of. A resistor I(,,52, a resistor R53, and a capacitor c9 are connected to the cathode of this diode D30.The other end of this capacitor c9 is grounded, and the other end of the resistor R53 is connected to a resistor , the collector of the transistor T6, and the base of the transistor T7 are connected, respectively.

この抵抗Ｒ５４の他端は端子Ｓ１４が接続されている。The other end of this resistor R54 is connected to the terminal S14.

また、トランジスタＴ７のコレクタには可変抵抗Ｒ６３
が接続されておシ、エミッタは接地されているｔ、また
、トランジスタＴ６のベースには抵抗Ｒ６１が接続され
ておシ、このトランジスタフ゛Ｇのエミッタは接地され
ている。この抵抗Ｒ６１の他端には端子Ｓ１７と、抵抗
Ｒ６０が接続されている。この抵抗几６ｏの他端にはト
ランジスタＴ４のベースが接続されておシ、このトラン
ジスタ１゛４のコレクタは抵抗１ｔ６２を介して第２１
ａｌ：ａ示端子Ｓｌに、エミッタにはダイオードＤ５０
カソードとオペアンプ１１の（→入力端子がそれぞノシ
接続されている。このオペアンプ０ＰＩＩの（へ）入力
端子には、コンデンサＣ１７と、抵抗Ｒ５７と、ダイオ
ードＤ４のアノードがそれぞれ接続されている。この抵
抗几５７の他端には抵抗几５５と抵抗Ｒ５６とが接続さ
れている。この抵抗１（＋５５の曲端は第２図図示端子
Ｓ１に接続されている。ま／ζ、抵抗Ｒ５６の他端は第
２図図示ψＩＭ子Ｓ４と、第４図図示ｙｊｉ、！子８１
３と、オペアンプ０Ｐ１１の（ト）入力端子が接続され
ている。In addition, a variable resistor R63 is connected to the collector of the transistor T7.
A resistor R61 is connected to the base of the transistor T6, and the emitter of the transistor T6 is grounded. A terminal S17 and a resistor R60 are connected to the other end of this resistor R61. The base of a transistor T4 is connected to the other end of the resistor 6o, and the collector of the transistor T4 is connected to the 21st transistor T4 through a resistor 1t62.
al: A diode D50 is connected to the a terminal Sl and the emitter.
The cathode and the input terminal of the operational amplifier 11 are connected to each other.The input terminal of the operational amplifier 0PII is connected to the capacitor C17, the resistor R57, and the anode of the diode D4. The other end of the resistor 57 is connected to the resistor 55 and the resistor R56.The curved end of this resistor 1 (+55) is connected to the terminal S1 shown in FIG. The ends are ψIM child S4 shown in Figure 2, and yji, ! child 81 shown in Figure 4.
3 and the (g) input terminal of the operational amplifier 0P11 are connected.

また、コンデンーリ゛Ｃ１７の他端にはコンデンサ０１
８を介してオペアンプ０ＰＩＩの出力）”ｔｉｆＡ子が
接続されている。このオペアンプ０ＰＩＩの出力端子に
は抵抗几６４と、オペアンプ０１）　１．２の（ト）入
力端子と、オペアンプ０Ｐ１３の（ト）入カコ）、１″
を子と、抵抗ＩＬ７３が接続されている。この抵抗几６
４の他端は接地されておシ、オペアンプ０１）　１２の
←）入力端子には抵抗Ｒ６９を介して第２１ｆｆｌ　Ｉ
Ｍ＋示端子Ｓ１が］入続されている。このオペアンプ０
Ｐ１２の出力端子には抵抗几６５を介してダイオードＤ
５のアノードと、コンデンサｃｌｏが接続されている。In addition, a capacitor 01 is connected to the other end of the capacitor C17.
The output terminal of the operational amplifier 0PII) is connected to the output terminal of the operational amplifier 0PII through the terminal 8.The output terminal of the operational amplifier 0PII is connected to the resistor 64, the input terminal of the operational amplifier 01)1.2, and the (tifA) terminal of the operational amplifier 0P13. ), 1″
A resistor IL73 is connected to the resistor IL73. This resistance 6
The other end of 4 is grounded, and the 21st ffl I is connected to the input terminal of operational amplifier 01) and 12 via resistor R69.
M+ terminal S1 is connected. This op amp 0
A diode D is connected to the output terminal of P12 via a resistor 65.
The anode of No. 5 is connected to the capacitor clo.

このコンデンｆ０１０の他端は接地されている。また、
オペアンプ０Ｐ１２の（へ）入力端子には抵抗１も７０
と抵抗几７１が接続されている。The other end of this capacitor f010 is grounded. Also,
The resistor 1 is also 70 at the (to) input terminal of the operational amplifier 0P12.
and a resistor 71 are connected.

この抵抗Ｒ７０の他端は接地されている。また、この抵
抗几７１の他端には端子３１６と、トランジスタＴ８の
コレクタが」妾続されている。このトランジスタＴ８の
エミッタは接地されておシ、ベースには抵抗Ｒ７２を介
して端子Ｓ１４が接続されている。The other end of this resistor R70 is grounded. Further, a terminal 316 and the collector of a transistor T8 are connected to the other end of the resistor 71. The emitter of this transistor T8 is grounded, and the base is connected to a terminal S14 via a resistor R72.

一方、オペアンプ０Ｐ１３の（へ）入力端子には抵抗几
６７を介して抵抗Ｒ６８と端子Ｓ１５が接続されている
。また、このオペアンプ０Ｐ１３の出力端子にはダイオ
ードＤ４のカソードが接続されている。On the other hand, a resistor R68 and a terminal S15 are connected to the input terminal of the operational amplifier 0P13 via a resistor 67. Furthermore, the cathode of a diode D4 is connected to the output terminal of this operational amplifier 0P13.

また、抵抗几７３には、コンデンサＣ１ｌと信号端子Ｓ
ＩＧが接続されている。このコンデンサＣ１工の他端は
接地されている。The resistor 73 also includes a capacitor C1l and a signal terminal S.
IG is connected. The other end of this capacitor C1 is grounded.

この抵抗Ｒ４９，Ｒ５０，几５３．ＪＬ５４゜１１５．
５　、几５６．ＪＬ５７．几６０．几６１．几６２゜几
６３．Ｒ６４，Ｒ６５，几６Ｇ、１も６７、几６８゜Ｒ
６，９，ｆも７０，１％７１．几７２．Ｒ７３、コンデ
ン？ｃ９．０１０．Ｃ１１，Ｃ１７，Ｃ１８、ダイオー
ドＤ３．Ｄ４．Ｄ５、トランジスタＴ４゜’Ｉ’６．Ｔ
７．Ｔ８、オペアンプ０Ｐ１１．０Ｐ１２゜０Ｐ１３に
よってノック信号醒圧変換回路２１５が構成されている
。These resistors R49, R50, 53. JL54゜115.
5, 几56. JL57. 60. 61.几62゜几63. R64, R65, 6G, 1 also 67, 68°R
6,9,f is also 70,1%71. 72. R73, condensed? c9.010. C11, C17, C18, diode D3. D4. D5, transistor T4゜'I'6. T
7. A knock signal activation pressure conversion circuit 215 is constituted by T8 and operational amplifiers 0P11.0P12°0P13.

第６図ニハ単安定１ｍ路（０８Ｍ　）　２１６ノ詳Ａ：
ＩＤ回路が示されている。Figure 6 Niha monostable 1m road (08M) 216 details A:
An ID circuit is shown.

図において、イグニション信号、すなわちパワートラン
ジスタ５０３がらの信号の入力１’ｉＭ子ＩＧＫは抵抗
几７４が接続されておシ、この抵ＪＴＧ　７４の他端に
はコンデンサＣ１２と、ダイオードＤ６のカソードと、
トランジスタＴ９０ペースが接続されている。このコン
デンサＣ１２の他端と、ダイオードＤ６のアノードｔよ
それぞれ接地されている。このトランジスタＴ９のエミ
ッタはｊｌ地されておシ、コレクタには、抵抗几７５と
、抵１冗几７６が接続込れている。抵抗Ｒ７５の他端は
第２図図示端子Ｓ１に接続されており、抵抗比７６の他
端にはトランジスタＴＩＯのベースと、抵抗Ｒ，８１が
接続されている。このトランジスタＴ１０のエミッタは
接地されており、コレクタはダイオードＤ８のカソード
に接続されている。このダイオードＤ８のアノードには
抵抗比７８と抵抗比７９が激続されている。この抵抗Ｒ
，７８の他端は第２図図示端子Ｓ１に接続されており、
抵抗１（７９の他））Ｈ４はコンデンサＣ１３を介して
トランジスタＴ１１のベースに接続されている。このト
ランジスタＴｌｌのベースには、抵抗Ｒ８０茫介してＭ
２図図示端子Ｓ１が接続されておシ、エミッタは接地さ
れている。まだ、このトランジスタＴｌｌのコレクタに
は、抵抗ＩＬ８１と、抵抗Ｒ８２と、第２図図示端子Ｓ
３が接続されている。この抵抗比８２の他端は、第２図
図示端子Ｓ２が接続されている。In the figure, a resistor 74 is connected to the ignition signal, that is, a signal input from the power transistor 503, to the input terminal IGK, and the other end of this resistor JTG 74 is connected to a capacitor C12, a cathode of a diode D6,
A transistor T90 pace is connected. The other end of the capacitor C12 and the anode t of the diode D6 are both grounded. The emitter of this transistor T9 is grounded, and the collector is connected to a resistor 75 and a resistor 76. The other end of the resistor R75 is connected to the terminal S1 shown in FIG. 2, and the other end of the resistance ratio 76 is connected to the base of the transistor TIO and the resistor R,81. The emitter of this transistor T10 is grounded, and the collector is connected to the cathode of a diode D8. A resistance ratio of 78 and a resistance ratio of 79 are connected to the anode of this diode D8. This resistance R
, 78 is connected to the terminal S1 shown in FIG.
Resistor 1 (other than 79) H4 is connected to the base of transistor T11 via capacitor C13. The base of this transistor Tll is connected to M through a resistor R80.
The terminal S1 shown in Figure 2 is connected, and the emitter is grounded. The collector of this transistor Tll is still connected to a resistor IL81, a resistor R82, and a terminal S shown in FIG.
3 is connected. The other end of this resistance ratio 82 is connected to the terminal S2 shown in FIG.

また、トランジスタＴｌｌのコレクタとベースはコンデ
ンサＣ１００を介して橋絡されている。Further, the collector and base of the transistor Tll are bridged via a capacitor C100.

との抵抗比７４，１ｔ７５．几７６、几７８゜Ｉｎ２９
．　Ｉ（，８０，Ｒ８１、几８２、コンテ゛ンサＣ１２
，Ｃ１３，Ｃ１００、ダイオード１）６゜Ｄ８、トラン
ジスタ’１’９．Ｔ１０．Ｔｌｌとによって単安定回路
２１６が構成式ｉｔている。The resistance ratio with 74, 1t75.几76、几78゜In29
．． I(, 80, R81, 几82, Condenser C12
, C13, C100, diode 1)6°D8, transistor '1'9. T10. The monostable circuit 216 is configured by Tll.

第７図には、１′−ｖ発生器２１７．２００回転検出回
路２１８．４０００回転沃出回Ａ！２Ｇ　２１９の詳細
回路が示されて込る。FIG. 7 shows a 1'-v generator 217, a 200 rotation detection circuit 218, a 4000 rotation output A! A detailed circuit of 2G 219 is shown.

図において、第５図図示端子８１５には、珂ヘアンブ０
Ｐ１４の（ト）入力ｊ’Ｗ子が接続されている。In the figure, the terminal 815 shown in FIG.
(g) Input j'W child of P14 is connected.

このオペアンプ０Ｐ１４の（へ）入力端子には、抵抗比
８５と０Ｊ変抵抗几８４とコンデンサＣ１９とが接続さ
れている。この抵抗比８５の他端ｔよオペアンプ０Ｐ１
４の出力端子に接続さＪしている。ｉた、可変抵抗Ｒ８
４の他端には、トランジスタＴ　ｌ　２のコレクタが接
続されている。このトランジスタＴ１２の工（ツタは接
地されでおり、ベースは抵抗比８３を介して第５図図示
端子Ｍ子Ｓ３に接続されている。また、コンデンサＣ１
９の他端は、オペアンプ０Ｐ１４の出力５；１１子に接
続されている。このオペアンプ０Ｐ１４の出力端子には
抵抗Ｒ，８６をブトして抵抗Ｒ８７とコンパレータＣＯ
３の（ハ）入力端子と、コンパレータＣＯ４の（へ）入
力端子が接続されている。このオペアンプ０．ＰＩ３に
は第２図図示端子Ｓ２から電源が供給され、アース端子
が接地されている。この抵抗ＩＬ８７の他端は接地され
ている。′また、コンパレータＣＯ３の０→入力端子に
は、抵抗Ｒ８８と抵抗比８９とダイオードＤ９のアノー
ドとが接続されており、抵抗比８９の他端は接地きれて
いる。筐た抵抗Ｒ８８の他端（ｌｉ第２図図示端子Ｓ１
が接続されている。また、ダイオードＤ９のカソードは
抵抗比９０を介してコンパレータＣＯ３の出力端子に接
続されている。A resistance ratio 85, a 0J variable resistor 84, and a capacitor C19 are connected to the input terminal of the operational amplifier 0P14. The other end t of this resistance ratio 85 is the operational amplifier 0P1
It is connected to the output terminal of 4. i, variable resistor R8
The collector of the transistor T l 2 is connected to the other end of the transistor T l 2 . The terminal of this transistor T12 is grounded, and the base is connected to the terminal M terminal S3 shown in FIG. 5 through a resistance ratio 83.
The other end of 9 is connected to the output 5; 11 of the operational amplifier 0P14. Resistor R86 is connected to the output terminal of this operational amplifier 0P14, and resistor R87 and comparator CO
The (c) input terminal of the comparator CO4 is connected to the (c) input terminal of the comparator CO4. This operational amplifier 0. Power is supplied to the PI3 from the second illustrated terminal S2, and the earth terminal is grounded. The other end of this resistor IL87 is grounded. 'Furthermore, a resistor R88, a resistance ratio 89, and an anode of a diode D9 are connected to the 0→input terminal of the comparator CO3, and the other end of the resistance ratio 89 is grounded. The other end of the housing resistor R88 (terminal S1 shown in Figure 2)
is connected. Further, the cathode of the diode D9 is connected to the output terminal of the comparator CO3 via a resistance ratio of 90.

このコンパレークＣＯ３の出力端子には、抵抗比９１と
抵抗比９２とが接続されている。抵抗比９１の他端は第
２図図示端子Ｓ２に接続されており、抵抗比９２の他端
には、第４図図示端子Ｓ１０と、トランジスタＴ１３の
ベースとが接続されている。このトランジスタＴ１３の
エミッタは接地されており、コレクタには、第５図図示
端子８１４と、抵抗比９３が接続されてｂる。この抵抗
比９３の他端は第２図図示端子Ｓ２に接続されている。A resistance ratio 91 and a resistance ratio 92 are connected to the output terminal of this comparator CO3. The other end of the resistance ratio 91 is connected to the terminal S2 shown in FIG. 2, and the other end of the resistance ratio 92 is connected to the terminal S10 shown in FIG. 4 and the base of the transistor T13. The emitter of this transistor T13 is grounded, and the collector is connected to a terminal 814 shown in FIG. 5 and a resistance ratio 93. The other end of this resistance ratio 93 is connected to the terminal S2 shown in FIG.

一方、コンパレータＣＯ４の（ト）入力端子には抵抗１
（、９４と抵抗比９５とが接続されている。この抵抗Ｒ
９４の他端は第２図図示端子Ｓ２に接続されており、抵
抗比９５の他端には、抵抗ＩＬ１０９とダイオードＤＩ
Ｏのアノードが接続されている。On the other hand, a resistor 1 is connected to the (G) input terminal of the comparator CO4.
(, 94 and the resistance ratio 95 are connected. This resistance R
The other end of 94 is connected to the terminal S2 shown in the second figure, and the other end of resistance ratio 95 is connected to a resistor IL109 and a diode DI.
The anode of O is connected.

この抵抗比１０９の他端は接地されている。また、ダイ
オードＤＩＯのカソードには、抵抗Ｒ９６を介してコン
パレータＣＯ４の出力端子に接続されている。このコン
パレータＣＯ４には第２図図示端子Ｓ２から電源が供給
され、アースされてｂる。The other end of this resistance ratio 109 is grounded. Further, the cathode of the diode DIO is connected to the output terminal of the comparator CO4 via a resistor R96. This comparator CO4 is supplied with power from the terminal S2 shown in FIG. 2 and is grounded.

また、このコンパレータＣＯ４の出力端子には第５図図
示端子、９１６が接続されている。Further, a terminal 916 shown in FIG. 5 is connected to the output terminal of this comparator CO4.

この抵抗Ｒ８３、Ｒ８４、Ｒ，８５、ｌも８ｂｓＦラン
ジスタＴ１２、コンデンサＣ１９、オペアンプ０Ｐ１４
によってＦ−Ｖ発生回路２１７が構成されている。These resistors R83, R84, R, 85, l are also 8bsF transistor T12, capacitor C19, operational amplifier 0P14
The F-V generation circuit 217 is configured by the following.

また、抵抗Ｉｔ８７．［（，８８，１１８９，］ｔ９０
゜Ｉｎ９１、ダイオードＤ９、コンパレータＣＯ３によ
って２０００回転検出回路２１８が構成されている。Also, resistor It87. [(,88,1189,]t90
A 2000 rotation detection circuit 218 is constituted by In91, diode D9, and comparator CO3.

丑だ、抵抗几９２．Ｒ９３，Ｒ９４，Ｒ，９５゜１も９
６１■Ｌ１０９、トランジスタＴ１３、ダイオードＤＩ
Ｏ，コンパレータＣＯ４とＫよって４０００回転検出回
路２１９がイｌり成されている。It's ox, resistance 92. R93, R94, R, 95°1 also 9
61■L109, transistor T13, diode DI
The 4000 rotation detection circuit 219 is made up of the comparators CO4 and K.

第８図には、低電圧検出回路２２ｏ１電源電圧回路３０
０の詳イ（口回路が示されている。In FIG. 8, the low voltage detection circuit 22o1 power supply voltage circuit 30
Details of 0 (mouth circuit shown).

図において、第５図図示端子８１７には、抵抗几９７と
、トランジスタＴ１４のコレクタと、コンデンサＣ２３
とが接続されている。この抵抗１９７の曲端にはバッテ
リ電源Ｖやが接続されている。寸た、トランジスタＴ１
４のエミッタは接地されておシ、ベースには、コンデン
？０２３の他端と、抵抗几９３と、ダイオードＤｌｌの
カソードと、ツェナダイオードＺＤ３のアノードが接続
されている。この抵抗几９８の他端は接地されており、
ダイオードＤｌｌのアノードは接地されている。また、
ツェナダイオードＺＤ３のカソードは、抵抗１ｔ９９を
介してバッテリ電源Ｖ＋に接続されている。°まだ、ツ
ェナダイオード、／、Ｄ３のカソードには、抵抗几１０
０とコンデンサＣ２０が接続されておシ、この抵抗几１
ｏｏの曲端と、コンデンサＣ２０の他端は共に接地され
ている。In the figure, the terminal 817 shown in FIG.
are connected. A battery power source V is connected to the curved end of this resistor 197. Transistor T1
The emitter of 4 is grounded, and the base is a capacitor? 023, the resistor 93, the cathode of the diode Dll, and the anode of the Zener diode ZD3 are connected. The other end of this resistor 98 is grounded,
The anode of diode Dll is grounded. Also,
The cathode of the Zener diode ZD3 is connected to the battery power supply V+ via a resistor 1t99. ° There is still a Zener diode, /, and a resistor 10 at the cathode of D3.
0 and capacitor C20 are connected, and this resistor 1
The bent end of oo and the other end of capacitor C20 are both grounded.

この抵抗■も９７．Ｒ９８，几９９、コンデンサＣ２０
，Ｃ２３、ダイオード１〕１１、ツェナダイオードＺＤ
３、トランジスタ’ｌ’１４によって低電圧検出回路２
２０が構成されている。This resistance ■ is also 97. R98, 99, capacitor C20
, C23, diode 1] 11, Zener diode ZD
3. Low voltage detection circuit 2 by transistor 'l'14
20 are configured.

また、バッチＩＪ　’Ｉｉ源Ｖ＋には、抵抗Ｉｔ　１０
１を介して第２図図示端子Ｓ２がｇ続されている。また
、この抵抗几１０１には、ツェナダイオードＺＤ４のカ
ソードと、コンデンサＣ２１が接４．＋、３されている
。このツェナダイオードＺＤ４のアノードと、コンデン
サＣ２１の他９１Ｍは共に接地されている。In addition, the batch IJ'Ii source V+ has a resistor It 10
The terminal S2 shown in the second figure is connected via the terminal S1. Further, the cathode of the Zener diode ZD4 and the capacitor C21 are connected to the resistor 101. +, 3 has been given. The anode of this Zener diode ZD4 and the capacitor C21 and 91M are both grounded.

一方、バッテリ電源Ｖやには抵抗Ｒ１０２が接続されて
おシ、この抵抗几１０２の他端には、第２図図示端子Ｓ
１と、ツェナダイオード７　Ｄ　５のカソードと、コン
デンサＣ２２とが接続されている。このツェナダイオー
ドＺｌ）５のアノードと、コンデンサＣ２２の他端は共
に接地されている。On the other hand, a resistor R102 is connected to the battery power source V, and the other end of this resistor 102 is connected to the terminal S shown in the second diagram.
1, the cathode of the Zener diode 7D5, and the capacitor C22 are connected. The anode of this Zener diode Zl)5 and the other end of the capacitor C22 are both grounded.

この抵抗Ｉ（，１０１，Ｒ１０２、コンデンサＣ２１゜
Ｃ２２、ツェナダイオードＺ、Ｄ４．ＺＤ５によって電
源電圧回路３００が構成されている。A power supply voltage circuit 300 is constituted by the resistor I(,101, R102, capacitor C21°C22, Zener diode Z, D4, ZD5.

次にノック制御装置２００の動作について説明する。Next, the operation of knock control device 200 will be explained.

まず、第９図囚に示す如き信号が、第６図図示ＩＯ端子
に印加されると、この信号のＨＩＧＨでトランジスタＴ
９はオンし、トランジスタＴＩＯはオフする。この単安
定回路２１６の従来の回路は、コンデンサＣ１００が設
けられていないため、このトランジスタＴ１０のオフに
よって、コンデンサＣ１３ｆＣは端子Ｓ１電源→抵抗几
７８→Ｒ７９→Ｃ１３→トランジスタ’Ｉ’ｌｌのベー
スへの経路が形成される。一方、ベース信号のＬでトラ
ンジスタＴ９はオフ、トランジスタＴＩＯはオンとなシ
、端子Ｓ１７υ源→抵抗几８０→コンデンサＣ１３→抵
］冗几７９→Ｄ８→トランジスタＴＩＯ→アースの経路
が形成される。この２つの経路はコンデ／”ｌ−Ｃ１３
への充放電回路であシ、トランジスタＴｌｌのコレクタ
端には第９図０に示す如き時間幅ｔなるスパークタイミ
ジグに同期したパルスが発生する。この信号は、点火ノ
イズカット回路２０２のトランジスタＴＩのベースに印
加されて点火ノイズカット信号となシ、且つマスク回路
２０７のトランジスタＴ２のベースに印加され、さら妬
、マスク回路２１４のトランジスタＴ５のベースに印加
されて点火ノイズカットの役割を果している。First, when a signal as shown in FIG. 9 is applied to the IO terminal shown in FIG. 6, the transistor T
9 is turned on, and transistor TIO is turned off. In the conventional circuit of this monostable circuit 216, the capacitor C100 is not provided, so when the transistor T10 is turned off, the capacitor C13fC is connected to the terminal S1 power source → resistor 78 → R79 → C13 → the base of the transistor 'I'll. A route is formed. On the other hand, when the base signal is L, the transistor T9 is turned off and the transistor TIO is turned on, forming a path from the terminal S17υ source to the resistor 80 to the capacitor C13 to the resistor 79 to D8 to the transistor TIO to ground. These two routes are Conde/”l-C13
In the charging/discharging circuit, a pulse synchronized with the spark timing signal having a time width t as shown in FIG. 90 is generated at the collector end of the transistor Tll. This signal is applied to the base of the transistor TI of the ignition noise cut circuit 202 to form an ignition noise cut signal, and is also applied to the base of the transistor T2 of the mask circuit 207, and is further applied to the base of the transistor T5 of the mask circuit 214. It plays the role of cutting ignition noise.

しかし、この第９図（）３）に示す如きパル７１４号ｔ
」１、立上り、立下シが急峻なため、この急峻な信号に
よってバンドパスフィルタ（１３１３Ｆ）２０４に、減
衰振動が生じ、立上シによる減衰振動は、マスクされる
が、立下シによる減衰振動が第９図０のａに示す如く生
じる。この減衰摂動によって生じるヒケノイズが、ノッ
ク信号と誤って検出されてノック制御に反映していた。However, as shown in Figure 9 () 3), Pal No. 714 t
1. Since the rising and falling edges are steep, this steep signal causes damped vibration in the bandpass filter (1313F) 204, and the damped vibration caused by the rising edge is masked, but the damped vibration due to the falling edge is masked. Vibration occurs as shown in FIG. 9(a). The sink noise caused by this attenuation perturbation was mistakenly detected as a knock signal and was reflected in knock control.

この減衰振動を除去するため単安定回路２１６にコンデ
ンサＣ１００が設けられている。これによって、このコ
ンデンサＣ１００の充放電の分だけ、トランジスタＴｌ
ｌのコレクタに生じる信号がなまってきて、第９図０に
示す如き、時間幅１１なるスパークタイミングに同、萌
したパルスが発生する。この立上シ、立下シのなまった
パルス信号によって、第９図（Ｑのａに示す如き減衰信
号を除去することができる。A capacitor C100 is provided in the monostable circuit 216 to eliminate this damped oscillation. As a result, the transistor Tl
The signal generated at the collector of 1 becomes dull, and a similar pulse is generated at the spark timing with a time width of 11, as shown in FIG. 90. By using this pulse signal whose rising edge and falling edge are blunted, it is possible to remove an attenuated signal as shown in a of FIG. 9 (Q).

この第９図（４）は、点火タイミング波形を示し、実際
には、この波形信号が後述の無接点点火装置５００のパ
ワートランジスタ５０３のペース信号である。Ｉ−ルベ
ルでパワートランジスタ５０３がオン（ＯＮ　）で、Ｌ
レベルでパワートランジスタ５０３はオフ（０１ｉ”　
Ｆ）となる。点火コイルでの火花はＯＮからＯＦ　Ｆに
切替ろ過程で発生する。FIG. 9(4) shows an ignition timing waveform, and this waveform signal is actually a pace signal of a power transistor 503 of a non-contact ignition device 500, which will be described later. The power transistor 503 is on (ON) at I-level, and the L
The power transistor 503 is off (01i”
F). Sparks in the ignition coil are generated during the switching process from ON to OFF.

第９図（ハ）の信号は上記ベース１８号を入力としＯＮ
からＯＩＩ′ＦＫなる時にトリガされて一定幅（ｔりの
パルス信号を発生する単安定回路２１６の一定幅パルス
出力信号である。すなわち、トランジスタＴｌｌのコレ
クタの波形である。The signal in Fig. 9 (c) is turned ON by inputting the above base No. 18.
This is the constant width pulse output signal of the monostable circuit 216 which is triggered when OII'FK becomes OII'FK and generates a pulse signal of constant width (t). That is, it is the waveform of the collector of the transistor Tll.

ところで、ノック制御装置の人力インピーダンスを高く
すると外乱ノイズが重畳しゃすくなる′。By the way, if the human power impedance of the knock control device is increased, disturbance noise is more likely to be superimposed.

外乱ノイズの典型的なものは、点火タイミングに同時し
て発生ずる点火ノイズ（Ｉｇノイズ）である。A typical disturbance noise is ignition noise (Ig noise) that occurs simultaneously with the ignition timing.

以下、本装置δの点火ノイズについて説明する。The ignition noise of the device δ will be explained below.

パワートランジスタ５０３のベース↑６制御は第９図（
Ａ）に示す如きパルスによって行わｉする。該ノくルス
がＨレベルの時、パワートランジスタ５０３はオン（Ｏ
Ｎ）Ｌ、Ｌレベルの時、オフ（０１”　Ｆ　）する。こ
のＯＮからＯＦＦ’に切換わる過程、或いは０１１Ｆに
なった時点で点火コイルの２次電圧は急上昇し、第１次
のノイズが発生する。更にこの２次電圧の上昇によって
プラグの間の空気層の；陥縁が破壊され、点火する。こ
の点火時に第２次のノイズが発生する。該第２次のノイ
ズには、点火の初時に流れる容量放電電流によるノイズ
と、その後の段階で流れる誘、・々、放’７４’ｔ’＋
ｉ流によるノイズとがある。第２次のノイズの中では前
者のノイズが大きなノイズ源となる。入力インピータン
スを旨くした場合には、第１次ノイズ及び第２次ノイズ
（前者のノイズ）がノック信号識別に悪影・岸を−ｔ５
える外乱ノイズとして上記ノックセンサ出力に重畳して
くる。The base ↑6 control of the power transistor 503 is shown in Fig. 9 (
This is done using pulses as shown in A). When the node pulse is at H level, the power transistor 503 is turned on (O
N) At L, L level, it turns off (01"F). During this process of switching from ON to OFF', or when it reaches 011F, the secondary voltage of the ignition coil rises rapidly, and the primary noise Furthermore, this rise in secondary voltage destroys the recessed edge of the air layer between the plugs, causing ignition. At the time of this ignition, secondary noise is generated. The noise caused by the capacitive discharge current that flows at the beginning of the process, and the noise caused by the capacitive discharge current that flows at the subsequent stage, etc., and the discharge '74't'+
There is noise due to i-stream. Among the second-order noises, the former noise is a major noise source. When the input impedance is set well, the primary noise and the secondary noise (the former noise) have a negative impact on knock signal identification.
This noise is superimposed on the knock sensor output as disturbance noise.

かかる外乱ノイズを除去する必要がある。との外乱ノイ
ズは、５０〜６０μ臓位の時ＩＨＪの間、継続する。従
って、この間、ノックセンサ出力をマスクすればよい。It is necessary to remove such disturbance noise. The disturbance noise continues during IHJ at the 50-60μ visceral position. Therefore, the knock sensor output may be masked during this time.

かかる目的を達成するために、点火ノイズカット回路２
０７を設けている。但し、実際のマスク区間は上記ノイ
ズ継続時間よシ充分大きい時間幅、例えば０．８　ｍ　
ｓｅｏ程度に設定している。In order to achieve this purpose, the ignition noise cut circuit 2
07 is provided. However, the actual mask section has a time width that is sufficiently larger than the above noise duration time, for example, 0.8 m.
It is set to SEO level.

したがって、いま、第９図■に示す如き信号がノックセ
ンサ１００から出力されると、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵
抗分割によって第９図（Ｆ）に示す如く信号の振幅が小
さくされ点火ノイズカット回路２０２に供給される。こ
のノックセンサ１００で検出される信号は直流ゼロ（０
）レベルを基準として正負に振れる信−：シ・である。Therefore, when a signal as shown in FIG. 9 (■) is output from the knock sensor 100, the amplitude of the signal is reduced as shown in FIG. 9 (F) by resistance division between the resistors R1 and R2, and the ignition noise cut circuit 202. The signal detected by this knock sensor 100 is zero DC (0
) It is a belief that swings positive and negative based on the level.

この点火ノイズカット回路２０２は主としてトランジス
タＴ１の働きによってＩｇノイズカットを行っている。The ignition noise cut circuit 202 cuts Ig noise mainly by the function of the transistor T1.

トランジスタＴ１は単安定回路２１６の出力によってオ
ン・　・オフされる。単安定回路２１６は、第９図（４
）に示スハワートランジスタ５０３のべ〜スイｄ号の立
下シでトリガーを受け、マスク区間幅のパルス全う０生
する。第９図０がこの単安定回路２１６の出力であシ、
時間幅１１がマスク区間幅となる。この単安定回す、：
ｓ　２１６の出力が′１”となる１１区間のみトランジ
スタＴ１をオンする。これによって、このｔ！区間では
、ノックセンサ出力はアースに短絡され、オペアンプＯ
ＰＩへの人力はなくなり、Ｉｇノイズをマスクするマス
ク効果を生む。Transistor T1 is turned on and off by the output of monostable circuit 216. The monostable circuit 216 is shown in FIG.
), the trigger is received at the falling edge of the signals B-D of the power transistor 503, and the pulse of the width of the mask section is completely zero. 0 in FIG. 9 is the output of this monostable circuit 216,
The time width 11 becomes the mask section width. Turning this monostable:
Transistor T1 is turned on only in the 11 section where the output of s216 is '1''.As a result, in this t! section, the knock sensor output is short-circuited to ground, and the operational amplifier O
No human effort is required for the PI, creating a masking effect that masks Ig noise.

この点火ノイズカット回路２０２からは第９図０に示す
如き信号が出力される。The ignition noise cut circuit 202 outputs a signal as shown in FIG. 90.

この第９図０）に示す如き信号がオペアンプＵＰＩにお
いて増幅され、しかも基準電圧発生回路２０３のフィー
ドバックによってＤＣレベル（３，６Ｖ　）の信号とし
て第９図０に示す如き信号がオペアンプＯＰＩの出力端
子よシ出力される。This signal as shown in FIG. 9 (0) is amplified by the operational amplifier UPI, and by feedback of the reference voltage generation circuit 203, a signal as shown in FIG. It will be outputted.

このオペアンプＯＰＩの増幅率（１）はこの第９図０に
示す如き信号がバンドパスフィ＃り（ＢＰＩｉ’）２０
４に入力される。The amplification factor (1) of this operational amplifier OPI is such that the signal shown in FIG.
4 is input.

このＢ　Ｊ？　Ｉ”　２０４は、ノック信号を強調（他
の信号を減尺させる）させて出刃するもので、ノッキン
グのノック信“けより高い周波数で少し減衰のあるｌ庁
性を持っている。ゲイン可変増１１・１・τ１回路２０
５は半波整流回路２０８を介したバックグランドレベル
検出回路２１０からのフィードバック信号を受けてそ：
ｔ１目体のゲインをフィードバック信号、即ちＢ　ＯＩ
＝出力に反比例させて変化させる。マスク回路２０７で
は所定のタイミングでゲイン可変増１１Ｑ回路２０５の
出方に対してマスクをかける。This BJ? I" 204 is designed to emphasize the knock signal (reducing other signals), and has a slightly attenuated characteristic at frequencies higher than the knock signal of knocking. Variable gain increaser 11.1.τ1 circuit 20
5 receives a feedback signal from the background level detection circuit 210 via the half-wave rectifier circuit 208;
The gain of the t1 eye body is a feedback signal, that is, B OI
= Change in inverse proportion to output. The mask circuit 207 masks the output of the variable gain amplifier 11Q circuit 205 at a predetermined timing.

このマスクは第９図σ■のパルス１３号によってなされ
る。このマスク回路２０５の出力をうけてＩＩＧＩ。This mask is made by pulse No. 13 of σ■ in FIG. IIGI upon receiving the output of this mask circuit 205.

検出回路２１０はＢａＬの検出を行う。比１咬器２１２
は、ＢＧＬ検出回１ｊｉＳ　２１０　ノＢＧ　Ｌ出力（
電圧）と［へ号増幅回路２１１の出刃と全比較器２１２
で行う。とのＢＰＦ２０４のオペアンプＯＰ４の出力端
子には第９図（Ｉ）に示す如き信号が出力される。この
信号ｔよ、１与びＩｇノイズが乗っている。この第９図
（Ｉ）　Ｋ示す如き信号がゲイン可変増幅回ｊ’ｉ３２
０５に入力される。The detection circuit 210 performs BaL detection. ratio 1 articulator 212
is BGL detection times 1jiS 210 no BG L output (
Voltage) and [The blade of the F signal amplifier circuit 211 and the total comparator 212
Do it with A signal as shown in FIG. 9(I) is output to the output terminal of the operational amplifier OP4 of the BPF 204. This signal t has 1 and Ig noise. This signal as shown in FIG. 9 (I) K is the variable gain amplification circuit
05 is input.

本装置ｔ１１の時機の一つｔよ、ゲインｉＴＪ変増幅回
路２０５　ト比’１ｆｉ２回１７＆　２１２　ト（０間
）回路’３’ｊ成にある。One of the timings of this device t11 is that the gain iTJ variable amplification circuit 205 and the ratio '1fi2 are in the configuration of the circuit '3'j.

を目）］”　２０４　＋７）出力５１１ｔよ、ゲインｉ
Ｊ変ｐｊ７１Ｆｊ、回ｈ）ｈ２０５に人力さノする。ゲ
イン１工変増幅回路２０５の出力はマスク回ｊ、−１２
０７を介して２つの系統に分けられる。第１の系統はノ
ック信号を増幅し、比較回Ｗｉ　２１２の一方の入力）
！ｉＡｆ子に入力する増１１ｑｉ！ｌ器２１１からなる
系統である。第２の系統は、半波整流回路２０８、ノッ
ク信号クランプ回路２０９、積分回路と、増幅回路とよ
ｐなるＢＧＬ検出回路２１０である。ＢＧＬ検出回路２
１０の出力は比較回路２１２の他方の入力端子に人力さ
り、る。204 +7) Output 511t, gain i
J change pj71Fj, time h) Human power is applied to h205. The output of the gain 1 engineering amplification circuit 205 is the mask times j, -12
It is divided into two systems via 07. The first system amplifies the knock signal and is one input of the comparison circuit Wi 212)
! Increase 11qi input to iAf child! This is a system consisting of 1 unit 211. The second system includes a half-wave rectifier circuit 208, a knock signal clamp circuit 209, an integrating circuit, and a BGL detection circuit 210, which is also an amplifier circuit. BGL detection circuit 2
The output of 10 is input to the other input terminal of the comparator circuit 212.

ＢＯＬ検出回路２１０の出力はゲインコン）ｏ−ル回路
２０６を介してゲイン可変増幅回路２０５に負帰還され
る。The output of the BOL detection circuit 210 is negatively fed back to the variable gain amplifier circuit 205 via the gain control circuit 206.

ノノクセンーリ１００の出力は＋５（ｍＶ）〜６００（
ＩＴ”Ｖ）の範囲となる。即ち、１２０倍の範囲でセン
ナ出力が振７Ｌることになる。この出力を単純に増幅し
た場合（例えば１００倍）、±０．５（Ｖ）〜土６Ｏ（
Ｖ）となる。然るに、自動車では、最大バッテリ電圧（
約１２（Ｖ））であシ、６０（Ｖ）の値はあシえない。The output of Nonoku Senri 100 is +5 (mV) to 600 (
In other words, the senna output will be 7L in the range of 120 times.If this output is simply amplified (for example, 100 times), it will be within the range of ±0.5 (V) to 60 (
V). However, in automobiles, the maximum battery voltage (
A value of about 12 (V)) is acceptable, and a value of 60 (V) is not acceptable.

従って、従来は、飽和しないように小さいゲインで使用
するが、又は飽和することを覚悟で処理するかのいずれ
かの方法をとっていた。前者は、微小入力に対して感度
が悪ぐなシ、後者は大振幅入力に対して感度が悪くなる
欠点を持つ。本実施例の構成では、ゲイン可変増幅回路
２０５を設けたこと、更に、このゲイン可変増幅回路２
０５をＢＰＦ２０４の出力側に設はゲインコントロール
回路２０６の出力に積分時定数を持たせたことを特徴と
する。この構成とすることによってＢＰＦ２０４でノッ
ク信号と非ノツク信号とのレベル差が犬きくなシ、この
人きくなったレベル差のままでゲイン可変増幅回路２０
５に入力し、ＢＧＬの急変があってもシグナルとＢ　Ｇ
　Ｌが同じ速度で変化させることができＳ／Ｎ比のよい
出力を得ることができる。Therefore, conventional methods have been to use a small gain to avoid saturation, or to process with the expectation that saturation will occur. The former has the disadvantage of poor sensitivity to minute inputs, and the latter has the disadvantage of poor sensitivity to large amplitude inputs. In the configuration of this embodiment, the variable gain amplifier circuit 205 is provided, and the variable gain amplifier circuit 205 is also provided.
05 on the output side of the BPF 204 is characterized in that the output of the gain control circuit 206 has an integral time constant. With this configuration, the level difference between the knock signal and the non-knock signal is not sharp in the BPF 204, and the variable gain amplifier circuit 20 maintains this sharp level difference.
5, even if there is a sudden change in BGL, the signal and B G
Since L can be changed at the same speed, an output with a good S/N ratio can be obtained.

したがって、ｌ３ＰＦ２０４でフィルタリングされた出
力は抵抗Ｒ１９を介してゲイン可変増幅回路２０５のオ
ペアンプＯＰ５に入力する。オペアン７’ＯＰ５のマイ
ナス端Ｋ　Ｉｄ　）ｌインコントロール回路２０６を介
してゲインがコントロールされるＦ　Ｅ　Ｔが設けられ
てｈる。この結果、ゲイン０工変増幅回路２０５のゲイ
ンはＢＧＬ検出回路２１０のオペアンプ０ＰＩＯの出力
に応じて変更される。Therefore, the output filtered by the l3PF 204 is input to the operational amplifier OP5 of the variable gain amplifier circuit 205 via the resistor R19. A FET whose gain is controlled via the negative end K Id )l input control circuit 206 of the operational amplifier 7'OP5 is provided. As a result, the gain of the 0-gain engineering amplification circuit 205 is changed according to the output of the operational amplifier 0PIO of the BGL detection circuit 210.

ゲイン可変増幅回路２０５の出方はマスク回路２０７に
よって所定タイミングのマスクがとられ、ｃｉｓ、ｎ、
２ｉを介して半波整流器２０８に人力する。The output of the variable gain amplifier circuit 205 is masked at a predetermined timing by a mask circuit 207, so that cis, n,
2i to the half-wave rectifier 208.

このゲイン可変増幅回路２０５のゲインＧ（Ｚ）は次の
如くである。The gain G(Z) of this variable gain amplifier circuit 205 is as follows.

いま、未飽和領域におけるＩ”　Ｅ　Ｔの出方抵抗をｒ
とすると、ｒは、 但し　Ｖｏｓ　：ドレン・ソース電圧 Ｖｏｇ　：ゲート・ソース電圧 ｖＰ：ピンチ　オフ電圧 Ｙｏ：アドミタンス となる。Now, the exit resistance of I''ET in the unsaturated region is r
Then, r is as follows: Vos: Drain-source voltage Vog: Gate-source voltage vP: Pinch Off voltage Yo: Admittance.

したがって、ゲイン可変増幅回路２０５のゲインＧ（Ｚ
）は、 ・・・・・・・・・・・・・・・（２）となる。Therefore, the gain G(Z
) becomes ・・・・・・・・・・・・(2).

七ころで　Ｆ　Ｅ　ＩＩＩの出力抵抗のＶｏｓに対する
直線性のばらつきは、ＶＤＩ＋が小さいほど少ない為、
１１　Ｐ　Ｐ　２０４出力のＢＧノイズ信−号が数ｍＶ
になるようにＩ３　Ｉ）　Ｆのゲインが設定されている
。このため、（２）式のＶａｓ値はＶａＳに対して十分
小さく以後の計算においてはＱ）式のＶａｓ値をＯｖと
して取扱っている。At around 7, the variation in the linearity of the output resistance of F E III with respect to Vos is smaller as VDI+ is smaller, so
11 P P 204 output BG noise signal is several mV
The gain of I3 I) F is set so that Therefore, the Vas value in equation (2) is sufficiently small compared to VaS, and in subsequent calculations, the Vas value in equation (Q) is handled as Ov.

このゲイン可変増幅回路２０５から出力される波形には
前述した点火ノイズが釆っているため、マスク回路２０
７によってマスクする。すなわち、このマスク回路２０
７のトランジスタＴ２は、ベースに印加される単安定回
路２１６からの出力信号により導通する。このトランジ
スタＴ２の導通によりゲイン可変増幅回路２０５の出力
はアース電位に降下し、マスクされる。Since the waveform output from the variable gain amplifier circuit 205 contains the above-mentioned ignition noise, the mask circuit 205
Mask by 7. That is, this mask circuit 20
The transistor T2 of No. 7 is made conductive by the output signal from the monostable circuit 216 applied to its base. Due to the conduction of the transistor T2, the output of the variable gain amplifier circuit 205 drops to the ground potential and is masked.

このマスクされた信号が半波整流回路２０８と信号増幅
回路２１１にそれぞれ入力される。This masked signal is input to a half-wave rectifier circuit 208 and a signal amplification circuit 211, respectively.

半波整流回路２０８においては、ダイオードＤＩ、Ｄ２
の働きによって正方向成分のみの半波整流がなされ、ノ
ック信号クランプ回路２０９に入力される。このクラン
プ回路２０９を介してＢＧＬ検出回路２１０の抵抗Ｒ，
４０、コンデンサ０１６とよ多形成される積分回路で積
分され平滑化されさらにオペアンプ０ＰＩＯで増幅され
比較器２１２に出力される。In the half-wave rectifier circuit 208, diodes DI and D2
Half-wave rectification of only the positive direction component is performed by the function of , and the half-wave rectification is input to the knock signal clamp circuit 209 . Through this clamp circuit 209, the resistance R of the BGL detection circuit 210,
40, the signal is integrated and smoothed by an integrating circuit formed with a capacitor 016, and further amplified by an operational amplifier 0PIO and output to a comparator 212.

一方、信号増幅回路２１１はオペアンプＯＰ８の増幅率
に基づき増幅される。On the other hand, the signal amplification circuit 211 is amplified based on the amplification factor of the operational amplifier OP8.

半波整流回路２０８のゲインＧ１は、 となシ、抵Ｊ冗几４４．几４５、オペアンプｏｐｉ。The gain G1 of the half-wave rectifier circuit 208 is 44.几45, operational amplifier opi.

によって構成される増幅器のゲインＧ３は、となる。The gain G3 of the amplifier configured by is as follows.

ところで、半波整流信号入力時の抵抗几４０とコンデン
サＣ１６によって構成される積分器のゲインＧ２は、半
波ピーク電圧をＥとすると、但し、１ｏ≦ｔ≦’　１　
　：　Ａ＝Ｅｓｉｎ　（ωｔ）ｔ１≦ｔ≦Ｌ２　：Ａ＝
０ となシ、結局コンデンサＣ１６の９１Ｍ子電圧ＶＣ（り
は、 ・・・・・・・・・（６） 但し、　ｉｏ≦ｔ≦を亘 となシ、安定状態では ■ｃｒ　（ｔＯ）＝ＶＣ２（”２） となるからｖＣｌ（’０）は、 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）と
なる。この（８）式に、（，１ｏ几４Ｇ（：５　Ｑ’１
ｎ８ｅＯ以上）およびｆ（＝５ＫＨ２以上）を代入し計
算すると次の如くなる。By the way, when the half-wave rectified signal is input, the gain G2 of the integrator constituted by the resistor 40 and the capacitor C16 is 1o≦t≦' 1, assuming that the half-wave peak voltage is E.
: A=Esin (ωt)t1≦t≦L2 :A=
0 After all, the 91M voltage VC of the capacitor C16 is (6) However, if io≦t≦, in a stable state ■cr (tO)= VC2("2), so vCl('0) becomes ・・・・・・・・・・・・・・・・・・(8). In this equation (8), ,1o几4G(:5 Q'1
When calculating by substituting n8eO or more) and f (=5KH2 or more), the result is as follows.

Ｖｃｓ　（ｔｏ　）＝Ｅ−（ｂさＥ／π　・・・・・・
・・・・・・・・・（９）−廿た、１３ＧＬのＶ、、ｔ
　（基準′「Ｌ圧発生回路２０３からの出力域圧、例え
ば３．６Ｖ）に対する差分をΔＶｉｏＬ％ゲインコント
ロール回路の出力電圧をＶ　ｃ　、　Ｂ　Ｐ　Ｆ　２０
４の出力電圧をｖｌ。とすると、前記（２）（３＞（４
）（９）式よシＬ（ＯＬ定電圧、ΔＶ＋＋ａｔ＝Ｇ１−
Ｇ２・Ｇ３・Ｇ（Ｚ）・Ｖ＋ｎ　　＋＋＋・＋＋・αＯ
となる。Vcs (to)=E-(bsaE/π...
・・・・・・・・・(9)-廿ta, 13GL's V,,t
(The difference with respect to the reference 'output range pressure from the L pressure generation circuit 203, for example 3.6V) is ΔVioL%.The output voltage of the gain control circuit is V c , B P F 20
The output voltage of 4 is vl. Then, the above (2) (3>(4
) (9) Formula: L (OL constant voltage, ΔV++at=G1-
G2・G3・G(Z)・V+n +++・++・αO
becomes.

一方、Ｆ　Ｅ　Ｔのゲート・ソース電圧（ＶＧＩＩ　）
は、Ｖａｓ　”Ｖｃ　　Ｖｒｅｒ であり、α０Ｑｌ）式からＶＯ２を消去すると、・・・
・・・・・・・・・（６） として求まる。On the other hand, the gate-source voltage (VGII) of FET
is Vas ”Vc Vrer, and when VO2 is eliminated from the α0Ql) equation,...
・・・・・・・・・(6) It can be found as follows.

コ（７）　ヨウＫ　Ｌ　テ１（′Ｅ　Ｔ　（７）　Ｖ　
ｐ　＝約２Ｖ、　　几０＝８５Ω、Ｙｏ”約１２（ｉｎ
、Ｉ７）として計算式よシ第１０図に示す如き特性が得
られる。Ko (7) You K L Te1 ('E T (7) V
p = approx. 2V, 0 = 85Ω, Yo” approx. 12 (in
, I7), the characteristics shown in FIG. 10 can be obtained from the calculation formula.

このようにして求められたｌ３ＧＬと信号とは比較器２
１２において第９図０）に示す如く比較される。The l3GL and signal obtained in this way are calculated by the comparator 2.
12, a comparison is made as shown in FIG. 9 (0).

ここで、本実施例の特敢であるゲイン可変増幅回路２０
５とゲインコントロール回路２０６との１関係について
説明する。Here, the special variable gain amplifier circuit 20 of this embodiment
5 and the gain control circuit 206 will be explained.

ゲイン可変増幅回路２０５は、ゲインコントロール回路
２０６の出力オペアンプＯＰ７の出力端子からの出力で
制御される。このオペアンプＯＰ７の出力が大きいとＦ
　Ｅ　Ｔのグー）・電圧が尚くなり、ＦＥＴの不飽和抵
抗（ドレン・ソース抵抗、約２００Ω）が小さい。そこ
でオペアンプ０１）　５のゲインは非常に大きくなる（
約３０倍）。一方、オペアンプＯＰ７の出力が小さいと
Ｆ’ＥＴのグー）　、ｉ−ｉ、、圧が低くなってドレン
・ソース間の不飽和抵抗は非常に大きく（例えば２０Ｋ
ＬＩ）、オペアンプＯＰ５のゲインは非常に小さくなる
（例えば３倍）。The variable gain amplifier circuit 205 is controlled by the output from the output terminal of the output operational amplifier OP7 of the gain control circuit 206. If the output of this operational amplifier OP7 is large, F
The voltage is still low, and the unsaturated resistance (drain/source resistance, approximately 200Ω) of the FET is small. Therefore, the gain of operational amplifier 01) 5 becomes very large (
(approximately 30 times). On the other hand, if the output of the operational amplifier OP7 is small, the F'ET's goo), i-i, pressure becomes low, and the unsaturated resistance between the drain and source becomes very large (for example, 20K).
LI), the gain of operational amplifier OP5 becomes very small (for example, 3 times).

また、例えば、ＢＧ電圧がＲ４６と工む３３の分割点で
例えば３．６■よシ高いときには、ｎＧ＋を圧が高いと
いうことでオペアンプＯＰ５のゲインを小さくする。逆
に低いときには所定値に達していないということでオペ
アンプＯＰ５のゲインを上げてやる。Further, for example, when the BG voltage is higher than, for example, 3.6 cm at the dividing point of R46 and 33, the gain of the operational amplifier OP5 is reduced because the nG+ voltage is high. On the other hand, when it is low, it means that the predetermined value has not been reached, so the gain of the operational amplifier OP5 is increased.

ゲインコントロール回路２０６の出力側に、抵抗几３０
とコンデンサＣ１５によって構成される積分回路が設け
られている。この積分回「６は、１３ＧＬ検出回路２１
０の抵抗Ｒ４０とコンデンサＣ１６によって構成される
積分回路の時定数（約０．２秒以下）よシも大きな約０
．５秒の時定数をもっている。このため、約０．５秒位
の間は、ゲインはほぼ一短となる。A resistor 30 is connected to the output side of the gain control circuit 206.
An integrating circuit is provided which includes a capacitor C15 and a capacitor C15. This integration time "6 is 13GL detection circuit 21
The time constant (approximately 0.2 seconds or less) of the integrating circuit composed of the resistor R40 of 0 and the capacitor C16 is also large.
．． It has a time constant of 5 seconds. Therefore, the gain is almost the same for about 0.5 seconds.

エンジンは、回転が一定で負荷条件が一定であっても常
に振動が変る。また、この振動は常に細かいリップルを
もっている。しだがって、抵抗Ｉｔ、３０とコンデンサ
Ｃ１５によって構成される積分回路がないと、振動のリ
ップル信号に対してゲインが（ゲイン可変増幅回路２０
５の）急変してしまう。比較器２１２においては、ＢＧ
Ｌと、ノックセンサ出力信号とを比軟する訳であるが、
センサ出力信号の方はゲインの急変に追従して変化する
が、ｌ３ＧＬは、抵抗Ｒ４０とコンデンサＣ１６との積
分時定数（約０．２秒）があるため、時定数分の応答遅
れが生じてしまう。すると、本来、ノック時のＢ　Ｇ　
Ｌと比軟すべきものが、前のＢＧＬとの比軟を行なって
しまうことになる。The vibration of an engine constantly changes even if the rotation is constant and the load conditions are constant. Moreover, this vibration always has small ripples. Therefore, if there is no integration circuit constituted by the resistor It, 30 and the capacitor C15, the gain (variable gain amplifier circuit 20
5) Things suddenly change. In the comparator 212, BG
L and the knock sensor output signal are compared,
The sensor output signal changes following the sudden change in gain, but since l3GL has an integration time constant (approximately 0.2 seconds) between resistor R40 and capacitor C16, there is a response delay corresponding to the time constant. Put it away. Then, originally when knocking, B G
What should be compared with L ends up being compared with the previous BGL.

比較器２１２からは、第９図σ◇に示す如き矩形波が出
力される。このパルス１６号は、マスク回路２１４２ブ
ｒしてノック信号心圧変換回路２１５に入力される。The comparator 212 outputs a rectangular wave as shown in σ◇ in FIG. This pulse No. 16 is passed through the mask circuit 2142 and input to the knock signal cardiac pressure conversion circuit 215.

マスク回ｒｌｉ＆２１４においては、トランジスタＴ５
が、準安定回路２１６からの出力１Ｊ号によってオンし
、この時の比較器２１２の出力がトランジスタＴ５を介
してアースに流れ込みマスクされる。トランジスタＴ５
がオフの時にはコンデンサＣ９に比ｉＥ器２１２からの
出力１８号は蓄イ責込れ、抵抗Ｒ５３を介してトランジ
スタＴ７をｉｉｈ　＝ｂする。In the mask circuit rli&214, the transistor T5
is turned on by the output No. 1J from the metastable circuit 216, and the output of the comparator 212 at this time flows into the ground via the transistor T5 and is masked. Transistor T5
When is off, the output No. 18 from the iE converter 212 is stored in the capacitor C9, and the transistor T7 is connected via the resistor R53 to iih=b.

トランジスタ１°７の駆動は抵抗几５４葡介して４００
０回転検出回路２１９からの出力１Ｇ−号によっても行
われる。トランジスタＴ６のベースに端子Ｓ１７から印
加される６源電圧は低重圧検出回路２２０　ｙｊｓらの
出力電圧である。エンジン始動時にはバッテリ電圧がｔ
シ「定の最低♂「答）比圧よりも低下する。バッテリ容
量が少なくなった時も同体である。この異常ｆｘ’ｓｔ
圧低下ＩＪｉデにはトランジスタ１゛６のベースに印加
される電圧Ｃよ、シ、）い「ば圧となり、正常電圧１’
ｌ、７には低い電圧となっている。１１１．い、Ｅ圧の
時にトランジスタＴ６はオンし、トランジスタＴ７は抵
抗Ｒ５３，Ｒ５４を介して印加される信号のいかんにか
かわらず、オフを継続する。一方、トランジスタＴ６の
ベースに印加される電圧が低い時にｔよ、トランジスタ
Ｔ６はオフし、この結果、トランジスタＴ７は、抵抗Ｒ
５３，Ｒ５４を介した％圧の値によってオン、オフの駆
動が行われる。Transistor 1°7 is driven by 400Ω through resistor 54
This is also performed by the output 1G- from the 0 rotation detection circuit 219. The six source voltage applied to the base of the transistor T6 from the terminal S17 is the output voltage of the low pressure detection circuit 220yjs. When the engine starts, the battery voltage is t.
The specific pressure decreases below the lowest specific pressure.The same is true when the battery capacity decreases.This abnormal fx'st
When the voltage decreases IJi, the voltage C applied to the bases of the transistors 1 and 6 becomes the normal voltage 1'.
1 and 7 have a low voltage. 111. When the voltage is E, the transistor T6 turns on, and the transistor T7 continues to turn off regardless of the signal applied through the resistors R53 and R54. On the other hand, when the voltage applied to the base of the transistor T6 is low, the transistor T6 is turned off, and as a result, the transistor T7 is turned off by the resistor R.
It is turned on and off depending on the % pressure value via R53 and R54.

第５図中、抵抗Ｒ５５、Ｉ？、５６　、　Ｒ５７，Ｒ６
０゜Ｒ，６２、ｈランジスタＴ４によって固定進角設定
回路が構成されておシ、この進角出力信号は、始動時の
進角のための端子Ｓ１７から供給される電源電圧によっ
て決まる。In Fig. 5, resistor R55, I? ,56,R57,R6
A fixed advance angle setting circuit is constituted by the 0°R, 62, h transistor T4, and this advance angle output signal is determined by the power supply voltage supplied from the terminal S17 for advance angle at the time of starting.

また、オペアンプ０ＰＩＩ、コンデンサＣ１７゜Ｃ１８
、抵抗几６４によって積分器が、構成されておシ、オペ
アンプ０Ｐ１２、抵抗几６５．几６９゜几７０．几７１
．几７３．几７２、ダイオードＤ５、トランジスタＴ８
によって最大電圧クランプ回路が構成されており、さら
に、オペアンプ０Ｐ１３、抵抗１も６７、、ＬＬ６８、
ダイオードＤ４によって峡小電圧クランプ回路が構成さ
れている。Also, operational amplifier 0PII, capacitor C17°C18
, the resistor 64 constitutes an integrator, the operational amplifier 0P12, the resistor 65 .几69゜几70.几71
．． 73. 72, diode D5, transistor T8
The maximum voltage clamp circuit is configured by
The diode D4 constitutes a small voltage clamp circuit.

この積分器、最大電圧クランプ回路、最小ｉＨ圧クラン
プ回路によって積分回路が構成されている。This integrator, maximum voltage clamp circuit, and minimum iH pressure clamp circuit constitute an integration circuit.

いま、比較器２１２の出力である第９図αつに示す如き
ノック信号により、トランジスタＴ７はノック信号に同
期してＯＮする。従って、第９図σ０に示すように、ノ
ック信号のパルスｍｔｏ（約４０〜７０μ庶位）の間、
トランジスタＴ７は導通し、電θ：［１１がオペアンプ
ｏｐｉｉよりコンデンサ０１８．Ｃ１７、抵抗几６３、
トランジスタＴ７を介してアースへと流れる。゛また、
この時のオペアンプ０ＰＩＩの出力電圧は３．６（Ｖ）
である。Now, in response to a knock signal as shown in FIG. 9, which is the output of the comparator 212, the transistor T7 is turned on in synchronization with the knock signal. Therefore, as shown in FIG. 9 σ0, during the knock signal pulse mto (approximately 40 to 70 μm),
The transistor T7 is conductive, and the voltage θ: [11 is connected to the capacitor 018. C17, resistance 63,
It flows to ground via transistor T7.゛Also,
At this time, the output voltage of operational amplifier 0PII is 3.6 (V)
It is.

したがって、この時のオペアンプ０Ｐ１１の１パルス当
シのｉｔ電圧上昇率電圧上昇／■パルス）ΔＶｌは次の
ようになる。Therefore, the IT voltage increase rate per pulse of the operational amplifier 0P11 at this time (voltage rise/(pulse)) ΔVl is as follows.

よシ、 但し、′８お：ＣはコンデンサＣ１７，０１Ｂの直列存
置値である。このａａ式から明らかなように、オペアン
プｏｐｔ１の出力電圧は、ノッキングパルス数に比例し
て第９図α）に示す如く上昇することになる。However, '8o:C is the series value of capacitor C17,01B. As is clear from this aa equation, the output voltage of the operational amplifier opt1 increases in proportion to the number of knocking pulses as shown in FIG. 9 α).

ツェナダイオードＺＤ４のツェナー電圧は６（Ｖ）であ
る。また、オペアンプ０ＰＩＩのｅ端子は一３ボルトと
なっている。し／こがって、オペアンプ０ＰＩＩに単安
定回路２１６から１パルス入力するごとにオペアンプ０
Ｐ１１の出力電圧は、下記の電圧下降率（下降電圧値／
周期）ΔＶ２に従って下降することになる。The Zener voltage of the Zener diode ZD4 is 6 (V). Also, the e terminal of the operational amplifier 0PII is 13 volts. Therefore, every time one pulse is input from the monostable circuit 216 to the operational amplifier 0 PII, the operational amplifier 0
The output voltage of P11 is determined by the following voltage fall rate (falling voltage value/
period) ΔV2.

したがって、 この電圧降下率Δｖ２はエンジンのトルク、馬力等の動
力性能を考慮し電圧上昇率Δｖ１の約１１５０に設定さ
れている。積分器の出力は、その最大値をｊ々犬クりン
プ回路のクランプ′屯圧によりクランプされ、その最小
値を最小クランプ回路のクランプ電圧によってクランプ
される。Therefore, this voltage drop rate Δv2 is set to approximately 1150 of the voltage increase rate Δv1 in consideration of engine torque, horsepower, and other power performance. The output of the integrator is clamped at its maximum value by the clamp voltage of the j-dog crimp circuit, and at its minimum value by the clamp voltage of the minimum clamp circuit.

４責分回路は、エンジン始動時には、低電圧検出回路２
２０の出力電圧によりトランジスタＴ４がオンすること
により特定の進角特性（進角値）を持だぜるようにしで
ある。この進角特性は、ノック信号電圧変換回路２１５
の積分回路が指令を行いリタード回路５０２が実際の進
角（遅角）制御を行う。このリタード回路５０２は例え
ば、下記文献（［Ｊ、　Ｓ、ｐａｔｅｎｔ　ａｐｐｌ　
１ｃａｔｉｏｎ、　Ｓｅｒ、、Ｈ８０２０２、ｂｙ　Ｎ
ｏｂｏｒｕ　Ｓｕｇｉｕｒａ、　ｆｉｌｅｄｏｃｔｏｂ
ｅｒ　１．１９７９　　ａｎｄ　ａｓｓｉｇｎｅｄ　ｔ
ｏ　ｔｈｅａｓｓｉｇｎｅｅ　ｏｆ　ｔｈｉｓ　ａｐｐ
ｌｉｃａｔｉｏｎ”　■ｇｎ目ｉｏｎｔｉｒｎｊｎｇ　
ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｙｓｔｅｍ　ｆｏｒ　ｉｎｔｅｒｎ
ａｌｃｏｍｂｕｓｔｉｏｎ　ｅｎｇｉｎｅ”）に示され
たものが使用される。The four responsible circuits are low voltage detection circuit 2 when starting the engine.
When the transistor T4 is turned on by the output voltage of 20, a specific advance angle characteristic (lead angle value) is obtained. This advance angle characteristic is based on the knock signal voltage conversion circuit 215.
The integrator circuit 502 issues a command, and the retard circuit 502 performs actual advance (retard) control. This retard circuit 502 is described, for example, in the following document ([J, S, patent appl.
1cation, Ser,, H80202, by N
oboru Sugiura, filedoctob
er 1.1979 and assigned
o theassignee of this app
cation”
control system for intern
Alcombustion engine”) is used.

ここでリタード回路５０２の動作について説明する。Here, the operation of the retard circuit 502 will be explained.

一般に、点火時期特性は相対的なものであシ、ディスト
リビュータと、Ｉ車用されている点火装置で決まるある
運転モードに従って決定される。また、ノック時の最大
遅角特性を与えておき、ノック時にこの特性に乗るよう
にしている。第１１図には、進角及び遅角特性を示し、
実線はある運転モードでの吸小迎角（即ち最小クランプ
電圧）特性、点線はノック時の最大遅角（即ち最大クラ
ンプ室圧）特性を示している。低速時、例えば２００ｆ
ｐｍ以下では、点火時期特性で決まる最大進角特性にな
るべく制ｆ１卸する。かかる特性を採用する理由は、起
動時の始動を確実に達成するためである。In general, ignition timing characteristics are relative and are determined according to a certain operating mode determined by the distributor and ignition system being used for the I-vehicle. Additionally, a maximum retardation characteristic is given during knocking, and this characteristic is used during knocking. Figure 11 shows the lead angle and retard angle characteristics,
The solid line shows the suction/minimum attack angle (i.e., minimum clamp voltage) characteristic in a certain operation mode, and the dotted line shows the maximum retard angle (i.e., maximum clamp chamber pressure) characteristic at the time of knock. At low speed, e.g. 200f
Below pm, f1 is controlled as much as possible to achieve the maximum advance characteristic determined by the ignition timing characteristic. The reason for adopting such characteristics is to ensure starting at startup.

即ち、始動時、点火時期を遅らせるとエンジンは逆回転
トルクを生じ、スタータの負荷は非常に犬となる。この
結果、スタータの駆動電流が異常に大となりスタータで
はエンジンをまわずことかできなくなシ、いわゆる始動
失敗となる。かかる始動失敗をなくすために、始動時、
例えば２００ｒｒｎ以下では、点火時期特性で決まる最
大進角特性にさせている。That is, when starting, if the ignition timing is delayed, the engine generates reverse rotation torque, and the load on the starter becomes extremely heavy. As a result, the driving current of the starter becomes abnormally large, and the starter cannot do anything but turn the engine, resulting in a so-called starting failure. In order to eliminate such startup failures, at the time of startup,
For example, below 200 rrn, the maximum advance angle characteristic is determined by the ignition timing characteristic.

以上の特徴を達成すべきリタード回路の特性を第１２図
に示す。図示する如く、ノック信号′覗圧変換回路２１
５の積分回路の出力、川Ｊちれ゛（分器の出力電圧に対
して一定角度傾か１特性となるべくリタードｌ；〒性を
持っている。このため、毎周期一定角度の進角となる。FIG. 12 shows the characteristics of a retard circuit that should achieve the above characteristics. As shown in the figure, the knock signal 'peep pressure conversion circuit 21
The output of the integrator circuit in No. 5 has a retard characteristic so that it has a constant angle inclination with respect to the output voltage of the divider. Therefore, it advances by a constant angle every cycle. .

即ち、点火時期はノッキングパルス故に応じて遅角しな
がら毎周期一定角度進角する構成となっている。That is, the ignition timing is configured to advance by a constant angle every cycle while being retarded in response to the knocking pulse.

また、バッテリ電源は■や端に接続され、ツェナダイオ
ードＺＤ５によシ所定電圧（６，２Ｖ　）以上のｌ’ｔ
ｔ圧はカットされ、Ｂ＝６．２Ｖが出力される。In addition, the battery power supply is connected to
The t pressure is cut and B=6.2V is output.

端子８２及びＭ１′ｒｊ子Ｓ１７は始動検出を反映した
電圧となる。′即ぢ、始動時にはバッテリ電圧が低下す
る。その低下量が基準値以上になるとトランジスタＴ１
４はオフし、端子Ｓ２と端子８１７とは同じ値となる。The voltage at the terminal 82 and the M1'rj terminal S17 reflects the start detection. 'Immediately, the battery voltage drops when starting. When the amount of decrease exceeds the reference value, transistor T1
4 is turned off, and terminal S2 and terminal 817 have the same value.

バッテリの電源容１汁が低下した時にも同じ動作となる
。バッテリの１ｕ源電圧がｊ［常であれば、トランジス
タＴ１４はオンであり、端子Ｓ１７電圧は略アース電位
となり、ＣＩＭ子８２屯圧は抵抗几９７によるドロップ
電圧相当となる。The same operation occurs when the power supply capacity of the battery decreases. If the 1U source voltage of the battery is normal, the transistor T14 is on, the voltage at the terminal S17 is approximately at ground potential, and the voltage across the CIM element 82 is equivalent to a drop voltage due to the resistor 97.

抵抗１ｉ７は比較的高抵抗（２２にΩ〕に設定している
。この端子８１７％、圧はトランジスタＴ４のベース、
トランジスタＴ６のペースに印加しており、始動時の所
定の進角特性を設定する。The resistor 1i7 is set to a relatively high resistance (22Ω).This terminal 817%, the voltage is the base of the transistor T4,
It is applied to the pace of transistor T6, and sets a predetermined advance angle characteristic at the time of starting.

次にかかるリタード回路５０２を制御する積分回路の動
作、特に起動待進角を行う始動時対策について述べよう
。ツェナダイオードＺＤ３は約６（Ｖ）のツェナー電圧
を持ち、電源電圧（Ｖや）が低い時、即ちスクータオン
のエンジン始動時には、抵抗几９９．１４１００の中点
電圧がツェナダイオードＺＤ３をオンできなくなる。こ
のため、トランジスタＴ１４がオフし、トランジスタＴ
６゜Ｔ７か九イする。この時、トランジスタＴ７はオフ
となる。またトランジスタＴ４のオンにより電源よシ抵
抗Ｒ６２ｆ：通して電流１２と同じ方向に電γノｉシが
流れ、オペアンプ０Ｐ１１の出力はに点電圧と同じ電圧
迄減少しクランプされることになる。Next, we will discuss the operation of the integrating circuit that controls the retard circuit 502, and in particular, the countermeasures for starting by adjusting the starting waiting angle. The Zener diode ZD3 has a Zener voltage of about 6 (V), and when the power supply voltage (V) is low, that is, when the scooter is on and the engine is started, the midpoint voltage of the resistor 99.14100 cannot turn on the Zener diode ZD3. Therefore, the transistor T14 is turned off, and the transistor T14 is turned off.
6° T7 or nine. At this time, transistor T7 is turned off. Further, when the transistor T4 is turned on, a current γ current flows through the power supply resistor R62f in the same direction as the current 12, and the output of the operational amplifier 0P11 decreases to the same voltage as the point voltage and is clamped.

このに点電圧が第１２図に示す最小クランプ電圧１．５
（Ｖ）に対応する。このクランプされた出力が第１１図
に点線で示す始動時の最大進角特性を設定することにな
る。これによって、リタード回路１３２が制御され、最
大遅角１ｊ＋♀性にｆＸｌ定さｉシることになる。The voltage at this point is the minimum clamp voltage 1.5 shown in Figure 12.
Corresponds to (V). This clamped output sets the maximum advance angle characteristic at the time of starting, which is shown by the dotted line in FIG. As a result, the retard circuit 132 is controlled, and fXl is set to the maximum retard angle 1j+♀.

次にＦ　　Ｖ　発生器２１７について説明する。トラン
ジスタＴ１２は単安定回路２１６からの出力信号の１１
で且つトランジスタＴ９のオフ時の２条件成立によって
オンする。この結果、第９図０】のパルス幅ｔ１でオン
することになる。このパルスの周期は回転数に比例する
故、結局、トランジスタＴ１２は回転数に応じて駆動さ
れる。オペアンプ０Ｐ１４のプラス端子には抵抗Ｒ６７
とＲ６８の接続点の電圧（約１．７　Ｖ　）が印加され
ている。Next, the F V generator 217 will be explained. Transistor T12 is connected to the output signal 11 of the monostable circuit 216.
The transistor T9 is turned on when two conditions are met when the transistor T9 is off. As a result, it turns on with a pulse width t1 of FIG. 9. Since the period of this pulse is proportional to the rotational speed, the transistor T12 is eventually driven according to the rotational speed. Resistor R67 is connected to the positive terminal of operational amplifier 0P14.
A voltage (approximately 1.7 V) at the connection point between R68 and R68 is applied.

トランジスタＴ１２のオン時には、オペアンプ０１）　
１４の出力側からコンデンサＣ１９→几８４→Ｔ１２→
アースなる経路が作られ、コンデンサＣ１９は充電され
る。トランジスタＴ１２のオフ時にはコンデンサＣ１９
の電荷（徒抵抗几８５に流れる。オペアンプ０Ｐ１４は
プンスψ１Ｍ子、マイリース端子に印加する電圧の偏差
に対応する出力全発生し、コンパレータＣＯ３のマイナ
スｐＨＢ子に印加される。寸だコンパレータＣＯ３のプ
ラス端子には抵抗Ｒ８８，几８９に分圧された一定電圧
（３，ＯＶ　）が印加されている。コンパレータＣＯ３
のマイナス端子には１．７Ｖ以上で且つ回転数に応じ／
こ電圧が印加され、一定、ｄ圧３ｖと比較される。When transistor T12 is on, operational amplifier 01)
From the output side of 14, capacitor C19 → 几84 → T12 →
A path to ground is created and capacitor C19 is charged. When transistor T12 is off, capacitor C19
The electric charge (flows to the waste resistor 85).The operational amplifier 0P14 generates an output corresponding to the deviation of the voltage applied to the pins ψ1M terminal and the mileage terminal, and is applied to the negative pHB terminal of the comparator CO3. A constant voltage (3, OV) divided by resistor R88 and 89 is applied to the positive terminal.Comparator CO3
The negative terminal of is 1.7V or more and depending on the rotation speed /
This voltage is applied and compared with a constant d-voltage of 3V.

３Ｖ以上り時にコンパレータＣＯ３の出力はＬとなり、
３ｖ以下の時は■１となる。基準となる電圧３ｖは高速
回転時対応の電圧である。Ｊ（一体重には、この電圧３
ｖに対応する回転数は２０００聯に設定している。従っ
て、２０００ｒｐｍ以下の時のみ、コンパレータＣ０３
の出力は■１になる。２０００ｒｌｌｌｌｌ以下の回転
の１１１にノック信号電圧変換回路２１５のトランジス
タＴ８をオンする。トランジスタＴ８のオンによシオベ
アンプ０Ｐ１２のマイナス端への印加１．［圧はトラン
ジスタＴ８オフ時に比べて低くなる。冑、ダイオードＤ
９、抵抗几９０はヒステリシス特性を持たせるものであ
シ、２０００ｒｐｍＫ対してこの回路が応動するのに時
間がかかり、その間若干回転数が上昇することがあシ、
この上昇分を見越した出力を得るようにしている。When the voltage exceeds 3V, the output of comparator CO3 becomes L,
When it is 3v or less, it becomes ■1. The reference voltage 3V is a voltage compatible with high speed rotation. J (for one weight, this voltage 3
The rotation speed corresponding to v is set to 2000 yen. Therefore, only when the speed is below 2000 rpm, comparator C03
The output becomes ■1. The transistor T8 of the knock signal voltage conversion circuit 215 is turned on at 111 when the rotation is 2000rllllll or less. When the transistor T8 is turned on, the voltage is applied to the negative terminal of the amplifier 0P12.1. [The voltage is lower than when the transistor T8 is off. helmet, diode D
9. The resistor 90 has a hysteresis characteristic, so it takes time for this circuit to respond to 2000 rpmK, and the rotation speed may increase slightly during that time.
We try to obtain output that takes into account this increase.

また、オペアンプ０Ｐ１４の出力は、コンバレーりＣＯ
４の（へ）端子に印加される。このコンバレー　タＣ０
４（７）＠３９＃Ａ子には抵抗１ｔ９４、抵抗几９５と
ｉｔ　ｉ　０９の直列抵抗に分圧された一定電圧（５、
ＯＶ）が印加されている。コンパレータＣＯ４の（→端
子には、１．７Ｖ以上でかつ回転数に応じた電圧が印加
され、一定Ｔｉ、圧５ｖと比１１文される。５Ｖ以上の
時にコンパレータＣＯ４の出力はＬとなり　５Ｖ以下の
時は■■となる。基準となるｆｊｔ圧５Ｖは高速回転時
対応の電圧である。具体的にぐ」、この電圧５■に対応
する回転数は、４０００ｒｐ＋＋に設定している。従っ
て、４０００ｒｐｍ以下の時のみコンパレータＣ０４の
出力はＩｉになる。４０００１’Ｐｍ以上の回１ｊｊｊ
になると、ノック信号電圧変換回路２１５のトランジス
タＴ８がオンしたと同様の状Ｊ廓になシ、オペアンプ０
Ｐ１２の（へ）”ＩＩＡへの印加′巾〕圧が低くなる。In addition, the output of the operational amplifier 0P14 is the converter CO
It is applied to the (to) terminal of 4. This converter C0
4 (7) @ 39 #A has a constant voltage (5,
OV) is applied. A voltage of 1.7 V or more and corresponding to the rotation speed is applied to the (→ terminal of comparator CO4), and the ratio is 11 with constant Ti and pressure of 5 V. When the voltage is 5 V or more, the output of comparator CO4 becomes L, which is 5 V or less. When , it becomes ■■.The reference fjt pressure 5V is a voltage corresponding to high speed rotation.Specifically, the rotation speed corresponding to this voltage 5■ is set to 4000 rpm++.Therefore, The output of comparator C04 becomes Ii only when the speed is below 4000 rpm.When the speed is above 40001'Pm, 1jjj
When the transistor T8 of the knock signal voltage conversion circuit 215 is turned on, the operational amplifier 0 is turned on.
The pressure applied to IIA of P12 becomes lower.

次に７工ルセーフ回Ｅ；ｉ’ｒ　２１８について説明す
る。Next, the 7-engine safety round E; i'r 218 will be explained.

このフェルセーフ回路２１ｓｔよ、オープン（矢高を行
なうものであシ、ある回転範１；Ｉｆで（２０００ｒ−
以上で）ＢＧＩｉＩ圧が１ｖ以−ヒになっているかをオ
ペ７”プＯＰ９で判断している。このオペアンプＯＰ　
９　（７）　ＨＤ”ａ子は基準電圧Ｖｔ＊ｆ　（３，６
Ｖ）プラスｌＶとなっている。正常時は、２０００１−
以上でｌＶ以上ＢＧ電圧はある。しかし、入力オープン
になると、１３Ｇ電圧が１ｖ以下になるので検出できる
。This fail-safe circuit 21st is open (it performs an arrow height), and in a certain rotation range 1; If (2000r-
In the above), whether the BGIiI pressure is 1 V or higher is determined by operation 7" OP9.This operational amplifier OP
9 (7) HD"a child has reference voltage Vt*f (3,6
V) plus lV. Normally, 20001-
The BG voltage is above 1V. However, when the input becomes open, the 13G voltage becomes 1v or less, so it can be detected.

正常（Ｃ作動しているときは、オペアンプＯＰ　９の（
力入力の方が大きいので出力からＩ（Ｉ　Ｇ　Ｈ信号が
出ていて、１−ＩＩＧＨ信号がトランジスタＴ１３のベ
ースに印加されてトランジスタＴ１３ｕ：ＯＮしている
。このトランジスタＴ１３がＯＮするとノック（−号電
圧変換回路２１５のトランジスタＴ　８　＆、Ｊ、カッ
トオフしているため力Ｊｌ常のノック制御が行われる。Normally (when C is operating, operational amplifier OP9's (
Since the force input is larger, the I(IGH) signal is output from the output, and the 1-IIGH signal is applied to the base of the transistor T13, turning on the transistor T13u. When this transistor T13 turns on, a knock (- Since the transistors T 8 &, J of the signal voltage conversion circuit 215 are cut off, constant knock control is performed with the force Jl.

もしオーブン故Ｍｃのときは、トランジスタＩ′１３は
オフし、トランジスタＴ８がＯＮするため、最大リター
ド値までリタードされる。If the oven failure Mc occurs, the transistor I'13 is turned off and the transistor T8 is turned on, so that the retardation is performed to the maximum retard value.

したがって、本人ｈＷ例によれば、ノイズマスク信号に
よる減衰信号の影響を受けることがない。Therefore, according to the example of the principal hW, there is no influence of the attenuation signal due to the noise mask signal.

以」二説明したように、本発明によれば、適確なノック
制御を行なうことができる。As explained above, according to the present invention, accurate knock control can be performed.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の全体（１４成図、第２１図〜第８１閾
は第１図の詳Ａ１ｕ回路図、第９１２はタイムチャート
、第１０図はＢ　Ｉ）　Ｆ　シ圧−ＬＩＧ電圧Ｉｌｔ性
図、第１１図、　；窮１２図は！庁性説明図である。 θ （Ｃｒ）Fig. 1 shows the entire present invention (14 diagrams, Fig. 21 to 81 threshold are detailed A1u circuit diagram of Fig. 1, Fig. 912 is a time chart, and Fig. 10 is B I). Sexual chart, figure 11,; and figure 12! It is an explanatory diagram of agency. θ (Cr)

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １、エンジンの振動を検出して出力するノックセンサか
らの信号を増幅する増幅器と、該増幅器からの出力のノ
ッキング発生周波数領域を取シ出すバンドパスフィルタ
と、該バンドパスフィルタからの出力を可変増幅するゲ
イン可変増幅回路と、該ゲイン可変増幅回路からの出力
信号を半波整流して平均値化する第１の手段と、前記ゲ
イン可変増幅回路からの信号を所定増幅するノック信号
増幅回路と、前記第１の手段からの出力によって前記ゲ
イン可変増幅回路のゲインを制御するゲインコントロー
ル回路と、前記第１の手段からの出力値と前記ノック信
号増幅回路からの出力値とを比較してノックの強度に応
じて点火時期をリタードする信号を出力する第２の手段
と、該第２の手段からの出力信月の内点火コイルのしゃ
断時に同期して出力される一定パルス幅の信号によって
点火ノズルを除去する第３の手段とを有するノック制御
装置において、上記点火コイルのしゃ断時に同期して出
力されるパルスの立上り波形と立下シ波形とに傾斜を持
たせる手段を設けたことを特徴とするノック制御装置。1. An amplifier that amplifies the signal from the knock sensor that detects and outputs engine vibration, a bandpass filter that extracts the knocking frequency range of the output from the amplifier, and a variable output from the bandpass filter. a variable gain amplifier circuit for amplifying; a first means for half-wave rectifying the output signal from the variable gain amplifier circuit and averaging it; and a knock signal amplifier circuit for amplifying the signal from the variable gain amplifier circuit to a predetermined value. , a gain control circuit that controls the gain of the variable gain amplifier circuit based on the output from the first means; and a gain control circuit that compares the output value from the first means and the output value from the knock signal amplification circuit to generate a knock signal. a second means for outputting a signal for retarding the ignition timing according to the strength of the ignition timing; and a third means for removing the nozzle, characterized in that the knock control device is provided with means for giving a slope to a rising waveform and a falling waveform of a pulse output in synchronization with the time when the ignition coil is cut off. knock control device.
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